WO2010064562A1 - 角速度検出装置 - Google Patents

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WO2010064562A1
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signal
frequency
angular velocity
displacement
drive
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寛 岩澤
敏明 中村
昌大 松本
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5776—Signal processing not specific to any of the devices covered by groups G01C19/5607 - G01C19/5719

Definitions

  • the present invention relates to a vibration type angular velocity detection device, and more particularly, to an angular velocity detection device suitable for reducing detection errors caused by stray capacitance between wirings.
  • an angular velocity detection device using a change in capacitance due to displacement of a vibrating body has a driving means for vibrating the vibrating body and a displacement detecting means for detecting displacement in a plurality of directions of the vibrating body.
  • This displacement detection means in order to detect a plurality of capacitance changes, a carrier signal of a plurality of frequencies is applied to the detection electrode, a charge signal is taken out from a common terminal, capacitance detection is performed, and detection is performed with each carrier signal.
  • a single amplifier system There is a configuration for detecting each displacement signal (hereinafter referred to as “single amplifier system”).
  • a single carrier wave signal is applied to a common terminal, charge signals are taken out from a plurality of detection electrodes, capacitance detection is performed using independent circuits, and detection is performed with the carrier wave signal.
  • multi-amplifier method there is a configuration for detecting each displacement signal (hereinafter referred to as “multi-amplifier method”).
  • the single-amplifier method has a common terminal of the vibrating body directly connected to the capacitance detection circuit. Harmonics are input directly to the detector.
  • the drive signal generally uses a large amplitude in order to obtain a sufficient vibration amplitude, and the scale (capacity) of the drive electrode is large, so the input to the capacitance detection has a very large amplitude and a large detection. In addition to an error, in many cases, the capacitance detection unit may be saturated with an excessive input.
  • the common terminal of the vibrator is driven by the carrier wave generation unit and is not affected by the drive signal because it has a low impedance. Therefore, no input from the drive signal to the capacitance detection unit via the common terminal occurs. For this reason, although it is easy to generate in the drive signal, a waveform containing a large number of odd harmonics (for example, a rectangular wave) can be used, and the cost can be reduced. Further, since the rectangular wave has a smaller voltage amplitude for generating the same electrostatic force as compared to the sine wave having the same amplitude, there is an advantage that the power supply voltage can be lowered.
  • the multi-amplifier method has a problem that if there is coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the detection electrode, an odd multiple of the drive signal is input to the capacitance detection unit via the stray capacitance. Odd harmonics of the drive signal that is input via this stray capacitance will be removed even if signal processing such as detection is used, if the input by the displacement signal that is the original detection target (displacement modulation signal) interferes with the frequency band. This is a problem because it causes a detection error.
  • the present invention has a vibrating body that is displaceable in a first direction and a second direction orthogonal to each other, and the vibrating body is vibrated in the first direction.
  • An angular velocity detection device that detects an angular velocity from a change in capacitance due to displacement of the vibrating body in the second direction in a state, wherein the vibrating body is moved in the first direction by an electrostatic force according to a drive signal.
  • the drive means includes a drive electrode
  • the capacitance detection unit includes a plurality of detection electrodes
  • the carrier signal application unit is connected to a common terminal of the vibrator.
  • One carrier wave signal is applied, and the common terminal is connected to all of the movable electrodes fixed to the vibrating body side among the driving electrodes and the movable electrodes fixed to the vibrating body side among the plurality of detection electrodes.
  • the capacitance detection unit is provided with an independent circuit for detecting the capacitance from the respective charge signals detected by the plurality of detection electrodes.
  • servo means for detecting a change in capacitance in the second direction of the vibrating body and suppressing the change, and based on the servo amount by the servo means. The angular velocity is detected.
  • the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator is an odd multiple of the frequency of the drive signal.
  • the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator is a frequency separated from the even multiple of the frequency of the drive signal by the bandwidth of the angular velocity signal or more. is there.
  • the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator is a frequency separated from the even multiple of the frequency of the drive signal by 20 Hz or more.
  • a rectangular wave signal is used as the drive signal.
  • the influence of coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the first displacement detection electrode can be reduced, and the cost can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an angular velocity detection device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a non-interference signal generator used in the angular velocity detection device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the frequency divider used in the angular velocity detection device according to the first embodiment of the present invention.
  • the angular velocity detection device of this embodiment includes a non-interference signal generator 1, a detection element 2, a first displacement detection circuit 3, and a second displacement detection circuit 4.
  • the detection element 2 includes a vibrating body 21 supported so as to vibrate in a first direction and a second direction orthogonal to each other, and a first displacement that is disposed opposite to the vibrating body 21 and detects a displacement in the first direction.
  • the detection electrode 25, the second displacement detection electrode 26 that similarly detects the displacement in the second direction, and the vibrator 21 are arranged to face each other, and drive that applies electrostatic attraction in the first direction according to the drive signal It comprises an electrode 23 and a common terminal 27 for applying a single carrier wave signal to the vibrating body.
  • the first displacement detection electrode 25 is composed of a movable electrode fixed to the vibrating body 21 and a fixed electrode disposed to face the movable electrode.
  • the second displacement detection electrode 26 includes a movable electrode fixed to the vibrating body 21 and a fixed electrode disposed to face the movable electrode.
  • the drive electrode 23 includes a movable electrode fixed to the vibrating body 21 and a fixed electrode disposed to face the movable electrode.
  • the common terminal 27 is electrically connected in common to the movable electrode of the first displacement detection electrode 25, the movable electrode of the second displacement detection electrode 26, and the movable electrode of the drive electrode 23.
  • the point of applying a single carrier signal to the common terminal is a feature of the multi-amplifier system.
  • Another feature of the multi-amplifier method is that capacitance detection is performed for each charge signal detected by a plurality of detection electrodes using an independent circuit.
  • the non-interference signal generator 1 includes a frequency generator 101, two frequency dividers 102 and 103, four voltage sources 111, 112, 115, and 116, and two switches 104 and 106. Consists of
  • the frequency divider 102 includes a counter 201, a comparator 203, a frequency division ratio half-value setting unit 202, and a T flip-flop (T-FF) 204.
  • the configuration of the frequency divider 103 is the same as that of the frequency divider 102.
  • the first displacement detection circuit 3 as a signal processing unit includes a capacitance detector 31 and two synchronous detection units 32 and 33.
  • the second displacement detection circuit 4 has the same configuration as the first displacement detection circuit 3.
  • the angular velocity detection device of the present embodiment applies a single carrier signal to a common terminal, extracts charge signals from a plurality of detection electrodes, performs capacitance detection using independent circuits, and outputs the carrier signal.
  • the multi-amplifier system detects each displacement signal by detecting at.
  • the frequency fc of the carrier wave signal generated by the non-interference signal generator 1 is an odd multiple of the frequency fd of the drive signal.
  • the non-interference signal generator 1 generates a drive signal to be applied to the drive electrode 23 and a carrier wave signal to be applied to the common terminal 27 at a predetermined frequency ratio, and a displacement reference which is a signal having the same frequency fd as the drive signal. Generate a signal.
  • the carrier signal is generated by switching the voltage of the voltage source 115 and the power source 116 in FIG. 2 at the carrier frequency fc using the switch 106.
  • the drive signal is generated by switching the voltage of the voltage source 111 and the power source 112 at the drive frequency fd using the switch 104.
  • the carrier frequency and the drive frequency are obtained by dividing the signals from the frequency generator 101 that generates a signal having a specific frequency by the frequency dividers 102 and 103, respectively.
  • the frequency dividers 102 and 103 shown in FIG. 3 realize frequency division at an arbitrary even frequency division ratio by the operation described below.
  • the counter 201 is counted up by the input signal, and the value is always compared with the value of the frequency division ratio half-value setting unit 202 by the comparator 203.
  • the comparator 203 outputs a coincidence pulse when the two coincide.
  • the frequency division ratio half-value setting unit 202 is composed of a ROM or the like, and outputs a preset value M.
  • the T flip-flop 204 receives the coincidence pulse of the comparator 203 and inverts the logical value of the output.
  • the coincidence pulse is also connected to the synchronous reset input of the counter 201, and resets the counter to a value of “1” at the next clock input.
  • the carrier frequency fc output from the non-interference signal generator 1 in FIG. 2 is an odd multiple ((2N + 1) times) of the drive frequency fd.
  • FIG. 4 is a schematic diagram of a signal waveform when there is no problematic stray capacitance 22 between the drive electrode 23 and the first displacement detection electrode 25.
  • FIG. 5 is a frequency distribution diagram of each signal when the stray capacitance 22 is not present.
  • FIG. 6 shows, as a comparative example, a signal waveform in the case where the problematic stray capacitance 22 exists between the drive electrode 23 and the first displacement detection electrode 25 and the carrier frequency fc is an even multiple of the drive frequency fd.
  • FIG. FIG. 7 is a frequency distribution diagram of each signal when there is a free capacity 22 as a comparative example.
  • FIG. 8 shows a case where the problematic stray capacitance 22 exists between the drive electrode 23 and the first displacement detection electrode 25 in the angular velocity detection device according to the first embodiment of the present invention, and the carrier frequency fc is the drive frequency. It is a schematic diagram of a signal waveform when it is an odd multiple of fd.
  • FIG. 9 is a frequency distribution diagram of each signal when the stray capacitance 22 is present in the angular velocity detection device according to the first embodiment of the present invention.
  • the drive signal generated from the non-interference signal generator 1 is applied to the drive electrode 23, and the vibrating body 21 is vibrated in the first direction by the generated electrostatic force.
  • a carrier wave signal generated from the non-interference signal generator 1 is applied to the common terminal 27. Then, the capacitance of the first displacement detection electrode 25 is changed by the displacement when the vibrating body 21 vibrates in the first direction, and the displacement modulation signal obtained by modulating the carrier wave signal with the displacement signal is used as the charge input to the first displacement detection circuit. 3 is input.
  • the displacement modulation signal of the first displacement is a multiplication of the displacement signal and the carrier wave signal.
  • 4A shows a drive signal
  • FIG. 4B shows a displacement signal
  • FIG. 4C shows a carrier signal.
  • 4D shows a displacement modulation signal
  • FIG. 4E shows a displacement demodulation signal.
  • FIG. 4F shows the amplitude reference signal
  • FIG. 4G shows the vibration amplitude signal.
  • the bandwidth Bw1 of the vibration amplitude signal in the first direction is positive and negative with the frequency of fc ⁇ fd as the center. Have a spread.
  • the operation of the first displacement detection circuit 3 In order to detect the vibration amplitude in the first direction of the vibrating body, first, the displacement modulation signal input as the charge signal is converted into a voltage signal by the capacitance detector 31. Then, the synchronous detection unit 32 performs synchronous detection by multiplication with the carrier wave signal to obtain a displacement signal which is a vibration displacement signal. Thereafter, the synchronous detection unit 33 performs synchronous detection by multiplication with the displacement reference signal to finally obtain a vibration amplitude signal in the first direction. Although this signal includes pulsation, the amplitude of vibration can be detected by averaging.
  • the carrier frequency fc is an even multiple of the drive frequency fd ( For example, a signal waveform when 16 times) is used will be described.
  • FIGS. 6 (A) to 6 (G) show the same type of signals as FIGS. 4 (A) to 4 (G).
  • FIG. 6H shows a leak signal.
  • noise (na and nb in the figure) is periodically superimposed on the vibration amplitude signal in the first direction finally obtained in the same direction, resulting in a DC error and averaged. Cannot remove the influence (na + nb ⁇ 0).
  • the drive waveform can be easily generated using only a logic circuit if the waveform can be a rectangular wave, so that the cost is low.
  • the harmonics are as shown in FIG. Has an odd frequency distribution.
  • the non-interference signal generator 1 that uses an odd multiple (2N + 1 times, for example, 17 times) of the drive frequency fd as the carrier frequency fc is used.
  • the width of the frequency band of the displacement modulation signal that should not interfere with the odd multiple harmonics of the drive signal is determined by the bandwidth of the required angular velocity signal.
  • the required bandwidth of the angular velocity signal is generally about 20 to 30 Hz, and the frequency components beyond that can be removed by LPF or the like.
  • FIG. 8 shows the case where the problematic stray capacitance 22 exists between the drive electrode 23 and the first displacement detection electrode 25 using the angular velocity detection device according to the present embodiment, and the carrier frequency fc is an odd multiple of the drive frequency fd.
  • the signal waveform in the case of is shown.
  • FIGS. 8A to 8H show the same types of signals as in FIGS. 6A to 6H.
  • noise (na and nb in the figure) is superimposed on the vibration amplitude signal in the first direction finally obtained in the opposite direction every half cycle of the drive frequency fd.
  • the second displacement detection circuit 4 has the same configuration as that of the first displacement detection circuit 3, and the vibration amplitude in the second direction is detected by the same operation and is output as an angular velocity. With this configuration, the angular velocity can be detected with high accuracy.
  • the ratio between the carrier frequency and the drive signal is an odd multiple
  • the odd multiple of the drive signal and the frequency band of the displacement modulation signal can be most separated as shown in FIG. 9, and both can be easily separated.
  • the multi-amplifier system is used, and as shown in FIG. 8A, a rectangular wave is used as the waveform of the drive signal. Since the rectangular wave has a smaller voltage amplitude for generating the same electrostatic force as compared with a sine wave having the same amplitude, the power supply voltage can be lowered.
  • the rectangular wave is a waveform containing many odd-numbered harmonics, but as described above, the frequency band of the odd-numbered harmonics of the drive signal and the displacement modulation signal can be separated, so the influence of the harmonics is easy. Can be removed.
  • the influence of coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the first displacement detection electrode can be reduced, and a low-cost angular velocity detection device can be obtained.
  • FIGS. 1 and 10 to 12 The configuration of the angular velocity detection device according to the present embodiment is the same as that shown in FIG.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a frequency divider used in the angular velocity detection device according to the second embodiment of the present invention.
  • 11 and 12 are frequency distribution part diagrams of each signal in the angular velocity detection device according to the second embodiment of the present invention.
  • the relationship between the carrier frequency fc output from the non-interference signal generator 1 shown in FIG. 2 and the drive frequency fd is different.
  • the basic configuration of the non-interference signal generator 1 in this embodiment is the same as that shown in FIG. 2, but the configuration of the frequency divider 103 is different, and frequency division with an arbitrary rational frequency division ratio is performed. The point that can be done is different.
  • the frequency divider 103 in this embodiment includes a frequency division ratio half-value setting device 301 and 302, inner partial frequency dividers 303 and 304, a phase comparator 305, a loop filter 306, a variable frequency oscillator (VCO) 307, Consists of
  • the angular velocity detection device of the present embodiment is characterized in that the carrier signal frequency fc generated by the non-interference signal generator 1 is a frequency separated from the even multiple of the frequency fd of the drive signal by the bandwidth BwR of the angular velocity signal. .
  • Other operations are the same as those in the first embodiment.
  • the frequency divider 103 realizes frequency division with an arbitrary rational frequency division ratio by using a phase-locked loop (PLL) configuration described below.
  • PLL phase-locked loop
  • the operation inside the frequency divider 103 will be briefly described.
  • the internal frequency dividers 303 and 304 use the frequency divider 102 that realizes an even number of frequency division ratios used in the first embodiment, and the values of the p and q frequency division ratio half-value setting devices 301 and 302 are respectively Is set.
  • the input signal is frequency-divided by the internal frequency divider 303 at a frequency division ratio of 2p and input to the non-inverting input of the phase comparator 305.
  • the phase comparator 305 compares the phase of the signal from the non-inverting input and the signal of the other inverting input, and inputs the difference as a voltage signal to the loop filter 306.
  • the loop filter 306 is a filter having a frequency transfer characteristic for performing appropriate phase compensation, and transmits the signal input from the phase comparator 305 to the variable frequency oscillator (VCO) 307.
  • the variable frequency oscillator 307 changes the frequency of the output signal in accordance with the input from the loop filter 306 and outputs it as the output of the frequency divider 103.
  • variable frequency oscillator 307 is divided by the internal divider 304 by the frequency division ratio 2q, and is input to the inverting input of the phase comparator 305 to constitute a feedback loop.
  • the phase difference between the frequencies of the two input signals of the phase comparator 305 becomes zero, and the frequency difference also becomes zero.
  • the frequency divider 103 appropriately selects the values p and q of the two frequency division ratio half-value setting devices 301 and 302, thereby changing the carrier signal frequency fc from the even multiple of the frequency fd of the drive signal to the bandwidth BwR of the angular velocity signal. It is generated at a frequency separated from the above. For example, when the carrier signal frequency fc is 882 kHz and the drive signal frequency fd is 14 kHz, the value p is 63 and the value q is 1, the carrier signal frequency fc is changed from an even multiple of the drive signal frequency fd to 14 kHz. Can be released. This frequency difference is equal to or greater than the bandwidth BwR (for example, 20 Hz) of the angular velocity signal.
  • the vibration amplitude signal in the second direction is demodulated through the two stages of synchronous detection units 32 and 33, the frequency distribution is as shown in FIG.
  • the second vibration amplitude signal, which is the signal to be detected, and the drive signal harmonic, which is the final noise component are separated by frequency, and can be separated by appropriate LPF processing. It is possible to detect the angular velocity with high accuracy.
  • the carrier signal frequency fc generated by the non-interference signal generator 1 is fc ⁇ (2N ⁇ fd ⁇ BwR)
  • the same relationship is obtained only when the magnitude relationship of the frequencies is reversed, and the frequency distributions of the harmonics of the drive signal and the displacement modulation signal of the second displacement do not overlap. Therefore, since the second vibration amplitude signal that is the detection target signal and the drive signal harmonic that is the final noise component are separated in frequency, they can be separated by appropriate LPF processing, and the angular velocity with high accuracy can be obtained. Detection is possible.
  • the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator 1 is a frequency separated from the even multiple of the frequency of the driving signal by the bandwidth BwR of the angular velocity signal, the second signal that is the detection target signal. Since the vibration amplitude signal and the drive signal harmonic, which is the final noise component, are separated by frequency, they can be separated by appropriate LPF processing, and the angular velocity can be detected with high accuracy.
  • the bandwidth BwR of the angular velocity signal to be detected is generally required to be about 20 Hz or more.
  • the vibration amplitude signal in the second direction that is the basis of frequency angular velocity detection is set to a frequency of 20 Hz or less. Since drive signal harmonics, which are noise components, enter, it is difficult to remove them by LPF or the like. Therefore, when the angular velocity detection device is provided for this purpose, it is desirable that the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator 1 is a frequency separated by 20 Hz or more from the even multiple of the frequency of the drive signal.
  • the influence of coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the first displacement detection electrode can be reduced, and a low-cost angular velocity detection device can be obtained.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an angular velocity detection device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a non-interference signal generator used in the angular velocity detection device according to the third embodiment of the present invention. 13 and 14, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 2 indicate the same parts.
  • this embodiment has almost the same configuration as the angular velocity detection device in the first embodiment, but in addition to that, servo means (servo electrode 24) that suppresses vibration in the second direction. , Controller 5).
  • the detection element 2A in the angular velocity detection device of the present embodiment is disposed to face the vibrating body 21, and the first detection element 2A corresponds to the servo signal.
  • Servo electrodes 24 that apply electrostatic attraction in two directions are provided.
  • the detection element 2A of the present embodiment includes a first displacement detection circuit 3 and a second displacement detection circuit 4 having the same configuration as that of the first embodiment, and further includes a controller 5 in the subsequent stage of the second displacement detection circuit 4. Prepare.
  • the non-interference signal generator 1A includes a voltage source 113, an adder / subtractor 107, and a switch 105 in addition to the configuration of the non-interference signal generator 1 in the first embodiment.
  • the operation is almost the same as that of the first embodiment, the output of the second displacement detection circuit 4, that is, the vibration amplitude signal in the second direction is not directly used as the angular velocity output, compared with the first embodiment. However, it is different in that it forms a zero servo control loop.
  • the output of the second displacement detection circuit 4, that is, the vibration amplitude signal in the second direction is input to the controller 5, and the servo amplitude signal that is the output of the controller is input to the non-interference signal generator 1.
  • the generator 1 ⁇ / b> A generates a servo signal that is a signal having the same frequency fd as that of the drive signal by the operation described below, and applies the servo signal to the servo electrode 24.
  • the non-interfering signal generator 1A operates almost the same as the non-interfering signal generator 1 in the first embodiment, but in addition, the amplitude of the servo signal is changed according to the input of the servo amplitude signal. Is different.
  • the inputted servo amplitude signal is added and subtracted with the voltage of the voltage source 113 in the adder / subtractor 107 of the non-interference signal generator 1A, and both the results are inputted to the switch 105.
  • the switch 105 switches between two input voltages at the driving frequency fd generated by the frequency divider 102 and outputs it as a servo signal.
  • a control loop related to the vibration amplitude in the second direction is configured, and the controller 5 performs zero servo control for adjusting the output so that the vibration amplitude signal in the second direction as the input becomes zero.
  • the Coriolis force and the servo force are balanced, and the angular velocity input and the servo amplitude signal become proportional.
  • the angular velocity detection device of the present embodiment outputs this servo amplitude signal as an angular velocity signal.
  • the angular velocity can be detected without greatly displacing the vibrating body 21 in the second direction. Therefore, the nonlinearity of the support spring supporting the vibrating body 21 and the second displacement detection are detected. A highly accurate angular velocity detector that is not affected by the nonlinearity of the electrode can be realized.
  • the ratio of the carrier frequency to the drive signal is set to an odd multiple so that the odd multiple of the drive signal and the frequency band of the displacement modulation signal can be separated most. And both can be easily separated. That is, if the odd-numbered harmonics of the drive signal do not interfere with the frequency band of the displacement modulation signal, it can be selectively removed by subsequent signal processing such as synchronous detection and averaging.
  • the influence of coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the first displacement detection electrode can be reduced, and a low-cost angular velocity detection device can be obtained.
  • This embodiment has almost the same configuration as the angular velocity detection device in the second embodiment described above, but in addition to that, as in the third embodiment, a servo that suppresses vibration in the second direction.
  • Means configuration of the servo electrode 24 in FIG. 13, the controller 5 and the non-interference signal generator 1A shown in FIG. 14).
  • this servo means are the same as those of the servo means in the third embodiment. With this configuration, for the same reason as in the third embodiment, a highly accurate angular velocity detection device that is not affected by the nonlinearity of the support spring that supports the vibrating body 21 and the nonlinearity of the second displacement detection electrode. Can be realized.
  • the frequency of the carrier signal generated by the non-interference signal generator 1 is a frequency separated from the even multiple of the frequency of the drive signal by the bandwidth BwR of the angular velocity signal or more.
  • the influence of coupling due to stray capacitance between the drive electrode and the first displacement detection electrode can be reduced, and a low-cost angular velocity detection device can be obtained.
  • a rectangular wave is used for the drive waveform, but instead, a waveform obtained by slightly obfuscating the rectangular wave using LPF or the like may be used.
  • LPF the waveform obtained by slightly obfuscating the rectangular wave using LPF or the like.
  • this can be suppressed and effective when the peak value of the leakage signal is large as the stray capacitance 22 is large and the capacitance detector 31 is saturated. It is.
  • a desired noise countermeasure effect can be obtained with a LPF having a smaller scale than when LPF alone performs noise countermeasures, and a low-cost angular velocity detection device can be realized.
  • the voltages of the voltage sources 111 and 112 that determine the amplitude of the drive signal are constant.
  • the first displacement detection circuit 3 may be controlled so as to change the values of the voltage sources 11 and 112 so that the first vibration amplitude signal detected in 3 becomes a constant value. Since the Coriolis force that is the basis for the angular velocity detection is proportional to the vibration amplitude in the first direction, this configuration causes the vibration amplitude in the first direction due to changes in the power supply voltage, temperature, sealing pressure of the vibrating body 21, and the like. Can be suppressed, and a highly accurate angular velocity detection device can be realized.
  • the frequency generated by the frequency generator 101 that generates the carrier frequency fc and the drive frequency fd is constant. It may be configured to control to follow the resonance frequency in one direction. With this configuration, since a larger vibration amplitude can be obtained with the same drive signal voltage amplitude, the power supply voltage can be reduced, and a low-cost angular velocity detection device can be realized.

Abstract

　駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を提供することにある。振動体２１は、互いに直交する第一の方向および第二の方向に変位可能である。非干渉信号発生器１が発生する駆動信号により、振動体２１を駆動信号に応じた静電力により第一の方向に振動させる。非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号が、振動体２１に印加される。第一変位検出回路３，第二変位検出回路４は、振動体２１の変位を搬送波信号に同期した静電容量の変化である変位変調信号として検出し、角速度を検出する。ここで、駆動信号の周波数と、搬送波信号の周波数とを、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号が非干渉となる周波数比で発生するように設定している。

Description

角速度検出装置
　本発明は、振動式の角速度検出装置に係り、特に、配線間の浮遊容量に起因する検出誤差を低減するに好適な角速度検出装置に関する。
　従来、振動体の変位による容量変化を利用した角速度検出装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この角速度検出装置は、振動体を振動させるための駆動手段と、振動体の複数の方向の変位を検出するための変位検出手段を有する。この変位検出手段としては、複数の容量変化を検出するために複数の周波数の搬送波信号を検出電極に印加し、共通端子から電荷信号を取り出して容量検出を行い、各々の搬送波信号で検波することで各々の変位信号を検出する構成（以下「シングルアンプ方式」と称する）がある。また、変位検出手段の別の構成として、単一の搬送波信号を共通端子に印加し、複数の検出電極から電荷信号を取り出して各々独立の回路を用いて容量検出を行い、搬送波信号で検波することで各々の変位信号を検出する構成（以下「マルチアンプ方式」と称する）がある。
　シングルアンプ方式とマルチアンプ方式を比較すると、シングルアンプ方式は、振動体の共通端子が直接容量検出回路に接続されているため、駆動信号に高調波が含まれていると駆動電極を介して容量検出部に直接高調波が入力される。そして、駆動信号は十分な振動振幅を得るために一般的に大きな振幅を用いており、また、駆動電極の規模（容量）も大きいため、容量検出への入力は非常に大きな振幅となり、大きな検出誤差となるばかりか、多くの場合容量検出部が過大入力で飽和することがある。このため、駆動信号に高調波が十分抑制された波形（例えば、正弦波）を用いる必要があり、信号の生成に大規模な低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を必要とするなど、コスト高となる。
　これに対し、マルチアンプ方式は、振動体の共通端子は搬送波発生部により駆動されており、低インピーダンスであるため駆動信号の影響を受けない。よって、駆動信号から共通端子を介しての容量検出部への入力は起こらない。このため、駆動信号に発生が容易だが奇数倍高調波を多く含む波形（例えば矩形波）を用いることができ、低コスト化が図れる。また、矩形波は同一振幅の正弦波と比べて同じだけの静電力を発生させるための電圧振幅が小さくてすむため、電源電圧の低電圧化が図れるメリットがある。
特開２００８－６４５２８号公報
　マルチアンプ方式は、駆動電極と検出電極間に浮遊容量による結合があると、その浮遊容量を介して駆動信号の奇数倍高調波が容量検出部に入力されるという問題がある。この浮遊容量を介して入力される駆動信号の奇数倍高調波が、本来の検出対象である変位信号による入力（変位変調信号）と周波数帯域が干渉すると、検波などの信号処理を用いても除去できず、検出誤差を生じるため問題となる。
　この問題を回避するには、駆動信号にＬＰＦを挿入するなどして高周波を遮断する方法が考えられるが、コスト高となる。また、駆動電極と検出電極の間の距離を大きく取る、もしくは接地されたガードパターンを両者の間に挿入するなどして浮遊容量を低減させる方法が考えられるが、この方法もチップ面積の増大や配線の複雑化によりコスト高となる。
　本発明の目的は、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を提供することにある。
　（１）上記目的を達成するために、本発明は、互いに直交する第一の方向および第二の方向に変位可能な振動体を有し、該振動体を前記第一の方向に振動させた状態において、前記振動体の前記第二の方向における変位による静電容量の変化から角速度を検出する角速度検出装置であって、前記振動体を駆動信号に応じた静電力により前記第一の方向に振動させる駆動手段と、前記振動体に搬送波信号を印加する搬送波信号印加部と、前記振動体の変位を前記搬送波信号に同期した静電容量の変化である変位変調信号として検出する容量検出部とを備え、前記駆動手段が出力する前記駆動信号の周波数と、前記搬送波信号印加部が出力する前記搬送波信号の周波数とを、前記駆動信号の奇数倍高調波と前記変位変調信号が非干渉となる周波数比で発生するように、設定したものである。
　かかる構成により、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コスト化できるものとなる。
　（２）上記（１）において、好ましくは、前記駆動手段は、駆動電極を備え、前記容量検出部は、複数の検出電極を備え、前記搬送波信号印加部は、前記振動体の共通端子に単一の搬送波信号を印加し、前記共通端子は、前記駆動電極の内、前記振動体側に固定された可動電極と、前記複数の検出電極の内、前記振動体側に固定された可動電極の全てに対して、共通に電気的に接続され、前記容量検出部は、前記複数の検出電極で検出されたそれぞれの電荷信号から容量検出する独立の回路を備えるようにしたものである。
　（３）上記（１）において、好ましくは、前記振動体の第二の方向の静電容量の変化を検出し、それを抑制するよう働くサーボ手段を備え、該サーボ手段によるサーボ量をもとに角速度を検出するものである。
　（４）上記（１）若しくは（３）において、好ましくは、前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の奇数倍である。
　（５）上記（１）若しくは（３）において、好ましくは、前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の偶数倍から角速度信号の帯域幅以上離した周波数である。
　（６）上記（１）若しくは（３）において、好ましくは、前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の偶数倍から２０Ｈｚ以上離した周波数である。
　（７）上記（１）において、好ましくは、前記駆動信号として、矩形波の信号を用いるものである。
　本発明によれば、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コスト化することができる。
本発明の第１の実施形態による角速度検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による角速度検出装置に用いる非干渉信号発生器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による角速度検出装置に用いる分周器の構成を示すブロック図である。 駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在しない場合での信号波形の模式図である。 浮遊容量２２が存在しない場合の各信号の周波数分布部図である。 比較例として、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃが駆動周波数ｆｄの偶数倍である場合の信号波形の模式図である。 比較例として、遊容量２２が存在する場合の各信号の周波数分布部図である。 本発明の第１の実施形態による角速度検出装置における、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃが駆動周波数ｆｄの奇数倍である場合の信号波形の模式図である。 本発明の第１の実施形態による角速度検出装置における、遊容量２２が存在する場合の各信号の周波数分布部図である。 本発明の第２の実施形態による角速度検出装置に用いる分周器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態による角速度検出装置における、各信号の周波数分布部図である。 本発明の第２の実施形態による角速度検出装置における、各信号の周波数分布部図である。 本発明の第３の実施形態による角速度検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態による角速度検出装置に用いる非干渉信号発生器の構成を示すブロック図である。
　以下、図１～図９を用いて、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置の構成及び動作について説明する。
　最初に、図１～図３を用いて、本実施形態による角速度検出装置の構成について説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置の構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置に用いる非干渉信号発生器の構成を示すブロック図である。図３は、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置に用いる分周器の構成を示すブロック図である。
　図１に示すように、本実施形態の角速度検出装置は、非干渉信号発生器１と、検出素子２と、第一変位検出回路３と、第二変位検出回路４とから構成されている。
　検出素子２は、互いに直交する第一の方向および第二の方向に振動可能に支持された振動体２１と、振動体２１に対向して配置され第一の方向の変位を検出する第一変位検出電極２５と、同じく第二の方向の変位を検出する第二変位検出電極２６と、振動体２１に対向して配置され、駆動信号に応じて第一の方向に静電引力を印加する駆動電極２３と、振動体に単一の搬送波信号を印加する共通端子２７から構成される。
　第一変位検出電極２５は、振動体２１に固定された可動電極と、この可動電極に対向して配置された固定電極とから構成される。第二変位検出電極２６は、振動体２１に固定された可動電極と、この可動電極に対向して配置された固定電極とから構成される。駆動電極２３は、振動体２１に固定された可動電極と、この可動電極に対向して配置された固定電極とから構成される。共通端子２７は、第一変位検出電極２５の可動電極，第二変位検出電極２６の可動電極及び駆動電極２３の可動電極に、共通に電気的に接続されている。
　このように、共通端子に単一の搬送波信号を印加する点が、マルチアンプ方式の特徴である。なお、マルチアンプ方式の他の特徴としては、複数の検出電極で検出されたそれぞれの電荷信号を独立の回路で容量検出する点にある。
　図２に示すように、非干渉信号発生器１は、周波数発生器１０１と、2つの分周器１０２，１０３と、4つの電圧源１１１，１１２，１１５，１１６と、2つのスイッチ１０４，１０６から構成される。
　図３に示すように、分周器１０２は、カウンタ２０１と、比較器２０３と、分周比半値設定器２０２と、Ｔフリップフロップ（Ｔ－ＦＦ）２０４とから構成される。なお、分周器１０３の構成も、分周器１０２と同様である。
　図１に示すように、信号処理部である第一変位検出回路３は、容量検出器３１と、２つの同期検波部３２，３３から構成される。なお、第二変位検出回路４も、第一変位検出回路３と同様の構成となっている。
　以上のように、本実施形態の角速度検出装置は、単一の搬送波信号を共通端子に印加し、複数の検出電極から電荷信号を取り出して各々独立の回路を用いて容量検出を行い、搬送波信号で検波することで各々の変位信号を検出するマルチアンプ方式の構成となっている。
　次に、本実施形態の角速度検出装置の動作について説明する。本実施形態では、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号の周波数ｆｃが駆動信号の周波数ｆｄの奇数倍の周波数であることを特徴とする。
　最初に、非干渉信号発生器１の動作について説明する。非干渉信号発生器１は、駆動電極２３に印加する駆動信号、共通端子２７に印加する搬送波信号をそれぞれ所定の周波数比で生成し、また、駆動信号と同一の周波数ｆｄの信号である変位基準信号を生成する。搬送波信号は、図２の電圧源１１５と電源１１６の電圧をスイッチ１０６を用いて搬送波周波数ｆｃで切り替えることにより生成する。駆動信号も同様に、電圧源１１１と電源１１２の電圧をスイッチ１０４を用いて駆動周波数ｆｄで切り替えることにより生成する。搬送波周波数および駆動周波数は、固有の周波数の信号を発生する周波数発生器１０１からの信号をそれぞれ分周器１０２，１０３で分周することで得られる。
　図３に示した分周器１０２，１０３は、以下に説明する動作により、任意の偶数の分周比での分周を実現する。
　分周器１０２，１０３は、分周比半値設定器２０２の値を除いて同じ構成を取っており、入力周波数をｆｉｎとし、出力周波数をｆｏｕｔとし、分周比半値設定器の値（整数）をＭとすると、入力信号ｆｉｎを元に、

　ｆｏｕｔ＝ｆｉｎ／２Ｍ

の周波数の出力信号を出力する。
　ここで、図３を用いて、分周器の内部の動作を簡単に説明する。入力信号によりカウンタ２０１がカウントアップされ、その値が比較器２０３にて常に分周比半値設定器２０２の値と比較され、比較器２０３は両者が合致しているときに合致パルスを出力する。分周比半値設定器２０２はＲＯＭなどで構成され、あらかじめ設定された値Ｍを出力する。
　Ｔフリップフロップ２０４は、比較器２０３の合致パルスを受けて出力の論理値を反転させる。また、合致パルスは、カウンタ２０１の同期リセット入力にも接続され、次回のクロック入力時にカウンタを「１」の値にリセットする。この構成により、入力からＭ回クロックが入力される度に合致パルスが生成され出力が反転するため、任意の偶数（２Ｍ）の分周比を持つ分周器が実現できる。分周器１０２の分周比半値設定器２０２にはＭｃの値が設定されており、分周器１０３の分周比半値設定器２０２にはＭｄの値が設定されており、両者の関係は

　Ｍｄ＝（２Ｎ＋１）Ｍｃ

となっている。
　従って、図２の非干渉信号発生器１が出力する搬送波周波数ｆｃは、駆動周波数ｆｄの奇数倍（（２Ｎ＋１）倍）となっている。
　次に、図１及び図４～図９を用いて、検出素子２の動作について説明する。
　図４は、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在しない場合での信号波形の模式図である。図５は、浮遊容量２２が存在しない場合の各信号の周波数分布部図である。
　図６は、比較例として、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃが駆動周波数ｆｄの偶数倍である場合の信号波形の模式図である。図７は、比較例として、遊容量２２が存在する場合の各信号の周波数分布部図である。
　図８は、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置における、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃが駆動周波数ｆｄの奇数倍である場合の信号波形の模式図である。図９は、本発明の第１の実施形態による角速度検出装置における、浮遊容量２２が存在する場合の各信号の周波数分布部図である。
　本実施形態での角速度検出装置では、非干渉信号発生器１から生成される駆動信号を駆動電極２３に印加し、発生する静電力により振動体２１を第一の方向に振動させる。また、同じく非干渉信号発生器１から生成される搬送波信号を共通端子２７に印加する。すると、第一の方向へ振動体２１が振動する時の変位により第一変位検出電極２５の容量が変化し、搬送波信号が変位信号で変調された変位変調信号が電荷入力として第一変位検出回路３に入力される。
　ここで、図４に示すように、この第一の変位の変位変調信号は、変位信号と搬送波信号の乗算となる。図４において、図４（Ａ）は駆動信号を示し、図４（Ｂ）は変位信号を示し、図４（Ｃ）は搬送波信号を示している。図４（Ｄ）は変位変調信号を示し、図４（Ｅ）は変位復調信号を示している。図４（Ｆ）は振幅基準信号を示し、図４（Ｇ）は振動振幅信号を示している。
　また、図５のように、第一の変位の変位変調信号は、周波数分布で表すと、ｆｃ±ｆｄの周波数を中心として、正負それぞれに第一の方向の振動振幅信号のもつ帯域幅Ｂｗ１の広がりを持っている。
　この状態で角速度が印加されると、振動体２１に第二の方向にコリオリ力が働き、振動体２１は第二の方向にも振動する。この第二の方向への振動変位により第二変位検出電極２６の容量が変化し、搬送波信号が変位信号で変調された変位変調信号が電荷入力として第二変位検出回路４に入力される。この第二の変位の変位変調信号は周波数分布で表すとｆｃ±ｆｄの周波数を中心として、正負それぞれに第二の方向の振動振幅信号のもつ帯域幅Ｂｗ２の広がりを持っている。この第二の方向への振動は角速度入力により引き起こされるため、この第二の方向の振動振幅信号の帯域幅Ｂｗ２は入力される角速度と同じ帯域幅ＢｗＲを持つ。
　次に、第一変位検出回路３の動作について説明する。振動体の第一の方向の振動振幅を検出するため、まず電荷信号として入力された変位変調信号を、容量検出器３１にて電圧信号に変換する。そして、同期検波部３２において搬送波信号との乗算による同期検波を行い、振動変位の信号である変位信号を得る。その後同期検波部３３において変位基準信号との乗算による同期検波を行い、最終的に第一の方向の振動振幅信号を得る。この信号は脈動を含んでいるが、平均化を行うことで振動振幅を検出することができる。
　駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に浮遊容量２２が存在しない、または十分に小さい場合は、以上の動作で図４のように正常な振動振幅の検出を行うことができる。しかし、両者の間に無視できない浮遊容量２２が存在する場合、駆動波形に矩形波を用いているとその立ち上がり・立ち下がりでスパイク状のノイズが漏れ込み信号となり浮遊容量２２を通じて容量検出入力に加算される。
　ここで、図６を用いて、比較例として、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃに駆動周波数ｆｄの偶数倍（例えば１６倍）を用いた場合の信号波形について説明する。
　図６において、図６（Ａ）～図６（Ｇ）は、図４（Ａ）～図４（Ｇ）と同じ種類の信号を示している。図６（Ｈ）は漏れ込み信号を示している。
　図６に示すように、最終的に得られる第一の方向の振動振幅信号に周期的に同じ方向にノイズ（図中のｎａおよびｎｂ）が重畳し、直流的な誤差となるので平均化しても影響を取り除くことができない（ｎａ＋ｎｂ≠０）。
　これは、図７のように、第一の変位の変位変調信号は、周波数分布で表すと、駆動信号の高調波と変位変調信号が重なり、干渉してるためである。
　ここで、駆動波形は、その波形を矩形波とすることができれば論理回路のみを用いて容易に生成できるので低コストとなるが、矩形波を用いた場合その高調波は図７に示すように奇数倍に周波数分布を持つ。
　このように不要なノイズ（駆動信号の奇数倍高調波）と検出したい信号（変位変調信号）の周波数帯域が干渉すると、同期検波などの周波数変換処理及び平均化などの信号処理を用いても両者を分離することが困難となり、検出誤差となる。この問題を回避するには、駆動信号にＬＰＦを挿入するなどして高周波を遮断する方法が考えられる。しかし、この方法はコスト高となる。また、駆動電極と検出電極の間の距離を大きく取る、もしくは接地されたガードパターンを両者の間に挿入するなどして浮遊容量を低減させる方法が考えられる。しかし、この方法もチップ面積の増大や配線の複雑化によりコスト高となる。
　そこで、本実施形態では、搬送波周波数ｆｃに駆動周波数ｆｄの奇数倍（２Ｎ＋１倍、例えば１７倍）の周波数を用いる非干渉信号発生器１を用いる。
　ここで、駆動信号の奇数倍高調波と干渉させるべきでない変位変調信号の周波数帯域の広さは、必要とする角速度信号の帯域幅で決まってくる。例えば自動車の横滑り防止装置のための角速度検出装置の場合、必要とする角速度信号の帯域幅は一般に２０～３０Ｈｚ程度であり、それ以上の周波数成分はＬＰＦ等により除去することが可能である。
　図８は、本実施形態による角速度検出装置を用い、駆動電極２３と第一変位検出電極２５との間に問題となる浮遊容量２２が存在する場合で、搬送波周波数ｆｃが駆動周波数ｆｄの奇数倍である場合の信号波形を示している。図８において、図８（Ａ）～図８（Ｈ）は、図６（Ａ）～図６（Ｈ）と同じ種類の信号を示している。
　図８に示すように、最終的に得られる第一の方向の振動振幅信号には、駆動周波数ｆｄの半周期ごとに逆の方向にノイズ（図中のｎａおよびｎｂ）が重畳するため、その後に平均化処理によりノイズを取り除くことができる（ｎａ＋ｎｂ＝０）。
　これは、図９のように、第一の変位の変位変調信号は、周波数分布で表すと、駆動信号の高調波と変位変調信号を最も離すことができるためである。この構成により、第一の方向の振動振幅を高精度に検出することができる。
　また、第二変位検出回路４についても第一変位検出回路３と同様の構成であり、同様の動作により第二の方向の振動振幅を検出し、これを角速度として出力する。この構成により、角速度を高精度に検出することができる。
　搬送波周波数と駆動信号の比を奇数倍とすると、図９のように、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号の周波数帯域を最も離すことができ、両者を容易に分離することが可能となる。すなわち、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号の周波数帯域が干渉しなければ、その後の同期検波、平均化などの信号処理により選択的に除去することができる。
　また、本実施形態では、図１にて説明したように、マルチアンプ方式とし、図８（Ａ）に示すように、駆動信号の波形として、矩形波を用いるようにしている。矩形波は同一振幅の正弦波と比べて同じだけの静電力を発生させるための電圧振幅が小さくてすむため、電源電圧の低電圧化が図れる。一方、矩形波は、奇数倍高調波を多く含む波形であるが、前述のように、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号の周波数帯域を離すことができるので、高調波の影響を容易に除去できる。
　なお、特許文献１に記載のものでも、駆動信号と搬送波信号の周波数比を奇数倍とすることについて言及しているが、本実施形態では変位の検出にマルチアンプ方式を用いるのに対して、特許文献１に記載のものはシングルアンプ方式を用いており構成が異なる。また、駆動信号と搬送波信号の周波数比を奇数倍とする目的も、本実施形態は浮遊容量による駆動信号の奇数倍高調波の漏れ込みの除去であるのに対し、特許文献１に記載のものは振動体において混合された第一変位と第二変位の変調信号を容量検出後に効率よく弁別することを目的としており、異なるものである。
　以上説明したように、本実施形態によれば、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を得ることができる。
　次に、図１及び図１０～図１２を用いて、本発明の第２の実施形態による角速度検出装置の構成及び動作について説明する。本実施形態による角速度検出装置の構成は、図１に示したものと同様である。
　図１０は、本発明の第２の実施形態による角速度検出装置に用いる分周器の構成を示すブロック図である。図１１及び図１２は、本発明の第２の実施形態による角速度検出装置における、各信号の周波数分布部図である。
　本実施形態では、図２に示した非干渉信号発生器１から出力される搬送波周波数ｆｃと駆動周波数ｆｄの関係が異なる。本実施形態での非干渉信号発生器１の基本的な構成は、図２に示したものと同様であるが、分周器１０３の構成が異なり、任意の有理数の分周比での分周が行える点が異なる。
　ここで、図１０を用いて、本実施形態の角速度検出装置に用いる分周器１０３の構成について説明する。
　本実施形態での分周器１０３は、分周比半値設定器３０１，３０２と、内部分周器３０３，３０４と、位相比較器３０５と、ループフィルタ３０６と、可変周波数発振器（ＶＣＯ）３０７とから構成される。
　次に、動作について説明する。本実施形態の角速度検出装置は、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号周波数ｆｃが駆動信号の周波数ｆｄの偶数倍から、角速度信号の帯域幅ＢｗＲ以上離した周波数であることを特徴とする。それ以外の動作については第１の実施形態と同様である。
　分周器１０３は、以下に説明するフェイズロックドループ（ＰＬＬ）の構成を用いることで任意の有理数の分周比での分周を実現する。ここで、入力周波数をｆｉｎとし、出力周波数をｆｏｕｔとし、分周比半値設定器３０１の値をｐとし、分周比半値設定器３０２の値をｑとすると、入力信号を元に、
　　ｆｏｕｔ＝ｆｉｎ×（ｑ／ｐ）
の周波数の信号を出力する。
　この分周器１０３の内部の動作を簡単に説明する。内部分周器３０３，３０４は、第１の実施形態で用いた、偶数の分周比を実現する分周器１０２を用い、それぞれｐおよびｑの分周比半値設定器３０１，３０２の値が設定される。入力信号は、内部分周器３０３により分周比２ｐで分周され、位相比較器３０５の非反転入力に入力される。位相比較器３０５は非反転入力からの信号ともう一方の反転入力の信号との位相を比較し、その差を電圧信号としてループフィルタ３０６に入力する。ループフィルタ３０６は、適切な位相補償を行うための周波数伝達特性を持ったフィルタであり、位相比較器３０５から入力された信号を可変周波数発振器（ＶＣＯ）３０７に伝達する。可変周波数発振器３０７は、ループフィルタ３０６からの入力に応じて出力信号の周波数を変化させ、分周器１０３の出力として出力する。
　また、可変周波数発振器３０７の出力は、内部分周器３０４により分周比２ｑで分周され、位相比較器３０５の反転入力に入力され、フィードバックループを構成する。このフィードバックループにより、位相比較器３０５の２つの入力信号の周波数の位相差がゼロとなり、周波数差もゼロとなる。
　このとき、位相比較器３０５の２つの入力信号の周波数は、それぞれ、非反転入力（ｆｉｎ　／２ｐ）と、反転入力（ｆｏｕｔ／２ｑ）であり、これらが等しくなるため、
　ｆｏｕｔ＝ｆｉｎ×（２ｑ／２ｐ）＝ｆｉｎ×（ｑ／ｐ）
となり、任意の有理数の分周比での分周が実現できる。
　分周器１０３は、２つの分周比半値設定器３０１，３０２の値ｐ，ｑを適切に選定することで、搬送波信号周波数ｆｃを駆動信号の周波数ｆｄの偶数倍から角速度信号の帯域幅ＢｗＲ以上離した周波数で発生させる。例えば、搬送波信号周波数ｆｃを８８２ｋＨｚとし、駆動信号の周波数ｆｄを１４ｋＨｚとするとき、値ｐを６３とし、値ｑを１とすると、搬送波信号周波数ｆｃを、駆動信号の周波数ｆｄの偶数倍から１４ｋＨｚ離すことができる。この周波数差は、角速度信号の帯域幅ＢｗＲ（例えば、２０Ｈｚ）以上となる。
　次に、図１１及び図１２を用いて、本実施形態における、信号群の周波数関係について説明する。
　特に第二変位検出回路４での信号処理において、図１１に示すように非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号周波数ｆｃが、

　　ｆｃ＞（２Ｎ×ｆｄ＋ＢｗＲ）

の関係にあるとき、前述のように第二の方向の振動振幅信号の帯域幅Ｂｗ２＝ＢｗＲであるため、駆動信号の高調波と第二の変位の変位変調信号の周波数分布は重ならない。この状態で、２段の同期検波部３２および３３を通して第二の方向の振動振幅信号が復調されるとその周波数分布は、図１２のようになる。図１２に示すように、このとき検出対象の信号である第二の振動振幅信号と最終的なノイズ成分である駆動信号高調波は周波数で離れているので、適当なＬＰＦ処理により分離することができ、高精度な角速度の検出が可能となる。
　また、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号周波数ｆｃが、

　　ｆｃ＜（２Ｎ×ｆｄ－ＢｗＲ）

である場合も、周波数の大小関係が逆になるだけで同様の関係となり駆動信号の高調波と第二の変位の変位変調信号の周波数分布は重ならない。よって、検出対象の信号である第二の振動振幅信号と最終的なノイズ成分である駆動信号高調波が周波数で離れているので、適当なＬＰＦ処理により分離することができ、高精度な角速度の検出が可能となる。
　以上をまとめると、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号の周波数が、駆動信号の周波数の偶数倍から角速度信号の帯域幅ＢｗＲ以上離した周波数であれば、検出対象の信号である第二の振動振幅信号と最終的なノイズ成分である駆動信号高調波が周波数で離れるため、適当なＬＰＦ処理により分離することができ、高精度な角速度の検出が可能となる。
　なお、自動車の横滑り防止のための角速度検出装置では、一般的に検出対象の角速度信号の帯域幅ＢｗＲは２０Ｈｚ程度以上が必要とされる。例えば非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号の周波数が、駆動信号の周波数の偶数倍から２０Ｈｚより近い場合、周波数角速度検出の元になる第二の方向の振動振幅信号に２０Ｈｚ以下の周波数にノイズ成分である駆動信号高調波が入ってくるため、ＬＰＦ等により除去することが困難となる。よって、この目的に角速度検出装置を供する場合、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号の周波数が、駆動信号の周波数の偶数倍から２０Ｈｚ以上離した周波数となっていることが望ましい。
　以上説明したように、本実施形態によれば、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を得ることができる。
　次に、図１３及び図１４を用いて、本発明の第３の実施形態による角速度検出装置の構成及び動作について説明する。
　図１３は、本発明の第３の実施形態による角速度検出装置の構成を示すブロック図である。図１４は、本発明の第３の実施形態による角速度検出装置に用いる非干渉信号発生器の構成を示すブロック図である。なお、図１３及び図１４において、図１及び図２と同一符号は、同一部分を示している。
　図１３に示すように、本実施形態は、第１の実施形態での角速度検出装置とその構成はほとんど同じであるが、それに加えて第二の方向の振動を抑制するサーボ手段（サーボ電極２４，制御器５）を備えていることを特徴とする。
　図１３に示すように、本実施形態の角速度検出装置における検出素子２Ａは、第１の実施形態における検出素子２の構成に加え、振動体２１に対向して配置され、サーボ信号に応じて第二の方向に静電引力を印加するサーボ電極２４を備える。また、本実施形態の検出素子２Ａは、第１の実施形態と同じ構成の第一変位検出回路３および第二変位検出回路４を備え、さらに第二変位検出回路４の後段に制御器５を備える。
　非干渉信号発生器１Ａは、図１４に示すように、第１の実施形態における非干渉信号発生器１の構成に加え、電圧源１１３と、加減算器１０７と、スイッチ１０５を備える。
　次に、動作について説明する。動作についても第１の実施形態とほとんど同じであるが、第１の実施形態と比べて、第二変位検出回路４の出力、すなわち第二の方向の振動振幅信号を直接角速度出力とするのではなく、零サーボの制御ループを構成している点が異なる。
　第二変位検出回路４の出力，すなわち、第二の方向の振動振幅信号は制御器５に入力され、制御器の出力であるサーボ振幅信号は非干渉信号発生器１に入力され、非干渉信号発生器１Ａは以下に説明する動作により駆動信号と同一の周波数ｆｄの信号であるサーボ信号を生成し、サーボ電極２４に印加する。
　非干渉信号発生器１Ａは、第１の実施形態での非干渉信号発生器１とその動作はほとんど同じであるが、それに加えてサーボ振幅信号の入力に応じてサーボ信号の振幅を変更する点が異なる。入力されたサーボ振幅信号は非干渉信号発生器１Ａの加減算器１０７において電圧源１１３の電圧と加算及び減算が行われ、その結果が両者ともスイッチ１０５に入力される。スイッチ１０５は分周器１０２が発生する駆動周波数ｆｄで２つの入力電圧を切り替えてサーボ信号として出力する。
　この構成により、駆動信号と同一の周波数ｆｄの信号で、サーボ振幅信号に応じて振幅を調整したサーボ信号を生成する。
　以上の構成により、第二の方向の振動振幅に関する制御ループが構成され、制御器５はその入力である第二の方向の振動振幅信号が零になるように出力を調整する零サーボ制御を行う。この結果、コリオリ力とサーボ力が釣り合い、角速度入力とサーボ振幅信号が比例するようになる。本実施形態の角速度検出装置は、このサーボ振幅信号をもって角速度信号として出力する。
　この零サーボ構成を取ることにより、振動体２１を第二の方向に大きく変位させることなく角速度の検出が可能となるため、振動体２１を支持している支持バネの非線形性や第二変位検出電極の非線形性の影響を受けることのない高精度な角速度検出装置を実現することができる。
　本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、搬送波周波数と駆動信号の比を奇数倍としており、これにより、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号の周波数帯域を最も離すことができ、両者を容易に分離することが可能となる。すなわち、駆動信号の奇数倍高調波と変位変調信号の周波数帯域が干渉しなければ、その後の同期検波、平均化などの信号処理により選択的に除去することができる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を得ることができる。
　次に、本発明の第４の実施形態による角速度検出装置の構成及び動作について説明する。
　本実施形態は、前述の第２の実施形態での角速度検出装置とその構成はほとんど同じであるが、それに加えて、第３の実施形態と同様に、第二の方向の振動を抑制するサーボ手段（図１３のサーボ電極２４，制御器５及び図１４に示した非干渉信号発生器１Ａの構成）を備えているものである。
　このサーボ手段の構成と動作は、第３の実施形態でのサーボ手段と同一である。この構成により、第３の実施形態と同様の理由で、振動体２１を支持している支持バネの非線形性や第二変位検出電極の非線形性の影響を受けることのない高精度な角速度検出装置を実現することができる。
　そして、本実施形態においても、第２の実施形態と同様に、非干渉信号発生器１が発生する搬送波信号の周波数が、駆動信号の周波数の偶数倍から角速度信号の帯域幅ＢｗＲ以上離した周波数とすることで、検出対象の信号である第二の振動振幅信号と最終的なノイズ成分である駆動信号高調波が周波数で離れるため、適当なＬＰＦ処理により分離することができ、高精度な角速度の検出が可能となる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、駆動電極と第一変位検出電極間の浮遊容量による結合の影響を低減でき、低コストな角速度検出装置を得ることができる。
　なお、これらの実施形態は単なる例示であり、本発明を何ら拘束するものではない。よって本発明は、その要旨を逸脱することなく、種々の改良や変形が可能である。
　例えば、本発明の各実施形態では、駆動波形に矩形波を用いることとしているが、これに代えて矩形波をＬＰＦ等を用いて若干鈍らせた波形を用いても良い。この場合、ＬＰＦの追加によるコストの上昇はあるが、浮遊容量２２が大きく容量検出器３１が飽和するほど漏れ込み信号の尖頭値が大きいような場合はこれを抑制することができ、効果的である。このＬＰＦと本発明の併用により、ＬＰＦ単体でノイズ対策を行う場合よりも規模の小さなＬＰＦで所望のノイズ対策効果を得ることができ、低コストな角速度検出装置を実現することができる。
　また、本発明の各実施形態では、駆動信号の振幅を決定する電圧源１１１および１１２の電圧は一定であるが、第一の方向への振動の振幅を安定させるために、第一変位検出回路３で検出する第一振動振幅信号が一定の値になるように電圧源１１および１１２の値を変更するよう制御する構成としても良い。角速度検出の元になるコリオリ力は第一の方向への振動振幅に比例するため、この構成により電源電圧や温度変化、振動体２１の封止気圧の変動などによる第一の方向への振動振幅の変動を抑制でき、高精度な角速度検出装置を実現することができる。
　また、本発明の各実施形態では、搬送波周波数ｆｃおよび駆動周波数ｆｄを生成する元となる周波数発生器１０１の発生する周波数は一定としていたが、これを可変として駆動周波数ｆｄを振動体２１の第一の方向への共振周波数に追随するよう制御する構成としても良い。この構成により、同じ駆動信号の電圧振幅でより大きな振動振幅が得られるため、電源電圧を小さくすることができ、低コストな角速度検出装置を実現することができる。
１…非干渉信号発生器
２…検出素子
３…第一変位検出回路
４…第二変位検出回路
５…制御器
２１…振動体
２２…浮遊容量
２３…駆動電極
２４…サーボ電極
２５…第一変位検出電極
２６…第二変位検出電極
２７…共通端子
３１…容量検出回路
３２…同期検波部（搬送波周波数）
３３…同期検波部（駆動周波数）
１０１…周波数発生器
１０２…分周器（駆動周波数）
１０３…分周器（搬送波周波数）
１０４，１０５，１０６…スイッチ
１０７…加減算器
１１１，１１２，１１３，１１５，１１６…電圧源
２０１…カウンタ
２０２…分周比半値設定器
２０３…比較器
２０４…Ｔフリップフロップ
３０１，３０２…分周比半値設定器
３０３，３０４…内部分周器
３０５…位相比較器
３０６…ループフィルタ
３０７…可変周波数発振器

Claims (7)

  1. 　互いに直交する第一の方向および第二の方向に変位可能な振動体を有し、
    　該振動体を前記第一の方向に振動させた状態において、前記振動体の前記第二の方向における変位による静電容量の変化から角速度を検出する角速度検出装置であって、
    　前記振動体を駆動信号に応じた静電力により前記第一の方向に振動させる駆動手段と、
    　前記振動体に搬送波信号を印加する搬送波信号印加部と、
    　前記振動体の変位を前記搬送波信号に同期した静電容量の変化である変位変調信号として検出する容量検出部とを備え、
    　前記駆動手段が出力する前記駆動信号の周波数と、前記搬送波信号印加部が出力する前記搬送波信号の周波数とを、前記駆動信号の奇数倍高調波と前記変位変調信号が非干渉となる周波数比で発生するように設定したことを特徴とする角速度検出装置。
  2. 　請求項１記載の角速度検出装置において、
    　前記駆動手段は、駆動電極を備え、
    　前記容量検出部は、複数の検出電極を備え、
    　前記搬送波信号印加部は、前記振動体の共通端子に単一の搬送波信号を印加し、
    　前記共通端子は、前記駆動電極の内、前記振動体側に固定された可動電極と、前記複数の検出電極の内、前記振動体側に固定された可動電極の全てに対して、共通に電気的に接続され、
    　前記容量検出部は、前記複数の検出電極で検出されたそれぞれの電荷信号から容量検出する独立の回路を備えることを特徴とする角速度検出装置。
  3. 　請求項１記載の角速度検出装置において、さらに、
    　前記振動体の第二の方向の静電容量の変化を検出し、それを抑制するよう働くサーボ手段を備え、
    　該サーボ手段によるサーボ量をもとに角速度を検出することを特徴とする角速度検出装置。
  4. 　請求項１若しくは請求項３のいずれかに記載の角速度検出装置において、
    　前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の奇数倍であることを特徴とする角速度検出装置。
  5. 　請求項１若しくは請求項３のいずれかに記載の角速度検出装置において、
    　前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の偶数倍から角速度信号の帯域幅以上離した周波数であることを特徴とする角速度検出装置。
  6. 　請求項１若しくは請求項３のいずれかに記載の角速度検出装置において、
    　前記非干渉信号発生器が発生する搬送波信号の周波数は、前記駆動信号の周波数の偶数倍から２０Ｈｚ以上離した周波数であることを特徴とする角速度検出装置。
  7. 　請求項１記載の角速度検出装置において、
    　前記駆動信号として、矩形波信号を用いることを特徴とする角速度検出装置。
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