WO2010023820A1

WO2010023820A1 - 受信装置及び伝搬路推定方法

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Publication number: WO2010023820A1
Application number: PCT/JP2009/003628
Authority: WO
Inventors: 貴博大山; 剛憲坂本
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2008-08-29
Filing date: 2009-07-30
Publication date: 2010-03-04
Also published as: CN102017555A; CN102017555B; JP5137750B2; US8379764B2; US20110064128A1; JP2010057088A

Abstract

　受信信号の振幅情報を用いて適切な伝搬路推定を行うことができる受信装置及び伝搬路推定方法を開示する。この装置において、検波部（１０２）は、データ“０”及び“１”により構成される既知のＣＥＳ（Channel Estimation Sequence：伝搬路推定系列）がＯＯＫ（On Off Keying：オンオフキーイング）変調されたＯＯＫ変調信号系列の振幅情報を抽出して検波信号系列を取得し、“１”検出部（１０４２）は、検波信号系列のサンプル値からデータ“１”に対応するサンプル値のみを抽出して抽出信号系列を取得し、相関演算部（１０４３）は、抽出信号系列とＣＥＳとの相関演算を行い、伝搬遅延推定部（１０４４）は、当該相関演算からＣＩＲ（Channel Impulse Response：チャネルインパルス応答）の伝搬遅延量を推定し、振幅係数推定部（１０４５）は、当該相関演算からＣＩＲの振幅係数を推定する。

Description

受信装置及び伝搬路推定方法

　本発明は、例えば、ＯＯＫ（On Off Keying：オンオフキーイング）変調方式が用いられるシステムにおいて、包絡線検波等により得られた受信信号の振幅情報を用いて伝搬路推定を行う受信装置及び伝搬路推定方法に関する。

　無線通信では送信アンテナから送信された信号が複数の経路を経て受信アンテナに到達する。このとき、通過した経路長の違いからそれぞれの信号の強度及び位相が互いに異なる状態で合成されるため、受信機の復調性能が劣化する。そのため、受信機において信号を正しく復調する上で、伝搬路推定は重要な技術である。

　一般に、伝搬路推定は、次のようにして行われる。先ず、送信側から受信側に伝搬路推定系列（ＣＥＳ：Channel Estimation Sequence）が送信される。受信側では、送信側から送信される伝搬路推定系列と同一の既知信号系列を用意しておき、当該既知信号系列と、受信信号から検波により検出される系列との相関がとられる。

　伝搬路推定では、検波方式として、一般に同期検波が用いられる。次に、得られた相関結果の中から鋭いピークが現れた位置が直接波又は遅延波の到来時刻として検出され、信号の伝搬遅延量が推定される。そのため、伝搬路推定には、優れた自己相関特性を有する信号系列が伝搬路推定系列として用いられる。そして、推定した伝搬遅延量に基づいて、符号間干渉による振幅変動の大きさが求められ、振幅係数が推定される。

　伝搬路推定の精度を向上させる方法として、例えば特許文献１に開示される方法がある。特許文献１に開示される方法では、受信側は、通信相手から送信された既知信号系列を受信し、既知信号系列と受信信号系列との複素相関処理により電力遅延プロファイルを求める。そして、遅延プロファイルから直接波成分の到来時間及び大きさを検出し、直接波に対する相関値のレプリカを生成する。次に、当該遅延プロファイル（相関結果）から、生成したレプリカを差し引くことにより、遅延波の到来時間の推定精度を向上させている。なお、特許文献１に開示される方法は、検波方式に同期検波を用いることが前提とされている。

特表２００６－５２４９７１号公報

　しかしながら、通信方式によっては、検波方式に同期検波が用いられるとは限らないため、特許文献１に開示される方法を用いても必ずしも伝搬路推定の精度を向上させることができるとは限らない。例えば、広周波数帯域にパルス状の信号を伝送するＵＷＢ（Ultra Wide Band）においては、パルスの有無に応じてデータを伝送するＯＯＫ（On Off Keying）変調方式が用いられることがある。ここで、ＯＯＫ変調方式では、データの“１”と“０”に対し、パルスの“有り”と“無し”を対応させ、振幅成分にのみ情報を含めるため、検波方式に包絡線検波が用いられることが多い。

　同期検波では、受信信号系列から振幅情報及び位相情報が抽出されるのに対し、包絡線検波では、受信信号系列から振幅情報のみが抽出される。そのため、伝搬路に遅延波が存在する場合、包絡線検波により得られた検波信号系列と既知信号系列との相関結果と、同期検波により得られた検波信号系列と既知信号系列との相関結果とは異なる。その結果、包絡線検波による相関結果を伝搬路推定にそのまま用いると、相関結果に位相情報が含まれないため、適切な伝搬路推定結果が得られない場合がある。

　ここでは、ＯＯＫ変調信号に対する、包絡線検波による相関結果と、同期検波による相関結果との違いについて例を挙げて説明する。以下では、一例として長さが１２８ビットのＣＥＳ（データ“１”と“０”で構成される）を用いる場合を例に説明する。ＣＥＳの長さが１２８ビットの場合、２５５（＝１２８×２－１）サンプルの相関結果が得られる。

　図１は、伝搬路に遅延波が存在しない場合に、包絡線検波により得られた検波信号系列と元のＣＥＳとの相関結果を示している。図１から分かるように、遅延波が存在しない場合、サンプルの中央の１２８番目のみに鋭いピークが存在する。この鋭いピークは、直接波の存在を表し、遅延波の伝搬遅延量の基準時間となる。

　図２は、伝搬路に遅延波が存在しない場合に、同期検波により得られた検波信号系列と元のＣＥＳとの相関結果を示している。図２から分かるように、伝搬路に遅延波が存在しない場合には、同期検波を行う場合も図１と同様に、サンプルの中央の１２８番目にのみピークが存在する。

　このように、伝搬路に遅延波が存在しない場合、包絡線検波による相関結果と同期検波による相関結果とは一致する。従って、伝搬路に遅延波が存在しない場合には、包絡線検波を用いる場合と同期検波を用いる場合とで、伝搬路推定結果は同じとなる。一方、伝搬路に遅延波が存在する場合には、包絡線検波を用いる場合と同期検波を用いる場合とで、相関結果が異なる。一例として伝搬路のＣＩＲ（ＣＩＲ：Channel Impulse Response：伝搬路のチャネルインパルス応答）：ｈ（ｔ）が下記の式（１）で表せるものとする。

　式（１）において、第１項は直接波、第２項は遅延波を表しており、δ（ｔ）は、ディラックのデルタ関数、ａ_ｎは振幅減衰量を表し、ｄ_ｎは伝搬遅延量を表し、φ_ｎは位相回転量を表す。一例としてａ_１＝１、ａ_２＝０．３、ｄ_１＝０、ｄ_２＝Ｔ（但し、Ｔはシンボル長）、φ_１＝０、φ_２＝πとすると、ＣＩＲは、ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）－０．３δ（ｔ－Ｔ）となる。

　一例として、図３には、同期検波による相関結果を示す。図４は、図３において１２０番目から１４０番目のサンプルを拡大したものである。図４から分かるように、同期検波では、１２８番目に絶対値が最大となるピークが検出され、１２９番目に次に絶対値が大きいピークが検出されている。従って１２８番目のピークは、直接波が検出されたことを示し、１２９番目のピークは、遅延波が直接波に対して１シンボル遅延した位置に検出されたことを示す。更に、遅延波の振幅は負の値で検出されており、遅延波が直接波に逆位相で干渉することが分かる。同期検波を用いる場合には、遅延波の到来時間及び遅延波の位相が正しく検出される。

　一方、図５には、包絡線検波による相関結果を示す。図６は、図５において１２０番目から１４０番目のサンプルを拡大したものである。図６から分かるように、１２８番目と１３５番目とにピークが見られる。そのため、本来、遅延波が１２９番目に検出されなければならないのに対し、遅延波が１３５番目に検出されることになる。このように、包絡線検波を用いる場合には、遅延波の到来時間が誤って検出されることがある。

　また、遅延波は逆位相で干渉している。このため、本来、遅延波の振幅は負の値として検出されなければならないところ、図５に示すように、包絡線検波による相関結果では、遅延波の振幅が正の値として検出されてしまい、直接波と遅延波の位相関係も誤って検出されてしまう。

　そのため、伝搬路に遅延波が存在する場合には、包絡線検波による相関結果を伝搬路推定にそのまま用いると、適切な伝搬路推定が困難となる場合がある。

　本発明の目的は、受信信号の振幅情報を用いて適切な伝搬路推定を行う受信装置及び伝搬路推定方法を提供することである。

　本発明の受信装置は、データ“０”及び“１”により構成される既知の伝搬路推定系列がＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列を包絡線検波して検波信号系列を取得する検波手段と、前記検波信号系列からデータ“１”に対応する検波信号のみを抽出して抽出信号系列を取得する抽出手段と、前記抽出信号系列と、前記伝搬路推定系列との相関演算を行う相関手段と、前記相関演算の結果に基づいて伝搬路特性を推定する推定手段と、を具備する構成を採る。

　本発明の伝搬路推定方法は、データ“０”及び“１”により構成される既知の伝搬路推定系列がＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列を包絡線検波して検波信号系列を取得し、前記検波信号系列からデータ“１”に対応する検波信号のみを抽出して抽出信号系列を取得し、前記抽出信号系列と、前記伝搬路推定系列との相関演算を行い、前記相関演算の結果に基づいて伝搬路特性を推定するようにした。

　本発明の受信装置及び伝搬路推定方法によれば、受信信号の振幅情報を用いて適切な伝搬路推定を行うことができる。このため、例えば、ＯＯＫ変調信号のように、受信信号の振幅情報のみにデータの情報が含まれるような場合に、受信信号の復調に用いられる、包絡線検波等の受信信号の振幅情報のみを抽出する検波方式を流用し、回路規模が大きくかつ複雑になるのを回避しつつ、適切な伝搬路推定を行うことができる。

包絡線検波を用いた場合の相関結果の一例を示す図同期検波を用いた場合の相関結果の一例を示す図遅延波が存在する環境下において同期検波した場合の相関結果の一例を示す図図３の拡大図遅延波が存在する環境下において包絡線検波した場合の相関結果の一例を示す図図５の拡大図本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図送信データの一例“０１１０００１０１０”を示す図図８の送信データをＯＯＫ変調した場合に得られる変調信号を示す図遅延波が存在する場合の受信信号の一例を示す図図９のＯＯＫ変調信号を包絡線検波した場合に得られる検波信号を示す図図９のＯＯＫ変調信号を同期検波した場合に得られる検波信号を示す図図１０の受信信号を包絡線検波した場合に得られる検波信号を示す図図１０の受信信号を同期検波した場合に得られる検波信号を示す図図１１の検波信号をサンプリングして得られるサンプル値を示す図図１２の検波信号をサンプリングして得られるサンプル値を示す図図１３の検波信号をサンプリングして得られるサンプル値を示す図図１４の検波信号をサンプリングして得られるサンプル値を示す図実施の形態１に係る伝搬路推定部の要部構成を示すブロック図図１７のサンプル値からデータ“１”の部分を抽出した結果を示す図伝搬路推定系列のうちデータ“１”の部分のみを用いた場合の相関結果を示す図図２１の拡大図自己相関結果がインパルスとなるようなＣＥＳの自己相関結果を示す図図２３の拡大図自己相関結果がインパルスとなるようなＣＥＳを２倍のレートでサンプリングした場合の自己相関結果を示す図図２５の拡大図遅延波が存在する環境下においてＣＥＳを２倍のレートでサンプリングした場合の相関結果の一例を示す図本発明の実施の形態２に係る伝搬路推定部の要部構成を示すブロック図実施の形態２に係る相関演算部の動作を説明するためのフロー図図２７に示す自己相関結果に対してサイドローブ除去処理を施した結果を示す図本発明の実施の形態３に係る伝搬路推定部の要部構成を示すブロック図実施の形態３におけるＣＥＳの一例を示す図遅延波が存在する環境下における図３２のＣＥＳの受信信号を示す図図３３の受信信号を包絡線検波した場合に得られる検波信号を示す図図３４の検波信号をサンプリングして得られるサンプル値を示す図

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

　（実施の形態１）
　図７には、本発明の実施の形態に係る受信装置の要部構成を示す。図７に示す受信装置１００は、アンテナ１０１、検波部１０２、サンプル部１０３、伝搬路推定部１０４、等化部１０５、及び二値化部１０６を備えて構成される。

　アンテナ１０１は、通信相手（図示しない）から送信されるＯＯＫ（On Off Keying：オンオフキーイング）変調信号系列を受信し、受信信号系列を検波部１０２に出力する。なお、本実施の形態では、通信相手からデータ“０”及び“１”により構成される既知の伝搬路推定系列（ＣＥＳ：Channel Estimation Sequence）がＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列が送信される。

　例えば、通信相手から、図８に示すようにデータ“０１１０００１０１０”の伝搬路推定系列（ＣＥＳ）が送信される場合、当該伝搬路推定系列（ＣＥＳ）に対するＯＯＫ変調信号の波形を図９に示す。伝搬路に遅延波が存在しなければ、図９に示すＯＯＫ変調信号系列がアンテナ１０１において受信される。

　また、伝搬路に遅延波が存在する場合には、アンテナ１０１において受信されるＯＯＫ変調信号系列の波形は変動する。以下、一例として、伝搬路のチャネルインパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）ｈ（ｔ）が、式（２）により表される場合について考える。

　式（２）において、第１項は直接波を表し、第２項は遅延波を表す。また、δ（ｔ）は、ディラックのデルタ関数を表す。また、ａ_ｎ、ｄ_ｎ、φ_ｎ（ｎ＝１，２，・・・）は、それぞれ振幅減衰量、伝搬遅延量、位相回転量を表す。

　式（２）において、一例として、ａ_１＝１、ａ_２＝０．３、ｄ_１＝０、ｄ_２＝Ｔ（Ｔはシンボル長）、φ_１＝０、φ_２＝πとすると、チャネルインパルス応答は、ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）－０．３δ（ｔ－Ｔ）となる。このような環境下で、図９に示すＯＯＫ変調信号系列が送信された場合に、アンテナ１０１に到着する受信信号系列の波形を、図１０に示す。

　遅延波の伝搬遅延量ｄ_２がｄ_２＝Ｔ、直接波と遅延波の位相差がφ_２－φ_１＝πなので、１シンボル長Ｔだけ遅延した遅延波が直接波に対して逆位相で干渉する。そのため、データ“１”の直後のデータが“１”の場合、遅延波の干渉によって振幅が０．３減衰する。一方、データ“１”の直後のデータが“０”の場合、遅延波の干渉によって振幅が０．３増加する。

　検波部１０２は、アンテナ１０１で受信された受信信号系列に対して包絡線検波を施し、得られた検波信号系列をサンプル部１０３に出力する。

　例えば、図９に示すＯＯＫ変調信号系列に包絡線検波が施されると、図１１に示すような検波信号系列が得られる。因みに、図１２には、同期検波による検波信号系列を示す。図１１と図１２との比較から分かるように、伝搬路に遅延波が存在しない場合には、包絡線検波によって得られる検波信号系列と同期検波によって得られる検波信号系列とは、ほぼ等しい波形となる。

　なお、伝搬路に遅延波が存在する場合には、包絡線検波によって得られる検波信号系列と同期検波によって得られる検波信号系列とは、異なる波形となる。図１０に示すＯＯＫ変調信号系列に包絡線検波が施されると、図１３に示すような検波信号系列が得られる。また、図１４には、図１０に示すＯＯＫ変調信号系列に対し、同期検波を行った場合の検波信号系列の波形を示す。図１３と図１４との比較から分かるように、遅延波の干渉を受けたデータ“１”の部分に関しては、両者ともに振幅が０．３減少している。一方、遅延波の干渉を受けたデータ“０”の部分に関しては、包絡線検波による検波信号は、振幅が正の値をとるのに対し、同期検波による検波信号系列は、振幅が負の値をとり、両者で結果が異なる。

　上述したように、包絡線検波では、受信信号系列の振幅情報のみが抽出される。そのため、図１３と図１１とを比較すると分かるように、遅延波の干渉を受けたデータ“０”の部分（時間４参照）の振幅が０．３増加している。一方、同期検波では、振幅情報に加え位相情報も抽出される。そのため、図１４と図１２とを比較すると分かるように、遅延波の干渉を受けたデータ“０”の部分の振幅は０．３減少している（時間４参照）。

　このように、包絡線検波では、遅延波の位相回転量に関わらず、すなわち、遅延波の位相が直接波に対し同位相か逆位相かに関わらず、データ“０”に対応する検波信号の振幅が常に増加する。そのため、包絡線検波による検波信号系列をそのまま伝搬路推定に利用すると適切な伝搬路推定結果が得られるとは限らない。より具体的には、包絡線検波による検波信号系列のうち、データ“０”に対応する検波信号を伝搬路推定に利用すると適切な伝搬路推定が困難となる場合がある。

　そこで、本実施の形態では、後述の伝搬路推定部１０４において、受信したＣＥＳ（伝搬路推定系列）の中から元のデータが“１”の部分のみの相関結果を用いて伝搬路推定を行うようにする。上述したように、データ“１”に対応する検波信号の振幅は、包絡線検波による検波信号を用いる場合にも、同期検波による検波信号を用いる場合と同様に、遅延波の位相回転量に応じて正しく増減する。一方、データ“０”に対応する検波信号の振幅は、包絡線検波による検波信号を用いる場合、遅延波の位相回転量に関わらず常に増加してしまう。従って、受信したＣＥＳ（伝搬路推定系列）の中から元のデータが“１”に対応する部分のみの相関結果を用いて伝搬路推定を行うようにする。これにより、包絡線検波による検波信号系列において、遅延波の位相回転量を正しく反映している部分のみを用いて伝搬路推定が行われるようになる。伝搬路推定部１０４における伝搬路推定方法については、後述する。

　サンプル部１０３は、検波部１０２から出力される検波信号系列を所定のタイミングでサンプリングし、得られたサンプル値を伝搬路推定部１０４及び等化部１０５に出力する。

　例えば、伝搬路に遅延波が存在しない場合の例として、図１１に示す包絡線検波後の検波信号系列をサンプリングレート１／Ｔ（但し、Ｔはシンボル長）でサンプリングすると、図１５に示すようなサンプル値が得られる。因みに、図１６には、図１２の同期検波後における検波信号系列のサンプル値を示す。図１５と図１６との比較から分かるように、伝搬路に遅延波が存在しない場合には、包絡線検波された検波信号系列のサンプル値と同期検波された検波信号系列のサンプル値とは、ほぼ等しい値をとる。

　一方、伝搬路に遅延波が存在する場合には、検波方式によりサンプル値が異なる。図１７には、図１３の包絡線検波後の検波信号系列に対するサンプル値を示す。また、図１８には、図１４の同期検波後の検波信号系列に対するサンプル値を示す。図１７と図１８との比較から分かるように、伝搬路に遅延波が存在する場合には、包絡線検波された検波信号系列のサンプル値と同期検波された検波信号系列のサンプル値とは、異なる値をとる。

　伝搬路推定部１０４は、サンプル部１０３から出力されるサンプル値を用いて伝搬路推定を行う。ここで、伝搬路推定とは、伝搬路のチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の伝搬遅延量、振幅係数を推定することをいう。なお、本実施の形態に係る伝搬路推定部１０４の伝搬路推定方法については、後に詳述する。伝搬路推定部１０４は、推定した伝搬遅延量及び振幅係数を等化部１０５に出力する。

　等化部１０５は、サンプル部１０３から出力されるサンプル値を等化する。具体的には、等化部１０５は、伝搬路推定部１０４において推定された伝搬遅延量、振幅係数、及び、二値化部１０６において復調された過去の復調結果を用いて、サンプル値の振幅補正を行う。なお、等化部１０５の振幅補正方法については、後に詳述する。等化部１０５は、振幅補正後のサンプル値を二値化部１０６に出力する。

　二値化部１０６は、等化部１０５から出力される振幅補正後のサンプル値を所定の閾値Ｔｈと比較して二値化することにより、受信データを復調する。二値化部１０６は、復調結果を等化部１０５にフィードバックする。

　次に、伝搬路推定部１０４の内部構成及び伝搬路推定方法を、以下に記載する。伝搬路推定部１０４は、受信したＣＥＳ（伝搬路推定系列）の中から元のデータが“１”に対応する部分のみの相関結果を用いて伝搬路推定を行う。

　図１９には、伝搬路推定部１０４の要部構成を示す。図１９に示す伝搬路推定部１０４は、ＣＥＳ検出部１０４１、“１”検出部１０４２、相関演算部１０４３、伝搬遅延推定部１０４４、及び振幅係数推定部１０４５を備える。

　ＣＥＳ検出部１０４１は、受信信号中のＣＥＳ区間を検出する。ＣＥＳの検出方法としては、特に限定されず、様々な方法を用いることができる。例えば、ＣＥＳ検出部１０４１が、マッチドフィルタを備え、マッチドフィルタの出力が所定の値を超えた場合に、ＣＥＳを検出したと判定する検出方法を用いても良い。ＣＥＳ検出部１０４１は、検出したＣＥＳを“１”検出部１０４２及び振幅係数推定部１０４５に出力する。

　“１”検出部１０４２は、ＣＥＳ検出部１０４１において検出されたＣＥＳの中から元のデータが“１”である部分のみを抽出し、元のデータが“０”である部分のサンプル値を０に置換し、抽出信号系列として新たなＣＥＳを構成する。なお、“１”検出部１０４２は、式（３）の演算を行うことにより、当該処理を実現することができる。

　式（３）において、ＣＥ（ｎ）は、元のＣＥＳを表し、ＣＥ_ｒ（ｎ）は、ＣＥＳ検出部１０４１において検出されたＣＥＳを表す。また、演算“×”は、ＣＥＳの各要素の掛け算を表し、ＣＥ_１（ｎ）は、抽出信号系列として新たに構成されたＣＥＳを表す。なお、ＣＥＳは送受信装置間で共通の信号系列を用いるため、受信側では送信されるＣＥＳと同一のＣＥＳを予め用意しておくことができる。

　図２０には、図１７の信号系列に対し、式（３）の処理を施した信号系列（新たに構成されたＣＥＳ）を示す。図２０から分かるように、データ“０”の部分の振幅が全て０に置換されている。“１”検出部１０４２は、新たに構成されたＣＥＳ（ＣＥ_１（ｎ））を相関演算部１０４３に出力する。

　相関演算部１０４３は、ＣＥ_１（ｎ）とＣＥ（ｎ）との相関演算を行う。図２１には、相関演算結果の一例を示す。図２２は、図２１において１２０番目から１４０番目のサンプルを拡大したものである。図２２と図６とを比較すると分かるように、図２２では、１３５番目のピークがなくなっており、代わりに１２９番目にピークが現れている。更に、図２２では、振幅係数が負の値として検出される。

　すなわち、“１”検出部１０４２が、元のデータが“０”の部分のサンプル値を０に置換することにより、位相回転量が正しく反映されないデータ“０”の部分の遅延波の影響が除去される。一方、データ“１”の部分のサンプル値は、位相回転量を正しく反映するので、“１”検出部１０４２が、ＣＥＳの中から元のデータが“１”の部分のみを抽出する。これにより、相関演算部１０４３は、位相回転量に関する情報を含む検波信号系列を用いて、相関演算結果を取得することができる。そのため、検波部１０２が包絡線検波を施す場合においても、相関演算結果には、遅延波の伝搬遅延量及び位相回転量が正しく含まれるようになる。

　相関演算部１０４３は、得られた相関結果を伝搬遅延推定部１０４４に出力する。

　伝搬遅延推定部１０４４は、相関結果から相関値の絶対値が所定の値Ｙを超えた箇所を信号が到来した時間ｕ_ｎ（ｎ＝１，２，・・・）として検出する。次に、伝搬遅延推定部１０４４は、検出した到来時間ｕ_ｎから伝搬遅延量ｄ_ｎを計算する。伝搬遅延量ｄ_ｎは、直接波の到来時間と遅延波の到来時間との相対的な時間差であり、伝搬遅延推定部１０４４は、式（４）により伝搬遅延量ｄ_ｎを得る。

　例えば、図２１においてＹ＝５とすると、ｕ_１＝１２８が直接波の到来時間、ｕ_２＝１２９が遅延波の到来時間として検出される。従って、伝搬遅延推定部１０４４は、直接波の伝搬遅延量ｄ_１として、ｄ_１＝ｕ_１－ｕ_１＝１２８－１２８＝０を得る。また、伝搬遅延推定部１０４４は、遅延波の伝搬遅延量ｄ_２として、ｄ_２＝ｕ_２－ｕ_１＝１２９－１２８＝１を得る。このようにして、遅延波が直接波に対して１シンボル長だけ遅延していることが検出される。

　伝搬遅延推定部１０４４は、伝搬遅延量ｄ_ｎを振幅係数推定部１０４５及び等化部１０５に出力する。

　振幅係数推定部１０４５は、ＣＥＳ検出部１０４１から出力されるＣＥＳ（式（３）におけるＣＥ_ｒ（ｎ））と伝搬遅延推定部１０４４において推定される伝搬遅延量ｄ_ｎとを用いて、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の振幅係数Ａ_ｎを推定し、推定した振幅係数Ａ_ｎを等化部１０５に出力する。

　ここで、振幅係数Ａ_ｎは、次のように定義されるものとする。なお、式（２）には、振幅減衰量ａ_ｎ及び位相回転量φ_ｎが含まれていたが、振幅係数推定部１０４５は、これらをひとまとめにしてＡ_ｎ＝ａ_ｎｅｘｐ（ｊφ_ｎ）を振幅係数として検出する。すなわち、式（２）は、式（５）のように表される。

　遅延波の干渉がない状態でデータ“１”を受信したときの振幅をＣとし、遅延波の干渉がない状態でデータ“０”を受信したときの振幅をＺとすると、下記の演算処理［１］～［４］により振幅係数Ａ_ｎを推定することができる。なお、ＣＥＳが既知信号系列であること、及び、既に伝搬遅延量が得られていることから、ＣＥＳ区間内において、遅延波の干渉を受けないデータ“１”、及び、遅延波の干渉を受けないデータ“０”が分かる。振幅Ｃは、遅延波の干渉を受けないデータ“１”の振幅値より設定され、振幅Ｚは、遅延波の干渉を受けないデータ“０”の振幅値より設定される。

　［１］現在の受信データが“０”で、ｄ_２－ｄ_１シンボル前のデータが“１”のとき
　現在の受信データのサンプル値をＳ_１とすると、式（６）を計算することにより、遅延波がデータ“０”に与える振幅変動Ｄ_１を推定する。

　［２］現在の受信データが“１”で、ｄ_２－ｄ_１シンボル前のデータが“１”のとき
　現在の受信データのサンプル値をＳ_２とすると、式（７）を計算することにより、遅延波がデータ“１”に与える振幅変動Ｄ_２を推定する。

　［３］直接波の振幅係数Ａ_１は、Ｃに等しい（式（８））。

　［４］遅延波の振幅係数Ａ_２は、現在の受信データによって、式（９）のように異なる。

　なお、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）が３波以上の合成波で表される場合は、各遅延波のデータ“１”又は“０”の全ての組み合わせに対して、上記［１］、［２］と同様の演算処理を行い、各遅延波がデータ“０”及びデータ“１”に与える振幅変動を算出する。

　このようにして、伝搬路推定部１０４は、伝搬遅延量ｄ_ｎ、振幅変動Ｄ_１，Ｄ_２、及び、振幅係数Ａ_ｎを推定し、推定した伝搬遅延量ｄ_ｎ、振幅変動Ｄ_１，Ｄ_２、及び、振幅係数Ａ_ｎを等化部１０５に出力する。

　次に、等化部１０５における等化方法について説明する。

　等化部１０５は、上述のように推定された伝搬遅延量ｄ_ｎ及び振幅変動Ｄ_１、Ｄ_２と、遅延波の干渉を受けないＣＥＳのデータ“０”の振幅値Ｚと、遅延波の干渉を受けないＣＥＳのデータ“１”の振幅値Ｃと、二値化部１０６において復調された過去のデータの復調結果とに基づいて、サンプル値Ｓ_ｎ（ｎ＝１，２，・・・）の振幅を補正する。以下では、伝搬路推定部１０４における伝搬路推定の結果、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）が下記式（１０）で表される場合を例に、等化部１０５における等化方法、すなわち、振幅補正方法について説明する。なお、式（１０）において、｜Ａ_１｜＞｜Ａ_２｜、つまり、遅延波の振幅は、直接波の振幅より小さいとする。

　等化部１０５は、Ｄ_２の値及び過去のシンボルの復調結果に応じて、サンプル値Ｓ_ｎを以下のように補正する。なお、等化部１０５は、遅延波が存在しない場合に、データ“１”を受信したときの振幅Ｃ、データ“０”を受信したときの振幅Ｚ、及び、二値化部１０６で用いられる閾値Ｔｈ＝（Ｃ－Ｚ）／２＋Ｚを予め保持している。

　［１］Ｄ_２＞０、かつ、時間ｄ_２－ｄ_１シンボル前の復調結果が“１”の場合
　この場合、遅延波が直接波に対し同位相で合成される。そこで、等化部１０５は、サンプル値Ｓ_ｎの振幅を以下の（ｉ）～（ｉｉｉ）のように補正する。

　（ｉ）Ｓ_ｎ＞Ｃのとき、Ｓ_ｎ－Ｄ_２に補正する。
　すなわち、等化部１０５は、受信データ“１”のサンプル値Ｓ_ｎから同位相に合成された遅延波の影響Ｄ_２を除去する。これにより、等化部１０５は、本来の値より大きめに受信されたサンプル値を、本来の値に補正する。

　（ｉｉ）Ｓ_ｎ＜Ｔｈ、かつ、Ｄ_１＜（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ－Ｄ_１に補正する。
　Ｓ_ｎ＜Ｔｈの場合、（ａ）データ“０”であるが遅延波の影響により振幅が増加した場合と、（ｂ）データ“１”であるが、伝搬路の影響により振幅が減ってしまった場合との２つの場合が考えられる。そこで、等化部１０５は、Ｄ_１と（Ｔｈ－Ｚ）とを比較し、どちらの場合か判定する。ここで、（Ｔｈ－Ｚ）は、本来、データ“０”であるのに誤ってデータ“１”と判定されるまでのマージンを示す。従って、データ“０”に対し遅延波が影響を及ぼすＤ_１が、当該マージン（Ｔｈ－Ｚ）より小さければ、（ａ）データ“０”の場合と判定することができる。そこで、等化部１０５は、Ｓ_ｎ＜Ｔｈ、かつ、Ｄ_１＜（Ｔｈ－Ｚ）のとき、サンプル値Ｓ_ｎから遅延波の影響Ｄ_１を除去する補正を行う。

　（ｉｉｉ）Ｃ＞Ｓ_ｎ≧Ｔｈ、かつ、Ｄ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ－Ｄ_１に補正する。
　Ｃ＞Ｓ_ｎ≧Ｔｈの場合、（ａ）本来データ“０”であるが、伝搬路の影響により振幅が増加した場合と、（ｂ）本来データ“１”であるが、伝搬路の影響により振幅が減少した場合との、２つの場合が考えられる。そこで、等化部１０５は、Ｄ_１と（Ｔｈ－Ｚ）とを比較し、どちらの場合であるか判定する。（ｉｉ）で述べたように、（Ｔｈ－Ｚ）は、本来データ“０”であるのに誤ってデータ“１”と判定されるまでのマージンを示す。すなわち、Ｄ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）を満たす場合、（ａ）の場合であると判定することができる。そこで、等化部１０５は、Ｃ＞Ｓ_ｎ≧Ｔｈ、かつ、Ｄ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）のとき、サンプル値Ｓ_ｎから遅延波の影響Ｄ_１を除去する補正を行う。

　［２］Ｄ_２＜０、かつ、時間ｄ_２－ｄ_１シンボル前の復調結果が“１”の場合
　この場合、遅延波が直接波に対し逆位相で合成される。そこで、等化部１０５は、サンプル値Ｓ_ｎを以下の（ｉ）～（ｖ）ように補正する。なお、補正の考え方は、［１］と同様であるため詳しい説明を省略する。
　（ｉ）Ｓ_ｎ≧Ｔｈ、かつＤ_１＜（Ｔｈ－Ｚ）、かつ｜Ｄ_２｜＜（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ＋｜Ｄ_２｜に補正する。
　（ｉｉ）Ｓｎ＜Ｔｈ、かつＤ_１＜（Ｔｈ－Ｚ）、かつ｜Ｄ_２｜＜（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ－Ｄ_１に補正する。
　（ｉｉｉ）Ｓ_ｎ≧Ｔｈ、かつＤ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）、かつ｜Ｄ_２｜≧（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ－Ｄ_１に補正する。
　（ｉｖ）Ｓ_ｎ＜Ｔｈ、かつＤ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）、かつ｜Ｄ_２｜≧（Ｔｈ－Ｚ）のとき、Ｓ_ｎ＋｜Ｄ_２｜に補正する。
　（ｖ）Ｄ_１≧（Ｔｈ－Ｚ）、かつ｜Ｄ_２｜＜（Ｔｈ－Ｚ）のとき、｜Ｓ_ｎ－Ｄ_１－Ｚ｜と｜Ｓ_ｎ＋｜Ｄ_２｜－Ｃ｜とを比較し、値が小さい方（（Ｓ_ｎ－Ｄ１）か（Ｓ_ｎ＋｜Ｄ_２｜）のいずれか）を補正後の値として採用する。

　なお、［１］及び［２］に代えて、｜Ｓ_ｎ－Ｄ_１－Ｚ｜と｜Ｓ_ｎ－Ｄ_２－Ｃ｜とを比較し、値が小さい方（（Ｓ_ｎ－Ｄ_１）又は（Ｓ_ｎ－Ｄ_２）のいずれか一方）を補正後の値として採用することもできる。上述したように、振幅Ｚは、遅延波の影響を受けずにデータ“０”を受信した場合の値であり、振幅Ｃは、遅延波の影響を受けずにデータ“１”を受信した場合の値である。

　すなわち、｜Ｓ_ｎ－Ｄ_１－Ｚ｜は、サンプル値Ｓ_ｎが理想的な振幅Ｚに対しどれだけずれているかを示し、｜Ｓ_ｎ－Ｄ_２－Ｃ｜は、サンプル値Ｓ_ｎが理想的な振幅Ｃに対しどれだけずれているかを示している。従って、｜Ｓ_ｎ－Ｄ_１－Ｚ｜と｜Ｓ_ｎ－Ｄ_２－Ｃ｜とを比較し、ずれが小さい方を採用することにより、補正後の（Ｓ_ｎ－Ｄ_１）及び（Ｓ_ｎ－Ｄ_２）のうちより確からしい補正結果が採用されることになる。

　なお、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）が３波以上の合成波で表される場合は、上記に加え、時間ｄ_ｎ－ｄ_１シンボル前の復調結果が“１”の場合、及び時間ｄ_ｎ－１－ｄ_１、及びｄ_ｎ－ｄ_１シンボル前の復調結果が“１”の場合について同様な操作を行う。

　このように、等化部１０５は、伝搬遅延量ｄ_ｎと、遅延波がない状態におけるＣＥＳのデータ“０”及び“１”を受信した振幅値Ｃ，Ｚと、遅延波がＣＥＳのデータ“０”及び“１”に与える振幅変動Ｄ_１、Ｄ_２と、過去のデータの復調結果とに基づいて、サンプル値Ｓ_ｎ（ｎ＝１，２，・・・）の振幅を補正（等化）する。

　なお、等化方法（振幅補正方法）は上述した方法に限定されず、伝搬路推定部１０４において推定されたチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を用いて、他の方法により行っても良い。例えば、一般的なＤＦＥ（Decision Feedback Equalizer）において、伝搬路推定部１０４において推定された振幅係数は、ディジタルフィルタの係数として設定することも可能である。

　但し、振幅係数は受信したデータが“０”の場合と“１”の場合とで異なる。このため、データが“０”の場合を想定したディジタルフィルタと、データが“１”の場合を想定したディジタルフィルタとを用意し、２つのフィルタ出力のうち、尤度が大きい方を復調結果として採用するようにする必要がある。

　以上のように、本実施の形態では、検波部１０２は、データ“０”及び“１”により構成される既知のＣＥＳがＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列の振幅情報を抽出して検波信号系列を取得する。また、“１”検出部１０４２は、検波信号系列のサンプル値からデータ“１”に対応するサンプル値のみを抽出して抽出信号系列を取得する。また、相関演算部１０４３は、抽出信号系列とＣＥＳとの相関演算を行い、伝搬遅延推定部１０４４は、当該相関演算からチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の伝搬遅延量を推定する。また、振幅係数推定部１０４５は、当該相関演算からチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の振幅係数を推定するようにした。

　このようにすることで、例えば、ＯＯＫ変調信号のように、振幅情報のみにデータの情報が含まれるような場合に、遅延波の位相回転量が正しく反映された振幅情報のみから得られた相関演算結果を用いて伝搬路推定が行われるようになる。これにより、包絡線検波等の復調に用いられる検波方式を流用し、回路規模が大きくかつ複雑になるのを回避しつつ、適切な伝搬路推定を行うことができるようになる。

　（実施の形態２）
　実施の形態１では、伝播路推定系列とその他の部分（例えばペイロード）の伝送レートが同一の場合について説明した。すなわち、サンプル部１０３が、伝搬路推定系列とその他の部分とで、同一の伝送レートを用いてサンプリングする場合を例に説明した。

　本実施の形態では、伝送路推定系列とその他の部分の伝送レートが異なる場合に適用可能な受信装置及び伝播路推定方法について説明する。なお、以下では、ＣＥＳのビットレート（ＯＯＫでは、シンボルレートと等価）がペイロードのビットレートの半分である場合を例に説明する。

　一般に、ＣＥＳとペイロードとで伝送レートが異なる場合に、ＣＥＳとペイロードとで異なるサンプリングレートを用いるようにすると、２つのサンプリングレートが必要となり、装置構成が複雑になる。そのため、通常、伝送レートが早いペイロードのビットレートでサンプリングを行う。

　従って、ペイロードのビットレートがＢ_ｐ（１／Ｔ）であり、ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳがＢ_ＣＥＳ＝Ｂ_ｐ／２（１／２Ｔ）の場合、ペイロード及びＣＥＳの双方をサンプリングレートＢ_ｐ（１／Ｔ）でサンプリングする。この結果、ＣＥＳの１ビットに対して２つのサンプル結果が得られるようになる。例えば、１２８ビットのＣＥＳに対しては、サンプル結果として２５６サンプルが得られる。

　ここで、例として自己相関結果がインパルスとなるようなＣＥＳを考える。図２３には、当該ＣＥＳを、ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳ（＝Ｂ_ｐ／２）に等しいレートでサンプリングした場合の相関結果を示す。なお、図２４には、図２３における１２０～１３６番目の相関値を拡大して表示する。ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳに等しいレートでサンプリングした場合、１２８番目の相関値はピーク値をとり、それ以外の相関値はゼロをとる。

　一方、図２５には、ＣＥＳをペイロードのビットレートＢ_ｐに等しいレートでサンプリングした場合の相関結果を示す。なお、図２６には、図２５における２５０～２６２番目の相関値を拡大して表示する。ペイロードのビットレートＢ_ｐに等しいレートでサンプリングした場合、２５６番目の最大ピークの両サイドに小さなピーク（以下「サイドローブ」という）が現れる。

　このようなサイドローブの存在の影響により、遅延波が存在する伝播路では、適切な相関結果が得られない場合がある。以下では、一例として、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）が、ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）－０．５δ（ｔ－Ｔ）で表される場合の相関結果について考える。

　図２７に、遅延波が存在する伝搬路における、２５６ビットの長さを持つＣＥＳをＣＥＳのビットレートの２倍のレートでサンプリングした場合の相関結果のうち、５０６～５１８番目の相関値を拡大して表示する。図２７から分かるように、直接波に対応する５１２番目のピークより前に、存在しないはずのピーク（サイドローブ）が検出される。また、本来遅延波が検出されるはずの５１３番目にはピークが現れていない。

　このように、ＣＥＳをＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳより高速なレートでサンプリングする場合、相関結果が適切でない場合がある。この結果、後段の伝搬路推定部１０４において、伝播路推定を正しく行うことが困難となる。

　そこで、本実施の形態では、ＣＥＳのビットレートより高速なレートでサンプリングされたサンプル値を用いて、伝搬路推定を行う伝搬路推定部及び伝搬路推定方法について説明する。

　図２８には、本実施の形態に係る伝搬路推定部の要部構成を示す。なお、図２８の本実施の形態に係る伝搬路推定部において、図１９と共通する構成部分には、図１９と同一の符号を付して説明を省略する。図２８は、図１９に対して、相関演算部１０４３に代えて、相関演算部１０４３ａを備える。

　相関演算部１０４３ａは、ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳより高速なレートでサンプリングされたサンプル値を用いて相関演算を行った後、当該相関演算を補正する。

　相関演算部１０４３ａにおける相関演算の補正方法については、図２９のフロー図を用いて説明する。図２９において、ＳＴはフローの各ステップを示す。

　“１”検出部１０４２は、受信したＣＥＳからデータ“１”の部分のみを抽出する（ＳＴ１０１）。相関演算部１０４３ａは、ＳＴ１０１の結果とＣＥＳとの相関処理を行う（ＳＴ１０２）。更に、相関演算部１０４３ａは、ＳＴ１０２の結果から振幅の絶対値が最大の成分（通常は直接波成分）を検出し、その振幅値をαとする（ＳＴ１０３）。また、相関演算部１０４３ａは、ＣＥＳの自己相関結果におけるサイドローブ信号を予め用意しておく。また、相関演算部１０４３ａは、ＣＥＳの自己相関関数におけるサイドローブ信号をＳＴ１０３の時間に合わせてシフトし、かつ、ＳＴ１０３の振幅値αを振幅係数として振幅調整を行う（ＳＴ１０４）。

　そして、相関演算部１０４３ａは、ＳＴ１０２の結果からＳＴ１０４の結果を差し引き（ＳＴ１０５）、ＳＴ１０５の結果から、２番目に振幅の絶対値が大きい成分を検出し、その振幅値をβとする（ＳＴ１０６）。相関演算部１０４３ａは、サイドローブ信号を、ＳＴ１０６の時間に合わせてシフトし、かつ、ＳＴ１０６の振幅値βを振幅係数として振幅調整を行う（ＳＴ１０７）。相関演算部１０４３ａは、ＳＴ１０５の結果からＳＴ１０７の結果を差し引く（ＳＴ１０８）。相関演算部１０４３ａは、振幅の絶対値が所定の閾値以上の成分に対し、ＳＴ１０６～ＳＴ１０８を繰返す（ＳＴ１０９：ＹＥＳ）。

　相関演算部１０４３ａは、振幅の絶対値が所定の閾値未満となると（ＳＴ１０９：ＮＯ）、ＳＴ１０９の結果において、ＳＴ１０３で検出した成分（通常は直接波成分）の振幅値をγとする（ＳＴ１１０）。次に、相関演算部１０４３ａは、サイドローブ信号を、ＳＴ１０３の時間に合わせてシフトし、かつ、（γ－α）を振幅係数として振幅調整を行う（ＳＴ１１１）。そして、相関演算部１０４３ａは、ＳＴ１０９の結果からＳＴ１１１の結果を差し引き、減算後の結果を補正後の相関演算結果とする（ＳＴ１１２）。

　このように、相関演算部１０４３ａは、相関結果に対して、振幅の絶対値が大きい成分から段階的に、その振幅値を係数として自己相関結果のサイドローブを除去する。この処理を繰返すことで、各検出パス成分の振幅値が徐々に補正される。そして、最後に、振幅の絶対値が最大であった成分（通常は直接波成分）について、補正後の振幅値と補正前の振幅値との差を求め、この差を係数として、もう一度サイドローブの除去を行う。

　図３０には、図２７に対して上記の一連の処理（ＳＴ１０３～ＳＴ１１２）を施した結果を示す。上記の処理により、５１１番目に存在していたピークが消えて、本来遅延波が存在する５１３番目にピークが現れるようになる。

　以上のように、本実施の形態によれば、サンプル部１０３が、ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳより高速なレートでＣＥＳをサンプリングする場合に、相関演算部１０４３ａは、ＣＥＳの自己相関結果におけるサイドローブ信号に、自己相関結果の振幅の絶対値が最大値αを乗算することにより振幅調整した後、自己相関結果から振幅調整後のサイドローブ信号を減算する。また、相関演算部１０４３ａは、減算後の結果における振幅の絶対値の最大値βを乗算することにより振幅調整したサイドローブ信号を、減算後の結果から更に減算するとう処理を、減算後の結果が所定の閾値以上になるまで繰返す。

　これにより、サンプル部１０３が、ＣＥＳのビットレートＢ_ＣＥＳより高速なレートでＣＥＳをサンプリングする場合においても、相関演算部１０４３ａは、不要なサイドローブを除去し、遅延波の影響を再現し、適切な相関演算結果を取得することができる。この結果、後段の伝搬遅延推定部１０４４及び振幅係数推定部１０４５は、適切な伝搬路推定を行うことができるようになる。

　（実施の形態３）
　実施の形態１及び実施の形態２では、自己相関がインパルスになる系列を伝搬路推定系列（ＣＥＳ）に用い伝搬路推定した。本実施の形態では、実施の形態１及び実施の形態２の伝搬路推定系列（ＣＥＳ）とは異なる系列を用いて、伝搬路推定する伝搬路推定部及び伝播路推定方法について説明する。なお、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、本実施の形態に係る伝搬路推定部は、包絡線検波により取得された振幅情報を用いて伝播路推定する。

　図３１には、本実施の形態に係る伝搬路推定部の要部構成を示す。なお、本実施の形態に係る伝搬路推定部は、図７の受信装置１００の伝搬路推定部１０４に代えて適用することができる。

　図３１の伝搬路推定部２０４は、ＣＥＳ検出部２０４１、伝搬遅延推定部２０４２及び振幅係数推定部２０４３を備えて構成される。

　ＣＥＳ検出部２０４１は、サンプル部１０３から出力される検波信号のサンプル値から、ＣＥＳを検出する。なお、ＣＥＳの検出方法としては、特に限定されず、様々な方法を用いることができる。例えば、ＣＥＳ検出部２０４１が、マッチドフィルタを備え、マッチドフィルタの出力が所定の値を超えた場合に、ＣＥＳを検出したと判定する検出方法を用いても良い。

　なお、本実施の形態では、ＣＥＳに、下記の３種類のＣＥＳ_１、ＣＥＳ_２、ＣＥＳ_３から構成される系列を用いる。
　（１）ＣＥＳ_１：全てデータ“０”で構成される。
　（２）ＣＥＳ_２：先頭の１個のデータのみ“１”であり、残りの他のデータは“０”で構成される。
　（３）ＣＥＳ_３：全てデータ“１”で構成される。

　図３２に、一例として、長さが３２シンボルのＣＥＳ_ｎ（ｎ＝１，２，３）を示す。また、図３３には、図３２に示すＣＥＳを送信したときの受信信号の波形を示す。なお、図３３は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）が、ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）－０．３δ（ｔ－１０Ｔ）で表される環境下における、受信信号の波形である。また、図３４には、図３３に示す、受信信号に対する包絡線検波後の検波信号を示す。また、図３５には、図３４に示す検波信号に対するサンプル値を示す。

　ＣＥＳ検出部２０４１は、ＣＥＳを検出すると、ＣＥＳを検出したタイミングを伝搬遅延推定部２０４２に出力する。また、ＣＥＳ検出部２０４１は、サンプル部１０３から出力される検波信号のサンプル値を、伝搬遅延推定部２０４２及び振幅係数推定部２０４３に出力する。

　伝搬遅延推定部２０４２は、サンプル値から伝搬遅延量ｄ_ｎを推定する。具体的には、伝搬遅延推定部２０４２は、先ず、ＣＥＳ_２の区間において先頭のデータ以外で所定の閾値を超えたサンプル値を遅延波として検出する。そして、伝搬遅延推定部２０４２は、遅延波が検出された時間からＣＥＳ_２の先頭のデータ“１”が検出された時間を減算することにより、遅延波の伝搬遅延量ｄ_２を算出する。

　例えば、図３５に示す例において、３３番目のシンボルがＣＥＳ_２の先頭のデータ“１”と検出され、４３番目のシンボルが遅延波として検出される場合、伝搬遅延推定部２０４２は、ｄ_２＝４３－３３より、ｄ_２＝１０を得る。

　なお、伝搬遅延推定部２０４２は、ＣＥＳ_３の区間で、伝搬遅延量ｄ_２後のサンプル値の変動量に応じて、遅延波の位相変動量を判定することもできる。すなわち、伝搬遅延推定部２０４２は、伝搬遅延量ｄ_２後のサンプル値が増加している場合には、遅延波の位相は直接波の位相と同位相であると判定する。また、伝搬遅延推定部２０４２は、伝搬遅延量ｄ_２後のサンプル値が減少している場合には、遅延波の位相は直接波の位相と逆位相であると判定する。

　伝搬遅延推定部２０４２は、推定した伝搬遅延量ｄ_ｎを振幅係数推定部２０４３及び等化部１０５に出力する。

　振幅係数推定部２０４３は、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の振幅係数Ａ_ｎ及び振幅変動Ｄ_ｎを推定する。図３５に示す例では、ＣＥＳ_３の区間において、先頭から１０シンボル後に受信信号の振幅が減少している。上述したように、ＣＥＳ_１は、全てデータ“０”であるので、ＣＥＳ_２の先頭、すなわち、図３５における３３番目のサンプル値の振幅から、直接波の振幅係数Ａ_１を求めることができる。

　また、振幅係数推定部２０４３は、検出したサンプル値から遅延波がない環境下でのデータ“０”のサンプル値（例えばＣＥＳ_１区間のサンプル値の平均値）を減算し、データ“１”が干渉によりデータ“０”に与える振幅変動Ｄ_１を求める。

　また、振幅係数推定部２０４３は、ＣＥＳ_３の区間において、ＣＥＳ_３の区間の先頭からｄ_２シンボル以後のサンプル値から、遅延波が存在しない環境下でのデータ“１”のサンプル値（例えばＣＥＳ_２区間の先頭のサンプル値）を減算する。これにより、振幅係数推定部２０４３は、データ“１”が干渉によってデータ“１”に与える振幅変動Ｄ_２を求める。

　このようにして、振幅係数推定部２０４３は、データ“１”が干渉によりデータ“０”に与える振幅変動Ｄ_１、及び、データ“１”が干渉によってデータ“１”に与える振幅変動Ｄ_２を求める。

　以上のように、本実施の形態では、全てデータ“０”で構成されるＣＥＳ_１と、先頭の１個のデータのみ“１”であり、残りの他のデータは“０”で構成されるＣＥＳ_２と、全てデータ“１”で構成されるＣＥＳ_３と、からなるＣＥＳを用いて、伝搬路推定を行うようにした。

　実施の形態１及び実施の形態２では、伝搬路推定部１０４は、現在の受信データ及び過去（ｄ_２－ｄ_１シンボル前）のデータが“１”であるか否かによって、振幅変動Ｄ_ｎを算出した。これに対し、本実施の形態では、過去のデータの復調結果を用いずに、現在のサンプル値の振幅のみから振幅変動Ｄ_ｎを算出することができる。このため、実施の形態１及び実施の形態２に比べ、比較的簡易な方法で、伝搬路推定を行うことができるようになる。

　２００８年８月２９日出願の特願２００８－２２２０９７に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

　本発明に係る受信装置及び伝搬路推定方法は、受信信号の振幅情報を用いて適切な伝搬路推定を行うことができる。例えば、本発明に係る受信装置及び伝搬路推定方法は、ＯＯＫ変調方式が用いられるシステムにおいて、包絡線検波等により得られた受信信号の振幅情報を用いて伝搬路推定を行う受信装置及び伝搬路推定方法などに有用である。

　１００　受信装置
　１０１　アンテナ
　１０２　検波部
　１０３　サンプル部
　１０４，２０４　伝搬路推定部
　１０５　等化部
　１０６　二値化部
　１０４１，２０４１　ＣＥＳ検出部
　１０４２　“１”検出部
　１０４３，１０４３ａ　相関演算部
　１０４４，２０４２　伝搬遅延推定部
　１０４５，２０４３　振幅係数推定部

Claims

　データ“０”及び“１”により構成される既知の伝搬路推定系列がＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列を包絡線検波して検波信号系列を取得する検波手段と、
　前記検波信号系列からデータ“１”に対応する検波信号のみを抽出して抽出信号系列を取得する抽出手段と、
　前記抽出信号系列と、前記伝搬路推定系列との相関演算を行う相関手段と、
　前記相関演算の結果に基づいて伝搬路特性を推定する推定手段と、
　を具備する受信装置。
　前記抽出手段は、
　前記検波信号系列のうちデータ“０”に対応する検波信号を０に置き替えることにより前記抽出信号系列を取得する、
　請求項１に記載の受信装置。
　前記検波信号系列を二値化して復調結果を得る二値化手段と、
　前記伝搬路推定系列と、前記検波信号系列と、過去の復調結果とを用いて、等化処理を行う等化手段と、をさらに具備する、
　請求項１に記載の受信装置。
　前記推定手段は、
　前記相関演算の結果に基づいて直接波に対する遅延波の遅延時間を算出する、
　請求項１に記載の受信装置。
　前記推定手段は、
　前記遅延時間と、前記伝搬路推定系列と、前記検波信号系列とを用いて、伝搬路の振幅係数を推定する、
　請求項４に記載の受信装置。
　前記等化手段は、
　前記遅延時間と、遅延波の干渉を受けない前記伝搬路推定系列のデータ“０”及び“１”の振幅値と、遅延波が前記伝搬路推定系列のデータ“０”及び“１”に与える振幅変動と、過去のデータの復調結果とに基づいて、前記検波信号系列の振幅を補正する、
　請求項３に記載の受信装置。
　データ“０”及び“１”により構成される既知の伝搬路推定系列がＯＯＫ変調されたＯＯＫ変調信号系列を包絡線検波して検波信号系列を取得し、
　前記検波信号系列からデータ“１”に対応する検波信号のみを抽出して抽出信号系列を取得し、
　前記抽出信号系列と、前記伝搬路推定系列との相関演算を行い、
　前記相関演算の結果に基づいて伝搬路特性を推定する、
　伝搬路推定方法。