WO2010038273A1 - 伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法 - Google Patents

伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法 Download PDF

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WO2010038273A1
WO2010038273A1 PCT/JP2008/067739 JP2008067739W WO2010038273A1 WO 2010038273 A1 WO2010038273 A1 WO 2010038273A1 JP 2008067739 W JP2008067739 W JP 2008067739W WO 2010038273 A1 WO2010038273 A1 WO 2010038273A1
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estimation
time
propagation path
unit
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PCT/JP2008/067739
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吉田　誠
泰治 雨澤
尾崎　一幸
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富士通株式会社
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    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Definitions

  • the present invention relates to a propagation path estimation device, a receiver, and a propagation path estimation method.
  • the state of a propagation path (path) between a transmitter and a receiver is accurately estimated, and the received signal at the receiver is equalized using the propagation path estimation value that is the estimation result. Compensates for distortion caused by the signal.
  • the fluctuation of the propagation path is moderate (for example, when the communication system of the mobile communication system is an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system, 1 The calculation was performed assuming that the propagation path estimation value for each sample signal is constant within the symbol.
  • the conventional propagation path estimation method will be described.
  • the transmission signal at time t is x (t)
  • the noise is n (t)
  • the propagation path estimation value of the delay time ⁇ at time t is h ( ⁇ , t)
  • the reception signal y (t) at time t is
  • the channel estimation value is
  • the channel estimation value is
  • the propagation path estimation value at the central time t + T / 2 of the signal of one symbol, that is, the T sample is used as a constant value within one symbol.
  • the propagation path fluctuates within one symbol, that is, within a T sample signal, an accurate propagation path estimation value cannot be obtained. Therefore, the received signal cannot be equalized accurately.
  • the tap coefficient (corresponding to the propagation path estimation value) after correction (update) by the adaptive algorithm is determined as a threshold value, so that only the remaining tap coefficient is removed from the received signal except for the tap coefficient corresponding to noise.
  • equalization for example, refer to Patent Documents 1 to 3
  • Patent Document 4 those for determining a threshold value of an equalized signal using tap coefficients updated by an adaptive algorithm
  • the tap coefficient below the threshold value that is, the channel estimation value corresponding to the noise component is forcibly set to 0. It was falling.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems caused by the prior art, and is capable of obtaining a propagation path estimated value with high speed or high accuracy even in an environment where the fluctuation of the propagation path is severe.
  • An object is to provide an estimation device, a receiver, and a propagation path estimation method.
  • the propagation path estimation apparatus disclosed in the present application is, in one aspect, a propagation path estimation among the plurality of paths based on a predetermined characteristic value for each path.
  • a path selection unit that selects an estimation target path that is a path for estimating a value, and an estimated reception time that is a time at which a signal that is an estimation target of a propagation path estimation value among signals that propagate through the estimation target path is received
  • An estimated reception time determination unit that determines the amplitude and phase at the estimated reception time of a signal propagating through the estimation target path as a propagation path estimation value of the estimation target path, and the estimation target Interpolation extrapolation processing for estimating a propagation path estimation value at a time other than the estimated reception time of a signal propagating through the estimation target path by performing interpolation extrapolation processing using a path propagation path estimation value And, equipped with a.
  • the effect is that the propagation path estimated value can be obtained at high speed or with high accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system including a propagation path estimation apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the receiver shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the propagation path estimation apparatus shown in FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the path selection unit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining selection of an estimation target path based on power.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the selection of the estimation target path based on the probability.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the estimated reception time determination unit shown in FIG.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the amplitude phase estimation unit shown in FIG. FIG.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the transmission sequence estimation unit shown in FIG.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the path amplitude phase estimation unit shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the adaptive algorithm in the adaptive algorithm estimation unit.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the interpolation extrapolation processing unit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining an example of the operation of the interpolation extrapolation process of the channel-by-sample propagation path estimation unit.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining an example of the operation of the interpolation extrapolation process of the propagation path estimation unit for each sample.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the path amplitude phase estimation unit shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the adaptive algorithm in the adaptive algorithm estimation unit.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the interpolation extra
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating the propagation path estimation process of the propagation path estimation apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a simulation result using the propagation path estimation apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM channel estimation apparatus to which the channel estimation method according to the present embodiment is applied. 18 is a block diagram showing another configuration of the OFDM channel estimation apparatus shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system including a propagation path estimation apparatus according to the present embodiment.
  • the wireless communication system includes a transmitter 1 and a receiver 2.
  • the transmitter 1 transmits a signal to the receiver 2.
  • the signal transmitted from the transmitter 1 propagates through a plurality of propagation paths (paths) PT (0) to PT ( ⁇ ) and is received by the receiver 2.
  • ⁇ indicates the delay time of the signal in each path PT.
  • the path PT (0), the path PT (1), the path PT (2),. The signal propagating through the path is delayed.
  • the signal transmitted from the transmitter 1 propagates through a plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ )
  • the frequency error between the transmitter 1 and the receiver 2 the transmitter 1 and the receiver 2 Influenced by Doppler shift, etc. accompanying movement. Therefore, the signal propagated through each of the plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ) is a signal subjected to fluctuation (distortion).
  • the receiver 2 receives the signal transmitted from the transmitter 1 via a plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ).
  • the signal received by the receiver 2 is a signal subjected to the above fluctuation.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the receiver 2 shown in FIG. As shown in FIG. 2, the receiver 2 includes an equalizer 10 and a propagation path estimation device 11. In FIG. 2, illustration and description of configurations that are not related to the propagation path estimation apparatus 11 according to the present embodiment are omitted.
  • the propagation path estimation apparatus 11 calculates each of the paths PT (0) to PT ( ⁇ ) from the signals (reception signals) received via the plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ) and the known transmission sequence. Estimate the propagation path estimation value representing the distortion of the propagating signal.
  • the equalizer 10 performs an equalization process for removing distortion from the received signal using the propagation path estimation value estimated by the propagation path estimation device 11.
  • the signal from which distortion has been removed by the equalization processing (equalization signal) is sent to a demodulation processing unit (not shown) and demodulated into the original transmission signal.
  • the equalization process in the equalizer 10 uses the propagation path estimation value estimated by the propagation path estimation apparatus 11, if the estimation accuracy of the propagation path estimation value in the propagation path estimation apparatus 11 decreases, etc.
  • the signal characteristics of the equalized signal output from the equalizer 10 deteriorate.
  • the propagation path estimation apparatus 11 of the present embodiment uses a path for estimating the propagation path estimation value among the plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ). Is selected in advance, a propagation path estimated value of this path is calculated, and interpolation extrapolation processing is performed using the calculation result.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the propagation path estimation apparatus 11 shown in FIG.
  • the propagation path estimation apparatus 11 includes a path selection unit 20, an estimated reception time determination unit 21, an amplitude / phase estimation unit 22, and an interpolation extrapolation processing unit 23.
  • the path selection unit 20 calculates a path characteristic value indicating a path characteristic from the received signal for each path, and based on the path characteristic value for each path, the path selection unit 20 selects a plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ). Then, an estimation target path that is a path for estimating the propagation path estimation value is selected. Information on the estimation target path selected by the path selection unit 20 is notified to the amplitude phase estimation unit 22.
  • the specific configuration of the path selection unit 20 that selects the estimation target path will be described in detail separately.
  • the estimated reception time determination unit 21 determines an estimated reception time that is a time at which a signal that is an estimation target of the propagation path estimation value is received among signals that propagate through the estimation target path. Information on the estimated reception time determined by the estimated reception time determination unit 21 is notified to the amplitude phase estimation unit 22.
  • the amplitude / phase estimation unit 22 calculates the propagation path of the estimation target path using the amplitude and phase at the estimated reception time determined by the estimated reception time determination unit 21 of the signal propagating through the estimation target path selected by the path selection unit 20. Estimate as a value. Specifically, the amplitude phase estimation unit 22 uses the received signal, the known transmission sequence, the output of the path selection unit 20, and the output of the estimated reception time determination unit 21 to estimate the propagation path estimation value of the estimation target path. Is estimated. The propagation path estimation value of the estimation target path estimated by the amplitude phase estimation unit 22 is sent to the interpolation extrapolation processing unit 23.
  • the interpolation extrapolation processing unit 23 performs the interpolation extrapolation process using the propagation path estimation value of the estimation target path, thereby obtaining the propagation path estimation value at a time other than the estimated reception time of the signal propagating through the estimation target path. presume.
  • the channel estimation value estimated by the interpolation extrapolation processing unit 23 is transmitted to the equalizer 10 shown in FIG. 2 and used for equalization processing.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the path selection unit 20 shown in FIG.
  • the path selection unit 20 includes a path power calculation unit 30, a power reference path selection unit 31, a path selection probability calculation unit 32, and a probability reference path selection unit 33.
  • the path power calculation unit 30 calculates the power for each path from the received signal as a path characteristic value.
  • the power reference path selection unit 31 compares the power for each path calculated by the path power calculation unit 30 with a predetermined threshold, and the power of the plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ) has a predetermined power. An active power path that is a path that is equal to or greater than the threshold is selected.
  • the path selection probability calculation unit 32 calculates a probability that each path is selected as an active power path by the power reference path selection unit 31 as a path characteristic value.
  • the probability value of the current symbol of a signal propagating through a path is P N
  • the probability value of the symbol immediately before the signal propagating the path is P N ⁇ 1
  • the forgetting factor is ⁇ (0 ⁇
  • the probability value P N, "0" is set when the path is "1" is set when it is selected as effective power paths by the power reference path selector 31, not selected as effective power path It is assumed that the calculated value of the probability P in the previous symbol is set to the probability value P N ⁇ 1 .
  • the forgetting factor ⁇ 0.3
  • the path up to the previous symbol is selected as the active power path by the power reference path selection unit 31, and the path that is the current symbol is the power reference path selection unit.
  • a path in the current symbol is validated by the power reference path selection unit 31 while considering the probability that the path up to the previous symbol has been selected as an active power path by the power reference path selection unit 31.
  • the probability that the power path is selected is calculated cumulatively.
  • the probability reference path selection unit 33 compares the probability for each path calculated by the path selection probability calculation unit 32 with a predetermined threshold, and the probability calculated by the path selection probability calculation unit 32 is equal to or greater than the predetermined threshold. Are selected as estimation target paths.
  • FIG. 5 is a diagram for describing selection of an estimation target path based on power
  • FIG. 6 is a diagram for describing selection of an estimation target path based on probability.
  • the path power calculation unit 30 calculates power for each of the nine paths PT (0) to PT (8), in other words, power for each of the delay times 0 to 8.
  • the power reference path selection unit 31 compares the power for each of the nine paths PT (0) to PT (8) with a predetermined threshold value TH power to determine the nine paths PT (0) to PT (8). Among them, an active power path that is a path in which the power calculated by the path power calculation unit 30 is equal to or greater than a predetermined threshold TH power is selected.
  • the paths PT (0), PT (1), PT (4), and PT (6) are selected as active power paths.
  • Information on the active power path selected by the power reference path selection unit 31 is output to the probability reference path selection unit 33.
  • the probability that each of the nine paths PT (0) to PT (8) has been selected as an active power path by the power reference path selection unit 31 by the path selection probability calculation unit 32 (hereinafter referred to as “active power path”). Simply referred to as “probability”).
  • the probability reference path selection unit 33 compares the probability for each of the nine paths PT (0) to PT (8) with a predetermined threshold TH prob, and the probability calculated by the path selection probability calculation unit 32 is predetermined. A path that is equal to or greater than the threshold TH prob is selected as an estimation target path.
  • paths PT (0), PT (1), PT (6), and PT (7) whose probability calculated by the path selection probability calculation unit 32 is equal to or greater than a predetermined threshold TH prob are as follows. It is selected as the estimation target path.
  • the information on the estimation target path selected by the probability reference path selection unit 33 is output by the probability reference path selection unit 33 to the amplitude phase estimation unit 22 shown in FIG. In other words, among the nine paths PT (0) to PT (8), the path selected by the probability reference path selection unit 33 is finally output to the amplitude phase estimation unit 22 as an estimation target path.
  • the path PT (4) is selected by the power reference path selection unit 31, but is not selected by the probability reference path selection unit 33. Therefore, the path PT (4) does not correspond to the estimation target path and is not output to the amplitude phase estimation unit 22.
  • the path selection unit 20 when the estimation target path is selected by the path selection unit 20, a path with low probability is not output to the amplitude phase estimation unit 22. Therefore, the number of input signals to the later-described adaptive algorithm estimation unit 522 in the amplitude phase estimation unit 22 can be reduced, and the calculation amount of the amplitude phase estimation unit 22 can be reduced.
  • the path selection unit 20 may not include the path selection probability calculation unit 32 and the probability reference path selection unit 33.
  • the power reference path selection unit 31 selects, as the estimation target path, a path in which the power calculated by the path power calculation unit 30 is equal to or greater than a predetermined threshold among the plurality of paths, and the amplitude phase estimation unit 22 Output.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the estimated reception time determination unit 21 shown in FIG.
  • the estimated reception time determination unit 21 includes a time fluctuation amount detection unit 40, a time number determination unit 41, and a time final determination unit 42.
  • the time variation detection unit 40 calculates a propagation path estimated value for each sample signal included in a past symbol of a signal propagating through the estimation target path and a propagation path estimated value for each sample signal included in the current symbol. Detect the amount of time variation between.
  • the number-of-times determination unit 41 determines the number of estimated reception times, which are times at which a signal that is an estimation target of the propagation path estimation value is received, according to the magnitude of the amount of time variation detected by the time variation detection unit 40. To do. Specifically, the time number determination unit 41 increases the number of estimated reception times as the amount of time variation increases.
  • the time final determination unit 42 determines the estimated reception time in the current symbol of the signal propagating through the estimation target path by the number of estimated reception times determined by the time number determination unit 41. Further, the time final determination unit 42 outputs the determined estimated reception time to the amplitude phase estimation unit 22 and the interpolation extrapolation processing unit 23.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the amplitude / phase estimation unit 22 shown in FIG.
  • the amplitude phase estimation unit 22 includes a transmission sequence estimation unit 50, a path amplitude phase estimation unit 51, a path power calculation unit 52, and a power reference path selection unit 53.
  • the transmission sequence estimation unit 50 estimates the transmission signal using the received signal and the known transmission sequence.
  • the path amplitude / phase estimation unit 51 uses the received signal and the transmission signal estimated by the transmission sequence estimation unit 50 (hereinafter also referred to as “estimated transmission sequence”) to be estimated by the path selection unit 20.
  • the amplitude and phase at the estimated reception time determined by the estimated reception time determination unit 21 of the signal propagating through the path are estimated.
  • the paths PT (0), PT (1), PT (6), PT (7) are When selected as the estimation target path, the amplitude and phase of the paths PT (0), PT (1), PT (6), and PT (7) at the estimated reception time are estimated.
  • the path power calculation unit 52 calculates the power of each estimation target path from the output of the path amplitude phase estimation unit 51.
  • the power reference path selection unit 53 compares the power for each estimation target path calculated by the path power calculation unit 52 with a predetermined threshold, and the power of the estimation target paths selected by the path selection unit 20 is predetermined. A path that is equal to or greater than the threshold value is newly selected as an estimation target path. Further, the power reference path selection unit 53 switches the switch 53 a to return the information on the newly selected estimation target path to the path amplitude phase estimation unit 51. Thereby, the number of estimation target paths selected by the path selection unit 20 is further reduced.
  • the path amplitude / phase estimation unit 51 uses the received signal and the transmission signal estimated by the transmission sequence estimation unit 50 to estimate the reception time of the signal propagating through the estimation target path selected by the power reference path selection unit 53 Again estimate the amplitude and phase at.
  • the amplitude phase estimation unit 22 repeats the processes of the path amplitude phase estimation unit 51, the path power calculation unit 52, and the power reference path selection unit 53 a predetermined number of times. Thereby, the amplitude and phase estimated by the path amplitude phase estimation unit 51 are adaptively adjusted and output as a path amplitude phase value.
  • the specific configuration of the path amplitude / phase estimation unit 51 will be described in detail separately.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of transmission sequence estimation unit 50 shown in FIG.
  • the transmission sequence estimation unit 50 includes a temporary propagation path estimation unit 511, an equalization unit 512, a temporary determination unit 513, and an estimated transmission sequence generation unit 514.
  • Temporary propagation path estimation unit 511 estimates a provisional propagation path estimated value of a signal propagating through a plurality of paths PT (0) to PT ( ⁇ ) using the received signal and the known transmission sequence.
  • the equalization unit 512 performs equalization processing on the received signal using the temporary propagation path estimation value estimated by the temporary propagation path estimation unit 511.
  • the provisional determination unit 513 provisionally determines the output from the equalization unit 512.
  • Estimated transmission sequence generation section 514 generates an estimated transmission sequence using the output from provisional determination section 513 and the known transmission sequence.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the path amplitude phase estimation unit 51 shown in FIG.
  • the path amplitude phase estimation unit 51 includes a tap coefficient generation unit 521 and an adaptive algorithm estimation unit 522.
  • the tap coefficient generation unit 521 generates a channel estimation value input to the adaptive algorithm estimation unit 522 based on the estimated reception time and the estimation target path.
  • the adaptive algorithm estimation unit 522 inputs the output from the tap coefficient generation unit 521, the received signal, and the estimated transmission sequence to the adaptive algorithm, and operates this adaptive algorithm to thereby estimate the reception time of the signal propagating through the estimation target path.
  • well-known algorithms such as a LMS algorithm and a RLS algorithm, are employable.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the adaptive algorithm in the adaptive algorithm estimation unit 522.
  • a guard interval GI is generally inserted in the front end portion of one symbol, that is, T sample signals.
  • the guard interval refers to a section obtained by copying the rear end portion of a predetermined symbol to the front end portion of the symbol in the time domain.
  • the adaptive algorithm estimator 522 proceeds in the time domain from the middle of the current symbol, that is, the guard interval. Operate the adaptive algorithm in the opposite direction to the GI. Thereby, the convergence of the adaptive algorithm can be accelerated.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the interpolation extrapolation processing unit 23 shown in FIG.
  • the interpolation extrapolation processing unit 23 includes a propagation path estimated value storage unit 60 and a sample-by-sample propagation path estimation unit 61.
  • the propagation path estimated value storage unit 60 stores the path amplitude phase value output from the amplitude phase estimation unit 22, that is, the propagation path estimated value of the estimation target path.
  • the channel-by-sample channel estimation unit 61 obtains the estimated reception time, the channel estimation value of the estimation target path, and the channel estimation value of the estimation target path stored in the channel estimation value storage unit 60 when necessary. Perform the interpolation extrapolation process used. Specifically, the channel-by-sample propagation path estimation unit 61 estimates a propagation path estimated value at a time other than the estimated reception time of a signal propagating through the estimation target path by interpolation extrapolation processing, and propagates through the estimation target path. A propagation path estimation value for each sample signal included in one symbol of the signal is estimated. As the interpolation extrapolation process, various interpolation extrapolation processes such as linear interpolation extrapolation and curve interpolation extrapolation can be employed.
  • FIG. 13 illustrates an example of the operation of the interpolation extrapolation process of the channel-by-sample propagation path estimation unit 61 when the estimated reception time determination unit 21 determines the center time in the current symbol as the estimated reception time.
  • FIG. 13 illustrates an example of the operation of the interpolation extrapolation process of the channel-by-sample propagation path estimation unit 61 when the estimated reception time determination unit 21 determines the center time in the current symbol as the estimated reception time.
  • the channel-by-sample propagation path estimation unit 61 first determines the path to be estimated in the past symbol.
  • the propagation path estimated value is read from the propagation path estimated value storage unit 60.
  • FIG. 14 illustrates an example of the operation of the interpolation extrapolation processing of the channel-by-sample propagation path estimation unit 61 when the estimated reception time determination unit 21 determines the time at both ends of the current symbol as the estimated reception time.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating the propagation path estimation process of the propagation path estimation apparatus 11 according to the present embodiment.
  • the path selection unit 20 of the propagation path estimation apparatus 11 receives a plurality of paths PT (0) to PT (0) based on a path characteristic value (that is, the above-described power and probability) from each received signal.
  • An estimation target path is selected from PT ( ⁇ ) (step S1).
  • the estimated reception time determination unit 21 determines the estimated reception time (step S2). Note that the processes of step S1 and step S2 may be executed in parallel.
  • the amplitude / phase estimation unit 22 estimates the amplitude and phase of the signal propagating through the estimation target path selected at step S1 at the estimated reception time determined at step S2 as the propagation path estimation value of the estimation target path. (Step S3).
  • the interpolation extrapolation processing unit 23 performs interpolation extrapolation processing using the propagation path estimation value of the estimation target path estimated in step S3, so that signals other than the estimated reception time of the signal propagating through the estimation target path are processed.
  • the propagation path estimated value at the time is estimated (step S4).
  • a path for estimating a propagation path estimation value is selected in advance from among a plurality of paths, the propagation path estimation value of this path is calculated first, and the calculation result is used. Therefore, interpolation extrapolation processing was performed. For this reason, when estimating the propagation path by an adaptive algorithm, even in an environment where the fluctuation of the propagation path becomes severe due to the influence of the frequency error between the transceivers, the Doppler shift accompanying the movement of the transceiver, etc.
  • the propagation path estimated value can be obtained with high accuracy.
  • the channel estimation value for each sample signal included in one symbol of the signal propagating through the estimation target path can be estimated at high speed and with high accuracy, the estimated channel estimation value is equal to the received signal in the equalizer 10 or the like. As a result, the reception performance of the receiver can be kept high.
  • chip interference equalization is a technique for equalization processing of chip interference of communication using the spread spectrum method, intersymbol interference of communication using the OFDM method, and equalization processing of intercarrier interference.
  • chip interference equalization is a technique for equalization processing of chip interference of communication using the spread spectrum method, intersymbol interference of communication using the OFDM method, and equalization processing of intercarrier interference.
  • chip interference equalization is a technique for equalization processing of chip interference of communication using the spread spectrum method, intersymbol interference of communication using the OFDM method, and equalization processing of intercarrier interference.
  • the propagation path matrix is defined as, for example, the following expression using a propagation path estimated value for each sample signal included in one symbol (T sample signals) of a signal propagating through the estimation target path. .
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a simulation result using the propagation path estimation apparatus 11 according to the present embodiment.
  • the white triangle mark plot indicates the required CNR when the propagation path estimation value is assumed to be constant within one symbol (T sample signal), and the black square mark plot indicates the present embodiment. The required CNR when the channel estimation value is estimated using the channel estimation method is shown.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM channel estimation apparatus to which the channel estimation method according to the above-described embodiment is applied.
  • description will be made assuming that the central time in the current symbol is adopted as the estimated reception time. Further, the same parts as those already described in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
  • the OFDM channel estimation device 12 includes a path selection unit 20, an amplitude phase estimation unit 22, and an interpolation extrapolation processing unit 23 that have the same configuration as that of the above embodiment. Further, it includes an FFT unit 121, an IFFT unit 122, and an IFFT unit 123.
  • the FFT unit 121 performs FFT processing (Fourier transform processing) on the received signal in the time domain to convert it into a frequency domain signal.
  • the temporary propagation path estimation unit 511 estimates the temporary propagation path estimated value by dividing the output from the FFT unit 121 by the known transmission sequence and interpolating in the subcarrier direction.
  • the equalization unit 512 performs an equalization process by dividing the output of the FFT unit 121 by the temporary propagation path estimation value estimated by the temporary propagation path estimation unit 511.
  • the provisional determination unit 513 provisionally determines the output of the equalization unit 512.
  • the estimated transmission sequence generation unit 514 generates an estimated transmission sequence using the output of the temporary determination unit 513 and the known transmission sequence.
  • the IFFT unit 123 performs IFFT processing (inverse Fourier transform processing) on the estimated transmission sequence generated by the estimated transmission sequence generation unit 514 to convert it into a time domain signal.
  • IFFT processing inverse Fourier transform processing
  • the IFFT unit 122 performs IFFT processing on the output of the temporary propagation path estimation unit 511, calculates a temporary propagation path estimation value for each delay time, that is, a temporary propagation path estimation value for each path, and uses this to calculate the path selection unit 20 Enter.
  • FIG. 18 is a block diagram showing another configuration of the OFDM channel estimation device 12 shown in FIG. In FIG. 18, description will be made assuming that the time at both ends of the current symbol is adopted as the estimated reception time. Also, the same parts as those already described in FIG. 17 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the OFDM channel estimation device 13 can simplify the device configuration more than the OFDM channel estimation device 12 shown in FIG. 17

Abstract

　適応アルゴリズムにより伝搬路を推定する際に、伝搬路の変動が激しい環境であっても、高速又は高精度に伝搬路推定値を求めることを課題とする。この課題を解決するため、複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスを予め選択し、このパスの伝搬路推定値を先に算出し、その算出結果を用いて補間補外処理を行うこととした。これにより、適応アルゴリズムにより伝搬路を推定する際に、送受信機間の周波数誤差や、送受信機の移動に伴うドップラシフト等の影響によって伝搬路の変動が激しくなった環境であっても、高速又は高精度に伝搬路推定値を求めることができる。

Description

伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法
　この発明は、伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法に関する。
　従来より、移動通信システムでは、送受信機間の伝搬路（パス）の状態を的確に推定し、その推定結果である伝搬路推定値を用いて受信機における受信信号を等化し、伝搬路にて信号の受けた歪みを補償している。そして、受信機では、伝搬路推定値を推定する際に、伝搬路の変動が緩やかであること（例えば、移動通信システムの通信方式がＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式である場合には、１シンボル内でサンプル信号毎の伝搬路推定値が一定であること）を仮定して、演算を行っていた。
　かかる従来の伝搬路推定方法について説明する。時刻ｔの送信信号をｘ（ｔ）、雑音をｎ（ｔ）、時刻ｔにおける遅延時間τの伝搬路推定値をｈ（τ，ｔ）とすると、時刻ｔの受信信号ｙ（ｔ）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 と表現できる。したがって、スペクトル拡散方式を用いた通信では、伝搬路推定値が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 と推定される。また、ＯＦＤＭ方式を用いた通信では、伝搬路推定値が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 と推定される。上記（２）式及び（３）式に示すように、従来の伝搬路推定方法では、ｙ（ｔ）からｙ（ｔ＋Ｔ－１）までのＴサンプル信号分の信号を用いた場合に、時刻ｔ＋Ｔ／２の伝搬路推定値を推定し、この伝搬路推定値を１シンボル内のサンプル毎で一定値として採用していた。
　ところで、近年では、移動通信システムの周波数帯域が高くなったために、送受信機間の周波数誤差や、送受信機の移動に伴うドップラシフトの影響が顕著となり、伝搬路の変動が激しくなっている。
　しかしながら、上記従来の伝搬路推定方法では、１シンボル、すなわち、Ｔサンプルの信号の中央時刻ｔ＋Ｔ／２における伝搬路推定値を、１シンボル内の一定値として用いていたため、伝搬路の激しい変動によって、１シンボル内すなわちＴサンプル信号内で伝搬路が変動した場合、正確な伝搬路推定値を得ることができない。したがって、受信信号を正確に等化できない。
　かかる状況の下、伝搬路変動の激しい環境であっても、その環境に適応的に伝搬路推定値を更新することのできる適応アルゴリズムを用いた技術が種々検討されている。
　この種の技術として、適応アルゴリズムによる補正（更新）後のタップ係数（伝搬路推定値に相当）を閾値判定することによって、雑音に相当するタップ係数を除き、残りのタップ係数だけを受信信号の等化に用いるもの（例えば、特許文献１～３参照）や、適応アルゴリズムによる更新後のタップ係数を用いた等化信号を閾値判定するもの（例えば、特許文献４参照）が知られている。
特開平１１－３１３０１３号公報 特開２００７－３３６３１７号公報 特開２００５－５１４０４号公報 特開平５－３０８２５２号公報
　しかしながら、特許文献１～４に記載の従来技術では、いずれも、送受信機間の複数の伝搬路を伝搬する全ての信号を適応アルゴリズムに入力し、適応アルゴリズムの演算によって、全ての伝搬路について、伝搬路推定値を算出している。このため、適応アルゴリズムにおける演算量が膨大となり、伝搬路推定値の算出速度が遅延化していた。
　また、適応アルゴリズムによる更新後のタップ係数を閾値判定した後、閾値以下のタップ係数、すなわち、雑音成分に相当する伝搬路推定値を強制的に０にするため、伝搬路推定値の算出精度が低下していた。
　この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであり、伝搬路の変動が激しい環境であっても、高速又は高精度に伝搬路推定値を求めることのできる伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本願の開示する伝搬路推定装置は、一つの態様において、前記パス毎の所定の特性値に基づいて、前記複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスである推定対象パスを選択するパス選択部と、前記推定対象パスを伝搬する信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻を決定する推定受信時刻決定部と、前記推定対象パスを伝搬する信号の前記推定受信時刻における振幅及び位相を、前記推定対象パスの伝搬路推定値として推定する振幅位相推定部と、前記推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する補間補外処理部と、を備える。
　高速又は高精度に伝搬路推定値を求めることができるという効果を奏する。
図１は、本実施例に係る伝搬路推定装置を備えた無線通信システムの構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示す受信機の構成を示すブロック図である。 図３は、図２に示す伝搬路推定装置の構成を示すブロック図である。 図４は、図３に示すパス選択部の構成を示すブロック図である。 図５は、電力を基準とした推定対象パスの選択について説明するための図である。 図６は、確率を基準とした推定対象パスの選択について説明するための図である。 図７は、図３に示す推定受信時刻決定部の構成を示すブロック図である。 図８は、図３に示す振幅位相推定部の構成を示すブロック図である。 図９は、図８に示す送信系列推定部の構成を示すブロック図である。 図１０は、図８に示すパス振幅位相推定部の構成を示すブロック図である。 図１１は、適応アルゴリズム推定部における適応アルゴリズムの動作の一例を説明するための図である。 図１２は、図３に示す補間補外処理部の構成を示すブロック図である。 図１３は、サンプル毎伝搬路推定部の補間補外処理の動作の一例を説明するための図である。 図１４は、サンプル毎伝搬路推定部の補間補外処理の動作の一例を説明するための図である。 図１５は、本実施例に係る伝搬路推定装置の伝搬路推定処理を示すフローチャートである。 図１６は、本実施例に係る伝搬路推定装置を用いたシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１７は、本実施例に係る伝搬路推定方法を適用したＯＦＤＭ用伝搬路推定装置の構成を示すブロック図である。 図１８は、図１７に示すＯＦＤＭ用伝搬路推定装置の他の構成を示すブロック図である。
符号の説明
１　　　　　　送信機
２　　　　　　受信機
１１　　　　　伝搬路推定装置
２０　　　　　パス選択部
２１　　　　　推定受信時刻決定部
２２　　　　　振幅位相推定部
２３　　　　　補間補外処理部
３０　　　　　パス電力算出部
３１　　　　　電力基準パス選択部
３２　　　　　パス選択確率算出部
３３　　　　　確率基準パス選択部
４０　　　　　時間変動量検出部
４１　　　　　時刻数決定部
４２　　　　　時刻最終決定部
　以下に、本願の開示する伝搬路推定装置、受信機、及び伝搬路推定方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。
　図１は、本実施例に係る伝搬路推定装置を備えた無線通信システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線通信システムは、送信機１と、受信機２とを有している。送信機１は、受信機２に対して信号を送信する。
　送信機１から送信された信号は、複数の伝搬路（パス）ＰＴ（０）～ＰＴ（τ）を伝搬して、受信機２に受信される。なお、τは、それぞれのパスＰＴにおける信号の遅延時間を示しており、図１では、パスＰＴ（０）、パスＰＴ（１）、パスＰＴ（２）、…、パス（τ）の順番で、そのパスを伝搬する信号が遅延していることを示している。
　送信機１から送信された信号は、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）を伝搬する際に、送信機１と受信機２の間の周波数誤差や、送信機１及び受信機２の移動に伴うドップラシフト等の影響を受ける。このため、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のそれぞれを伝搬信号は、変動（歪み）を受けた信号となる。
　受信機２は、送信機１から送信された信号を、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）を介して受信する。受信機２の受信する信号は、上記の変動を受けた信号である。
　図２は、図１に示す受信機２の構成を示すブロック図である。図２に示すように、受信機２は、等化器１０と、伝搬路推定装置１１とを有している。なお、図２では、本実施例に係る伝搬路推定装置１１と関連のない構成については、図示と説明を省略することとする。
　伝搬路推定装置１１は、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）を介して受信した信号（受信信号）と、既知送信系列とから、パスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のそれぞれを伝搬する信号の歪みを表す伝搬路推定値を推定する。
　等化器１０は、伝搬路推定装置１１により推定された伝搬路推定値を用いて、受信信号から歪みを除去する等化処理を行う。等化処理によって歪みが除去された信号（等化信号）は、図示しない復調処理部に送られ、元の送信信号に復調される。
　ここで、等化器１０における等化処理は、伝搬路推定装置１１により推定された伝搬路推定値を用いているため、伝搬路推定装置１１における伝搬路推定値の推定精度が下がると、等化器１０から出力される等化信号の信号特性が劣化する。
　そこで、伝搬路推定値の推定精度を向上すべく、本実施例の伝搬路推定装置１１では、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のうち、伝搬路推定値を推定するためのパスを予め選択し、このパスの伝搬路推定値を算出して、その算出結果を用いて補間補外処理を行う。
　次に、図３を参照して、本実施例に係る伝搬路推定装置１１の構成について具体的に説明する。図３は、図２に示す伝搬路推定装置１１の構成を示すブロック図である。図３に示すように、伝搬路推定装置１１は、パス選択部２０と、推定受信時刻決定部２１と、振幅位相推定部２２と、補間補外処理部２３と、を有する。
　パス選択部２０は、受信信号から、パスの特性を示すパス特性値をパス毎に算出し、このパス毎のパス特性値に基づいて、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のうち、伝搬路推定値を推定するためのパスである推定対象パスを選択する。パス選択部２０によって選択された推定対象パスの情報は、振幅位相推定部２２に通知される。なお、推定対象パスを選択するパス選択部２０の具体的な構成については、別途詳細に説明する。
　推定受信時刻決定部２１は、推定対象パスを伝搬する信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻を決定する。推定受信時刻決定部２１によって決定された推定受信時刻の情報は、振幅位相推定部２２に通知される。
　振幅位相推定部２２は、パス選択部２０によって選択された推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻決定部２１によって決定された推定受信時刻における振幅及び位相を、推定対象パスの伝搬路推定値として推定する。具体的には、振幅位相推定部２２は、受信信号と、既知送信系列と、パス選択部２０の出力と、推定受信時刻決定部２１の出力とを用いて、推定対象パスの伝搬路推定値を推定する。振幅位相推定部２２によって推定された推定対象パスの伝搬路推定値は、補間補外処理部２３へ送られる。
　補間補外処理部２３は、推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、その推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する。補間補外処理部２３によって推定された伝搬路推定値は、図２に示す等化器１０へ送信され、等化処理に用いられる。
　次に、図４を参照して、図３に示すパス選択部２０の構成について説明する。図４は、図３に示すパス選択部２０の構成を示すブロック図である。図４に示すように、パス選択部２０は、パス電力算出部３０と、電力基準パス選択部３１と、パス選択確率算出部３２と、確率基準パス選択部３３と、を有する。
　パス電力算出部３０は、受信信号からパス毎の電力を、パス特性値として算出する。
　電力基準パス選択部３１は、パス電力算出部３０により算出したパス毎の電力と所定の閾値とを比較して、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のうち、その電力が所定の閾値以上となるパスである有効電力パスを選択する。
　パス選択確率算出部３２は、各パスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された確率を、パス特性値として算出する。
　具体的には、あるパスを伝搬する信号の現在のシンボルにおける確率値をＰＮ、そのパスを伝搬する信号の１つ前のシンボルにおける確率値をＰＮ－１、忘却係数をμ（０＜μ＜１）とすると、各パスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された確率Ｐは、Ｐ＝μＰＮ－１＋（１－μ）ＰＮと表される。ただし、確率値ＰＮには、各パスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された場合に「１」が設定され、有効電力パスとして選択されなかった場合に「０」が設定され、確率値ＰＮ－１には、１つ前のシンボルにおける確率Ｐの算出値が設定されるものとする。
　例えば、忘却係数μ＝０．３であり、１つ前のシンボルまであるパスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択されており、現在のシンボルにてあるパスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択されなかった場合（すなわち、ＰＮ－１＝１、ＰＮ＝０）、確率Ｐ＝０．３×１＋０．７×０＝０．３となる。さらに、１つ後のシンボルにてあるパスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして再び選択された場合（すなわち、ＰＮ＝１）、確率Ｐ＝０．３×０．３＋０．７×１＝０．７９となる。このようにして、１つ前のシンボルまでにあるパスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された確率を考慮しつつ、現在のシンボルにおいてあるパスが電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された確率を累積的に算出している。
　確率基準パス選択部３３は、パス選択確率算出部３２により算出したパス毎の確率と所定の閾値とを比較して、パス選択確率算出部３２によって算出された確率が所定の閾値以上となるパスを、推定対象パスとして選択する。
　ここで、図５及び図６を参照して、パス選択部２０によって推定対象パスの選択を行う手順について説明する。図５は、電力を基準とした推定対象パスの選択について説明するための図であり、図６は、確率を基準とした推定対象パスの選択について説明するための図である。なお、図５及び図６では、一例として、図１に示す送信機１と受信機２との間に９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）（遅延時間τ＝０～８）が存在する場合について説明する。
　図５に示すように、まず、パス電力算出部３０によって、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）毎の電力、言い換えると、遅延時間０～８毎の電力が算出される。
　そして、電力基準パス選択部３１は、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）毎の電力と所定の閾値ＴＨｐｏｗｅｒとを比較して、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）のうち、パス電力算出部３０により算出された電力が所定の閾値ＴＨｐｏｗｅｒ以上となるパスである有効電力パスを選択する。
　図５に示す例では、パスＰＴ（０）、ＰＴ（１）、ＰＴ（４）、及びＰＴ（６）の電力が所定の閾値ＴＨｐｏｗｅｒ以上であるので、パスＰＴ（０）、ＰＴ（１）、ＰＴ（４）、及びＰＴ（６）が、有効電力パスとして選択される。電力基準パス選択部３１により選択された有効電力パスの情報は、確率基準パス選択部３３へ出力される。
　続いて、図６に示すように、パス選択確率算出部３２によって、９つの各パスＰＴ（０）～ＰＴ（８）が電力基準パス選択部３１によって有効電力パスとして選択された確率（以下、単に「確率」とも言う。）が算出される。
　そして、確率基準パス選択部３３は、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）毎の確率と所定の閾値ＴＨｐｒｏｂとを比較して、パス選択確率算出部３２によって算出された確率が所定の閾値ＴＨｐｒｏｂ以上となるパスを、推定対象パスとして選択する。
　図６に示す例では、パス選択確率算出部３２によって算出された確率が所定の閾値ＴＨｐｒｏｂ以上となるパスＰＴ（０）、ＰＴ（１）、ＰＴ（６）、及びＰＴ（７）が、推定対象パスとして選択される。
　確率基準パス選択部３３により選択された推定対象パスの情報は、確率基準パス選択部３３によって、図３に示す振幅位相推定部２２へ出力される。言い換えると、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）のうち、確率基準パス選択部３３で選択されたパスが、推定対象パスとして振幅位相推定部２２へ最終的に出力される。
　なお、パスＰＴ（４）は、電力基準パス選択部３１によって選択されているが、確率基準パス選択部３３によって選択されていない。したがって、パスＰＴ（４）は、推定対象パスに該当せず、振幅位相推定部２２へ出力されない。
　このように、本実施例では、パス選択部２０で推定対象パスを選択することによって、確率の低いパスが、振幅位相推定部２２へ出力されないことになる。したがって、振幅位相推定部２２における後述の適応アルゴリズム推定部５２２への入力信号数を削減することができ、振幅位相推定部２２の演算量を削減することができる。
　なお、パス選択部２０にパス選択確率算出部３２及び確率基準パス選択部３３を設けなくてもよい。この場合、電力基準パス選択部３１は、複数のパスのうち、パス電力算出部３０によって算出された電力が所定の閾値以上となるパスを、推定対象パスとして選択し、振幅位相推定部２２へ出力する。
　次に、図７を参照して、図３に示す推定受信時刻決定部２１の構成について説明する。図７は、図３に示す推定受信時刻決定部２１の構成を示すブロック図である。図７に示すように、推定受信時刻決定部２１は、時間変動量検出部４０と、時刻数決定部４１と、時刻最終決定部４２と、を有する。
　時間変動量検出部４０は、推定対象パスを伝搬する信号の過去のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値と、現在のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値との間の時間変動量を検出する。
　時刻数決定部４１は、時間変動量検出部４０によって検出された時間変動量の大きさに応じて、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻の数を決定する。具体的には、時間変動量が大きいほど、時刻数決定部４１は、推定受信時刻の数を多くする。
　時刻最終決定部４２は、時刻数決定部４１により決定された推定受信時刻の数だけ、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボル内における推定受信時刻を決定する。また、時刻最終決定部４２は、決定した推定受信時刻を振幅位相推定部２２及び補間補外処理部２３へ出力する。
　例えば、時刻数決定部４１により決定された推定受信時刻の数が１個の場合、時刻最終決定部４２は、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボルにおける中心の時刻を、推定受信時刻として決定する。したがって、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボルに含まれるサンプル信号数がＴ個である場合に、時刻ｔ＝（Ｔ－１）／２が推定受信時刻として決定される。
　また、時刻数決定部４１により決定された推定受信時刻の数が２個の場合、時刻最終決定部４２は、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボルにおける前後両端の時刻を、推定受信時刻として決定する。したがって、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボルに含まれるサンプル信号数がＴ個である場合に、時刻ｔ＝０及び時刻ｔ＝Ｔ－１が推定受信時刻として決定される。
　次に、図８を参照して、図３に示す振幅位相推定部２２の構成について説明する。図８は、図３に示す振幅位相推定部２２の構成を示すブロック図である。図８に示すように、振幅位相推定部２２は、送信系列推定部５０と、パス振幅位相推定部５１と、パス電力算出部５２と、電力基準パス選択部５３と、を有している。
　送信系列推定部５０は、受信信号と、既知送信系列とを用いて送信信号を推定する。
　パス振幅位相推定部５１は、受信信号と、送信系列推定部５０により推定された送信信号（以下、「推定送信系列」とも言う。）とを用いて、パス選択部２０により選択された推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻決定部２１により決定された推定受信時刻における振幅及び位相を推定する。例えば、図５及び図６で既に説明したように、９つのパスＰＴ（０）～ＰＴ（８）のうち、パスＰＴ（０）、ＰＴ（１）、ＰＴ（６）、ＰＴ（７）が推定対象パスとして選択された場合、パスＰＴ（０）、ＰＴ（１）、ＰＴ（６）、及びＰＴ（７）の推定受信時刻における振幅及び位相が推定される。
　パス電力算出部５２は、パス振幅位相推定部５１の出力から、各推定対象パスの電力を算出する。
　電力基準パス選択部５３は、パス電力算出部５２により算出した推定対象パス毎の電力と所定の閾値とを比較して、パス選択部２０により選択された推定対象パスのうち、その電力が所定の閾値以上となるパスを、推定対象パスとして新たに選択する。また、電力基準パス選択部５３は、スイッチ５３ａを切り替えて、新たに選択した推定対象パスの情報をパス振幅位相推定部５１へ戻す。これにより、パス選択部２０により選択された推定対象パスの数が更に削減される。
　パス振幅位相推定部５１は、受信信号と、送信系列推定部５０により推定された送信信号とを用いて、電力基準パス選択部５３により選択された推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻における振幅及び位相を再び推定する。
　このように、振幅位相推定部２２は、パス振幅位相推定部５１、パス電力算出部５２、及び電力基準パス選択部５３の処理を所定の回数だけ繰り返す。これにより、パス振幅位相推定部５１により推定される振幅及び位相は、適応的に調整され、パス振幅位相値として出力される。なお、パス振幅位相推定部５１の具体的な構成については、別途詳細に説明する。
　次に、図９を参照して、図８に示す送信系列推定部５０の構成について説明する。図９は、図８に示す送信系列推定部５０の構成を示すブロック図である。図９に示すように、送信系列推定部５０は、仮伝搬路推定部５１１と、等化部５１２と、仮判定部５１３と、推定送信系列生成部５１４と、を有している。
　仮伝搬路推定部５１１は、受信信号と、既知送信系列とを用いて、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）を伝搬する信号の仮の伝搬路推定値を推定する。等化部５１２は、仮伝搬路推定部５１１によって推定した仮の伝搬路推定値を用いて、受信信号に対して等化処理を行う。仮判定部５１３は、等化部５１２からの出力を仮判定する。推定送信系列生成部５１４は、仮判定部５１３からの出力と、既知送信系列とを用いて推定送信系列を生成する。
　次に、図１０を参照して、図８に示すパス振幅位相推定部５１の構成について説明する。図１０は、図８に示すパス振幅位相推定部５１の構成を示すブロック図である。図１０に示すように、パス振幅位相推定部５１は、タップ係数生成部５２１と、適応アルゴリズム推定部５２２と、を有している。
　タップ係数生成部５２１は、推定受信時刻及び推定対象パスに基づいて、適応アルゴリズム推定部５２２に入力される伝搬路推定値を生成する。適応アルゴリズム推定部５２２は、タップ係数生成部５２１からの出力と受信信号と推定送信系列とを適応アルゴリズムに入力し、この適応アルゴリズムを動作させることにより、推定対象パスを伝搬する信号の推定受信時刻における振幅及び位相を、推定対象パスの伝搬路推定値（パス振幅位相値）として推定する。なお、適応アルゴリズムとしては、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム等の公知のアルゴリズムを採用することができる。
　ここで、適応アルゴリズム推定部５２２における適応アルゴリズムの動作について説明する。図１１は、適応アルゴリズム推定部５２２における適応アルゴリズムの動作の一例を説明するための図である。なお、図１１では、推定受信時刻決定部２１によって、推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボル（Ｔサンプル信号）における前後両端の時刻ｔ＝０及びｔ＝Ｔ－１を、推定受信時刻として決定した場合について説明する。
　図１１に示すように、１シンボル、すなわち、Ｔ個のサンプル信号の前端部分には、一般に、ガードインターバルＧＩが挿入されている。なお、ガードインターバルとは、時間領域において、所定のシンボルの後端部分をそのシンボルの前端部分に複写した区間のことを指す。現在のシンボルにおける前端の推定受信時刻ｔ＝０の伝搬路推定値を推定する場合、適応アルゴリズム推定部５２２は、現在のシンボルの途中から時間領域の遡る方向、すなわち、ガードインターバルＧＩの方向に適応アルゴリズムを動作する。一方、現在のシンボルにおける後端の推定受信時刻ｔ＝Ｔ－１の伝搬路推定値を推定する場合、適応アルゴリズム推定部５２２は、現在のシンボルの途中から時間領域の進む方向、すなわち、ガードインターバルＧＩと反対の方向に適応アルゴリズムを動作する。これにより、適応アルゴリズムの収束を高速化することができる。
　次に、図１２を参照して、図３に示す補間補外処理部２３の構成について説明する。図１２は、図３に示す補間補外処理部２３の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、補間補外処理部２３は、伝搬路推定値保存部６０と、サンプル毎伝搬路推定部６１と、を有している。
　伝搬路推定値保存部６０は、振幅位相推定部２２から出力されたパス振幅位相値、すなわち、推定対象パスの伝搬路推定値を保存する。
　サンプル毎伝搬路推定部６１は、推定受信時刻と、推定対象パスの伝搬路推定値と、必要な場合には伝搬路推定値保存部６０に保存された推定対象パスの伝搬路推定値とを用いた補間補外処理を行う。具体的には、サンプル毎伝搬路推定部６１は、補間補外処理によって、推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定し、推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を推定する。なお、補間補外処理としては、線形補間補外や曲線補間補外等の各種の補間補外処理を採用することができる。
　ここで、図１３及び図１４を参照して、サンプル毎伝搬路推定部６１による補間補外処理の手順を説明する。図１３は、推定受信時刻決定部２１によって、現在のシンボルにおける中心の時刻を、推定受信時刻として決定した場合におけるサンプル毎伝搬路推定部６１の補間補外処理の動作の一例を説明するための図である。
　図１３に示すように、推定受信時刻が現在のシンボルにおける中心の時刻ｔ＝（Ｔ－１）／２である場合、サンプル毎伝搬路推定部６１は、まず、過去のシンボルにおける推定対象パスの伝搬路推定値を伝搬路推定値保存部６０から読み出す。
　続いて、サンプル毎伝搬路推定部６１は、過去のシンボルにおける推定対象パスの伝搬路推定値と、現在のシンボルにおける推定対象パスの伝搬路推定値とを用いた線形補間補外処理を行う。すなわち、サンプル毎伝搬路推定部６１は、過去のシンボルにおける中心の時刻ｔ＝（Ｔ－１）／２の伝搬路推定値と、現在のシンボルにおける中心の時刻ｔ＝（Ｔ－１）／２の伝搬路推定値とを通る直線を生成し、１シンボル（Ｔ個のサンプル信号）に含まれる全てのサンプル信号の伝搬路推定値を推定する。言い換えると、サンプル毎伝搬路推定部６１の生成した直線によって、実際の伝搬路値が近似される。
　図１４は、推定受信時刻決定部２１によって、現在のシンボルにおける前後両端の時刻を、推定受信時刻として決定した場合におけるサンプル毎伝搬路推定部６１の補間補外処理の動作の一例を説明するための図である。
　図１４に示すように、推定受信時刻が現在のシンボルにおける前後両端の時刻ｔ＝０及びｔ＝Ｔ－１である場合、サンプル毎伝搬路推定部６１は、現在のシンボルにおける推定対象パスの伝搬路推定値を用いた線形補間補外処理を行う。すなわち、サンプル毎伝搬路推定部６１は、現在のシンボルにおける前後両端の時刻ｔ＝０及びｔ＝Ｔ－１の伝搬路推定値を通る直線を生成し、１シンボル（Ｔ個のサンプル信号）に含まれる全てのサンプル信号の伝搬路推定値を推定する。言い換えると、サンプル毎伝搬路推定部６１の生成した直線によって、実際の伝搬路値が近似される。
　次に、図１５を参照して、本実施例に係る伝搬路推定装置１１の伝搬路推定処理について説明する。図１５は、本実施例に係る伝搬路推定装置１１の伝搬路推定処理を示すフローチャートである。
　図１５に示すように、伝搬路推定装置１１のパス選択部２０は、受信信号から、パス毎のパス特性値（すなわち、上述の電力や確率）に基づいて、複数のパスＰＴ（０）～ＰＴ（τ）のうち、推定対象パスを選択する（ステップＳ１）。また、推定受信時刻決定部２１は、推定受信時刻を決定する（ステップＳ２）。なお、ステップＳ１及びステップＳ２の処理は、並行して実行されても良い。
　振幅位相推定部２２は、ステップＳ１にて選択された推定対象パスを伝搬する信号の、ステップＳ２にて決定された推定受信時刻における振幅及び位相を、推定対象パスの伝搬路推定値として推定する（ステップＳ３）。
　補間補外処理部２３は、ステップＳ３にて推定された推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、その推定対象パスを伝搬する信号の、推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する（ステップＳ４）。
　上述してきたように、本実施例では、複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスを予め選択し、このパスの伝搬路推定値を先に算出し、その算出結果を用いて補間補外処理を行うこととした。このため、適応アルゴリズムにより伝搬路を推定する際に、送受信機間の周波数誤差や、送受信機の移動に伴うドップラシフト等の影響によって伝搬路の変動が激しくなった環境であっても、高速かつ高精度に伝搬路推定値を求めることができる。
　また、推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を高速かつ高精度で推定できるため、推定した伝搬路推定値を等化器１０における受信信号の等化処理に有効に活用することができ、その結果、受信機の受信性能を高く維持することができる。
　例えば、スペクトル拡散方式を用いた通信のチップ干渉の等化処理、ＯＦＤＭ方式を用いた通信の符号間干渉、キャリア間干渉の等化処理に活用することができる。具体的には、チップ干渉の等化は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 と処理される。ここで、伝搬路行列は、推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル（Ｔ個のサンプル信号）内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を用いて、例えば次式のように定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、キャリア間干渉の等化は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 と処理される。
　また、符号間干渉の等化は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 と処理される。
　次に、図１６を参照して、上述した本実施例による効果（受信機の受信性能の向上）についてシミュレーションにより確認する。図１６は、本実施例に係る伝搬路推定装置１１を用いたシミュレーション結果の一例を示す図である。なお、図１６では、１シンボル内のサンプル信号数Ｔで正規化した最大ドップラ周波数ｆｄＴを横軸とし、ＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｉｏ）＝２×１０-４を得るための所要ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｖｓ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）を縦軸としている。また、図１６では、白三角印のプロットが、１シンボル（Ｔサンプル信号）内で伝搬路推定値が一定であると仮定した場合の所要ＣＮＲを示し、黒四角印のプロットが、本実施例の伝搬路推定方法を使用して伝搬路推定値を推定した場合の所要ＣＮＲを示している。
　図１６に示すように、伝搬路推定値が一定であると仮定した場合（白三角印のプロット）、ｆｄＴ＝０．０４に対する所要ＣＮＲが約３３ｄＢまで上昇しているのに対し、本実施例の伝搬路推定方法を使用した場合（黒四角印のプロット）、ｆｄＴ＝０．０４に対する所要ＣＮＲが約２４ｄＢに維持されている。この結果より、本実施例の伝搬路推定方法を使用することによって、ｆｄＴの比較的に大きい環境、すなわち、１シンボル（Ｔサンプル信号）内におけるフェージング変動の比較的に激しい伝搬路環境であっても、受信機における受信性能を高く維持することができることが分かる。
　さて、これまで本発明の実施例について説明したが、本発明は上述した実施例以外にも、上記特許請求の範囲に記載した技術的思想の範囲内において種々の異なる実施例にて実施されてもよいものである。
　例えば、本発明は、ＯＦＤＭ通信方式を用いた伝搬路推定装置に好適に適用することができる。図１７は、上述した実施例に係る伝搬路推定方法を適用したＯＦＤＭ用伝搬路推定装置の構成を示すブロック図である。なお、図１７では、推定受信時刻として、現在のシンボルにおける中心の時刻を採用するものとして説明する。また、上記実施例にて既に説明した部位と同じ部位には同じ符号を付して、重複する説明を省略することとする。
　図１７に示すように、ＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１２は、上記実施例と同じ構成であるパス選択部２０と、振幅位相推定部２２と、補間補外処理部２３とを有しており、さらに、ＦＦＴ部１２１と、ＩＦＦＴ部１２２と、ＩＦＦＴ部１２３とを有している。
　ＦＦＴ部１２１は、時間領域の受信信号にＦＦＴ処理（フーリエ変換処理）を施して周波数領域の信号に変換する。仮伝搬路推定部５１１は、ＦＦＴ部１２１からの出力を既知送信系列で除算してサブキャリア方向に補間することで仮伝搬路推定値を推定する。等化部５１２は、ＦＦＴ部１２１の出力を仮伝搬路推定部５１１の推定した仮伝搬路推定値で除算して等化処理を行う。仮判定部５１３は、等化部５１２の出力を仮判定する。推定送信系列生成部５１４は、仮判定部５１３の出力と、既知送信系列とを用いて推定送信系列を生成する。ＩＦＦＴ部１２３は、推定送信系列生成部５１４により生成された推定送信系列にＩＦＦＴ処理（逆フーリエ変換処理）を施して、時間領域の信号に変換する。時間領域に変換された推定送信系列は、適応アルゴリズム推定部５２２へと出力される。
　ＩＦＦＴ部１２２は、仮伝搬路推定部５１１の出力にＩＦＦＴ処理を施して、遅延時間毎の仮伝搬路推定値、すなわち、パス毎の仮伝搬路推定値を算出し、これをパス選択部２０へ入力する。
　図１８は、図１７に示すＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１２の他の構成を示すブロック図である。なお、図１８では、推定受信時刻として、現在のシンボルにおける前後両端の時刻を採用するものとして説明する。また、上記図１７にて既に説明した部位と同じ部位には同じ符号を付して、重複する説明を省略することとする。
　図１８に示すＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１３は、図１７に示すＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１２と、伝搬路推定値保存部６０を有していない点で異なっている。これは、推定受信時刻が現在のシンボルにおける前後両端の時刻であるため、サンプル毎伝搬路推定部６１にて補間補外処理を行う際に、過去のシンボルにおける推定対象パスの伝搬路推定値を用いないためである。これにより、ＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１３は、図１７に示すＯＦＤＭ用伝搬路推定装置１２よりも装置構成を簡略化することができる。

Claims (15)

  1. 　送信機から送信された信号を、複数のパスを介して受信する受信機に用いられる伝搬路推定装置であって、
    　前記パス毎の所定の特性値に基づいて、前記複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスである推定対象パスを選択するパス選択部と、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻を決定する推定受信時刻決定部と、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の前記推定受信時刻における振幅及び位相を、前記推定対象パスの伝搬路推定値として推定する振幅位相推定部と、
    　前記推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する補間補外処理部と、
    　を備えたことを特徴とする伝搬路推定装置。
  2. 　前記パス選択部は、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出部と、
    　前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する電力基準パス選択部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路推定装置。
  3. 　前記パス選択部は、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出部と、
    　前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスである有効電力パスを選択する電力基準パス選択部と、
    　各前記パスが前記電力基準パス選択部によって前記有効電力パスとして選択された確率を、前記所定の特性値として算出するパス選択確率算出部と、
    　前記算出した確率が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する確率基準パス選択部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項１に記載の伝搬路推定装置。
  4. 　前記受信機は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）通信方式で通信を行うＯＦＤＭ用受信機であって、
    　前記推定受信時刻決定部は、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となるサンプル信号を受信する時刻を前記推定受信時刻として決定し、
    　前記補間補外処理部は、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定することにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を推定することを特徴とする請求項１～３のいずれか１つに記載の伝搬路推定装置。
  5. 　前記推定受信時刻決定部は、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の過去のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値と、前記推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値との間の時間変動量を検出する時間変動量検出部と、
    　前記時間変動量の大きさに応じて、前記推定受信時刻の数を決定する時刻数決定部と、
    　前記決定された前記推定受信時刻の数だけ、前記推定受信時刻を決定する時刻最終決定部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項４に記載の伝搬路推定装置。
  6. 　送信機から送信された信号を、複数のパスを介して受信する受信機であって、
    　前記パス毎の所定の特性値に基づいて、前記複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスである推定対象パスを選択するパス選択部と、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻を決定する推定受信時刻決定部と、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の前記推定受信時刻における振幅及び位相を、前記推定対象パスの伝搬路推定値として推定する振幅位相推定部と、
    　前記推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する補間補外処理部と、
    　を備えたことを特徴とする受信機。
  7. 　前記パス選択部は、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出部と、
    　前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する電力基準パス選択部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項６に記載の受信機。
  8. 　前記パス選択部は、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出部と、
    前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスである有効電力パスを選択する電力基準パス選択部と、
    　各前記パスが前記電力基準パス選択部によって前記有効電力パスとして選択された確率を、前記所定の特性値として算出するパス選択確率算出部と、
    　前記算出した確率が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する確率基準パス選択部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項６に記載の受信機。
  9. 　前記受信機は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）通信方式で通信を行うＯＦＤＭ用受信機であって、
    　前記推定受信時刻決定部は、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となるサンプル信号を受信する時刻を前記推定受信時刻として決定し、
    　前記補間補外処理部は、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定することにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を推定することを特徴とする請求項６～８のいずれか１つに記載の受信機。
  10. 　前記推定受信時刻決定部は、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の過去のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値と、前記推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値との間の時間変動量を検出する時間変動量検出部と、
    　前記時間変動量の大きさに応じて、前記推定受信時刻の数を決定する時刻数決定部と、
    　前記決定された前記推定受信時刻の数だけ、前記推定受信時刻を決定する時刻最終決定部と、
    　を備えたことを特徴とする請求項９に記載の受信機。
  11. 　送信機から送信された信号を、複数のパスを介して受信する受信機における伝搬路推定方法であって、
    　前記パス毎の所定の特性値に基づいて、前記複数のパスのうち、伝搬路推定値を推定するためのパスである推定対象パスを選択するパス選択ステップと、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となる信号を受信する時刻である推定受信時刻を決定する推定受信時刻決定ステップと、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の前記推定受信時刻における振幅及び位相を、前記推定対象パスの伝搬路推定値として推定する振幅位相推定ステップと、
    　前記推定対象パスの伝搬路推定値を用いた補間補外処理を行うことにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定する補間補外処理ステップと、
    　を含むことを特徴とする伝搬路推定方法。
  12. 　前記パス選択ステップには、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出ステップと、
    　前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する電力基準パス選択ステップと、
    　を含むことを特徴とする請求項１１に記載の伝搬路推定方法。
  13. 　前記パス選択ステップには、
    　前記複数のパスを介して受信した信号から、前記パス毎の電力を、前記所定の特性値として算出するパス電力算出ステップと、
    　前記複数のパスのうち、前記算出した電力が所定の閾値以上となるパスである有効電力パスを選択する電力基準パス選択ステップと、
    　各前記パスが前記電力基準パス選択ステップにおいて前記有効電力パスとして選択された確率を、前記所定の特性値として算出するパス選択確率算出ステップと、
    　前記算出した確率が所定の閾値以上となるパスを、前記推定対象パスとして選択する確率基準パス選択ステップと、
    　を含むことを特徴とする請求項１１に記載の伝搬路推定方法。
  14. 　前記受信機は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）通信方式で通信を行うＯＦＤＭ用受信機であって、
    　前記推定受信時刻決定ステップには、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号のうち、伝搬路推定値の推定対象となるサンプル信号を受信する時刻を前記推定受信時刻として決定し、
    　前記補間補外処理ステップには、前記推定受信時刻以外の時刻における伝搬路推定値を推定することにより、前記推定対象パスを伝搬する信号の１シンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値を推定することを特徴とする請求項１１～１３のいずれか１つに記載の伝搬路推定方法。
  15. 　前記推定受信時刻決定ステップには、
    　前記推定対象パスを伝搬する信号の過去のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値と、前記推定対象パスを伝搬する信号の現在のシンボル内に含まれるサンプル信号毎の伝搬路推定値との間の時間変動量を検出する時間変動量検出ステップと、
    　前記時間変動量の大きさに応じて、前記推定受信時刻の数を決定する時刻数決定ステップと、
    　前記決定された前記推定受信時刻の数だけ、前記推定受信時刻を決定する時刻最終決定ステップと、
    　を含むことを特徴とする請求項１４に記載の伝搬路推定方法。
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