WO2010070784A1 - 温度補償型発振回路 - Google Patents

温度補償型発振回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2010070784A1
WO2010070784A1 PCT/JP2009/004198 JP2009004198W WO2010070784A1 WO 2010070784 A1 WO2010070784 A1 WO 2010070784A1 JP 2009004198 W JP2009004198 W JP 2009004198W WO 2010070784 A1 WO2010070784 A1 WO 2010070784A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
temperature
mos transistor
terminal
oscillation
channel mos
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/004198
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
冨田英雄
小松茂行
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2010070784A1 publication Critical patent/WO2010070784A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/02—Details
    • H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors

Definitions

  • the present invention relates to a temperature compensated oscillation circuit including a vibrator, an oscillation amplifier composed of a P-channel MOS transistor and an N-channel MOS transistor having positive temperature characteristics, first and second oscillation capacitors, and a feedback resistor. About.
  • the oscillation circuit itself for operating the circuit needs to continue to operate, and another approach is required to reduce the power consumption of the oscillation circuit itself.
  • the operating temperature range of equipment is widened (for example, ⁇ 40 ° C. to + 125 ° C.), it is not easy to reduce power consumption while maintaining oscillation stability from low temperature to high temperature.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional temperature compensated oscillation circuit.
  • This temperature compensated oscillation circuit includes an input terminal 11, an output terminal 12, a crystal resonator 1, an oscillation amplifier 80, a feedback resistor 83, a first oscillation capacitor 9, and a second oscillation capacitor 10. .
  • the first terminal and the second terminal of the crystal unit 1 are connected to the input terminal 11 and the output terminal 12.
  • the oscillation amplifier 80 is connected between the input terminal 11 and the output terminal 12.
  • the feedback resistor 83 is connected between the input terminal 11 and the output terminal 12.
  • the oscillation amplifier 80 includes a P channel MOS transistor 81 and an N channel MOS transistor 82.
  • the first oscillation capacitor 9 is connected between the input terminal 11 and the low potential power supply terminal.
  • the second oscillation capacitor 10 is connected between the output terminal 12 and the low potential power supply terminal. This conventional example is illustrated in Patent Document 1, for example.
  • the input terminal 11 is at a low potential
  • the output terminal 12 is at a high potential.
  • the high potential of the output terminal 12 propagates to the input terminal 11 through the feedback resistor 83, whereby the input terminal 11 changes to a high potential.
  • the output terminal 12 changes from a high potential to a low potential.
  • the output terminal 12 is at a low potential.
  • the low potential of the output terminal 12 propagates to the input terminal 11 via the feedback resistor 83, so that the input terminal 11 changes to a low potential.
  • the output terminal 12 changes from a low potential to a high potential. Thereby, an oscillation operation is performed in the temperature compensated oscillation circuit.
  • the feedback resistor 83 is configured to cancel the resistance of the positive temperature characteristic and the resistance of the negative temperature characteristic to keep the resistance value constant. That is, the positive temperature characteristic 90 of the single crystal silicon resistance having a positive temperature coefficient and the negative temperature characteristic 91 of the polycrystalline silicon resistance having a negative temperature coefficient shown in FIG. It is devised not to receive.
  • the conventional temperature compensated oscillation circuit having the above configuration has the following problems.
  • the output current characteristics 102 are shown respectively. These characteristics show positive temperature characteristics in which the output current decreases as the temperature increases.
  • FIG. 11 shows a low-temperature output current characteristic 110, a normal-temperature power-current characteristic 111, a high-temperature characteristic of the N-channel MOS transistor 82 when a high potential is applied to the input terminal 11 and a low potential to a high potential is applied to the output terminal 12.
  • the hour output current characteristics 112 are shown respectively. These characteristics show positive temperature characteristics.
  • the transistor capabilities with respect to temperature in the P-channel MOS transistor and the N-channel MOS transistor are different and do not match.
  • the temperature characteristics will be described with reference to an example in which the capability variation of the transistor is smaller in the P-channel MOS transistor.
  • the capability at normal temperature is set to be the same for the P-channel MOS transistor and the N-channel MOS transistor.
  • the output current difference 10A between the normal temperature output current characteristic 101 of the P channel MOS transistor 81 and the low temperature output current characteristic 100 is the difference between the normal temperature output current characteristic 111 and the low temperature output current characteristic 110 of the N channel MOS transistor 82.
  • the output current difference between them is smaller than 11A.
  • the output current difference 10B between the normal temperature output current characteristic 101 and the high temperature output current characteristic 102 of the P-channel MOS transistor 81 is the normal temperature output current characteristic 111 and the high temperature output current characteristic 112 of the N channel MOS transistor 82. Is smaller than the output current difference 11B.
  • the output current difference 11A > the output current difference 10A. Therefore, the N channel MOS transistor has a larger current capability than the P channel MOS transistor, and the oscillation switching level is lower than VDD / 2. Similarly, when the temperature is high (the temperature is higher than normal temperature), the output current difference 11B> the output current difference 10B. Since the N channel MOS transistor has a smaller current capability than the P channel MOS transistor, the switching level of oscillation rises from VDD / 2. In this way, since the switching level varies with temperature, oscillation becomes unstable.
  • FIG. 14 shows an oscillation output waveform and a next-stage output waveform at a high temperature in the oscillation circuit of FIG.
  • the amplification capability of the oscillation amplifier 80 is reduced as indicated by 102 in FIG. 10 and 112 in FIG. 11. Therefore, as shown by 140 in FIG. 14, the oscillation output waveform cannot be fully amplified with respect to VDD and VSS. Oscillation becomes unstable.
  • the switching voltage 12B is higher than VDD / 2
  • the oscillation output waveform reaches the H level only up to the vicinity of the oscillation switching level 12B, and sufficient H recognition exceeding the threshold value cannot be performed.
  • the output waveform at the next stage cannot be completely inverted, and the oscillation clock cannot be transmitted, resulting in malfunction.
  • FIG. 15 shows the oscillation output waveform at the low temperature and the next stage output waveform in the oscillation circuit of FIG.
  • the amplification capability of the oscillation amplifier 80 is increased.
  • overshooting is performed on VDD and undershooting is performed on VSS.
  • noise is applied to the power supply line. This noise increases unnecessary radiation (EMI: Electromagnetic interference) of the entire system including the oscillation circuit.
  • EMI Electromagnetic interference
  • the switching voltage 12C in FIG. 15 is lower than VDD / 2, the duty ratio of the output waveform does not become 50%, and the output waveform 151 of the next stage becomes unbalanced with 151L> 151H.
  • the output amplitude level and the output duty ratio fluctuate due to temperature fluctuations, leading to malfunction of the equipment due to unstable oscillation.
  • an increase in EMI causes malfunction of the device.
  • the conventional oscillator circuit causes an increase in current consumption.
  • it is necessary to ensure an oscillation output current at a high temperature at which the oscillation amplification capability is reduced to a desired value or more.
  • FIG. 16 shows the output current characteristics of the P-channel MOS transistor of the oscillation amplifier in a state where the oscillation capability is secured not only at room temperature but also at a high temperature. Similarly, the oscillation amplifier in a state where the oscillation capability is secured not only at room temperature but also at a high temperature.
  • FIG. 17 shows the output current characteristics of the N-channel MOS transistor.
  • the amplification capability required at the time of normal temperature use is increased by [the output current difference 16B between the normal-time output current characteristic 161 and the high-temperature output current characteristic 162], and at the low-temperature use.
  • the output current difference 16C between the low temperature output current characteristic 160 and the high temperature output current characteristic 162 increases.
  • the amplification capability necessary at the time of normal temperature use is increased by [the output current difference 17B between the normal-time output current characteristic 171 and the high-temperature output current characteristic 172], and the low-temperature use.
  • the amplification capability required sometimes increases by [the output current difference 17C between the low temperature output current characteristic 170 and the high temperature output current characteristic 172], resulting in an increase in current consumption at room temperature and low temperature use.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a temperature-compensated oscillation circuit that can suppress fluctuations in the amplitude of an oscillation signal and a decrease in oscillation margin over a wide temperature range. It is another object of the present invention to provide a temperature compensated oscillation circuit capable of suppressing power consumption regardless of whether or not an oscillation operation is performed.
  • a temperature compensated oscillation circuit includes: An input terminal; An output terminal; A high potential power supply terminal; A low potential power supply terminal; A vibrator connected between the input terminal and the output terminal; An oscillation amplifier connected in series between the high potential power supply terminal and the low potential power supply terminal; A first oscillation capacitor connected between the input terminal and the low potential power supply terminal; A second oscillation capacitor connected between the output terminal and the low potential power supply terminal; A feedback resistor connected between the output terminal and the input terminal;
  • the oscillation amplifier is A P-channel MOS transistor having a positive temperature characteristic and having a connection point connected to the output terminal and a gate terminal connected to the input terminal; An N-channel MOS transistor having a positive temperature characteristic and having a connection point connected to the output terminal and a gate terminal connected to the input terminal; A first resistor having a negative temperature characteristic and connected in series to the P-channel MOS transistor; A second resistor having a negative temperature characteristic and connected in series to the N-channel MOS transistor; Is provided.
  • the oscillation amplifier amplifies and outputs a high potential so that the P-channel MOS transistor and the first resistor cancel each other out of temperature dependence,
  • the oscillation amplifier amplifies the N-channel MOS transistor and the second resistor so as to cancel the temperature dependence.
  • the variation in the on-resistance value at the output of the oscillation amplifier is offset by the on-resistance value variation of the MOS transistor having the positive temperature characteristic and the resistance value variation of the resistance having the negative temperature characteristic. . Therefore, in a wide temperature range, fluctuations in the oscillation output amplitude level, oscillation output duty ratio, and EMI are suppressed, and the oscillation operation is stabilized. Further, the power consumption can be reduced by matching the output current of the oscillation amplifier, in which the temperature characteristic variation is suppressed, over a wide temperature range to a desired minimum current value that satisfies the oscillation margin.
  • the vibrator is an element using physical vibration characteristics of a crystal body and a piezoelectric phenomenon, and this vibrator is preferably a crystal vibrator, but is not limited to this, for example, a CR oscillator, A vibrator made of an LCR oscillator, ceramic, rubidium, cesium or the like can be included.
  • the crystal resonator is a resonator in which a thin plate is cut at a fixed angle with respect to the crystal axis and an electrode is provided on the surface thereof by silver plating or the like.
  • the first resistor is connected between a source terminal of the P-channel MOS transistor and the high potential power supply terminal
  • the second resistor is connected between the source terminal of the N-channel MOS transistor and the low potential power supply terminal.
  • the first resistor is connected between a drain terminal of the P-channel MOS transistor and the output terminal
  • the second resistor is connected between the drain terminal of the N-channel MOS transistor and the output terminal.
  • the feedback resistor has a negative temperature characteristic;
  • the transfer gate is connected between the input terminal or the output terminal and the feedback resistor.
  • the variation in the feedback resistance value is offset by the synergistic effect of the on-resistance value variation of the transfer gate having the positive temperature characteristic and the resistance value variation of the feedback resistor having the negative temperature characteristic.
  • the oscillation operation is further stabilized during the oscillation operation, and the power consumption is suppressed by turning off the transfer gate when the oscillation is stopped.
  • the transfer gate has two functions of canceling the variation of the feedback resistance value and suppressing the power consumption, thereby simplifying the configuration.
  • an oscillation amplifier including a MOS transistor having a positive temperature characteristic and a resistor having a negative temperature characteristic
  • fluctuations in the amplitude of the oscillation signal and a reduction in the oscillation margin can be achieved over a wide temperature range. Can be suppressed.
  • power consumption can be suppressed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a temperature compensated oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing output current characteristics when the P-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG. 1 is on.
  • FIG. 3 is a diagram showing output current characteristics when the N-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG. 1 is on.
  • FIG. 4 is a diagram showing the feedback current characteristic viewed from the input terminal of the oscillation amplifier of FIG.
  • FIG. 5 shows oscillation output waveforms at the low temperature, normal temperature, and high temperature in the oscillation circuit according to the embodiment of the present invention, and output waveforms at the next stage.
  • FIG. 6 is a diagram showing output current characteristics on the P-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG. FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing output current characteristics on the N-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional temperature compensated oscillation circuit.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the temperature characteristics of a resistance having a positive temperature characteristic and a resistance having a negative temperature characteristic.
  • FIG. 10 is a diagram showing output current characteristics on the P-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing output current characteristics on the N-channel MOS transistor side in the oscillation amplifier of FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing the feedback current characteristic viewed from the input terminal of the oscillation amplifier of FIG.
  • FIG. 13 is an output amplitude characteristic diagram of the oscillation amplifier of FIG. 8 in oscillation at normal temperature.
  • FIG. 14 is an output amplitude characteristic diagram of the oscillation amplifier of FIG. 8 in oscillation at a high temperature.
  • FIG. 15 is an output amplitude characteristic diagram of the oscillation amplifier of FIG. 8 in oscillation at a low temperature.
  • FIG. 16 is a diagram showing the output current of the P-channel MOS transistor of the oscillation amplifier when the oscillation capability is ensured even at a high temperature.
  • FIG. 17 is an output current characteristic diagram of the N-channel MOS transistor of the oscillation amplifier when the oscillation capability is ensured even at a high temperature.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a temperature compensated oscillation circuit according to the present embodiment.
  • the temperature compensated oscillation circuit of the present embodiment includes a crystal resonator 1, an oscillation amplifier 2, a transfer gate 7, a feedback resistor 8, and first and second oscillation capacitors 9 and 10.
  • the oscillation amplifier 2 has a P-channel MOS transistor 3, a first resistor 4, an N-channel MOS transistor 5, and a second resistor 6.
  • the first resistor 4 has a negative temperature characteristic and is connected between the source terminal of the P-channel MOS transistor 3 and the high potential power supply terminal (VDD).
  • the second resistor 6 has negative temperature characteristics, and is connected between the source terminal of the N-channel MOS transistor 5 and the low potential power supply terminal (VSS).
  • the transfer gate 7 is composed of a MOS transistor having a positive temperature coefficient and having a source terminal connected to the input terminal 11.
  • the feedback resistor 8 has a negative temperature characteristic and is connected between the drain terminal of the transfer gate 7 and the output terminal 12.
  • the first oscillation capacitor 9 is connected between the first terminal of the crystal unit 1 and the low potential power supply terminal (VSS).
  • the second oscillation capacitor 10 is connected between the second terminal of the crystal unit 1 and the low potential power supply terminal (VSS).
  • the first terminal of the crystal unit 1 and the input terminal 11 of the oscillation amplifier 2 are connected, and the second terminal of the crystal unit 1 and the output terminal 12 of the oscillation amplifier 2 are connected.
  • P channel MOS transistor 3, N channel MOS transistor 5 and transfer gate 7 all have positive temperature characteristics.
  • the following series connection body is provided. That is, A P-channel MOS transistor 3 (positive temperature characteristic) and a first resistor 4 (negative temperature characteristic) are connected in series, An N-channel MOS transistor 5 (positive temperature characteristic) and a second resistor 6 (negative temperature characteristic) are connected in series, A transfer gate 7 (positive temperature characteristic) and a feedback resistor 8 (negative temperature characteristic) are connected in series.
  • the first circuit component having the positive temperature characteristic and the second circuit component having the negative temperature characteristic are connected in series.
  • the electrical characteristics of the first circuit component and the current characteristics of the second circuit component cancel each other, resulting in a new output current characteristic that does not depend on the temperature characteristic.
  • the operation of the temperature compensated oscillation circuit of the present embodiment configured as described above will be described below.
  • the operation described below is an operation when the transfer gate 7 is in the ON state.
  • the output terminal 12 becomes high potential.
  • the high potential of the output terminal 12 propagates to the input terminal 11 through the feedback resistor 8 and the transfer gate 7 and changes the input terminal 11 to a high potential.
  • the output terminal 12 changes from the high potential toward the low potential. To do.
  • the output terminal 12 becomes low potential.
  • the low potential of the output terminal 12 propagates to the input terminal 11 via the feedback resistor 8 and the transfer gate 7 and changes the input terminal 11 to a low potential.
  • the output terminal 12 changes from a low potential to a high potential. To do.
  • the oscillation operation is performed by the above operation.
  • FIG. 2 shows the output current characteristics on the H output side in the oscillation circuit of FIG. 21 shows the output current characteristic at high temperature in the output current of the single P channel MOS transistor 3, 22 shows the output current characteristic at low temperature in the output current of the single P channel MOS transistor 3, and 20 shows the first resistance 4 (negative The output current characteristics peculiar to the present embodiment synthesized from the output current characteristics 21 and 22 at the time of high temperature / low temperature by providing the temperature characteristics) are shown.
  • the output current characteristic 20 does not depend on the temperature characteristic.
  • the output current characteristics 21 and 22 are not the technical contents of the present embodiment itself, but are output current characteristics of a single MOS transistor that is the basis of the technique of the present embodiment, and thus are indicated by broken lines. . Since the output current characteristic 20 is the technical content of the present embodiment, it is indicated by a solid line. This relationship also applies to FIG.
  • the output current variation 2B decreases with increasing temperature in the P-channel MOS transistor 3 alone.
  • the output current variation 2A increasing with decreasing temperature in the single P-channel MOS transistor 3 is offset by the characteristic of the current flowing through the first resistor 4 (negative temperature characteristic) (decreasing with decreasing temperature).
  • FIG. 3 shows the output current characteristics on the L output side in the oscillation circuit of the present embodiment.
  • Reference numeral 31 denotes a high-temperature output current characteristic of the output current of the N-channel MOS transistor 5 alone
  • 32 denotes a low-temperature output current characteristic of the output current of the N-channel MOS transistor 5 alone
  • 30 denotes the second resistor 6 (negative
  • the output current characteristic peculiar to the present embodiment synthesized from the output current characteristics 31 and 32 at the time of high temperature / low temperature by providing the temperature characteristic) is shown.
  • the output current characteristic 30 does not depend on temperature.
  • the output current change amount 3B decreases with increasing temperature in the N-channel MOS transistor 5 alone.
  • the output current change amount 3A increasing temperature in the single N-channel MOS transistor 5 is offset by the characteristic of the current flowing through the second resistor 6 (negative temperature characteristic) (decreasing with decreasing temperature).
  • FIG. 4 shows the feedback current characteristic viewed from the input terminal 11 at the low temperature / normal temperature / high temperature in the oscillation circuit of the present embodiment.
  • FIG. 4 shows an input current characteristic 40 viewed from the input terminal 11 when the potential applied to the input terminal 11 shifts from a low potential to a high potential when the transfer gate 7 is in an on state.
  • the output current characteristic on the H output side of the oscillation circuit has an output current characteristic 20 (constant without depending on temperature).
  • the output current characteristic on the L output side is also the output current characteristic 30 (temperature). Without being dependent on). Therefore, the switching level of the oscillation amplifier 2 becomes a constant value 4A regardless of temperature fluctuations.
  • the switching level 4A can be set to the potential of VDD / 2.
  • the N-channel MOS transistor 5 is turned off and the P-channel MOS transistor 3 is turned on.
  • the feedback current is supplied from the high potential power supply terminal (VDD) of the oscillation amplifier 2 to the first resistor 4 (negative temperature characteristic), the P-channel MOS transistor 3 (positive temperature characteristic), and the feedback resistor 8 (negative temperature characteristic). ) Flows into the input terminal 11 fixed at a low potential via the transfer gate 7 (positive temperature characteristic).
  • the P-channel MOS transistor 3 is turned off and the N-channel MOS transistor 5 is turned on.
  • the feedback current is transferred from the input terminal 11 fixed at a high potential to the transfer gate 7 (positive temperature characteristic), the feedback resistor 8 (negative temperature characteristic), the N-channel MOS transistor 5 (positive temperature characteristic), the first 2 flows into the low potential power supply terminal (VSS) via the resistor 6 (negative temperature characteristic).
  • both the low-potential-side feedback current 4B and the high-potential-side feedback current 4C in FIG. 4 do not depend on temperature. A constant value is maintained.
  • the output current characteristic 20 on the H output side, the output current characteristic 30 on the L output side, and the input current which are various oscillation parameters that determine the stability of the oscillation circuit. Since the characteristic 40 is constant without depending on temperature, it is possible to obtain a temperature compensated oscillation circuit that does not depend on temperature.
  • FIG. 5 shows an oscillation output waveform and a next-stage output waveform at low temperature / normal temperature / high temperature in the oscillation circuit of the present embodiment. Since the output current characteristic 20 on the H output side in FIG. 2 and the output current characteristic 30 on the L output side in FIG. 3 are constant regardless of the temperature, the oscillation output waveform 50 always has a constant and stable waveform form. If the oscillation output waveform cannot be fully amplified with respect to VDD and VSS at a high temperature, the waveform becomes unstable. However, since the oscillation output waveform 50 is a constant and stable waveform form regardless of the temperature, Such an unstable waveform at the time does not occur. Further, the oscillation output waveform does not cause overshoot with respect to VDD and undershoot with respect to VSS at low temperatures, so that the EMI of the device does not increase.
  • the oscillation switching voltage 4A maintains VDD / 2.
  • the input current, the switching level, the output current, and the output duty ratio are stabilized without fluctuation in a wide temperature range. Therefore, the amplitude fluctuation of the oscillation output at the output terminal 12 and the decrease in the oscillation margin are suppressed, and the oscillation is stabilized. In addition, an increase in EMI at low temperatures can be prevented. In addition, power consumption is suppressed at low temperatures and normal temperatures.
  • FIG. 6 shows the output current characteristics of the P-channel MOS transistor 3 of the oscillation amplifier 2 in a state where the oscillation capability is sufficiently ensured at each of the low temperature / normal temperature / high temperature in the oscillation circuit of the present embodiment.
  • Reference numeral 61 denotes a high-temperature output current characteristic in the output current of the single P-channel MOS transistor 3
  • reference numeral 62 denotes a low-temperature output current characteristic in the output current of the single P-channel MOS transistor 3.
  • Reference numeral 60 denotes an output current characteristic peculiar to the present embodiment synthesized from the high-temperature / low-temperature output current characteristics 61 and 62 by providing the first resistor 4 (negative temperature characteristic). The output current characteristic 60 does not depend on the temperature characteristic.
  • the output current characteristics 61 and 62 are not the technical contents of the present embodiment, but are output current characteristics of a single MOS transistor that is the basis of the technique of the present embodiment, and thus are indicated by broken lines. . Since the output current characteristic 60 is the technical content of the present embodiment, it is indicated by a solid line. This relationship also applies in FIG.
  • the output current characteristic (decreasing with increasing temperature) of the P-channel MOS transistor 3 alone can be obtained.
  • the output current characteristic of the P-channel MOS transistor 3 alone does not fall below the minimum output current 6A by offsetting with the current characteristic (increasing with increasing temperature) flowing through the first resistor 4 (negative temperature characteristic). I made it.
  • the output current change amount 6B (increasing with decreasing temperature) is canceled by the current characteristic (decreasing with decreasing temperature) flowing through the first resistor 4 (negative temperature characteristic). Thereby, a new output current characteristic 60 independent of the temperature characteristic is obtained.
  • FIG. 7 shows the output current characteristics of the N-channel MOS transistor of the oscillation amplifier in the oscillation circuit of the present embodiment in a state where the oscillation capability is sufficiently ensured at each of low temperature / normal temperature / high temperature.
  • Reference numeral 71 denotes a high-temperature output current characteristic of the output current of the N-channel MOS transistor 5 alone
  • 72 denotes a low-temperature output current characteristic of the output current of the N-channel MOS transistor 5 alone.
  • Reference numeral 70 denotes an output current characteristic peculiar to the present embodiment synthesized from the high-temperature / low-temperature output current characteristics 71 and 72 by providing the second resistor 6 (negative temperature characteristic). The output current characteristic 70 does not depend on the temperature characteristic.
  • the output current characteristic (decreasing with increasing temperature) of the N-channel MOS transistor 5 alone can be obtained.
  • the output current characteristic of the N-channel MOS transistor 5 alone does not fall below the minimum output current 7A by canceling out with the current characteristic flowing through the second resistor 6 (negative temperature characteristic) (increasing with increasing temperature). I made it.
  • the output current change amount 7B (increasing with decreasing temperature) is offset by the current characteristic (decreasing with decreasing temperature) flowing through the second resistor 6 (negative temperature characteristic). Thereby, a new output current characteristic 70 independent of the temperature characteristic is obtained.
  • the minimum output currents 6A and 7A are defined after the minimum output currents 6A and 7A for the lowest power consumption are specified while ensuring the oscillation stability. Design the output current at the lower limit.
  • the output current increases at room temperature / low temperature, resulting in a large consumption current. It will flow. According to the present embodiment, such inconvenience can be avoided without causing a decrease in the oscillation margin at a high temperature, and the power consumption can be reduced.
  • an oscillation amplifier having a MOS transistor (positive temperature characteristic) and a resistance (negative temperature characteristic), a feedback resistance (negative temperature characteristic) and a transfer gate (positive By providing the temperature characteristics, it is possible to suppress fluctuations in the amplitude of the oscillation signal and a decrease in the oscillation margin over a wide temperature range, and further reduce power consumption.
  • the operation of the present invention has been described by taking the case where the transfer gate 7 is in an on state as an example.
  • the transfer gate 7 which is in an oscillation stop state is in an off state
  • the input terminal 11 is set to a high potential or By setting it to a low potential, it is possible to suppress a through current and suppress an increase in power consumption.
  • the first resistor 4 (negative temperature characteristic) and the second resistor 6 (negative temperature characteristic) are connected to the source side of the P-channel MOS transistor and the source side of the N-channel MOS transistor. Although they are connected, it goes without saying that they have the same characteristics even if they are connected to the drain side.
  • the temperature compensated oscillation circuit includes an oscillation amplifier including a MOS transistor having a positive temperature characteristic and a resistor having a negative temperature characteristic, so that the amplitude variation of the oscillation signal and the oscillation margin can be achieved over a wide temperature range. In addition, the power consumption can be suppressed. Therefore, it is useful as a temperature compensated oscillation circuit or the like.

Landscapes

  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

　本発明の温度補償型発振回路では、入力端子と出力端子との間に振動子接続し、高電位電源端子と低電位電源端子との間に発振増幅器を直列接続し、入力端子と低電位電源端子との間に第１の発振コンデンサを接続し、出力端子と低電位電源端子との間に第２の発振コンデンサを接続し、出力端子と入力端子との間に帰還抵抗を接続する。発振増幅器は、正の温度特性を有しその接続点が出力端子に接続されそのゲート端子が入力端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、正の温度特性を有しその接続点が出力端子に接続されそのゲート端子が入力端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、負の温度特性を有し前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第１の抵抗と、負の温度特性を有しＮチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第２の抵抗とを備える。

Description

温度補償型発振回路
　本発明は、振動子と、正の温度特性のＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタとからなる発振増幅器と、第１,第２の発振コンデンサと、帰還抵抗とを備えた温度補償型発振回路に関する。
　本出願は、２００８年１２月１９日に出願された、明細書,図面、特許請求の範囲を含む日本特許出願２００８－３２３０５２号の全てを、ここに参照として本明細書に組み入れている。
　近年、機器の小型化,高性能化,低消費電力化に伴い、機器に内蔵されるシステムＬＳＩ,マイコンにおいても同様に高集積化,高速高性能化,低消費電力化が要望されている。特に低消費電力化においては、ブロック毎にクロックゲーティングし、動作に最低限必要なブロックのみを動かす仕組みを講じたり、動作時に不要なブロックについて電源遮断等を行ったりして消費電力の削減を図っている。
　ところで、回路を動作させるための発振回路自身は常に動作し続ける必要があり、発振回路自身の低消費電力化を図るためには別のアプローチが必要になる。また、機器の使用温度範囲が広くなる中で（例えば、－４０℃～＋１２５℃）、低温から高温まで発振安定性を保ちつつ、低消費電力化を図ることは容易でない。
　以下、従来の温度補償型発振回路について図を参照して説明する。図８は、従来の温度補償型発振回路の構成を示す回路図である。この温度補償型発振回路は、入力端子１１と出力端子１２と、水晶振動子１と、発振増幅器８０と、帰還抵抗８３と、第１の発振コンデンサ９と、第２の発振コンデンサ１０とを備える。
　水晶振動子１の第１の端子と第２の端子とは、入力端子１１と出力端子１２とに接続される。同様に発振増幅器８０は、入力端子１１と出力端子１２との間に接続される。同様に帰還抵抗８３は、入力端子１１と出力端子１２との間に接続される。発振増幅器８０は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２とを備える。第１の発振コンデンサ９は、入力端子１１と低電位電源端子との間に接続される。第２の発振コンデンサ１０は、出力端子１２と低電位電源端子との間に接続される。この従来例は、例えば特許文献１に例示される。
　以上のように構成された従来の温度補償型発振回路について、以下にその動作を説明する。この温度補償型発振回路は、入力端子１１が低電位の瞬間、出力端子１２は高電位となる。この出力端子１２の高電位は帰還抵抗８３を介して入力端子１１に伝播することで入力端子１１が高電位に変化する。以上の動作により、出力端子１２は高電位から低電位に向かって変化する。
　逆に、入力端子１１が高電位の瞬間、出力端子１２は低電位となる。この出力端子１２の低電位は帰還抵抗８３を介して入力端子１１に伝播することで、入力端子１１は低電位に変化する。以上の動作により、出力端子１２は低電位から高電位に向かって変化する。これにより、温度補償型発振回路で発振動作が行われる。
　ここで、帰還抵抗８３は、正の温度特性の抵抗と負の温度特性の抵抗とを相殺させて、抵抗値を一定に保つように構成されている。つまり、図９に示す温度係数が正の値をもつ単結晶シリコン抵抗の正の温度特性９０と温度係数が負の値をもつ多結晶シリコン抵抗の負の温度特性９１が合成され、温度による影響を受けないように工夫されている。
特開２００５－１４２７３０号
　上記構成の従来の温度補償型発振回路には次のような問題がある。
　第１に、発振増幅器８０を構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２とがいずれも正の温度特性を有することから、温度依存によるオン抵抗値変動を起こす。
　図１０は入力端子１１に低電位を印加し、出力端子１２に低電位から高電位へと印加した場合のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１の低温時出力電流特性１００、常温時出力電流特性１０１、高温時出力電流特性１０２をそれぞれ示す。これら特性は、温度が高いほど出力電流が減少する正の温度特性を示す。
　図１１は入力端子１１に高電位を印加し、出力端子１２に低電位から高電位へと印加した場合における、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２の低温時出力電流特性１１０、常温時力電流特性１１１、高温時出力電流特性１１２をそれぞれ示す。これら特性は正の温度特性を示す。
　一般にＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタとにおける温度に対するトランジスタ能力は相違して一致しない。以下、課題の説明を容易にする都合上、温度特性についてトランジスタの能力変動がＰチャンネルＭＯＳトランジスタの方が小さい場合の例で説明する。ただし、常温時の能力は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタとで同じに合わせている。
　ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１の常温時出力電流特性１０１と低温時出力電流特性１００との間の出力電流差１０Ａは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２の常温時出力電流特性１１１と低温時出力電流特性１１０との間の出力電流差１１Ａより小さい。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１の常温時出力電流特性１０１と高温時出力電流特性１０２との間の出力電流差１０Ｂは、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２の常温時出力電流特性１１１と高温時出力電流特性１１２との間の出力電流差１１Ｂより小さい。
　図１２は上記の特性を有する発振増幅器８０の入力端子１１に低電位から高電位へと印加した際の入力端子１１から見た低温時帰還電流特性１２０、常温時帰還電流特性１２１、高温時帰還電流特性１２２をそれぞれ示す。これらの帰還電流特性から明らかなように、常温状態から温度が上昇するほど、スイッチングレベルは常温時スイッチングレベル１２Ａ（＝ＶＤＤ／２）から高温時スイッチングレベル１２Ｂに向けて増加変動する。一方、常温状態から温度が低下するほど、スイッチングレベルは常温時スイッチングレベル１２Ａから低温時スイッチングレベル１２Ｃに向けて減少する特性となっている。
　低温時（常温より温度が低い状態）では、出力電流差１１Ａ＞出力電流差１０Ａとなる。そのため、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタよりＮチャンネルＭＯＳトランジスタの方が電流能力大となって、発振スイッチングレベルがＶＤＤ／２より低下する。同様に、高温時（常温より温度が高い状態）では、出力電流差１１Ｂ＞出力電流差１０Ｂとなる。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタは、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタより電流能力が小さいために、発振のスイッチングレベルがＶＤＤ／２より上昇する。このようにしてスイッチングレベルが温度によって変動するために、発振が不安定になる。
　図１３は図８の発振回路における常温時の発振出力波形と次段出力波形とを示す。常温時にＰチャンネルＭＯＳトランジスタとＮチャンネルＭＯＳトランジスタの能力を同じ能力に合わせ込んでいるため、発振の出力波形１３０はスイッチング電圧１２Ａ＝ＶＤＤ／２となって、デューティ比５０％の出力波形が出力される。次段の出力波形１３１のＬ区間,Ｈ区間は、１３１Ｌ＝１３１Ｈとなる。
　図１４は図８の発振回路における高温時の発振出力波形と次段出力波形とを示す。高温時は図１０の１０２、図１１の１１２のように発振増幅器８０の増幅能力が低下するため、図１４の１４０に示す通り、発振の出力波形はＶＤＤ、ＶＳＳに対してフル振幅できず、発振が不安定になる。かつ、スイッチング電圧１２ＢはＶＤＤ／２より高いため、発振の出力波形は発振スイッチングレベル１２Ｂ近傍までしかＨレベルが到達せず、閾値を超えた十分なＨ認識ができない。結果として次段の出力波形が１４１に示す通り、反転しきれず、発振クロックが伝わらなくなり、誤動作を招く。
　図１５は図８の発振回路における低温時の発振出力波形、次段出力波形を示す。低温時出力電流特性１００（図１０参照）、低温時出力電流特性１１０（図１１参照）に示されるように発振増幅器８０の増幅能力が増大するため、低温時の発振出力波形は、図１５の１５０に示す通り、ＶＤＤに対してはオーバーシュートし、ＶＳＳに対してはアンダーシュートする結果、電源ラインにノイズが印加されてしまう。このノイズは発振回路を含むシステム全体としての不要輻射（ＥＭＩ：Electro magnetic Interference）を増大させる。
　また、図１５のスイッチング電圧１２ＣはＶＤＤ／２より低いため、出力波形のディーティ比が５０％とならず、次段の出力波形１５１は、１５１Ｌ＞１５１Ｈとなってアンバランスになる。
　以上のように、従来の発振回路では、温度変動により、出力振幅レベル、出力のデューティ比が変動し、発振不安定による機器の誤動作を招く。また、ＥＭＩの増大により、機器の誤動作を招く。
　第２に、従来の発振回路では消費電流の増大を招く。発振の安定性を確保するためには、発振の増幅能力が低下する高温時の発振の出力電流を所望の値以上に確保する必要がある。
　常温時のみならず高温時にも発振能力を確保した状態における発振増幅器のＰチャンネルＭＯＳトランジスタの出力電流特性を図１６に示し、同じく常温時のみならじ高温時にも発振能力を確保した状態における発振増幅器のＮチャンネルＭＯＳトランジスタの出力電流特性を図１７に示す。
　ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１に最低出力電流１６Ａを設定するとともに、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２に最低出力電流１７Ａを設定することで、高温時における発振余裕度が確保されて発振が安定する。
　すると、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８１では、常温使用時に必要な増幅能力が、〔常温時出力電流特性１６１と高温時出力電流特性１６２との間の出力電流差１６Ｂ〕分だけ大きくなり、また低温使用時に必要な増幅能力が、〔低温時出力電流特性１６０と高温時出力電流特性１６２との間の出力電流差１６Ｃ〕分だけ大きくなる結果、常温、低温使用時の消費電流が増大してしまう。
　同様に、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ８２では、常温使用時に必要な増幅能力が、〔常温時出力電流特性１７１と高温時出力電流特性１７２との間の出力電流差１７Ｂ〕分だけ大きくなり、また低温使用時に必要な増幅能力が、〔低温時出力電流特性１７０と高温時出力電流特性１７２との間の出力電流差１７Ｃ〕分だけ大きくなる結果、常温、低温使用時の消費電流が増大してしまう。
　常温、低温使用時の消費電流の増大を抑制するためには、最低出力電流１６Ａ,１７Ａのレベルを上げることが考えられるが、そうすると発振余裕度が低下して発振の安定性が得られなくなる。
　第３に、スタンバイモード時にシステム全体の動作停止のために発振回路の動作を停止させると、発振増幅器８０に貫通電流が流れてしまう。このような現象が生じるのは、入力端子１１または出力端子１２と帰還抵抗８３とを非接続状態にする手段がないからである。貫通電流防止のために入力端子１１をＶＤＤまたはＶＳＳに固定すると、出力端子１２は反転した電位のＶＳＳまたはＶＤＤに固定されてしまう。そうすると、帰還抵抗８３を介して入力端子１１と出力端子１２との間に貫通電流が常時流れて、消費電力が増大する。
　本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、広い温度範囲において、発振信号の振幅の変動および発振余裕度低下を抑制することができる温度補償型発振回路を提供することを目的とする。さらに発振動作の有無にかかわらず消費電力を抑えることができる温度補償型発振回路を提供することも目的とする。
　本発明による温度補償型発振回路は、
　入力端子と、
　出力端子と、
　高電位電源端子と、
　低電位電源端子と、
　前記入力端子と前記出力端子との間に接続された振動子と、
　前記高電位電源端子と前記低電位電源端子との間に直列接続された発振増幅器と、
　前記入力端子と前記低電位電源端子との間に接続された第１の発振コンデンサと、
　前記出力端子と前記低電位電源端子との間に接続された第２の発振コンデンサと、
　前記出力端子と前記入力端子との間に接続された帰還抵抗と、
　を備え、
　前記発振増幅器は、
　正の温度特性を有しその接続点が前記出力端子に接続されそのゲート端子が前記入力端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、
　正の温度特性を有しその接続点が前記出力端子に接続されそのゲート端子が前記入力端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、
　負の温度特性を有し前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第１の抵抗と、
　負の温度特性を有し前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第２の抵抗と、
　を備える。
　本発明の一つのアスペクトでは、
　前記発振増幅器は、高電位を増幅出力するときには前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと前記第１の抵抗とで互いに温度依存性を相殺するように増幅作用し、
　前記発振増幅器は、低電位を増幅出力するときには前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと前記第２の抵抗とで互いに温度依存性を相殺するように増幅作用する。
　上記の構成によれば、正の温度特性を有するＭＯＳトランジスタのオン抵抗値変動と負の温度特性を有する抵抗の抵抗値変動とによって、発振増幅器の出力時におけるオン抵抗値のバラツキが相殺される。そのため、広い温度範囲において、発振の出力振幅レベルと発振出力のデューティ比の変動とＥＭＩとが抑制されて、発振動作が安定する。また広い温度範囲において、温度特性バラツキが抑制された発振増幅器の出力電流を、発振余裕度を満たす所望の最小電流値に合わせ込むことにより、消費電力の削減が可能となる。
　なお、振動子は、結晶体の物理的な振動特性と圧電現象とを利用した素子であり、この振動子は好ましくは水晶振動子であるが、これに限定されず、例えば、ＣＲ発振子,ＬＣＲ発振子,セラミック,ルビジウム,セシウム等による振動子を含むことができる。なお、水晶振動子は、結晶軸に対して一定角度で薄板状に切り出し、その表面に銀メッキなどで電極を設けた振動子である。
　本発明の一つのアスペクトでは、
　前記第１の抵抗は、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース端子と前記高電位電源端子との間に接続され、
　前記第２の抵抗は、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソース端子と前記低電位電源端子との間に接続される。
　また、本発明の一つのアスペクトでは、
　前記第１の抵抗は、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記出力端子との間に接続され、
　前記第２の抵抗は、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記出力端子との間に接続される。
　これらのアスペクトによれば、最小限のＭＯＳトランジスタと負の温度特性を有する抵抗とを設けることで、温度補償型発振回路の構成を簡素化することが可能となる。
　本発明の一つのアスペクトでは、
　ＭＯＳトランジスタで構成された正の温度特性有するトランスファゲートをさらに備え、
　前記帰還抵抗は負の温度特性を有し、
　前記トランスファゲートは、前記入力端子または前記出力端子と前記帰還抵抗との間に接続される。
　このアスペクトによれば、正の温度特性を有するトランスファゲートのオン抵抗値変動と、負の温度特性を有する帰還抵抗の抵抗値変動との相乗効果によって、帰還抵抗値のバラツキが相殺される。その結果、広い温度範囲において、発振動作時には発振動作がさらに安定化し、かつ発振停止時にはトランスファゲートをオフにすることで消費電力が抑制される。このアスペクトでは、トランスファゲートに帰還抵抗値のバラツキ相殺と消費電力の抑制という２つの機能を兼用させており、これによって構成が簡素化される。
　本発明によれば、正の温度特性を有するＭＯＳトランジスタと負の温度特性を有する抵抗と備えた発振増幅器を設けることにより、広い温度範囲において、発振信号の振幅の変動および発振余裕度の低下を抑制することができる。さらに本発明によれば、消費電力を抑制することができる。
図１は、本発明の実施の形態における温度補償型発振回路の回路図である。 図２は、図１の発振増幅器内のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ側がオン状態の出力電流特性を示す図である。 図３は、図１の発振増幅器内のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ側がオン状態の出力電流特性を示す図である。 図４は、図１の発振増幅器の入力端子から見た帰還電流特性を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態における発振回路における低温時、常温時および高温時の発振出力波形、次段出力波形図である。 図６は、図１の発振増幅器内のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ側の出力電流特性を示す図である。 図７は、図１の発振増幅器内のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ側の出力電流特性を示す図である。 図８は、従来の温度補償型発振回路の回路図である。 図９は、正の温度特性の抵抗と負の温度特性の抵抗の温度特性を示す図である。 図１０は、図８の発振増幅器内のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ側の出力電流特性を示す図である。 図１１は、図８の発振増幅器内のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ側の出力電流特性を示す図である。 図１２は、図８の発振増幅器の入力端子から見た帰還電流特性を示す図である。 図１３は、常温時での発振における図８の発振増幅器の出力振幅特性図である。 図１４は、高温時での発振における図８の発振増幅器の出力振幅特性図である。 図１５は、低温時での発振における図８の発振増幅器の出力振幅特性図である。 図１６は、高温時にも発振の能力を確保したときの発振増幅器のＰチャンネルＭＯＳトランジスタの出力電流を示す図である 図１７は、高温時にも発振の能力を確保したときの発振増幅器のＮチャンネルＭＯＳトランジスタの出力電流特性図である。
　以下、本発明にかかわる温度補償型発振回路の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施の形態における温度補償型発振回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の温度補償型発振回路は、水晶振動子１と、発振増幅器２と、トランスファゲート７と、帰還抵抗８と、第１,第２の発振コンデンサ９,１０とを有する。発振増幅器２は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３と、第１の抵抗４と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５と、第２の抵抗６とを有する。
　第１の抵抗４は負の温度特性を有しており、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３のソース端子と高電位電源端子（ＶＤＤ）との間に接続される。第２の抵抗６は負の温度特性を有しており、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５のソース端子と低電位電源端子（ＶＳＳ）との間に接続される。トランスファゲート７は、入力端子１１にソース端子が接続された正の温度係数を持つＭＯＳトランジスタから構成される。帰還抵抗８は負の温度特性を有しており、トランスファゲート７のドレイン端子と出力端子１２との間に接続される。
　第１の発振コンデンサ９は、水晶振動子１の第１の端子と低電位電源端子（ＶＳＳ）との間に接続される。第２の発振コンデンサ１０は、水晶振動子１の第２の端子と低電位電源端子（ＶＳＳ）との間に接続される。水晶振動子１の第１の端子と発振増幅器２の入力端子１１とが接続され、水晶振動子１の第２の端子と発振増幅器２の出力端子１２とが接続される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５とトランスファゲート７とは、ともに正の温度特性を有する。
　本実施の形態では、以下の直列接続体を設けている。すなわち、
・ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３（正の温度特性）と第１の抵抗４（負の温度特性）とを直列接続し、
・ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５（正の温度特性）と第２の抵抗６（負の温度特性）とを直列接続し、
・トランスファゲート７（正の温度特性）と帰還抵抗８（負の温度特性）とを直列接続している。
　このように本実施の形態では、上記直列接続体それぞれにおいて、正の温度特性を有する第１の回路部品と負の温度特性を有する第２の回路部品とを直列に接続している。これにより、第１の回路部品の電気特性と第２の回路部品の電流特性とが互いに相殺される結果、温度特性に依存しない新たな出力電流特性が得られる。
　以上のように構成された本実施の形態の温度補償型発振回路について、以下にその動作を説明する。以下に説明する動作は、トランスファゲート７がオン状態における動作である。
　入力端子１１が低電位になった瞬間、出力端子１２は高電位になる。出力端子１２の高電位は帰還抵抗８とトランスファゲート７とを介して入力端子１１に伝播して、入力端子１１を高電位に変化させる結果、出力端子１２は高電位から低電位に向かって変化する。
　逆に、入力端子１１が高電位になった瞬間、出力端子１２は低電位になる。出力端子１２の低電位は帰還抵抗８とトランスファゲート７とを介して入力端子１１に伝播して、入力端子１１を低電位に変化させる結果、出力端子１２は低電位から高電位に向かって変化する。以上の動作により発振動作が行われる。
　図２は図１の発振回路におけるＨ出力側の出力電流特性を示す。２１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体の出力電流における高温時出力電流特性を示し、２２はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体の出力電流における低温時出力電流特性を示し、２０は第１の抵抗４（負の温度特性）を設けることによって高温時/低温時の出力電流特性２１，２２から合成される本実施の形態特有の出力電流特性を示す。出力電流特性２０は温度特性に依存しない。なお、出力電流特性２１,２２は、本実施の形態の技術内容そのものではなく、本実施の形態の技術の元になるＭＯＳトランジスタ単体での出力電流特性であることから、破線で示されている。出力電流特性２０は本実施の形態の技術内容であることから、実線で示されている。なお、この関係は図３でも当てはまる。
　ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３（正の温度特性）と第１の抵抗４（負の温度特性）とを直列に接続することで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体における出力電流変化量２Ｂ（温度増加とともに減少する）を、第１の抵抗４（負の温度特性）に流れる電流の特性（温度増加とともに増加する）により相殺する。同様にＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体における出力電流変化量２Ａ（温度減少とともに増加する）を、第１の抵抗４（負の温度特性）に流れる電流の特性（温度減少とともに減少する）により相殺する。これにより、温度特性に依存しない新たな出力電流特性２０が得られる。
　図３は本実施の形態の発振回路におけるＬ出力側の出力電流特性を示す。３１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体の出力電流における高温時出力電流特性を示し、３２はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体の出力電流における低温時出力電流特性を示し、３０は第２の抵抗６（負の温度特性）を設けることによって高温時/低温時の出力電流特性３１，３２から合成される本実施の形態特有の出力電流特性を示す。出力電流特性３０は温度に依存しない。
　ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５（正の温度特性）と第２の抵抗６（負の温度特性）とを直列に接続することで、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体における出力電流変化量３Ｂ（温度増加とともに減少する）を、第２の抵抗６（負の温度特性）に流れる電流の特性（温度増加とともに増加する）により相殺する。同様に、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体における出力電流変化量３Ａ（温度減少とともに増加する）を、第２の抵抗６（負の温度特性）に流れる電流の特性（温度減少とともに減少する）により相殺する。これにより、温度特性に依存しない新たな出力電流特性３０が得られる。
　図４は本実施の形態の発振回路における低温時/常温時/高温時での入力端子１１から見た帰還電流特性を示す。図４は、トランスファゲート７がオン状態において、入力端子１１に印加される電位が低電位から高電位に移行した際における入力端子１１から見た入力電流特性４０を示す。ここで、発振回路のＨ出力側の出力電流特性は出力電流特性２０（温度に依存することなく一定）を有しており、同様に、Ｌ出力側の出力電流特性も出力電流特性３０（温度に依存することなく一定）を有している。そのため、発振増幅器２のスイッチングレベルは、温度変動によらず一定値４Ａとなる。Ｈ出力側の出力電流特性２０とＬ出力側の出力電流特性３０とを同等の能力に設計することで、スイッチングレベル４ＡをＶＤＤ／２の電位にすることができる。
　また、ＭＯＳトランジスタ（正の温度特性）で構成されたトランスファゲート７と帰還抵抗８（負の温度特性）とを直列に接続することで、温度に依存することのない一定の帰還電流が、発振増幅器２のＨ出力側出力電流特性およびＬ出力側出力電流特性と同様にして得られる。
　この状態で、入力端子１１に低電位が印加されると、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５はオフし、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３はオンする。そして、帰還電流は、発振増幅器２の高電位電源端子（ＶＤＤ）から第１の抵抗４（負の温度特性）、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３（正の温度特性）、帰還抵抗８（負の温度特性）、トランスファゲート７（正の温度特性）を経由して低電位に固定した入力端子１１に流れ込む。
　同様にこの状態で、入力端子１１に高電位が印加されると、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３はオフし、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５はオンする。そして、帰還電流は、高電位に固定された入力端子１１から、トランスファゲート７（正の温度特性）、帰還抵抗８（負の温度特性）、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５（正の温度特性）、第２の抵抗６（負の温度特性）を経由して、低電位電源端子（ＶＳＳ）に流れ込む。
　ここで、発振回路の出力電流特性と帰還抵抗特性は温度依存性がなく一定であるため、図４における低電位側の帰還電流４Ｂと高電位側の帰還電流４Ｃとでは、共に温度によることなく一定の値が維持される。
　以上のように、図２,図３,図４に示す通り、発振回路の安定性を決める各種発振パラメータであるＨ出力側の出力電流特性２０、Ｌ出力側の出力電流特性３０、および入力電流特性４０が温度に依存することなく一定であるため、温度依存のない温度補償型発振回路を得ることができる。
　図５は本実施の形態の発振回路における低温時/常温時/高温時での発振出力波形と次段出力波形とを示す。図２のＨ出力側の出力電流特性２０と図３のＬ出力側の出力電流特性３０とが温度によらず一定であるため、発振出力波形５０は、常に一定で安定した波形形態となる。高温時に発振出力波形がＶＤＤ、ＶＳＳに対してフル振幅できないと、その波形が不安定になってしまうが、発振出力波形５０が、温度によらず常に一定で安定した波形形態であるため、高温時におけるこのような不安定波形は生じない。また、低温時に発振出力波形がＶＤＤに対してオーバーシュートを、ＶＳＳに対してアンダーシュートをそれぞれ起こさなくなる結果、機器のＥＭＩが増大することもない。
　また、低温時/常温時/高温時とも、Ｈ側出力増幅特性とＬ側出力増幅特性とを同じ能力に合わせ込むことが出来るために、発振のスイッチング電圧４ＡがＶＤＤ／２を維持する。その結果、デューティ比５０％の出力波形が維持される。すなわち、次段の出力波形５１におけるＬ区間の長さ５１ＬとＨ区間の長さ５１Ｈは温度に依存することなく、５１Ｌ＝５１Ｈを維持する。
　よって、本実施の形態の発振回路では、入力電流,スイッチングレベル,出力電流,および出力デューティ比が広い温度範囲において変動することなく安定するようになる。そのため、出力端子１２における発振出力の振幅変動および発振余裕度低下が抑制されて発振が安定する。また、低温時におけるＥＭＩ増大を防ぐことができる。また、低温時および常温時においては、消費電力抑制につながる。
　図６は、本実施の形態の発振回路において、低温時/常温時/高温時それぞれで発振能力を十分に確保した状態における発振増幅器２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３の出力電流特性を示す。６１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体の出力電流における高温時出力電流特性を示し、６２は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体の出力電流における低温時出力電流特性を示す。６０は第１の抵抗４（負の温度特性）を設けることによって高温時/低温時出力電流特性６１,６２から合成された本実施形態特有の出力電流特性を示す。出力電流特性６０は温度特性に依存しない。なお、出力電流特性６１,６２は、本実施の形態の技術内容そのものではなく、本実施の形態の技術の元になるＭＯＳトランジスタ単体での出力電流特性であることから、破線で示されている。出力電流特性６０は本実施の形態の技術内容であることから、実線で示されている。なお、この関係は図７でも当てはまる。
　ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３（正の温度特性）と第１の抵抗４（負の温度特性）とを直列に接続することで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体における出力電流特性（温度増加とともに減少する）を、第１の抵抗４（負の温度特性）に流れる電流特性（温度増加とともに増加する）により相殺することで、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３単体における出力電流特性が最低出力電流６Ａを下回ることがないようにした。同様に出力電流変化量６Ｂ（温度減少とともに増加する）を、第１の抵抗４（負の温度特性）に流れる電流特性（温度減少とともに減少する）により相殺する。これにより、温度特性に依存しない新たな出力電流特性６０が得られる。
　図７は、本実施の形態の発振回路において、低温時/常温時/高温時それぞれで発振能力を十分に確保した状態における発振増幅器のＮチャンネルＭＯＳトランジスタの出力電流特性を示す。７１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体の出力電流における高温時出力電流特性を示し、７２は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体の出力電流における低温時出力電流特性を示す。７０は第２の抵抗６（負の温度特性）を設けることによって高温時/低温時出力電流特性７１,７２から合成された本実施の形態特有の出力電流特性を示す。出力電流特性７０は温度特性に依存しない。
　ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５（正の温度特性）と第２の抵抗６（負の温度特性）とが直列に接続することで、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体における出力電流特性（温度増加とともに減少する）を、第２の抵抗６（負の温度特性）に流れる電流特性（温度増加とともに増加する）により相殺することで、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５単体における出力電流特性が最低出力電流７Ａを下回ることがないようにした。同様に出力電流変化量７Ｂ（温度減少とともに増加する）を、第２の抵抗６（負の温度特性）に流れる電流特性（温度減少とともに減少する）により相殺する。これにより、温度特性に依存しない新たな出力電流特性７０が得られる。
　以上のように、図６,図７に示す通り、発振安定性を確保した上で、最も低消費電力化するための最低出力電流６Ａ,７Ａを規定したうえで、最低出力電流６Ａ,７Ａを下限とした出力電流の設計を行う。従来技術では、図１６,図１７で説明したように、高温時における最低出力電流１６Ａ,１７Ａ以上の出力電流を確保していたため、常温時/低温時では出力電流が増大して消費電流が多く流れてしまう。本実施の形態によれば、高温時における発振余裕度の低下を招くことなく、このような不都合を回避することができ、低消費電力化が可能となる。
　以上のように、本実施の形態によれば、ＭＯＳトランジスタ（正の温度特性）と抵抗（負の温度特性）とを有する発振増幅器において、帰還抵抗（負の温度特性）とトランスファゲート（正の温度特性）とを設けることにより、広い温度範囲において、発振信号の振幅変動および発振余裕度低下を抑制し、さらに、消費電力を抑えることもできる。
　なお、本実施の形態ではトランスファゲート７がオン状態のときを例にして本発明の動作を説明したが、発振停止状態であるトランスファゲート７がオフ状態のときでは、入力端子１１を高電位または低電位にすることで、貫通電流を抑制して消費電力増大を抑制することができる。また本実施の形態では、第１の抵抗４（負の温度特性）と第２の抵抗６（負の温度特性）とを、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース側とＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソース側とに接続したが、これらをドレイン側に接続しても同じ特性を有することは説明するまでもない。
　本発明にかかる温度補償型発振回路は、正の温度特性を有するＭＯＳトランジスタと負の温度特性を有する抵抗と備えた発振増幅器を設けることにより、広い温度範囲において、発振信号の振幅変動および発振余裕度低下を抑制し、さらに、消費電力を抑えることもできる。そのため、温度補償型発振回路等として有用である。
　１　水晶振動子
　２　発振増幅器
　３　ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（正の温度特性）
　４　負の温度特性の第１の抵抗
　５　ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（正の温度特性）
　６　負の温度特性の第２の抵抗
　７　トランスファゲート（正の温度特性）
　８　帰還抵抗（負の温度特性）
　９　第１の発振コンデンサ
　１０　第２の発振コンデンサ
　１１　発振増幅器の入力端子
　１２　発振増幅器の出力端子

Claims (5)

  1. 　入力端子と、
    　出力端子と、
    　高電位電源端子と、
    　低電位電源端子と、
    　前記入力端子と前記出力端子との間に接続された振動子と、
    　前記高電位電源端子と前記低電位電源端子との間に直列接続された発振増幅器と、
    　前記入力端子と前記低電位電源端子との間に接続された第１の発振コンデンサと、
    　前記出力端子と前記低電位電源端子との間に接続された第２の発振コンデンサと、
    　前記出力端子と前記入力端子との間に接続された帰還抵抗と、
    　を備え、
    　前記発振増幅器は、
    　正の温度特性を有しその接続点が前記出力端子に接続されそのゲート端子が前記入力端子に接続されたＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、
    　正の温度特性を有しその接続点が前記出力端子に接続されそのゲート端子が前記入力端子に接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタと、
    　負の温度特性を有し前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第１の抵抗と、
    　負の温度特性を有し前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタに直列接続された第２の抵抗と、
    　を備える、
    　温度補償型発振回路。
  2. 　前記発振増幅器は、高電位を増幅出力するときには前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと前記第１の抵抗とで互いに温度依存性を相殺するように増幅作用し、
    　前記発振増幅器は、低電位を増幅出力するときには前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと前記第２の抵抗とで互いに温度依存性を相殺するように増幅作用する、
    　請求項１の温度補償型発振回路。
  3. 　前記第１の抵抗は、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース端子と前記高電位電源端子との間に接続され、
    　前記第２の抵抗は、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのソース端子と前記低電位電源端子との間に接続される、
    　請求項１の温度補償型発振回路。
  4. 　前記第１の抵抗は、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記出力端子との間に接続され、
    　前記第２の抵抗は、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン端子と前記出力端子との間に接続される、
    　請求項１の温度補償型発振回路。
  5. 　ＭＯＳトランジスタで構成された正の温度特性有するトランスファゲートをさらに備え、
    　前記帰還抵抗は負の温度特性を有し、
    　前記トランスファゲートは、前記入力端子または前記出力端子と前記帰還抵抗との間に接続される、
    　請求項１の温度補償型発振回路。
PCT/JP2009/004198 2008-12-19 2009-08-28 温度補償型発振回路 WO2010070784A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008-323052 2008-12-19
JP2008323052 2008-12-19

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010070784A1 true WO2010070784A1 (ja) 2010-06-24

Family

ID=42268470

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/004198 WO2010070784A1 (ja) 2008-12-19 2009-08-28 温度補償型発振回路

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2010070784A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018157306A (ja) * 2017-03-16 2018-10-04 セイコーエプソン株式会社 発振回路、回路装置、発振器、電子機器及び移動体

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05299982A (ja) * 1992-04-21 1993-11-12 Mitsubishi Electric Corp リングオシレータ
JPH06310934A (ja) * 1993-04-23 1994-11-04 Nec Ic Microcomput Syst Ltd 半導体集積回路
JPH08293732A (ja) * 1995-04-21 1996-11-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 発振回路
JP2005142730A (ja) * 2003-11-05 2005-06-02 Seiko Epson Corp 半導体集積回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05299982A (ja) * 1992-04-21 1993-11-12 Mitsubishi Electric Corp リングオシレータ
JPH06310934A (ja) * 1993-04-23 1994-11-04 Nec Ic Microcomput Syst Ltd 半導体集積回路
JPH08293732A (ja) * 1995-04-21 1996-11-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 発振回路
JP2005142730A (ja) * 2003-11-05 2005-06-02 Seiko Epson Corp 半導体集積回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018157306A (ja) * 2017-03-16 2018-10-04 セイコーエプソン株式会社 発振回路、回路装置、発振器、電子機器及び移動体

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5331508B2 (ja) ボルテージレギュレータ
JP4961425B2 (ja) 演算増幅器
US9800156B2 (en) Amplifier circuit and voltage regulator
US8970189B2 (en) Voltage generation circuit
TWI405402B (zh) 晶體振盪電路的電壓源電路
JP2009211667A (ja) 定電圧回路
JP2007026337A (ja) 電圧レギュレータ
JP2010079653A (ja) 定電圧電源回路
JP2012134615A (ja) 発振装置および該発振装置を具備したクロック発生装置、半導体装置、ならびに電子装置
JP2010021911A (ja) 演算増幅器
JP2009134698A (ja) ボルテージレギュレータ
JP2008211707A (ja) 入力回路
JP2008252783A (ja) 圧電発振器
US8237502B2 (en) Amplifier with bias stabilizer
JP2007053746A (ja) 集積回路
US11290061B2 (en) Amplifier circuit with overshoot suppression
US20110156673A1 (en) Internal power generating circuit and semiconductor device including the same
US11835977B2 (en) Constant voltage circuit for improvement of load transient response with stable operation in high frequency, and electronic device therewith
US7830207B2 (en) Amplifier circuit
WO2010070784A1 (ja) 温度補償型発振回路
JP2005316788A (ja) 電源回路
JP2010277192A (ja) 電圧レギュレータ
JP4814747B2 (ja) 定電圧回路
CN110611497A (zh) 比较器以及振荡电路
JP2007140755A (ja) ボルテージレギュレータ

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09833094

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 09833094

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP