WO2010119929A1

WO2010119929A1 - 電力変換装置の制御方法

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Publication number: WO2010119929A1
Application number: PCT/JP2010/056786
Authority: WO
Inventors: 正和宗島; 康弘山本; 悠佐々木; 拓也須貝; 顕紫垣
Original assignee: 株式会社明電舎
Priority date: 2009-04-16
Filing date: 2010-04-15
Publication date: 2010-10-21
Also published as: KR20110137378A; JP5304891B2; SG175197A1; KR101266278B1; US20120033470A1; EP2413488A4; JPWO2010119929A1; CN102396142A; EP2413488A1; US8659918B2; CN102396142B

Abstract

【課題】スイッチング損失を抑制し、電圧精度を向上させるとともに、変調方式の切り替えにより騒音が急変することを抑制する。【解決手段】補正項加算部１において、最大値ｍａｘ(Ｖ^*)と最小値ｍｉｎ(Ｖ^*)の絶対値とを比較し、最大値ｍａｘ(Ｖ^*)の方が大きい場合は１-ｍａｘ(Ｖ^*)信号を選択し、最小値ｍｉｎ(Ｖ^*)の絶対値の方が大きい場合は-１-ｍｉｎ(Ｖ^*)信号を選択して生成した信号に相当する補正量αを演算する。また、最大値ｍａｘ(Ｖ^*)と最小値ｍｉｎ(Ｖ^*)とを加算した信号ｍａｘ(Ｖ^*)+ｍｉｎ(Ｖ^*)にゲインｋを乗算し、補正量αと同期した三角波状のｋ(ｍａｘ(Ｖ^*)+ｍｉｎ(Ｖ^*))信号を生成する。この三角波状のｋ(ｍａｘ(Ｖ^*)+ｍｉｎ(Ｖ^*))信号と補正量αとのうち絶対値の小さい方を選択することで生成した補正量βを電圧指令値Ｖ^* _U,Ｖ^* _V,Ｖ^* _Wに加算する。

Description

電力変換装置の制御方法

　本発明は、交流‐直流変換または、直流‐交流変換を行う電力変換装置において、損失低減を行うパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する。

　電力変換装置（例えば、三相インバータ等）において、半導体スイッチ素子のオンオフ動作、つまりスイッチングを行うとスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失が大きい場合、電力変換装置の効率低下や、発生した熱を冷却するための冷却装置により電力変換装置が大型化するなどの問題が生じる。逆に、スイッチング損失を低減させるためにスイッチング周波数を下げた場合、スイッチング回数が減少するため、波形制御性能が低下（すなわち、基本波に対する高調波の割合が増加）する。

　その解決策として、波形制御性能の低下を最小限に抑制しつつスイッチング周波数を下げる２アーム変調方式が従来から知られている。これは、三相の電圧指令値のうち一相の電圧指令値が三角波キャリアの振幅値以上になるように各相の電圧指令値を補正することにより、一つの相の半導体スイッチ素子のスイッチングを一定期間停止するようにし、３相における平均スイッチング周波数を低くする方法である（特許文献１）。

　図１３に２アーム変調方式における三相の電圧指令値と三角波キャリアとのタイムチャート、図１４（ａ）に３アーム変調方式における三相電圧指令値のタイムチャート、図１４（ｂ）に２アーム変調方式に用いる補正量αのタイムチャート、図１４（ｃ）に２アーム変調方式における電圧指令値のタイムチャートを示す。なお、ここでは各相の電圧指令値の変調率をｍとする。

　図１４（ａ）に示すように、三相電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wにおいて、例えば、電圧指令値Ｖ^* _UはＡ区間に最大値となり、電圧指令値Ｖ^* _WはＢ区間に最小値となる。このＡ区間，Ｂ区間において１つの相の半導体スイッチ素子のスイッチングを休止させるためには、Ａの区間では１－Ｖ^* _U，Ｂの区間では－１－Ｖ^* _Wとなるように算出した補正量α（図１４（ｂ）の波形）を三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wにそれぞれ加算すればよい。この結果、図１４（ｃ）に示すＶ^* _U＋α，Ｖ^* _V＋α，Ｖ^* _W＋αの波形のように、６０°区間毎に常に何れか１つの相の電圧指令値が三角波キャリアの振幅値以上となり、半導体スイッチ素子がスイッチングを休止することとなる。このように、三相電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに補正量αを加算することにより、２アーム変調方式の電圧指令値Ｖ^* _U＋α，Ｖ^* _V＋α，Ｖ^* _W＋αを生成することができる。

　また、２アーム変調方式と３アーム変調方式との切り替えを行うモータ制御装置が特許文献２に開示されている。

特開昭５９－１３９８７１号公報特開２００７－１５１３４４号公報（段落［００５６］～［００６５］，第２図，第４図，第５図）

　３アーム変調方式と２アーム変調方式とを比較すると、同一周波数の三角波キャリアで変調した場合には、２アーム変調方式は３アーム変調方式よりもスイッチング損失が小さい。そのため、２アーム変調方式を用いた方が高効率であるが、以下に示す問題点がある。

　まず、三相の電圧指令値の変調率ｍが小さい時の３アーム変調方式と２アーム変調方式とのゲート信号（スイッチング動作）を比較する。図１５に電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に３アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _WとＵ相ゲート信号Ｇ_Uとのタイムチャートを示し、図１６に電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に２アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値Ｖ^* _U＋α，Ｖ^* _V＋α，Ｖ^* _W＋αとＵ相ゲート信号Ｇ_Uとのタイムチャートを示す。

　図１５に示す３アーム変調方式では、電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wの振幅が小さいため、これを三角波比較して得られるゲート信号Ｇ_Uの波形は全てパルス幅が大きい（オンデューティが４５～５５％の）波形となる。

　一方、図１６に示す２アーム変調方式では、１つの相（例えば、Ｕ相）の半導体スイッチ素子のスイッチングを休止している期間に、他の２つの相（例えば、Ｖ相，Ｗ相）の電圧指令値の振幅が大きくなるため、ゲート信号Ｇ_Uには細かいパルス幅（つまり、オンデューティが１０％以下）の期間が見られる。

　一般的な電力変換装置は、同一相の上下アームの半導体スイッチ素子が同時にオンとなることを回避するためにゲート信号にデッドタイムを設け、半導体スイッチ素子がオンオフを切り替えるタイミングを遅らせている。しかしながら、２アーム変調方式を採用した場合、変調率ｍがさらに小さくなると、ゲート信号の波形もパルス幅（オンデューティ）がさらに小さくなる期間が生じるため、デッドタイムを設けてオンオフ動作ができなくなり、電圧誤差が生じる恐れがある。そのため、電圧指令値の変調率ｍが小さい時には、３アーム変調方式を用いた方が電圧誤差は少なくなる。

　次に、電圧指令値の変調率ｍが大きい時の３アーム変調方式と２アーム変調方式とのゲート信号（スイッチング動作）を比較する。図１７に電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に３アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _WとＵ相ゲート信号Ｇ_Uとのタイムチャートを示し、図１８に電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に２アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値Ｖ^* _U＋α，Ｖ^* _V＋α，Ｖ^* _W＋αとＵ相ゲート信号Ｇ_Uとのタイムチャート示す。

　図１７に示す３アーム変調方式では、Ｕ相の電圧指令値Ｖ^* _Uが小さい期間に、ゲート信号Ｇ_Uのパルス幅（オンデューティ）が極端に小さくなる。一方、図１８に示す２アーム変調方式では、ゲート信号Ｇ_Uにスイッチングを休止する期間が存在するが、その他の期間はゲート信号Ｇ_Uの波形はある程度のパルス幅が存在し、図１７に示す３アーム変調方式のゲート信号Ｇ_Uのようにパルス幅が小さくなる期間は見られない。

　したがって、電圧指令値の変調率ｍが大きい時には、３アーム変調方式よりも２アーム変調方式を用いた方がデッドタイムによる電圧誤差の影響が少ないため電圧精度が高く、さらに、２アーム変調方式は平均スイッチング周波数が低いため効率も良い。しかしながら、２アーム変調方式は３アーム変調方式よりも平均スイッチング周波数が低いため、騒音が問題となっている。

　そこで、電圧指令値の変調率ｍが小さい時には３アーム変調方式に、電圧指令値の変調率ｍが大きい時には２アーム変調方式に切替える方式が容易に考えられるが、単純に２つの変調方式を切り替えた場合、平均スイッチング周波数の急変に伴い騒音が急変するという問題が生じる。

　また、特許文献２は変調方式を切替えるものであるが、上記のような電圧指令値の変調率の違いによる問題を解決できるものではない。

　以上示したようなことから、電力変換装置においては、スイッチング損失を抑制し、電圧精度を向上させるとともに、変調方式の切り替えにより騒音が急変することを抑制することが課題となる。

　本発明に係る電力変換装置の制御方法は、交流‐直流変換あるいは直流‐交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調するゲート信号生成部により得られたゲート信号を出力する電力変換装置の制御方法であって、ゲート信号生成部に備えられた補正項加算部において、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値の絶対値とを比較し、前記最大となる電圧指令値の方が大きい場合は、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した信号を選択し、前記最小となる電圧指令値の絶対値の方が大きい場合は、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した信号を選択して生成した信号に相当する第一補正量を演算し、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号にゲインを乗算して前記第一補正量と同期した三角波状の信号を生成し、この三角波状の信号と第一補正量とのうち絶対値の小さい方を選択することで生成した第二補正量を多相の電圧指令値にそれぞれ加算して補正電圧指令値を演算し、この補正電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を前記半導体スイッチ素子に出力することを特徴とする。

　また、本発明に係る電力変換装置の制御方法の一態様は、前記ゲインは、電圧指令値の変調率に応じて可変とすることを特徴とする。

　また、本発明に係る電力変換装置の制御方法の一態様は、前記第一補正量と同期した三角波状の信号は、多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に、ゲインと電力変換装置の負荷率を乗算した値とすることを特徴とする。

　また、本発明に係る電力変換装置の制御方法の一態様は、前記負荷率は、ローパスフィルタによって高調波成分が減衰され、ソフトスタート回路によって時間変化率が抑制された信号とすることを特徴とする。

　以上の説明で明らかなように、本発明によれば、電圧指令値の変調率が小さい時には３アーム変調方式を、電圧指令値の変調率が大きくなるに連れて３アーム変調方式から２アーム変調方式へ連続的に変調方式を変化させることが可能である。

　また、本発明は２アーム変調方式と３アーム変調方式とを組み合わせることができるため、２アーム変調方式のみの場合と比べて騒音を低減させることが可能となる。さらに、単純に電圧指令値の変調率が小さい時は３アーム変調方式に，電圧指令値の変調率が大きい時は２アーム変調方式に切り替えた場合と比べて、発生する騒音の急変を抑制することが可能となる。

　加えて、電圧指令値の変調率が大きい時には、２アーム変調方式と同様の波形となるため、スイッチング休止区間を生じさせることができ、スイッチング損失を低減させることが可能である。

実施形態１，２におけるゲート信号生成部の一例を示す構成図。実施形態１，２における補正項加算部１の一例を示す構成図。補正項加算部１の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。３アーム変調方式の電圧指令値，ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*）），補正量α，βの一例を示すタイムチャート。実施形態１における電圧指令値の変調率ｍを増加させた時の各信号波形の一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に実施形態１の変調方式を用いた場合の補正電圧指令値Ｖ^* _U＋βとＵ相ゲート信号Ｇ_Uの一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に実施形態１の変調方式を用いた場合の補正電圧指令値Ｖ^* _U＋βとＵ相ゲート信号Ｇ_Uの一例を示すタイムチャート。実施形態２における電圧指令値の変調率ｍを増加させた時の各信号波形の一例を示すタイムチャート。スイッチング損失の説明図。実施形態３における補正項加算部１の一例を示す構成図。実施形態３における負荷率ｌを増加させた時の各信号波形の一例を示すタイムチャート。実施形態４におけるゲイン乗算部１０および負荷率乗算器１３の一例を示す構成図。２アーム変調方式における三相の電圧指令値と三角波キャリアの一例を示すタイムチャート。３アーム変調方式における電圧指令値と、２アーム変調方式に用いる補正量と三相の電圧指令値の一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に３アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値とゲート信号の一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に２アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値とゲート信号の一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に３アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値とゲート信号の一例を示すタイムチャート。電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に２アーム変調方式を用いた場合の電圧指令値とゲート信号の一例を示すタイムチャート。

　［実施形態１］

　図１に示すように、交流‐直流変換あるいは直流‐交流変換を行う電力変換装置（例えば、三相インバータ）に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調して得られるゲート信号を出力するゲート信号生成部には、三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wが入力される。そして、補正項加算部１において、図２に示すようにその三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに対して、第２補正量（以下、補正量βと称する）をそれぞれ加算することにより、補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βを生成し、それぞれ比較器２に出力する。図１における比較器２以降のＮＯＴ回路３，デッドタイム発生回路４の動作については、周知技術であるため、詳細な説明は省略する。

　次に、図２を基に補正項加算部１の内部における動作を説明する。

　まず、２アーム変調方式の電圧指令値Ｖ^* _U＋α，Ｖ^* _V＋α，Ｖ^* _W＋αを算出するための第１補正量（以下、補正量αと称する）の演算方法について説明する。

　最大値演算器ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）は、電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wを入力し、この電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wの中から最大となる電圧指令値を選択した最大値ｍａｘ（Ｖ^*）を出力する。同様に、最小値演算器ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）は電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wを入力し、この電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wの中から最小となる電圧指令値を選択した最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）を出力する。そして、比較器５は、前記最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と前記最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）の絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜とを比較し、最大値ｍａｘ（Ｖ^*）が絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜よりも大きければｓ１＝１，絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜が最大値ｍａｘ（Ｖ^*）よりも大きければｓ１＝０となる信号ｓ１をスイッチ６に出力し、スイッチ６の判定に用いる。

　ここで、最大値演算器ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ），最小値演算器ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力される最大値ｍａｘ（Ｖ^*），最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）は減算器７，８にもそれぞれ入力され、その減算器７，８において１－ｍａｘ（Ｖ^*）と－１－ｍｉｎ（Ｖ^*）をそれぞれ演算し、その信号をスイッチ６に出力する。スイッチ６は比較器５から入力される信号ｓ１がｓ１＝１の期間は１－ｍａｘ（Ｖ^*）を、ｓ１＝０の期間は－１－ｍｉｎ（Ｖ^*）を補正量αとして選択して出力する。このスイッチ６から出力される補正量αの波形は、図１４（ｂ）に示す２アーム変調方式の用いる補正量αの波形に相当する。

　ただし、ここで説明した補正量αの演算方法は一例であり、その他の演算方法により補正量αを演算してもよい。

　次に、本実施形態１の電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βを算出するための補正量βの演算方法について説明する。

　まず、前記最大値演算器ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力された最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と最小値演算器ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）から出力された最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）とが加算器９により加算される。この加算されたｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*）信号はゲイン乗算器１０においてゲインｋが乗算され、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号として出力される。

　次に、スイッチ６から出力された補正量αの絶対値｜α｜と、ゲイン乗算器１０から出力されたｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜と、が比較器１１に入力される。そして、比較器１１は絶対値｜α｜と絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜とを比較し、絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜の方が絶対値｜α｜よりも大きければｓ２＝１，絶対値｜α｜の方が絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜よりも大きければｓ２＝０となる信号ｓ２をスイッチ１２に出力し、スイッチ１２の判定に用いる。

　ここで、スイッチ６から出力された補正量αとゲイン乗算器１０から出力されたｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号はスイッチ１２に入力され、スイッチ１２は比較器１１から出力される信号ｓ２がｓ２＝１の期間は補正量αを、ｓ２＝０の期間はｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））を選択する。このように構成することにより、補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号のうち絶対値が小さい方を選択する動作が実現できる。

　最後に、スイッチ１２から出力される信号を、本実施形態１の変調方式に用いる補正量βとして三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wにそれぞれ加算し、補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βを算出する。以上が本実施形態１における電圧指令値の補正の原理である。

　ここで、図２の補正項加算部１について、図３における補正項加算部１の各部の信号波形の一例を示すタイムチャートを基に説明する。

　図３（ａ）は、変調率をｍとした場合の三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wの一例を示すタイムチャートである。この電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wは最大値演算器ｍａｘ（ｘ，ｙ，ｚ）および最小値演算器ｍｉｎ（ｘ，ｙ，ｚ）により、図３（ｂ）のタイムチャートに示すような最大値ｍａｘ（Ｖ^*）および最小値ｍｉｎ（Ｖ^*）が演算される。そして、比較器５において、図３（ｃ）に示すように最大値ｍａｘ（Ｖ^*）と最小値の絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜との比較が行われる。この時、比較器５から出力される信号ｓ１は、図３（ｄ）に示すように、最大値ｍａｘ（Ｖ^*）の方が絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜よりも大きい期間はｓ１＝１となり、絶対値｜ｍｉｎ（Ｖ^*）｜の方が最大値ｍａｘ（Ｖ^*）よりも大きい期間はｓ１＝０となる。

　また、減算器７，８から出力される信号１－ｍａｘ（Ｖ^*），－１－ｍｉｎ（Ｖ^*）は、それぞれ図３（ｅ）に示す波形となる。そして、スイッチ６において、信号ｓ１がｓ１＝０の期間は－１－ｍｉｎ（Ｖ^*），ｓ１＝１の期間は１－ｍａｘ（Ｖ^*）が選択され、図３（ｆ）に示すような補正量αが出力される。

　一方、加算器９から出力されたｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*）信号は、図３（ｇ）に示すように、補正量αと同期した三角波状の波形となる。これに、ゲイン乗算器１０においてゲインｋが乗算されたｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号も補正量αと同期した波形の信号となる。

　そして、比較器１１において、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜と、補正量αの絶対値｜α｜との比較が、図３（ｈ）に示すように行われる。この時、比較器１１から出力される信号ｓ２は、図３（ｉ）に示すように、絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜の方が絶対値｜α｜よりも大きい期間はｓ２＝１となり、絶対値｜α｜の方が絶対値｜ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜よりも大きい期間はｓ２＝０となる。

　また、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））と補正量αは、それぞれ図３（ｊ）に示す波形となる。そして、スイッチ１２において、信号ｓ２がｓ２＝１の期間は補正量α，ｓ２＝０の期間はｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））が選択され、図３（ｋ）示すような補正量βが出力される。

　最後に、本実施形態１の変調方式に用いる補正量βを電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに加算すると、図３（ｌ）に示すような補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βとなる。したがって、図１の補正項加算部１を図２に示すように構成し、三角波比較によってゲート信号を生成してスイッチ素子をオンオフさせればよい。

　次に、変調率ｍ，ゲインｋと電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _W，補正量α，補正量βの関係を図４に基づいて説明する。

　図４（ａ）に変調率ｍ＝０．５の時の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wのタイムチャート，図４（ｂ）にゲインｋ＝２，変調率ｍ＝０．５の時の補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））とのタイムチャート，図４（ｃ）にゲインｋ＝２，変調率ｍ＝０．５の時の補正量βのタイムチャートを示す。

　ゲインｋ＝２，変調率ｍ＝０．５の場合、図４（ａ）のＵ相電圧指令値Ｖ^* _Uを例にすると、最大値となるＡ点ではｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号も最大値となり、その値は下記（１）式で求められる。

　また、Ａ点における補正量αの値は下記（２）式により求めることができる。

　図４（ｃ）に示す補正量βは、スイッチ１２においてｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））と補正量αとのうち絶対値の小さい方を選択して出力している。ゲインｋ＝２の時のＡ点におけるｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））と補正量αとの関係は下記（３）式あるいは下記（４）式となる。すなわち、変調率ｍ≦０．５の時は下記（３）式の関係となり、補正量βにはｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号が選択される。

　一方、変調率ｍ＞０．５の時は、下記（４）式に示すような関係となり、Ａ点における補正量βには補正量αの最小振幅値が選択される。

　また、Ｂ点においても符号が変わるだけであるため、（３）式，（４）式の関係となる。その他の相についても同様である。

　ところで、前述したとおり補正量βには、補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））のうち絶対値の小さい方が選択される。ゲインｋ＝２，変調率ｍ＞０．５の場合に、この演算を１周期について行うと、補正量βには図３（ｋ）に示すように、ゼロクロス付近の期間はｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））が、それ以外の期間は補正量αが選択される。

　以上示したことから、ゲインｋを変更すれば、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））の頂点と補正量αの最小振幅値との関係を任意に変更できることがわかる。これにより、３アーム変調方式と２アーム変調方式の割合を制御することができる。

　次に、変調率ｍを０から１．１５まで一定の傾きで増加させた時のＵ相補正電圧指令値Ｖ^* _U＋βを説明する。図５（ａ）に変調率ｍを０から１．１５まで一定の傾きで増加させた時のＵ相電圧指令値Ｖ^* _Uのタイムチャート，図５（ｂ）に補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号のタイムチャート，図５（ｃ）に補正量βのタイムチャート，図５（ｄ）に本実施形態１のＵ相補正電圧指令値Ｖ^* _U＋βのタイムチャートを示す。なお、ゲインｋ＝２とする。

　図５（ａ），図５（ｂ）に示すように、電圧指令値Ｖ^* _Uの変調率ｍが大きくなるに連れて、２アーム変調方式の補正量αの振幅は小さくなり、一方、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の振幅は大きくなっていく。

　変調率ｍ≦０．５の期間では、図４（ｂ）および図５（ｂ）に示すように、補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号はゼロクロスおよびｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））の最大値または最小値となる点で等しくなる。そのため、補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））との絶対値の小さい方を補正量βとして選択すると、補正量βにはｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））が選択される。

　変調率ｍ＞０．５からは、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の最大値または最小値の絶対値は補正量αの絶対値よりも大きくなる。そのため、補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値の小さい方を選択すると、補正量βの値には、２アーム変調方式に用いる補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号とが混在することとなる。

　変調率ｍがさらに大きくなるに連れて、補正量βには２アーム変調方式に用いられる補正量αが選択される割合が増加していき、変調率ｍが１．１５の時には補正量βに選択される信号は全て補正量αとなり、変調方式が完全に２アーム変調方式となる。

　このような補正量βをＵ相電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに加算することにより、変調率ｍが大きくなるに連れて３アーム変調方式から２アーム変調方式へと連続的に変調方式を変化させることが可能となる。

　次に、本実施形態１の変調方式を用いた場合におけるゲート信号Ｇ_Uのパルス波形を説明する。

　図６に電圧指令値の変調率ｍ＝０．１の時に本実施形態１の変調方式を用いた場合の補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βとＵ相ゲート信号Ｇ_Uのタイムチャート，図７に電圧指令値の変調率ｍ＝１の時に本実施形態１の変調方式を用いた場合の補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βとＵ相ゲート信号Ｇ_Uのタイムチャートを示す。なお、ゲインｋ＝２とする。

　図６に示す変調率ｍ＝０．１の時における本実施形態１の変調方式では、図１５に示す３アーム変調方式と同様に、Ｕ相ゲート信号Ｇ_Uにパルス幅（オンデューティ）が小さい波形は見られない。図７に示す変調率ｍ＝１の時における本実施形態１の変調方式では、図１８に示す２アーム変調方式と同様に、Ｕ相ゲート信号Ｇ_Uにデッドタイムによりオンオフ動作ができなくなり電圧誤差が生じる程のパルス幅が小さい波形は見られない。また、スイッチング休止期間が生じるためスイッチング損失を低減させることができる。

　本実施形態１のように補正項加算部１を構成することにより、電圧指令値の変調率ｍが小さい時には３アーム変調方式を、電圧指令値の変調率ｍが大きくなるに連れて３アーム変調方式から２アーム変調方式へ連続的に変調方式を変化させることが可能である。

　また、本実施形態１の変調方式は、２アーム変調方式と３アーム変調方式とを組み合わせているため、２アーム変調方式のみの場合と比べて騒音を低減させることが可能となる。さらに、単純に電圧指令値の変調率ｍが小さい時は３アーム変調方式を採用し，電圧指令値の変調率ｍが大きい時は２アーム変調方式を採用した場合と比べて、発生する騒音の急変を抑制することが可能となる。

　さらに、電圧指令値の変調率ｍが大きい時は、ゲート信号が２アーム変調方式と同様の波形となりスイッチング休止区間が生じるため、スイッチング損失を低減させることが可能となる。

　加えて、三相電圧指令値を極座標変換し位相と振幅情報を得て変調方式の演算を行うなどの複雑な演算を用いずに、簡単なアナログ回路または、ＦＰＧＡ等の簡単なディジタル回路で三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wから直接補正を行うことが可能である。
　［実施形態２］

　実施形態１の変調方式は、補正量βを三相の電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに加算し、ゼロ相電圧（すなわち、対地電圧）を変動させることで補正している。しかしながら、対地電圧の変動が増加すると漏れ電流が問題となる。そこで、本実施形態２では、実施形態１の変調方式におけるゲインｋを変調率ｍに応じて可変とする。

　ここで、ゲインｋを変調率ｍに応じて可変とした場合の具体例を説明する。図８（ａ）に変調率ｍを０から１．１５まで一定の傾きで増加させた時のＵ相電圧指令値Ｖ^* _Uのタイムチャート，図８（ｂ）に補正量αとｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号のタイムチャート，図８（ｃ）にゲインｋのタイムチャート，図８（ｄ）に補正量βのタイムチャート，図８（ｅ）に本実施形態２のＵ相補正電圧指令値Ｖ^* _U＋βのタイムチャートを示す。

　図８（ｃ）に示すように、３アーム変調方式が採用される期間（電圧指令値の変調率ｍが小さい期間）においては、ゲインｋ＝０としておき、変調率ｍ＝０．５からゲインｋを一定の傾きで増加させていく。ここでは、電圧指令値の変調率ｍ＝１（２アーム変調方式の領域）となった時点でゲインｋ＝２となるようにゲインｋを増加させ、それ以降は変調率ｍが増加してもゲインｋは一定とする。

　このように、変調率ｍに応じてゲインｋに重み付けをすることにより、変調率ｍが小さい期間には完全な３アーム変調とすることができる。また、本実施形態２は補正量βの振幅値を実施形態１よりも抑制することが可能となり、漏れ電流を低減できる。

　また、本実施形態２のような変調方式を適用することにより、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
［実施形態３］

　実施形態２では、変調率ｍの大きさによって３アーム変調方式と２アーム変調方式の割合を変化させるが、本実施形態３では変調率ｍだけでなく、変調率ｍおよび電力変換装置の負荷率ｌに応じて３アーム変調方式と２アーム変調方式の割合を変化させる。

　電力変換装置の主な損失は、導通損失とスイッチング損失とに分類される。図９にスイッチング損失の説明図を示す。また、下記（５）式に１スイッチング当たりの損失ｗ_SWを、下記（６）式に単位時間当たりのスイッチング損失Ｗ_SWを示す。ここでは、分かりやすくするために、電圧ｖと電流ｉは、図９に示すように直線的に変化するものとする。

　このような場合、スイッチング損失Ｔ_SWの間に損失するエネルギーｗ_SWは上記（５）式となる。また、上記（６）式で表されるように、単位時間当たりのスイッチング損失Ｗ_SWは電流ｉの大きさに比例する。そのため、負荷率ｌが低く半導体スイッチ素子に流れる電流ｉが小さい場合、スイッチング損失Ｗ_SWはあまり問題とならない。

　一方、負荷率ｌが高く半導体スイッチ素子に流れる電流ｉが大きい場合、スイッチング損失Ｗ_SWもそれに従って増大する。そこで、負荷率ｌが低い期間は、スイッチング損失Ｗ_SWが問題とならないため３アーム変調方式として騒音や高調波成分の低減を図り、負荷率ｌが高い期間では２アーム変調方式としてスイッチング損失Ｗ_SWの低減を図る。

　図１０は本実施形態３における補正項加算部１の一例を示す構成図である。本実施形態３における電力変換装置の制御方法は、負荷率ｌを考慮した操作量βを電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに加えることにより補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βを生成する。

　具体的には、ゲイン乗算器１０から出力されたｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号に対して、負荷率乗算器１３で電力変換装置の負荷率ｌが乗算され、ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号が算出される。ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号は２アーム変調方式で問題となる電圧の急峻な変化に傾きを持たせるために加えられる信号である。

　そして、比較器１１の一方の入力端子には、負荷率乗算器１３で算出されたｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値｜ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜が入力される。また、スイッチ１２には、負荷率乗算器１３で算出されたｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号が入力される。

　補正量βは、スイッチ１２において、補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値の小さい方を選択することで生成される。スイッチ１２の切り替えは、補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値を比較し、｜α｜＜｜ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜の期間はｓ２＝１が選択され、｜α｜≧｜ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））｜の期間はｓ２＝０が選択される。この補正量βを電圧指令値Ｖ^*に加えることで補正電圧指令値Ｖ^*＋βを生成する。その他は、実施形態１と同様である。

　ここで、本実施形態３の具体例を説明する。図１１（ａ）に電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wのタイムチャート，図１１（ｂ）に補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号のタイムチャート，図１１（ｃ）に補正量βのタイムチャート，図１１（ｄ）に負荷率ｌのタイムチャート，図１１（ｅ）に本実施形態３の補正電圧指令値Ｖ^* _U＋β，Ｖ^* _V＋β，Ｖ^* _W＋βのタイムチャートを示す。ここでは例として、ゲインｋ＝１．８，変調率ｍ＝０．８５としている。

　図１１（ｂ），（ｄ）に示すように、負荷率ｌが大きくなるにつれて、ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の振幅も大きくなる。図１１（ｃ）に示す補正量βは、補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値の小さい方を選択することで生成される信号である。そのため、補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値の小さい方を補正量βとして選択すると、負荷率ｌが小さい期間は、ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号のみが選択される。

　また、負荷率ｌが大きい期間は、ｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の最大値または最小値の絶対値は補正量αの絶対値よりも大きくなる。そのため、補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号の絶対値の小さい方を補正量βとして選択すると、２アーム変調方式に用いる補正量αとｋｌ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号とが混在することとなる。

　本実施形態３の方法で算出された補正量βを電圧指令値Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _Wに加算することにより、負荷率ｌが小さい期間は３アーム変調方式、負荷率ｌが大きい期間は２アーム変調方式というように、負荷率ｌによって、３アーム変調方式と２アーム変調方式とを切り替えることが可能となる。

　その結果、負荷率ｌが低い期間はスイッチング損失Ｗ_SWも小さいため３アーム変調とし、騒音や高調波成分の低減を図ることが可能となる。また、負荷率ｌが大きい期間は２アーム変調とし、スイッチング損失Ｗ_SWの低減を図ることができる。

　さらに、実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。

　本実施形態３は、例えば、負荷率ｌの変化が緩やかな太陽光ＰＣＳなどの電力変換装置に適用することが考えられる。
　［実施形態４］

　実施形態３では、負荷率ｌをｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号に単純に乗算している。しかしながら、無停電電源装置や瞬低補償装置等は停電発生時等に急激に負荷率ｌが上昇する。このように、負荷率ｌが急激に変化する電力変換装置に、実施形態３の制御方法を用いた場合、負荷率ｌの急変時に、３アーム変調方式から２アーム変調方式に急激に切り替わる。その結果、装置に対して強いストレスを与えてしまうこととなる。

　そこで、本実施形態４では、図１２に示すように、負荷率ｌをローパスフィルタＬＰＦとソフトスタート回路１４を介して負荷率乗算器１３に出力し、ｋ（ｍａｘ（Ｖ^*）＋ｍｉｎ（Ｖ^*））信号に乗算させる。その他の構成は実施形態３と同様であるため、説明を省略する。

　前記ローパスフィルタＬＰＦは負荷率ｌに含まれる高調波成分を減衰し、負荷率ｌの基本波成分のみを出力する。また、前記ソフトスタート回路１４は、出力の時間変化率を所定値以下に抑制し、出力を除々に大きくする。

　その結果、負荷率ｌが急変したとしても、負荷率乗算器１３に入力される信号は、図１１（ｄ）に示す波形のように、その変化を緩やかにすることが可能となる。そのため、３アーム変調方式から２アーム変調方式に除々に移行させることができ、装置への負担を軽減することができる。

　また、本実施形態４によれば、実施形態１～３と同様の作用効果を奏する。

　なお、本実施形態４は、例えば、負荷率ｌの変化が急激な無停電電源装置や瞬低補償装置などに適用することが考えられる。

　以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

　例えば、実施形態１～４では、三相の電圧指令値に対して補正を行う方法について説明したが、電圧指令値は三相以上の多相であれば適用可能である。

　１…補正項加算部
　Ｖ^* _U，Ｖ^* _V，Ｖ^* _W…電圧指令値
　Ｇ_U，Ｇ_V，Ｇ_W，Ｇ_X，Ｇ_Y，Ｇ_Z…ゲート信号
　α，β…補正量
　ｋ…ゲイン
　ｍａｘ（Ｖ^*）…電圧指令値の最大値
　ｍｉｎ（Ｖ^*）…電圧指令値の最小値

Claims

　交流‐直流変換あるいは直流‐交流変換を行う電力変換装置に備えられた半導体スイッチ素子に対して、電圧指令値をＰＷＭ変調するゲート信号生成部により得られたゲート信号を出力する電力変換装置の制御方法であって、
　ゲート信号生成部に備えられた補正項加算部において、
　多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と多相の電圧指令値のうち最小となる電圧指令値の絶対値とを比較し、
前記最大となる電圧指令値の方が大きい場合は、三角波キャリアの最大値から前記最大となる電圧指令値を減算した信号を選択し、
前記最小となる電圧指令値の絶対値の方が大きい場合は、三角波キャリアの最小値から前記最小となる電圧指令値を減算した信号を選択して生成した信号に相当する第一補正量を演算し、
　多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号にゲインを乗算して前記第一補正量と同期した三角波状の信号を生成し、
　この三角波状の信号と第一補正量とのうち絶対値の小さい方を選択して生成した第二補正量を多相の電圧指令値にそれぞれ加算して補正電圧指令値を演算し、
　この補正電圧指令値をＰＷＭ変調して得られたゲート信号を前記半導体スイッチ素子に出力することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
　前記ゲインは、電圧指令値の変調率に応じて可変とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の制御方法。
　前記第一補正量と同期した三角波状の信号は、
　多相の電圧指令値のうち最大となる電圧指令値と最小となる電圧指令値を加算した信号に、ゲインと電力変換装置の負荷率を乗算した値とすることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置の制御方法。
　前記負荷率は、
　ローパスフィルタによって高調波成分が減衰され、
　ソフトスタート回路によって時間変化率が抑制された信号とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置の制御方法。