WO2011052328A1 - 同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器 - Google Patents

同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器 Download PDF

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inner conductor
dielectric
conductor
wireless communication
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雅史 堀内
吉川　博道
克朗 中俣
久木田　壮太郎
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京セラ株式会社
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
    • H01P1/2053—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities the coaxial cavity resonators being disposed parall to each other
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/04—Coaxial resonators

Definitions

  • the present invention relates to a coaxial resonator having excellent electrical characteristics, a dielectric filter using the same, a wireless communication module, and a wireless communication device.
  • a coaxial resonator composed of an inner conductor arranged on the inner surface of a through hole formed in a dielectric block and an outer conductor arranged on the outer surface of the dielectric block.
  • a coaxial resonator composed of an inner conductor arranged on the inner surface of a through hole formed in a dielectric block and an outer conductor arranged on the outer surface of the dielectric block.
  • the first resonance mode is a resonance mode having the lowest resonance frequency among the resonance modes of a large number of coaxial resonators
  • the second resonance mode is a resonance mode having the second lowest resonance frequency. That is.
  • an improvement in the Q value in the first resonance mode means an improvement in the electrical characteristics of the coaxial resonator.
  • the present invention has been devised in view of such problems in the prior art, and its purpose is to have a large Q value in the first resonance mode, the resonance frequency of the first resonance mode and the second resonance mode.
  • An object of the present invention is to provide a coaxial resonator having a large interval from the resonance frequency of the resonance mode, a dielectric filter using the same, a wireless communication module, and a wireless communication device.
  • a first coaxial resonator according to the present invention is disposed on an inner surface of a dielectric block and a first through hole formed across a second main surface facing the first main surface of the dielectric block. And a first inner conductor having one of the first main surface side and the second main surface side connected to a reference potential, and surrounding the first inner conductor on a side surface of the dielectric block. An outer conductor connected to a reference potential, and surrounding the first inner conductor and the outer dielectric so as to surround the first inner conductor between the first inner conductor and the outer conductor A low dielectric constant portion having a dielectric constant lower than that of the block is formed.
  • the second coaxial resonator according to the present invention is characterized in that, in the first coaxial resonator, the low dielectric constant portion is a recess formed in the first main surface of the dielectric block. It is what.
  • the third coaxial resonator according to the present invention is characterized in that, in the second coaxial resonator, the first main surface side of the first inner conductor is connected to a reference potential. .
  • the dielectric filter of the present invention is configured such that a plurality of the first through holes, each having the first inner conductor disposed on the inner surface, are arranged in a row in the dielectric block at intervals. Further, from the first main surface of the dielectric block so as to be adjacent to the plurality of the first to third coaxial resonators and the first through hole located at one end of the row.
  • the second inner conductor disposed on the inner surface is formed over the second main surface and is located at the other end of the row and the second through-hole electrically connected to the external circuit.
  • the dielectric block is formed from the first main surface to the second main surface so as to be adjacent to the first through hole, and a third inner conductor disposed on the inner surface is externally provided.
  • a third through hole electrically connected to the circuit, and each of the first inner conductors Enclose the to surround between the outer conductor and the inner conductor of the first, the is characterized in that the low dielectric portion is formed.
  • the wireless communication module of the present invention includes an RF unit including the dielectric filter and a baseband unit connected to the RF unit.
  • the wireless communication device of the present invention is characterized in that an antenna is connected to the RF section of the wireless communication module.
  • the coaxial resonator of the present invention it is possible to obtain a coaxial resonator having a large Q value in the first resonance mode and a large interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode. it can.
  • FIG. 1 is an external perspective view schematically showing a coaxial resonator of a first example of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line A-A ′ of FIG. 1. It is a top view which shows typically the 1st main surface of the dielectric filter of the 2nd example of embodiment of this invention.
  • FIG. 4 is a plan view schematically showing a second main surface of the dielectric filter of FIG. 3.
  • FIG. 4 is a sectional view taken along line B-B ′ in FIG. 3. It is a block diagram which shows typically the radio
  • FIG. 1 is an external perspective view schematically showing a coaxial resonator of a first example of an embodiment of the present invention.
  • 2 is a cross-sectional view taken along line AA ′ of FIG.
  • the coaxial resonator of this example includes a dielectric block 10, a through hole 11, a first inner conductor 13, an outer conductor 15, a recess 17, and a ground conductor 19. It has.
  • the dielectric block 10 is made of a rectangular parallelepiped dielectric.
  • the through hole 11 is formed so as to penetrate the dielectric block 10 from the central portion of the first main surface of the dielectric block 10 to the central portion of the second main surface facing the dielectric block 10.
  • the concave portion 17 is formed between the peripheral edge of the first main surface of the dielectric block 10 and the through hole 11 so as to be spaced from both, and is formed in a rectangular ring shape so as to surround the through hole 11. ing.
  • the inside of the concave portion 17 is filled with air, and the dielectric constant in the recess 17 is lower than the dielectric constant of the region other than the recess 17 of the dielectric block 10. That is, the inside of the concave portion 17 is a low dielectric constant portion having a dielectric constant lower than that of the surrounding dielectric block 10.
  • the ground conductor 19 is disposed over the entire area excluding the recess 17 on the first main surface of the dielectric block 10, and is connected to a reference potential (ground potential).
  • the outer conductor 15 is disposed so as to surround the first inner conductors 13 a and 13 b over the entire four side surfaces of the dielectric block 10.
  • the outer conductor 15 is connected to a ground conductor 19 disposed outside the concave portion 17 on one main surface of the dielectric block 10, and is connected to a reference potential (ground potential) through the ground conductor 19.
  • the first inner conductor 13 is disposed on the entire inner surface of the through hole 11.
  • One end in the length direction of the first inner conductor 13 is connected to a ground conductor 19 disposed between the through hole 11 and the recess 17 on the first main surface of the dielectric block 10. And connected to a reference potential (ground potential) via a ground conductor 19.
  • a reference potential ground potential
  • the second main surface of the dielectric block 10 has no conductor and is an open end.
  • the coaxial resonator of the present example having such a configuration, the first inner conductor 13 and the outer conductor that surrounds the first inner conductor 13 with a distance from the first inner conductor 13 via a dielectric.
  • the concave portion 17 is formed on the first main surface of the dielectric block 10 so as to surround the first inner conductor 13 between the first inner conductor 13 and the outer conductor 15. Is formed. In addition, no conductor is disposed on the inner surface of the recess 17. That is, the inner surface of the recess 17 is a conductor non-formation region. Further, since the concave portion 17 is filled with air, the concave portion 17 is a low dielectric constant portion having a dielectric constant lower than that of the surrounding dielectric block 10.
  • the first resonance mode here is a mode in which the electric field is oriented along a radial path from the first inner conductor to the outer conductor.
  • the concave portion 17 that is a low dielectric constant portion continuously surrounds the entire periphery of the first inner conductor 13, it is possible in all directions around the first inner conductor 13. Since the effective dielectric constant can be reduced, the interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode can be increased. That is, according to the study using the electromagnetic field analysis of the present inventor, for example, the recesses 17 are formed at two locations facing each other across the first inner conductor 13 on one straight line passing through the first inner conductor 13. In this case, the resonance mode in which the electric field is oriented along the path orthogonal to the through hole 11 in the region where the recess 17 does not exist becomes the second resonance mode.
  • an L-shaped recess 17 is formed around the first inner conductor 13 so as to cover two directions around the first inner conductor 13 which are 90 ° different from each other when viewed from the first inner conductor 13. If formed, the resonance mode in which the electric field is oriented along the path perpendicular to the through hole 11 in the remaining two-direction L-shaped regions where the recess 17 does not exist becomes the second resonance mode. The effect of increasing the interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode is hardly obtained.
  • the concave portion 17 continuously surrounds the entire periphery of the first inner conductor 13, an effective dielectric in all directions around the first inner conductor 13. Since the ratio can be reduced, the interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode can be increased.
  • the coaxial resonator of the present example since the first main surface side of the first inner conductor 13 is connected to the ground potential, a low dielectric is formed around the ground end side of the first inner conductor 13. A concave portion 17 that is a rate portion is formed. Thereby, compared with the case where the low dielectric constant portion is formed around the open end side of the first inner conductor 13, the distance between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode. Can be further increased. The reason why this effect is obtained is that the effective dielectric constant of the area around the ground end side of the first inner conductor 13 is smaller than the effective dielectric constant of the area around the open end side. This is probably because the impedance on the ground end side of one inner conductor 13 is larger than the impedance on the open end side.
  • the depth of the concave portion 17 has a remarkable effect that it has a depth of more than half of the dielectric thickness between the first main surface and the second main surface of the dielectric block 10. Desirable to get. Further, the larger the width of the recess 17, the greater the effect that can be obtained, but the greater the width of the recess 17, the lower the mechanical strength. Therefore, the width of the concave portion 17 may be set to an appropriate value depending on the dielectric constant, size, mechanical strength, and desired effect size of the dielectric block 10.
  • FIG. 3 is a plan view schematically showing a first main surface of a dielectric filter according to a second example of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a plan view schematically showing a second main surface of the dielectric filter of FIG. 5 is a cross-sectional view taken along line BB ′ of FIG.
  • BB ′ cross-sectional view taken along line BB ′ of FIG.
  • the dielectric filter of this example includes a dielectric block 10, a plurality of first through holes 11 a and 11 b, a second through hole 21, and a third through hole 31.
  • the plurality of first through holes 11a and 11b are formed across the second main surface facing the first main surface of the dielectric block so as to be arranged in a line at intervals.
  • the first inner conductors 13a and 13b are arranged over the entire inner surfaces of the respective first through holes 11a and 11b.
  • Each first inner conductor 13a, 13b is connected to the ground conductor 19 on the first main surface side, and is connected to the ground potential via the ground conductor 19.
  • the concave portion 17 includes the first main surface of the dielectric block 10 so as to continuously surround the first inner conductors 13a and 13b between the first inner conductors 13a and 13b and the outer conductor 15.
  • the inner surface of the recess 17 is a conductor non-formation region.
  • the second through hole 21 is formed from the first main surface to the second main surface of the dielectric block 10 so as to be adjacent to the first through hole 11a located at one end of the row.
  • the second inner conductor 23 is disposed on the inner surface of the second through hole 21 and is connected to the first input / output electrode 41 disposed on the first main surface of the dielectric block 10. It is electrically connected to an external circuit through the first input / output electrode 41.
  • the third through hole 31 is formed from the first main surface to the second main surface of the dielectric block 10 so as to be adjacent to the first through hole 11b located at the other end of the row.
  • the third inner conductor 33 is disposed on the inner surface of the third through hole 31 and is connected to the second input / output electrode 42 disposed on the first main surface of the dielectric block 10. It is electrically connected to an external circuit through the second input / output electrode 42.
  • the ground conductor 19 is disposed in a region excluding the concave portion 17 on the first main surface of the dielectric block 10 and spaced from the first input / output electrode 41 and the second input / output electrode 42. Connected to potential.
  • the outer conductor 15 is disposed so as to surround the first inner conductors 13 a and 13 b over the entire four side surfaces of the dielectric block 10, and is connected to the ground conductor 19. Connected to ground potential.
  • the first to fourth capacitor electrodes 51 to 54 are arranged side by side on the second main surface of the dielectric block 10, and a predetermined capacitance is formed between adjacent capacitor electrodes.
  • the first capacitive electrode 51 is connected to the second inner conductor 23
  • the second capacitive electrode 52 is connected to the first inner conductor 13a
  • the third capacitive electrode 53 is connected to the first inner conductor 13a.
  • the fourth capacitive electrode 54 is connected to the inner conductor 13 b and the fourth capacitor electrode 54 is connected to the third inner conductor 33.
  • the dielectric filter of this example having such a configuration mainly includes the first filter when an electric signal is input to the second inner conductor 23 via the first input / output electrode 41 connected to an external circuit.
  • the coaxial resonator composed of the first inner conductor 13a and the outer conductor 15 is excited by the coupling between the capacitive electrode 51 and the second capacitive electrode 52 via the electrostatic capacitance.
  • the coaxial resonator including the first inner conductor 13b and the outer conductor 15 also resonates mainly due to the coupling between the second capacitor electrode 52 and the third capacitor electrode 53 due to electrostatic capacitance.
  • An electric signal is output via the third inner conductor 33 and the second input / output electrode 42 mainly due to the coupling between the third capacitor electrode 53 and the fourth capacitor electrode 54 due to electrostatic capacitance.
  • a signal in a frequency band including the resonance frequency of the coaxial resonator selectively passes, it functions as a bandpass filter.
  • the dielectric filter of this example has a configuration in which a plurality of the coaxial resonators of the first embodiment described above are formed in the dielectric block 10, and the plurality of coaxial resonators are electromagnetic.
  • a band-pass filter is configured by combining them.
  • a band is formed using a coaxial resonator having a high Q value and a large interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode. Since the pass filter is configured, it is possible to obtain a dielectric filter excellent in frequency selectivity with low loss and small spurious near the pass band.
  • the dielectric filter of this example since the recesses 17 surrounding the plurality of first inner conductors 13a and 13b are integrated, the gap between the adjacent first inner conductors 13a and 13b is integrated. Therefore, it is possible to prevent the useless space and the mechanical strength from being lowered.
  • the dielectric block 10 is made of a resin such as an epoxy resin or a ceramic such as a dielectric ceramic. It can.
  • a glass-ceramic material that can be fired at a relatively low temperature of about 1200 ° C. is preferably used.
  • conductive materials mainly composed of Ag alloys such as Ag, Ag-Pd, Ag-Pt, Cu-based, W-based, Mo-based, Pd-based conductive materials, etc. are suitable. Used.
  • the thicknesses of the various electrodes and conductors are set to 0.001 to 0.2 mm, for example.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically showing the wireless communication module 80 and the wireless communication device 85 of the third example of the embodiment of the present invention.
  • the wireless communication module 80 of this example includes a baseband unit 81 that processes baseband signals, and an RF unit 82 that is connected to the baseband unit 81 and processes RF signals after modulation of the baseband signals and before demodulation. And.
  • the RF unit 82 includes the dielectric filter 821 of the second example of the above-described embodiment, and an RF signal obtained by modulating the baseband signal or a signal other than the communication band in the received RF signal is a dielectric. It is attenuated by the filter 821.
  • the baseband unit 81 has a baseband IC 811.
  • the RF unit 82 includes an RF IC 822 connected between the dielectric filter 821 and the baseband unit 81. Note that another circuit may be interposed between these circuits. Then, by connecting the antenna 84 to the dielectric filter 821 of the wireless communication module 80, the wireless communication device 85 of this example that transmits and receives RF signals is configured.
  • the communication signal is filtered using the dielectric filter 821 having low loss and excellent frequency selectivity. Since attenuation and noise can be reduced, a high-performance wireless communication module 80 and a wireless communication device 85 with high communication quality can be obtained.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications and improvements can be made without departing from the spirit of the present invention.
  • the present invention is not limited to this. It may be formed so as to surround the inner conductor with a gap between the inner conductor and the outer conductor.
  • it may be a polygonal frame-shaped recess 17 other than a rectangle, or a circular ring shape.
  • the concave portion 17 may be used.
  • a recess 17 having a shape of alphabet C surrounding 2/3 or more around the inner conductor may be used.
  • the plurality of recesses 17 may surround the inner conductor at intervals. In this case, since the effect is reduced when the interval between the adjacent recesses 17 is increased, it is desirable to reduce the interval between the adjacent recesses 17 as much as possible.
  • the low dielectric constant portion is configured by the concave portion 17 filled with air
  • the concave portion 17 may be filled with a dielectric material having a dielectric constant smaller than that of the surrounding dielectric block.
  • the low dielectric constant portion may be configured by a space formed inside the dielectric block, instead of the concave portion 17 formed on the surface of the dielectric block.
  • the space may be a vacuum or may be filled with a dielectric material (including gas) having a dielectric constant lower than that of the surrounding dielectric block.
  • the first inner conductor 13 and the outer conductor 15 are connected to the ground potential on the first main surface side of the dielectric block 10 in which the recesses 17 are formed.
  • the first inner conductor 13 and the outer conductor 15 may be connected to the ground potential on the second main surface side of the dielectric block 10.
  • two first inner conductors 13a and 13b arranged in the two first through holes 11a and 11b of the dielectric block 10 are used.
  • the present invention is not limited to this, and three or more coaxial resonators may be provided.
  • an increase in the number of resonators causes an increase in size, it is usually set to about 20 or less.
  • the electrical characteristics of the coaxial resonator of the first example of the embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 and 2 were calculated by simulation using a finite element method. As the items of the electrical characteristics to be calculated, the frequency interval between the resonance frequency of the first resonance mode and the resonance frequency of the second resonance mode and the no-load Q in the first resonance mode were selected.
  • the dielectric block 10 has a rectangular parallelepiped shape with a length and width of 16 mm each and a distance from the first main surface to the second main surface of 12.5 mm.
  • the diameter of the through hole 11 was 4.444 mm.
  • the recess 17 has a width of 1.778 mm and surrounds the through hole 11 at the center between the periphery of the first and second main surfaces and the through hole 11. The inside of the recess was air.
  • the coaxial resonator is surrounded by a conductor such that the first main surface and the four side surfaces of the coaxial resonator are all in contact with the inner wall and the second main surface is opposed to the inner wall with a spacing of 5 mm. Simulation was performed using a model placed in a rectangular parallelepiped cavity.
  • the resonance frequency of the first resonance mode was 1.95 GHz and the Q value was 2382.
  • the resonance frequency of the second resonance mode was 4.47 GHz, and the frequency interval with the resonance frequency of the first resonance mode was 2.52 GHz.
  • the resonance frequency of the first resonance mode is 1.96.
  • the Q value of the first resonance mode was 2098, which was 10% or more lower than the coaxial resonator of the present invention.
  • the resonance frequency of the second resonance mode was 3.63 GHz, and the frequency interval from the resonance frequency of the first resonance mode was 1.67 GHz, which was 30% or more smaller than that of the coaxial resonator of the present invention. Thereby, the effectiveness of the present invention was confirmed.

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Abstract

　【課題】　第１の共振モードにおけるＱ値が大きく、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔が大きい同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器を提供する。　【解決手段】　誘電体ブロック10と、その第１の主面から対向する第２の主面に渡って形成された第１の貫通孔11の内面に配置されて一方端が基準電位に接続される第１の内導体13と、誘電体ブロック10の側面に第１の内導体13を取り囲むように配置されて基準電位に接続される外導体15とを備え、第１の内導体13および外導体15の間で第１の内導体13の周囲を取り囲むように、周囲の誘電体ブロック10よりも誘電率が低い低誘電率部が形成された同軸共振器とする。第１の共振モードにおけるＱ値が大きく、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との周波数間隔が大きい同軸共振器が得られる。

Description

同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器
　本発明は、電気特性の優れた同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器に関するものである。
　特定の周波数で共振する共振器として、誘電体ブロックに形成された貫通孔の内面に配置された内導体と誘電体ブロックの外面に配置された外導体とで構成された同軸共振器が知られている（例えば、特許文献１を参照。）。
特開平１－227501号公報
　しかしながら、特許文献１にて提案されたような従来の同軸共振器においては、第１の共振モードにおけるＱ値の向上と、第１の共振モードおよび第２の共振モードの共振周波数の間隔を大きくすることとを同時に達成することが困難であるという問題があった。なお、第１の共振モードとは、多数存在する同軸共振器の共振モードの中で最も共振周波数が低い共振モードのことであり、第２の共振モードとは２番目に共振周波数が低い共振モードのことである。一般的には同軸共振器の第１の共振モードを利用するため、第１の共振モードにおけるＱ値の向上は同軸共振器の電気特性の向上を意味する。また、スプリアスとなる第２の共振モードは第１の共振モードから離れた周波数に存在するのが望ましい。
　本発明はこのような従来の技術における問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、第１の共振モードにおけるＱ値が大きく、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔が大きい同軸共振器ならびにそれを用いた誘電体フィルタ，無線通信モジュールおよび無線通信機器を提供することにある。
　本発明の第１の同軸共振器は、誘電体ブロックと、該誘電体ブロックの第１の主面から対向する第２の主面に渡って形成された第１の貫通孔の内面に配置されているとともに、前記第１の主面側または前記第２の主面側の一方が基準電位に接続される第１の内導体と、前記誘電体ブロックの側面に前記第１の内導体を取り囲むように配置されているとともに基準電位に接続される外導体とを備え、前記第１の内導体および前記外導体の間で前記第１の内導体の周囲を取り囲むように、周囲の前記誘電体ブロックよりも誘電率が低い低誘電率部が形成されていることを特徴とするものである。
　また、本発明の第２の同軸共振器は、前記第１の同軸共振器において、前記低誘電率部が、前記誘電体ブロックの前記第１の主面に形成された凹部であることを特徴とするものである。
　さらに、本発明の第３の同軸共振器は、前記第２の同軸共振器において、前記第１の内導体の前記第１の主面側が基準電位に接続されることを特徴とするものである。
　本発明の誘電体フィルタは、内面に前記第１の内導体が配置された複数の前記第１の貫通孔が、前記誘電体ブロックに一列状に間隔を開けて並ぶように形成されて構成された、複数の前記第１乃至第３のいずれかの同軸共振器と、列の一方端部に位置する前記第１の貫通孔に隣り合うように前記誘電体ブロックの前記第１の主面から前記第２の主面に渡って形成されているとともに、内面に配置された第２の内導体が外部回路に電気的に接続される第２の貫通孔と、列の他方端部に位置する前記第１の貫通孔に隣り合うように前記誘電体ブロックの前記第１の主面から前記第２の主面に渡って形成されているとともに、内面に配置された第３の内導体が外部回路に電気的に接続される第３の貫通孔とを備え、それぞれの前記第１の内導体の周囲を該第１の内導体と前記外導体との間で取り囲むように、前記低誘電率部が形成されていることを特徴とするものである。
　本発明の無線通信モジュールは、前記誘電体フィルタを含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部とを備えることを特徴とするものである。
　本発明の無線通信機器は、前記無線通信モジュールの前記ＲＦ部にアンテナが接続されていることを特徴とするものである。
　本発明の同軸共振器によれば、第１の共振モードにおけるＱ値が大きく、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔が大きい同軸共振器を得ることができる。
本発明の実施の形態の第１の例の同軸共振器を模式的に示す外観斜視図である。 図１のＡ－Ａ’線断面図である。 本発明の実施の形態の第２の例の誘電体フィルタの第１の主面を模式的に示す平面図である。 図３の誘電体フィルタの第２の主面を模式的に示す平面図である。 図３のＢ－Ｂ’線断面図である。 本発明の実施の形態の第３の例の無線通信モジュールおよび無線通信機器を模式的に示すブロック図である。
　以下、本発明の同軸共振器を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。
　（実施の形態の第１の例）
　図１は、本発明の実施の形態の第１の例の同軸共振器を模式的に示す外観斜視図である。図２は図１のＡ－Ａ’線断面図である。
　本例の同軸共振器は、図１，図２に示すように、誘電体ブロック10と、貫通孔11と、第１の内導体13と、外導体15と、凹部17と、接地導体19とを備えている。誘電体ブロック10は、直方体状の誘電体からなる。貫通孔11は、誘電体ブロック10の第１の主面の中央部から対向する第２の主面の中央部に渡って誘電体ブロック10を貫通するように形成されている。凹部17は、誘電体ブロック10の第１の主面の周縁と貫通孔11との間に両者から間隔を開けて形成されており、貫通孔11の周囲を取り囲むように矩形の環状に形成されている。また、凹部17の内面には導体が形成されておらず、導体の非形成領域とされている。さらに、凹部17の内部は空気で満たされており、凹部17内の誘電率は誘電体ブロック10の凹部17以外の領域の誘電率よりも低くなっている。すなわち、凹部17の内部は、周囲の誘電体ブロック10よりも誘電率が低い低誘電率部となっている。
　接地導体19は、誘電体ブロック10の第１の主面の凹部17を除いた領域の全体に渡って配置されており、基準電位（グランド電位）に接続される。外導体15は、誘電体ブロック10の４つの側面の全体に渡って第１の内導体13ａ，13ｂを取り囲むように配置されている。また、外導体15は、誘電体ブロック10の一方主面の凹部17より外側に配置された接地導体19に接続されており、接地導体19を介して基準電位（グランド電位）に接続される。第１の内導体13は、貫通孔11の内面の全体に配置されている。また、第１の内導体13の長さ方向の一方端は、誘電体ブロック10の第１の主面の、貫通孔11と凹部17との間に配置された接地導体19に接続されており、接地導体19を介して基準電位（グランド電位）に接続される。なお、誘電体ブロック10の第２の主面は、導体が配置されておらず、開放端とされている。
　このような構成を備える本例の同軸共振器によれば、第１の内導体13と、誘電体を介して第１の内導体13と間隔をあけて第１の内導体13を取り囲む外導体15とを備えることから、例えば、接地導体19を介して第１の内導体13の一方端および外導体15を基準電位（グランド電位）に接続することにより、特定の周波数で共振する同軸共振器として機能する。
　また、本例の同軸共振器は、第１の内導体13および外導体15の間で第１の内導体13の周囲を取り囲むように、誘電体ブロック10の第１の主面に凹部17が形成されている。また、凹部17の内面には導体が配置されていない。すなわち、凹部17の内面は、導体の非形成領域とされている。また、凹部17は空気で満たされているため、凹部17は周囲の誘電体ブロック10よりも誘電率が低い低誘電率部となっている。この構成により、第１の内導体13と外導体15との間に生じる電界が凹部17を通過できるとともに、凹部17内の誘電率は誘電体ブロック10の誘電率よりも低いため、第１の内導体13と外導体15との間の領域における実効的な誘電率を小さくすることができる。これにより、第１の共振モードの共振周波数が等しく、且つ低誘電率部である凹部17を有さない同軸共振器と比較すると、第１の内導体13の長さは若干長く必要となるものの、第１の共振モードにおけるＱ値を大きくすることができる。なお、本発明者の電磁場解析を用いた検討によると、ここでの第１の共振モードは第１の内導体から外導体へ向かう放射状の経路に沿って電界が配向するモードである。
　さらに、本例の同軸共振器によれば、低誘電率部である凹部17が第１の内導体13の周囲全てを連続して取り囲むことから、第１の内導体13の周囲の全方向において実効的な誘電率を小さくすることができるので、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔を大きくすることができる。すなわち、本発明者の電磁場解析を用いた検討によると、例えば、第１の内導体13を通過する１つの直線上の第１の内導体13を挟んで対向する２カ所に凹部17を形成した場合には、凹部17の存在しない領域で貫通孔11に直交する経路に沿って電界が配向する共振モードが第２の共振モードになるため、凹部17によって第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔を大きくする効果は全く得られない。また、第１の内導体13の周囲の、第１の内導体13から見た方向が90°異なる２方向をカバーするように、第１の内導体13の周囲にＬ字型の凹部17を形成した場合には、凹部17の存在しない残り２方向のＬ字型領域で貫通孔11に直交する経路に沿って電界が配向する共振モードが第２の共振モードとなるため、凹部17によって第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔を大きくする効果は殆ど得られない。これに対し、本例の同軸共振器によれば、凹部17が第１の内導体13の周囲全てを連続して取り囲むことから、第１の内導体13の周囲の全方向において実効的な誘電率を小さくすることができるので、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔を大きくすることができるのである。
　またさらに、本例の同軸共振器によれば、第１の内導体13の第１の主面側がグランド電位に接続されることから、第１の内導体13の接地端側の周囲に低誘電率部である凹部17が形成されている。これにより、第１の内導体13の開放端側の周囲に低誘電率部が形成される場合と比較して、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔をさらに大きくすることができる。この効果が得られる理由は、第１の内導体13の接地端側の周囲の領域の実効的な誘電率が開放端側の周囲の領域の実効的な誘電率よりも小さくなることにより、第１の内導体13の接地端側のインピーダンスが開放端側のインピーダンスよりも大きくなることに起因すると考えられる。
　なお、凹部17の深さは、誘電体ブロック10の第１の主面と第２の主面との間の誘電体厚みの半分以上の深さを有していることが、顕著な効果を得るために望ましい。また、凹部17の幅は、大きい方が得られる効果も大きくなるが、凹部17の幅が大きくなると機械的強度が低下する。このため、凹部17の幅は、誘電体ブロック10の誘電率，大きさ，機械的強度および所望する効果の大きさによって適切な値に設定すればよい。
　（実施の形態の第２の例）
　図３は、本発明の実施の形態の第２の例の誘電体フィルタの第１の主面を模式的に示す平面図である。図４は、図３の誘電体フィルタの第２の主面を模式的に示す平面図である。図５は、図３のＢ－Ｂ’線断面図である。なお、本例においては、上述した実施の形態の例と異なる部分について説明し、同一の構成要素には同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　本例の誘電体フィルタは、図３～図５に示すように、誘電体ブロック10と，複数の第１の貫通孔11ａ，11ｂと、第２の貫通孔21と、第３の貫通孔31と、凹部17と、複数の第１の内導体13ａ，13ｂと、第２の内導体23と、第３の内導体33と、外導体15と、接地導体19と、第１の入出力電極41と、第２の入出力電極42と、第１～第４の容量電極51～54とを備えている。
　複数の第１の貫通孔11ａ，11ｂは、一列状に間隔をあけて並ぶように誘電体ブロックの第１の主面から対向する第２の主面に渡って形成されている。第１の内導体13ａ，13ｂは、それぞれの第１の貫通孔11ａ，11ｂの内面の全体に渡って配置されている。また、それぞれの第１の内導体13ａ，13ｂは、第１の主面側が接地導体19に接続されており、接地導体19を介してグランド電位に接続される。
　凹部17は、それぞれの第１の内導体13ａ，13ｂの周囲を第１の内導体13ａ，13ｂと外導体15との間で連続して取り囲むように、誘電体ブロック10の第１の主面に形成されており、凹部17の内面は導体の非形成領域とされている。
　第２の貫通孔21は、列の一方端部に位置する第１の貫通孔11ａに隣り合うように誘電体ブロック10の第１の主面から第２の主面に渡って形成されている。第２の内導体23は、第２の貫通孔21の内面に配置されているとともに、誘電体ブロック10の第１の主面に配置された第１の入出力電極41に接続されており、第１の入出力電極41を介して外部回路に電気的に接続される。
　第３の貫通孔31は、列の他方端部に位置する第１の貫通孔11ｂに隣り合うように誘電体ブロック10の第１の主面から第２の主面に渡って形成されている。第３の内導体33は、第３の貫通孔31の内面に配置されているとともに、誘電体ブロック10の第１の主面に配置された第２の入出力電極42に接続されており、第２の入出力電極42を介して外部回路に電気的に接続される。
　接地導体19は、誘電体ブロック10の第１の主面の凹部17を除いた領域に、第１の入出力電極41および第２の入出力電極42と間隔をあけて配置されており、グランド電位に接続される。外導体15は、誘電体ブロック10の４つの側面の全体に渡って第１の内導体13ａ，13ｂを取り囲むように配置されているとともに接地導体19に接続されており、接地導体19を介してグランド電位に接続される。
　第１～第４の容量電極51～54は、誘電体ブロック10の第２の主面に横並びに配置されており、隣り合う容量電極の間に所定の静電容量が形成されている。また、第１の容量電極51は第２の内導体23に接続されており、第２の容量電極52は第１の内導体13ａに接続されており、第３の容量電極53は第１の内導体13ｂに接続されており、第４の容量電極54は第３の内導体33に接続されている。
　このような構成を備える本例の誘電体フィルタは、外部回路に接続された第１の入出力電極41を介して第２の内導体23に電気信号が入力されると、主に第１の容量電極51と第２の容量電極52との間の静電容量を介した結合によって、第１の内導体13ａおよび外導体15からなる同軸共振器が励振される。そして、主に第２の容量電極52と第３の容量電極53との間の静電容量による結合によって、第１の内導体13ｂおよび外導体15からなる同軸共振器も共振する。そして、主に第３の容量電極53と第４の容量電極54との間の静電容量による結合によって、第３の内導体33および第２の入出力電極42を介して電気信号が出力される。このとき、同軸共振器の共振周波数を含む周波数帯の信号が選択的に通過するため、バンドパスフィルタとして機能する。
　このように、本例の誘電体フィルタは、前述した第１の実施形態の同軸共振器が誘電体ブロック10に複数個形成された構成を有しており、この複数個の同軸共振器が電磁気的に結合することによってバンドパスフィルタが構成されている。
　このような構成を備える本例の誘電体フィルタによれば、Ｑ値が高く、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との間隔が大きい同軸共振器を用いてバンドパスフィルタが構成されていることから、低損失であり、通過帯域近傍のスプリアスが小さい周波数選択性の優れた誘電体フィルタを得ることができる。
　また、本例の誘電体フィルタによれば、複数の第１の内導体13ａ，13ｂの周囲をそれぞれ取り囲む凹部17が一体化されていることから、隣り合う第１の内導体13ａ，13ｂの間において、無駄なスペースおよび機械的強度の低下が発生するのを防止することができる。
　本例の誘電体フィルタおよび前述した実施の形態の第１の例の同軸共振器において、誘電体ブロック10の材質としては、例えばエポキシ樹脂等の樹脂や例えば誘電体セラミックス等のセラミックスを用いることができる。例えば、ＢａＴｉＯ３，Ｐｂ４Ｆｅ２Ｎｂ２Ｏ１２，ＴｉＯ２等を含有する誘電体セラミック材料と、Ｂ２Ｏ３，ＳｉＯ２，Ａｌ２Ｏ３，ＺｎＯ等のガラス材料とからなり、800～1200℃程度の比較的低い温度で焼成が可能なガラス－セラミック材料が好適に用いられる。各種の電極および導体の材質としては、例えば、Ａｇ，Ａｇ－Ｐｄ，Ａｇ－Ｐｔ等のＡｇ合金を主成分とする導電材料やＣｕ系，Ｗ系，Ｍｏ系，Ｐｄ系導電材料等が好適に用いられる。各種の電極および導体の厚みは、例えば0.001～0.2ｍｍに設定される。
　（実施の形態の第３の例）
　図６は本発明の実施の形態の第３の例の無線通信モジュール80および無線通信機器85を模式的に示すブロック図である。
　本例の無線通信モジュール80は、ベースバンド信号が処理されるベースバンド部81と、ベースバンド部81に接続された、ベースバンド信号の変調後および復調前のＲＦ信号が処理されるＲＦ部82とを備えている。ＲＦ部82には上述した実施の形態の第２の例の誘電体フィルタ821が含まれており、ベースバンド信号が変調されてなるＲＦ信号または受信したＲＦ信号における通信帯域以外の信号を誘電体フィルタ821によって減衰させている。
　具体的な構成としては、ベースバンド部81は、ベースバンドＩＣ　811を有している。また、ＲＦ部82は、誘電体フィルタ821とベースバンド部81との間に接続されるＲＦ　ＩＣ　822を有している。なお、これらの回路間には別の回路が介在していてもよい。そして、無線通信モジュール80の誘電体フィルタ821にアンテナ84を接続することによってＲＦ信号の送受信がなされる本例の無線通信機器85が構成される。
　このような構成を有する本例の無線通信モジュール80および無線通信機器85によれば、低損失で周波数選択性の優れた誘電体フィルタ821を用いて通信信号の濾波を行うことから、通信信号の減衰およびノイズを低減することができるため、通信品質が高い高性能な無線通信モジュール80および無線通信機器85を得ることができる。
　（変形例）
　本発明は上述した実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更，改良が可能である。　上述した実施の形態の第１，第２の例においては、矩形の枠状の凹部17が形成された例を示したが、これに限定されるものではない。内導体および外導体の間で内導体と間隔を開けて内導体を取り囲むように形成されていればよく、例えば、矩形以外の多角形の枠状の凹部17であってもよく、円い環状の凹部17であっても構わない。また、連続した環状の凹部17ではなく、内導体の周囲の２／３以上を取り囲む、アルファベットのＣの形のような凹部17でも構わない。また、複数の凹部17が、間隔を開けて内導体の周囲を取り囲むようにしても構わない。この場合は、隣り合う凹部17同士の間隔が大きくなると効果が小さくなるため、隣り合う凹部17同士の間隔はできるだけ小さくするのが望ましい。
　また、上述した実施の形態の第１，第２の例においては、内部が空気で満たされた凹部17によって低誘電率部が構成された例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、周囲の誘電体ブロックよりも誘電率が小さい誘電体材料で凹部17内が満たされていても構わない。また、誘電体ブロックの表面に形成された凹部17ではなく、誘電体ブロックの内部に形成された空間によって低誘電率部が構成されていてもよい。この場合、空間内は、真空でも良く、周囲の誘電体ブロックよりも誘電率が低い誘電体材料（気体を含む）で満たされていても構わない。
　さらに、上述した実施の形態の第２の例の誘電体フィルタにおいては、一体化された１つの凹部17が複数の第１の内導体13ａ，13ｂを取り囲む例を示したが、複数の凹部17が複数の第１の内導体の周囲をそれぞれ取り囲むようにしても構わない。
　またさらに、上述した実施の形態の第１，第２の例においては、凹部17が形成された誘電体ブロック10の第１の主面側で第１の内導体13および外導体15がグランド電位に接続される例を示したが、誘電体ブロック10の第２の主面側で第１の内導体13および外導体15がグランド電位に接続されるようにしても構わない。
　さらにまた、上述した実施の形態の第２の例の誘電体フィルタにおいては、誘電体ブロック10の２つの第１の貫通孔11ａ，11ｂ内に配置された２つの第１の内導体13ａ，13ｂと外導体15とによって構成された２つの同軸共振器を有する例を示したが、これに限定されるものではなく、３つ以上の同軸共振器を有するようにしても構わない。但し、共振器数の増加は大型化を招くので、通常は20個程度以下に設定される。
　次に、本発明の同軸共振器の具体例について説明する。
　図１，図２に示した本発明の実施の形態の第１の例の同軸共振器の電気特性を、有限要素法を用いたシミュレーションによって算出した。算出する電気特性の項目は、第１の共振モードの共振周波数と第２の共振モードの共振周波数との周波数間隔と、第１の共振モードにおける無負荷Ｑとを選択した。
　本シミュレーションにおいては、誘電体ブロック10を構成する誘電体の比誘電率を15とし、誘電正接を0.0001とした。各種導体は銅とした。誘電体ブロック10は、縦横がそれぞれ16ｍｍで、第１の主面から第２の主面迄の距離が12.5ｍｍの直方体状とした。貫通孔11の直径は4.444ｍｍとした。凹部17は、幅を1.778ｍｍとし、第１および第２の主面の周縁と貫通孔11との間の中央で貫通孔11を取り囲むようにした。凹部の内部は空気とした。そして、この同軸共振器を、同軸共振器の第１の主面および４つの側面は全て内壁に接触するとともに第２の主面は５ｍｍの間隔をあけて内壁と対向するような、導体で囲まれた直方体状の空洞の中に配置したモデルでシミュレーションを行った。
　このとき、第１の共振モードの共振周波数は1.95ＧＨｚでＱ値は2382であった。また、第２の共振モードの共振周波数は4.47ＧＨｚであり、第１の共振モードの共振周波数との周波数間隔は2.52ＧＨｚであった。
　これに対して、凹部17を形成しない比較例の同軸共振器では、第１の主面から第２の主面迄の距離を9.6ｍｍとしたときに、第１の共振モードの共振周波数は1.96ＧＨｚでほぼ等しくなったが、第１の共振モードのＱ値は2098であり、本発明の同軸共振器よりも10％以上低かった。また、第２の共振モードの共振周波数は3.63ＧＨｚであり、第１の共振モードの共振周波数との周波数間隔は1.67ＧＨｚとなって、本発明の同軸共振器よりも30％以上小さかった。これにより、本発明の有効性が確認できた。
　10：誘電体ブロック
　11，11ａ，11ｂ：第１の貫通孔
　13，13ａ，13ｂ：第１の内導体
　15：外導体
　17：凹部
　21：第２の貫通孔
　23：第２の内導体
　31：第３の貫通孔
　33：第３の内導体
　80：無線通信モジュール
　81：ベースバンド部
　82：ＲＦ部
　821：誘電体フィルタ
　84：アンテナ
　85：無線通信機器

Claims (6)

  1. 　誘電体ブロックと、
    該誘電体ブロックの第１の主面から対向する第２の主面に渡って形成された第１の貫通孔の内面に配置されているとともに、前記第１の主面側または前記第２の主面側の一方が基準電位に接続される第１の内導体と、
    前記誘電体ブロックの側面に前記第１の内導体を取り囲むように配置されているとともに基準電位に接続される外導体とを備え、
    前記第１の内導体および前記外導体の間で前記第１の内導体の周囲を取り囲むように、周囲の前記誘電体ブロックよりも誘電率が低い低誘電率部が形成されていることを特徴とする同軸共振器。
  2. 　前記低誘電率部は、前記誘電体ブロックの前記第１の主面に形成された凹部であることを特徴とする請求項１に記載の同軸共振器。
  3. 　前記第１の内導体の前記第１の主面側が基準電位に接続されることを特徴とする請求項２に記載の同軸共振器。
  4. 　内面に前記第１の内導体が配置された複数の前記第１の貫通孔が、前記誘電体ブロックに一列状に間隔を開けて並ぶように形成されて構成された、複数の請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の同軸共振器と、
    列の一方端部に位置する前記第１の貫通孔に隣り合うように前記誘電体ブロックの前記第１の主面から前記第２の主面に渡って形成されているとともに、内面に配置された第２の内導体が外部回路に電気的に接続される第２の貫通孔と、
    列の他方端部に位置する前記第１の貫通孔に隣り合うように前記誘電体ブロックの前記第１の主面から前記第２の主面に渡って形成されているとともに、内面に配置された第３の内導体が外部回路に電気的に接続される第３の貫通孔とを備え、
    それぞれの前記第１の内導体の周囲を該第１の内導体と前記外導体との間で取り囲むように、前記低誘電率部が形成されていることを特徴とする誘電体フィルタ。
  5. 　請求項４に記載の誘電体フィルタを含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部とを備えることを特徴とする無線通信モジュール。
  6. 　請求項５に記載の無線通信モジュールの前記ＲＦ部にアンテナが接続されていることを特徴とする無線通信機器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014082699A (ja) * 2012-10-18 2014-05-08 Ube Ind Ltd 誘電体共振部品及びその製造方法
USD805475S1 (en) * 2016-12-20 2017-12-19 Cirocomm Technology Corp. Dielectric filter

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107210510B (zh) * 2015-11-28 2020-01-03 华为技术有限公司 介质谐振器及滤波器
RU172101U1 (ru) * 2017-01-10 2017-06-28 Открытое акционерное общество "Мощная аппаратура радиовещания и телевидения" Полосовой фильтр
CN113991267B (zh) 2017-02-16 2022-12-06 华为技术有限公司 介质滤波器、收发设备及基站
CN111244589A (zh) * 2020-02-24 2020-06-05 江苏灿勤科技股份有限公司 一种介质滤波器和无线电收发设备
JP7449746B2 (ja) * 2020-03-27 2024-03-14 京セラ株式会社 アンテナ、無線通信モジュール、荷物受取装置及び荷物受取システム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6152003A (ja) * 1984-08-21 1986-03-14 Murata Mfg Co Ltd 誘電体フイルタ
JPH01220501A (ja) * 1988-02-26 1989-09-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘電体フィルタ
JPH0227501A (ja) 1988-07-15 1990-01-30 Toshiba Corp ビデオテープレコーダ

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4223287A (en) * 1977-02-14 1980-09-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Electrical filter employing transverse electromagnetic mode coaxial resonators
JPH07101803B2 (ja) * 1989-12-19 1995-11-01 松下電器産業株式会社 誘電体共振器
JP2527749Y2 (ja) * 1990-11-01 1997-03-05 ソニー株式会社 同軸型誘電体共振器
JPH0563411A (ja) 1991-08-30 1993-03-12 Sony Corp 同軸型誘電体共振器
JPH0786807A (ja) 1993-07-23 1995-03-31 Sony Chem Corp 誘電体フィルタ
JP3175602B2 (ja) 1996-09-19 2001-06-11 株式会社村田製作所 誘電体フィルタ、送受共用器およびマルチプレクサ
JPH10335906A (ja) * 1997-03-31 1998-12-18 Murata Mfg Co Ltd 誘電体フィルタ、誘電体デュプレクサ及び通信機装置
JP3399393B2 (ja) * 1998-04-17 2003-04-21 株式会社村田製作所 誘電体フィルタ、誘電体デュプレクサ及びそれらの実装構造、並びに通信機装置
JP2000151210A (ja) * 1998-11-06 2000-05-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘電体フィルタ
JP3101017U (ja) 2003-10-15 2004-06-03 陳 錦榮 運動及び滑走ホイール両用の靴の滑走ホイールの展開及び収納構造
CA2708263C (en) * 2007-12-10 2012-10-23 Cts Corporation Rf monoblock filter with recessed top pattern and cavity providing improved attenuation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6152003A (ja) * 1984-08-21 1986-03-14 Murata Mfg Co Ltd 誘電体フイルタ
JPH01220501A (ja) * 1988-02-26 1989-09-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘電体フィルタ
JPH0227501A (ja) 1988-07-15 1990-01-30 Toshiba Corp ビデオテープレコーダ

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014082699A (ja) * 2012-10-18 2014-05-08 Ube Ind Ltd 誘電体共振部品及びその製造方法
USD805475S1 (en) * 2016-12-20 2017-12-19 Cirocomm Technology Corp. Dielectric filter

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