WO2009147985A1 - コンデンサ回路および電力変換回路 - Google Patents

コンデンサ回路および電力変換回路 Download PDF

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WO2009147985A1
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frequency
current
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岡章治
西山茂紀
小林真一
小原和喜
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株式会社村田製作所
株式会社指月電機製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a capacitor circuit formed by connecting a plurality of capacitor lines each connected to a capacitor in parallel, and more particularly to a capacitor circuit used as a smoothing capacitor circuit of a power conversion circuit for converting AC power and DC power. is there.
  • An inverter circuit is used as a circuit for supplying AC power to a motor in an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the inverter circuit generally includes a battery that is a DC power source, a conversion circuit that converts DC power into AC power, and a smoothing capacitor circuit that is connected between the battery and the conversion circuit (for example, a patent). Reference 1).
  • condenser used for a smoothing capacitor circuit the film capacitor
  • the allowable ripple current per unit volume or unit capacitance is limited by the operating temperature. For this reason, in a large current system such as in-vehicle and under severe usage environment (operating temperature, etc.) as an electronic component, in order to satisfy the condition of allowable ripple current as an inverter circuit, the capacitance more than necessary for a smoothing circuit is required. Capacitance must be secured. For this reason, a capacitor circuit in which the film capacitor itself is enlarged or a plurality of film capacitors are connected in parallel is used. Therefore, a conventional capacitor circuit module using only a film capacitor has a large casing.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a smoothing capacitor circuit in which a plurality of capacitors are connected in parallel.
  • the smoothing capacitor circuit 101 has a structure in which a film capacitor 111 and a ceramic capacitor 112 are connected in parallel.
  • the film capacitor 111 has a capacitance C111 and has characteristics of an equivalent series resistance (ESR) R111 and an equivalent series inductance (ESL) L111.
  • the ceramic capacitor 112 has a capacitance C112 and has characteristics of an equivalent series resistance (ESR) R112 and an equivalent series inductance (ESL) L112.
  • FIG. 12A is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of the film capacitor 111 side circuit and the ceramic capacitor 112 side circuit as shown in FIG. 11 and the frequency characteristics of the composite impedance of the capacitor circuit 101, respectively.
  • 12B is a diagram showing frequency characteristics of the current of the film capacitor 111 side circuit and the current of the ceramic capacitor 112 side circuit when an external current having an effective value of 1A is applied to the capacitor circuit 101.
  • FIG. 13A shows the frequency spectrum of the current in the film capacitor 111 side circuit
  • FIG. 13B shows the frequency spectrum of the current in the ceramic capacitor 112 side circuit.
  • the simulations whose results are shown in FIGS. 12 and 13 were performed under the following conditions.
  • the capacitance C111 of the film capacitor 111 is 1160 ⁇ F
  • the series resistance component R111 is 0.75 m ⁇
  • the series inductance component L111 is 20 nH.
  • the capacitance C112 of the ceramic capacitor 112 is 40 ⁇ F
  • the series resistance component R112 is 2 m ⁇
  • the series inductance component L112 is 2 nH.
  • an alternating current of 1 kHz to 10 MHz with an effective value of 1 A was applied from the constant current source to the capacitor circuit 101 having such element parameters.
  • the film capacitor 111 and the ceramic capacitor 112 have different impedance frequency characteristics.
  • the parallel resonance frequency component of the ripple current is amplified, and the current value in FIG. 12B and the spectrum of 100 kHz to 200 kHz in FIG. As shown in FIG. For this reason, the film capacitor is heated by the overcurrent of the parallel resonance frequency component, and as a result, the allowable ripple current is reduced as a smoothing capacitor circuit.
  • An object of the present invention is to realize a capacitor circuit that can prevent parallel resonance by a plurality of capacitors as constituent elements and can substantially increase resistance to an unnecessary high-frequency current from the outside, such as an increase in allowable ripple current. is there.
  • the present invention relates to a capacitor circuit in which a first capacitor line including a first capacitor and a second capacitor line having different electrical characteristics from the first capacitor line including a second capacitor are connected in parallel.
  • the capacitor circuit includes a first capacitor line and a second capacitor so that the resonance frequency adjusting means causes the first series resonance frequency of the first capacitor line and the second series resonance frequency of the second capacitor line to coincide with each other at a specific frequency. Adjust the reactance of at least one of the lines.
  • the reactance of at least one of the first capacitor line and the second capacitor line connected in parallel changes, and the series resonance frequency of the two lines coincides with a specific frequency.
  • the resonance frequency due to the inductive reactance and the capacitive reactance in the closed circuit composed of two lines matches the series resonance frequency of each line, so that the first capacitor line and the second capacitor line No resonance current is generated.
  • the impedance of each line at a specific frequency is equivalent to the pure resistance component.
  • the specific frequency component of the unnecessary high frequency signal flowing from the outside is divided according to the ratio of the pure resistance component of each line.
  • the specific frequency to the frequency having the maximum current value in the frequency band of the inflowing high-frequency signal, the frequency that becomes the maximum current value in the high-frequency signal, that is, the allowable current value as the capacitor circuit is the most.
  • a shunt is performed at an influencing frequency.
  • the impedance of the first capacitor line at a specific frequency higher than the impedance of the second capacitor line at a specific frequency, more shunt signals of the specific frequency are supplied to the second capacitor line than the first capacitor line.
  • the high-frequency signal that flows and flows through the first capacitor can be more effectively suppressed, and heat generation at the first capacitor can be suppressed.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of the capacitor circuit 1 of the present embodiment.
  • the capacitor circuit 1 of the present embodiment is a so-called smoothing capacitor circuit that is connected in parallel between a DC power supply in the inverter circuit and a switching circuit.
  • the capacitor circuit 1 includes a first capacitor line 14 having a film capacitor 11 corresponding to the first capacitor of the present invention and a ceramic capacitor 12 corresponding to the second capacitor of the present invention.
  • Two capacitor lines 15 are connected in parallel.
  • the first capacitor line 14 is made of a line conductor to which a film capacitor 11 and an external electrode of the film capacitor 11 are connected.
  • the film capacitor 11 has a structure in which an organic insulating material such as polypropylene is used as a dielectric, has a predetermined capacitance C11, and has characteristics of having a series resistance component (ESR) R11 and a series inductance component (ESL) L11. Become. With such a configuration, the first capacitor line 14 has a series resonance frequency f14 based on the capacitance C11 of the film capacitor 11 and the series inductance component L11.
  • the second capacitor line 15 is composed of a line conductor in which the ceramic capacitor 12 and the external electrode of the ceramic capacitor 12 are connected.
  • An inductance element 13 having a predetermined inductance L13 is inserted into the line conductor.
  • This inductance element 13 corresponds to the resonance frequency adjusting means of the present invention. That is, the second capacitor line 15 includes a circuit in which the ceramic capacitor 12 and the inductance element 13 are connected in series.
  • the ceramic capacitor 12 has a structure in which a ceramic material is used as a dielectric, has a predetermined capacitance C12, and has characteristics of having a series resistance component (ESR) R12 and a series inductance component (ESL) L12. With such a configuration, the second capacitor line 15 has a series resonance frequency f15 based on the capacitance C12 of the ceramic capacitor 12, the series inductance component L12, and the inductance L13 of the inductance element 13.
  • ESR series resistance component
  • ESL series inductance component
  • the inductance L13 of the inductance element 13 is set to a value at which the series resonance frequency f14 of the first capacitor line 14 and the series resonance frequency f15 of the second capacitor line 15 coincide.
  • Such a configuration can prevent parallel resonance between the first capacitor line 14 and the second capacitor line 15, that is, between the film capacitor 11 and the ceramic capacitor 12.
  • the simulations whose results are shown in FIGS. 2 and 3 were performed under the following conditions.
  • the capacitance C11 of the film capacitor 11 is 1160 ⁇ F
  • the series resistance component R11 is 0.75 m ⁇
  • the series inductance component L11 is 20 nH.
  • the electrostatic capacitance C12 of the ceramic capacitor 12 is 40 ⁇ F
  • the series resistance component R12 is 2 m ⁇
  • the series inductance component L12 is 2 nH.
  • the inductance L13 of the inductance element 13 is 578 nH.
  • a high frequency current of 1 kHz to 10 MHz with an effective value of 1 A was applied from the constant current source to the capacitor circuit 1 having such element parameters.
  • FIG. 2A is a diagram showing the impedance characteristics of the first capacitor line 14 (film capacitor) and the second capacitor line 15 (ceramic capacitor) shown in FIG. 1 and the combined impedance characteristics of the capacitor circuit 1.
  • FIG. 2B is a diagram showing the current of the first capacitor line 14 (film capacitor) and the current of the second capacitor line 15 (ceramic capacitor) when an external current having an effective value of 1A is applied to the capacitor circuit 1. is there.
  • 3A shows the frequency spectrum of the current in the first capacitor line 14, and FIG. 3B shows the frequency spectrum of the current in the second capacitor line 15.
  • the series resonance frequency of the first capacitor line 14 and the second capacitor line 15 The series resonance frequency matches.
  • the resonance frequency due to the inductive reactance and the capacitive reactance in the closed circuit composed of two lines matches the series resonance frequency of each line, so that the first capacitor line and the second capacitor line No resonance current is generated. That is, an overcurrent in the vicinity of 200 kHz as shown in FIG. 12B of the prior art does not occur as shown in FIG. Therefore, as can be seen from the frequency spectrum shown in FIG. 3, the spectrum standing in the vicinity of 200 kHz as shown in FIG. 13 is suppressed.
  • the impedance of the first capacitor line 14 and the second capacitor line 15 is only a pure resistance component.
  • the current flowing through the first capacitor line 14 at the resonance frequency and the current flowing through the second capacitor line 15 are inversely proportional to the ratio of the pure resistance components of the lines 14 and 15.
  • the impedance of the first capacitor line 14 and the impedance of the second capacitor line 15 are closer than the other frequency bands due to the characteristics of the combination of these capacitors.
  • the current flowing only in the first capacitor line 14 in the other frequency band is shunted to the second capacitor line 15 in the frequency range centered on the resonance frequency. Therefore, since the current value flowing into the film capacitor 11 can be suppressed at the resonance frequency, the allowable ripple current at the resonance frequency can be further increased.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the capacitor circuit 2 of the present embodiment.
  • a first capacitor line 24 having a film capacitor 21 and a second capacitor line 25 having a ceramic capacitor 22 are arranged in parallel as in the first embodiment. Become connected.
  • the first capacitor line 24 is made of a line conductor to which the film capacitor 21 and the external electrode of the film capacitor 21 are connected.
  • An inductance element 231 having a predetermined inductance L231 is inserted into the line conductor. That is, the first capacitor line 24 includes a circuit in which the film capacitor 21 and the inductance element 231 are connected in series.
  • the film capacitor 21 has a predetermined capacitance C21, and has characteristics of having a series resistance component (ESR) R21 and a series inductance component (ESL) L21. With such a configuration, the first capacitor line 24 has a series resonance frequency f24 based on the capacitance C21 of the film capacitor 21, the series inductance component L21, and the inductance L231 of the inductance element 231.
  • the second capacitor line 25 is made of a line conductor in which a ceramic capacitor 22 and an external electrode of the ceramic capacitor 22 are connected.
  • An inductance element 232 having a predetermined inductance L232 is inserted into the line conductor. That is, the second capacitor line 25 includes a circuit in which the ceramic capacitor 22 and the inductance element 232 are connected in series.
  • the ceramic capacitor 22 has a characteristic of having a predetermined capacitance C22, a series resistance component (ESR) R22, and a series inductance component (ESL) L22.
  • the inductance L231 of the inductance element 231 and the inductance L232 of the inductance element 232 are such that the series resonance frequency f24 of the first capacitor line 24 and the series resonance frequency f25 of the second capacitor line 25 match at the specific frequency f0. Is set to a value.
  • the specific frequency f0 is set to a frequency at which a current value in a ripple current having a predetermined bandwidth flowing into the capacitor circuit 2 from the outside becomes maximum.
  • the film capacitor 21 and the ceramic capacitor 22 are the same as the film capacitor 11 and the ceramic capacitor 12 shown in the simulation of the first embodiment.
  • the inductance L231 of the inductance element 231 connected in series with the film capacitor 21 was 34.6 nH
  • the inductance L232 of the inductance element 232 connected in series with the ceramic capacitor 22 was 1581 nH.
  • a high-frequency current of 1 kHz to 10 MHz with an effective value of 1 A was applied from the constant current source to the capacitor circuit 2 having such element parameters as in the first embodiment.
  • FIG. 5A is a diagram showing the impedance characteristics of the first capacitor line 24 (film capacitor) and the second capacitor line 25 (ceramic capacitor) shown in FIG. 4 and the combined impedance characteristics of the capacitor circuit 2.
  • FIG. 5B is a diagram showing the current of the first capacitor line 24 (film capacitor) and the current of the second capacitor line 25 (ceramic capacitor) when an external current having an effective value of 1A is applied to the capacitor circuit 2. is there.
  • FIG. 6A shows the frequency spectrum of the current in the first capacitor line 24, and FIG. 6B shows the frequency spectrum of the current in the second capacitor line 25.
  • the first and second capacitor lines 24, 24, 24, The 25 series resonance frequencies can be frequency shifted simultaneously.
  • the resonance frequency due to the inductive reactance and the capacitive reactance in the closed circuit composed of two lines matches the series resonance frequency of each line, so that the first capacitor line and the second capacitor line No resonance current is generated. That is, an overcurrent in the vicinity of 200 kHz as shown in FIG. 12B of the prior art does not occur as shown in FIG. Therefore, as can be seen from the frequency spectrum shown in FIG. 6, the spectrum standing in the vicinity of 200 kHz as shown in FIG. 13 of the prior art is suppressed.
  • the ripple current is shunted to the second capacitor line 25 at the frequency f0 at which the ripple current is maximum. For this reason, as shown in FIG. 6 compared with FIG. 3, the amount of current flowing into the film capacitor 21 at a frequency f0 (20 kHz) having a high current value can be suppressed. At this time, the shunted current flows to the ceramic capacitor 22, but the ceramic capacitor 22 has higher heat resistance than the film capacitor 21, and the allowable ripple current is also high. Can be tolerated. In this way, the allowable ripple current is more effectively achieved as the capacitor circuit 2 by suppressing the current flowing through the film capacitor 21 and diverting it to the ceramic capacitor 22 at the frequency of the maximum current value that most affects the allowable ripple current. Can be high.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the capacitor circuit 3 of the present embodiment.
  • the capacitor circuit 3 of this embodiment includes a first capacitor line 34 having a film capacitor 31 and a second capacitor line 35 having a ceramic capacitor 32, as in the first and second embodiments. Are connected in parallel.
  • the capacitor circuit 3 of the present embodiment is obtained by connecting a resistor element 333 in series to a first capacitor line 34 to which a film capacitor 31 is connected to the capacitor circuit 2 shown in the second embodiment.
  • the configuration is the same as that of the capacitor circuit 2 of the second embodiment shown in FIG.
  • This resistance element 333 corresponds to the impedance adjusting means of the present invention.
  • the resistance element 333 is a resistor made of, for example, discrete components, and has a characteristic of a resistance value R333.
  • the resistance value R333 may be realized by changing the shape of the line conductor.
  • the resistance value R333 is set so that the impedance of the second capacitor line 35 in the predetermined frequency band near the specific frequency f0 is lower than the impedance of the first capacitor line 34.
  • the resistance value R333 is set such that the impedance of the second capacitor line 35 at the specific frequency f0 is significantly lower (for example, one digit or two digits or more) than the impedance of the first capacitor line 34. .
  • the capacitor circuit 3 is divided into the ceramic capacitor 32 by further greatly suppressing the current flowing through the film capacitor 31 at the frequency of the maximum current value that has the most influence on the allowable ripple current.
  • the allowable ripple current can be increased more effectively than in the above configuration. Even if a current flows through the first capacitor line 34, it is consumed by the resistance element 333, so that the film capacitor 31 can be prevented from generating heat.
  • FIG. 8A is a diagram showing the impedance characteristics of the first capacitor line 34 (film capacitor) and the second capacitor line 35 (ceramic capacitor) shown in FIG. 7 and the combined impedance characteristics of the capacitor circuit 3.
  • FIG. 8B is a diagram showing the current of the first capacitor line 34 (film capacitor) and the current of the second capacitor line 35 (ceramic capacitor) when an external current having an effective value of 1A is applied to the capacitor circuit 5. is there.
  • FIG. 9A shows the frequency spectrum of the current in the first capacitor line 34
  • FIG. 9B shows the frequency spectrum of the current in the second capacitor line 35.
  • the impedance of the second capacitor line 35 at the specific frequency f0 is lower than the impedance of the first capacitor line 34. can do. For this reason, as shown in FIG. 8A, the impedance of the second capacitor line 35 becomes lower at the specific frequency f0. As a result, as shown in FIG. 8B, the magnitude relationship between the current values of the first capacitor line 34 and the second capacitor line 35 is reversed in the vicinity of the specific frequency f0, and almost all of the current values at the specific frequency f0. Current flows to the second capacitor line 35.
  • the ceramic capacitor 32 has a higher allowable ripple current and higher heat resistance than the film capacitor 31, and therefore, the ripple current flowing into the capacitor circuit 3. Even if all the current flows, the heat generated in the film capacitor 21 can be allowed without any problem.
  • the capacitor circuit 3 allows the allowable ripple current to be reduced by greatly suppressing the current flowing through the film capacitor 31 at the frequency having the maximum current value that most affects the allowable ripple current and flowing only through the ceramic capacitor 32. Further, it can be effectively increased.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a circuit configuration of the inverter circuit 5 of the present embodiment.
  • the inverter circuit 5 includes a DC power source 51 made of a battery or the like, a switching circuit 53, and a smoothing capacitor circuit 52 made of the capacitor circuit shown in each of the above embodiments.
  • the smoothing capacitor circuit 52 is connected in parallel to the connection line 500 between the DC power supply 51 and the switching circuit 53.
  • the switching circuit 53 is composed of a group of semiconductor switches, for example, PWM controlled by a control unit (not shown) to convert DC power into AC power, and outputs three-phase AC to a motor (not shown).
  • an inverter circuit having a high allowable ripple current can be configured without increasing the size.
  • a snubber capacitor can be connected in parallel to the input side of the switching circuit 53 of the inverter circuit 5.
  • a third capacitor line including a snubber capacitor is connected in parallel to the first capacitor line including the film capacitor and the second capacitor line including the ceramic capacitor. Also good.
  • the capacitor circuit can be configured by integrating the smoothing capacitor circuit and the snubber capacitor.
  • an inverter circuit that converts DC power to AC power is shown as an example.
  • a circuit that converts AC power to DC power is shown in the first to third embodiments. If the capacitor circuit is installed on the DC power side of the conversion circuit, the above-described effect can be obtained. Similarly, the capacitor circuit shown in the above-described embodiment can also be used in a DC-DC converter or the like that converts DC power into other DC power.
  • an inductor element is inserted into a capacitor line and connected in series to the capacitor.
  • an inductor may be formed depending on the shape of the line conductor.
  • the electrical characteristics of the film capacitor or the ceramic capacitor itself is not changed.
  • the electrical characteristics of the film capacitor or the ceramic capacitor for example, a series inductance component (ESL), a series resistance, or the like.
  • ESL series inductance component
  • the component (ESR) may be changed, or the capacitance of the ceramic capacitor may be changed.
  • the adjustment is completed simply by replacing a capacitor with known characteristics, and the shape adjustment of the line conductor can be eliminated or reduced.
  • the case where there is one each of the first capacitor line including the film capacitor and the second capacitor line including the ceramic capacitor is shown, but there may be a plurality of these.
  • the inductance, capacitance, and resistance value may be adjusted for each capacitor line.
  • the smoothing capacitor circuit used for the inverter circuit is shown as an example. However, if the capacitor circuit is affected by the unnecessary high-frequency signal when a large current unnecessary high-frequency signal flows in from the outside, The above-described configuration can be applied.
  • 1,2,3,101-capacitor circuit 11,21,31,111-film capacitor, 12,22,32,112-ceramic capacitor, 13,231,232,331,332-inductance element, 333-resistance element 14, 24, 34-first capacitor line, 15, 25, 35-second capacitor line, 51-DC power supply, 52-smoothing capacitor circuit, 53-switching circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Fixed Capacitors And Capacitor Manufacturing Machines (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

　構成要素である複数のコンデンサによる並列共振を防止し、許容リップル電流を高めることができるコンデンサ回路を実現する。 　コンデンサ回路（１）は、フィルムコンデンサ（１１）を有する第１コンデンサライン（１４）と、セラミックコンデンサ（１２）を有する第２コンデンサライン（１５）とが並列接続された回路構成を有する。第２コンデンサライン（１５）には、インダクタンス素子（１３）が挿入されており、セラミックコンデンサ（１２）と直列接続されている。このインダクタンス素子（１３）は、第１コンデンサライン（１４）の直列共振周波数（ｆ１４）と、第２コンデンサライン（１５）の直列共振周波数（ｆ１５）とが一致する値に設定されている。

Description

コンデンサ回路および電力変換回路
　この発明は、それぞれにコンデンサが接続された複数のコンデンサラインを並列接続してなるコンデンサ回路、特に、交流電力と直流電力とを変換する電力変換回路の平滑コンデンサ回路として用いられるコンデンサ回路に関するものである。
　電気自動車やハイブリット自動車等でモータに交流電力を供給する回路としてインバータ回路が用いられる。インバータ回路は、直流電力源であるバッテリと、直流電力を交流電力に変換する変換回路と、バッテリと変換回路との間に接続された平滑用のコンデンサ回路とを一般的に有する（例えば、特許文献１参照。）。そして、平滑コンデンサ回路に用いられるコンデンサとしては、現在、主としてポリプロピレンフィルム（Ｐ．Ｐ．）を用いたフィルムコンデンサが利用されている。
　フィルムコンデンサでは、単位体積当たりもしくは単位静電容量当たりの許容リップル電流が使用温度により制限される。このため、車載等の大電流系で且つ電子部品として過酷な使用環境（使用温度等）下では、インバータ回路としての許容リップル電流の条件を満たすために、平滑回路として必要な静電容量以上の静電容量を確保しなければならない。このため、フィルムコンデンサ自体を大きくしたり、複数のフィルムコンデンサを並列に接続したコンデンサ回路を用いている。したがって、フィルムコンデンサのみを用いた従来のコンデンサ回路のモジュールは、筐体が大きくなってしまう。
　一方で、筐体をあまり大きくすることなく、許容リップル電流を改善するためのコンデンサ回路として、許容リップル電流が高く、耐熱性が高く、低ＥＳＲおよび低ＥＳＬのセラミックコンデンサを、フィルムコンデンサと組み合わせたものが提案されている。
　図１１は、複数のコンデンサを並列接続した平滑用のコンデンサ回路の等価回路図である。
　図１１に示すように、平滑用のコンデンサ回路１０１は、フィルムコンデンサ１１１とセラミックコンデンサ１１２とを並列接続する構造からなる。ここで、フィルムコンデンサ１１１は、静電容量Ｃ１１１を有し、等価直列抵抗（ＥＳＲ）Ｒ１１１、等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）Ｌ１１１の特性を有する。セラミックコンデンサ１１２は、静電容量Ｃ１１２を有し、等価直列抵抗（ＥＳＲ）Ｒ１１２、等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）Ｌ１１２の特性を有する。
特開平１１－９８８５２号公報
　しかしながら、上述のようなフィルムコンデンサとセラミックコンデンサとを並列接続してなるコンデンサ回路では、フィルムコンデンサとセラミックコンデンサとでインピーダンス特性が相違する。
　図１２（Ａ）は、図１１に示したようなフィルムコンデンサ１１１側回路とセラミックコンデンサ１１２側回路のそれぞれインピーダンスの周波数特性と、コンデンサ回路１０１の合成インピーダンスの周波数特性とを示す図であり、図１２（Ｂ）はコンデンサ回路１０１に実効値１Ａの外部電流を印加した場合のフィルムコンデンサ１１１側回路の電流およびセラミックコンデンサ１１２側回路の電流の周波数特性を示した図である。
　また、図１３（Ａ）はフィルムコンデンサ１１１側回路の電流の周波数スペクトルを示し、図１３（Ｂ）はセラミックコンデンサ１１２側回路の電流の周波数スペクトルを示した図である。
　なお、図１２、図１３に結果を示すシミュレーションは、次に条件で行った。フィルムコンデンサ１１１の静電容量Ｃ１１１は１１６０μＦであり、直列抵抗成分Ｒ１１１は０．７５ｍΩであり、直列インダクタンス成分Ｌ１１１は２０ｎＨである。また、セラミックコンデンサ１１２の静電容量Ｃ１１２は４０μＦであり、直列抵抗成分Ｒ１１２は２ｍΩであり、直列インダクタンス成分Ｌ１１２は２ｎＨである。そして、このような素子パラメータからなるコンデンサ回路１０１に対して、定電流源から実効値１Ａで１ｋＨｚ～１０ＭＨｚの交流電流を印加した。
　図１２（Ａ）に示すように、フィルムコンデンサ１１１とセラミックコンデンサ１１２とは、インピーダンスの周波数特性が異なる。このように、インピーダンスの周波数特性が異なるコンデンサ同士を並列接続した場合、２つのラインで構成される閉回路内の誘導性リアクタンスの大きさと容量性リアクタンスの大きさとが一致することにより、並列共振が発生する。例えば、図１２であれば、２００ｋＨｚ付近で並列共振が発生する。そして、この並列共振周波数と各ラインの直列共振周波数とが異なるため、２つのコンデンサの並列回路からなる閉回路中で循環する共振電流が発生する。
　ここで、スイッチング回路から流入するリップル電流に、当該並列共振周波数成分が存在すると、リップル電流の並列共振周波数成分が増幅されて、図１２（Ｂ）の電流値や図１３の１００ｋＨｚ～２００ｋＨｚのスペクトルに示すように大幅な過電流となる。このため、当該並列共振周波数成分の過電流によりフィルムコンデンサが加熱し、結果的に、平滑コンデンサ回路として許容リップル電流を低下させることとなってしまう。
　本発明の目的は、構成要素である複数のコンデンサによる並列共振を防止し、許容リップル電流を高める等の外部からの不要高周波電流に対する耐性を実質的に高めることができるコンデンサ回路を実現することにある。
　この発明は、第１のコンデンサを含む第１コンデンサラインと、第２のコンデンサを含む第１のコンデンサラインと異なる電気的特性を有する第２コンデンサラインとが、並列接続されたコンデンサ回路に関する。このコンデンサ回路は、共振周波数調整手段により、第１コンデンサラインの第１直列共振周波数と第２コンデンサラインの第２直列共振周波数とを特定周波数で一致させるように、第１コンデンサラインと第２コンデンサラインの少なくとも一方のリアクタンスを調整する。
　この構成では、並列に接続された第１コンデンサラインと第２コンデンサラインとの少なくとも一方のリアクタンスが変化して、２つのラインの直列共振周波数が特定周波数で一致する。これにより、２つのラインで構成される閉回路内の誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとによる共振周波数と、各ラインの直列共振周波数とが一致するため、第１コンデンサラインと第２コンデンサラインとによる共振電流が発生しない。
　この際、特定周波数での各ラインのインピーダンスは純抵抗成分と等価になる。このため、外部から流入する不要高周波信号の特定周波数成分は、各ラインの純抵抗成分の比に応じて分流する。
　また、この発明の構成において、流入する高周波信号の周波数帯域における最大電流値を有する周波数に特定周波数を設定することにより、高周波信号における最大電流値となる周波数すなわちコンデンサ回路としての許容電流値に最も影響を与える周波数で分流が行われる。
　また、特定周波数での第１コンデンサラインのインピーダンスを、特定周波数での第２コンデンサラインのインピーダンスよりも高くすることによって、特定周波数の分流信号が、第１コンデンサラインよりも第２コンデンサラインへ多く流れ、第１のコンデンサに流れる高周波信号をより効果的に抑制でき、第１のコンデンサでの発熱を抑制することができる。
　この発明によれば、構成要素である複数のコンデンサによる並列共振を防止して、許容リップル電流が高いコンデンサ回路および当該コンデンサ回路を備えた電力変換回路を実現することができる。
第１の実施形態のコンデンサ回路１の等価回路図である。 第１の実施形態のコンデンサ回路１に関するインピーダンス特性および電流特性を示す図である。 第１の実施形態のコンデンサ回路１に関する電流の周波数スペクトルを示した図である。 第２の実施形態のコンデンサ回路２の等価回路図である。 第２の実施形態のコンデンサ回路２に関するインピーダンス特性および電流特性を示す図である。 第２の実施形態のコンデンサ回路２に関する電流の周波数スペクトルを示した図である。 第３の実施形態のコンデンサ回路３の等価回路図である。 第３の実施形態のコンデンサ回路３に関するインピーダンス特性および電流特性を示す図である。 第３の実施形態のコンデンサ回路３に関する電流の周波数スペクトルを示した図である。 第４の実施形態のインバータ回路の回路構成を示すブロック図である。 従来の実施形態のコンデンサ回路１０１の等価回路図である。 従来の実施形態のコンデンサ回路１０１に関するインピーダンス特性および電流特性を示す図である。 従来の実施形態のコンデンサ回路１０１に関する電流の周波数スペクトルを示した図である。
　本発明の第１の実施形態に係るコンデンサ回路について、図を参照して説明する。
　図１は本実施形態のコンデンサ回路１の等価回路図である。
　本実施形態のコンデンサ回路１は、インバータ回路内の直流電源とスイッチング回路との間に並列接続された、所謂平滑用のコンデンサ回路である。
　図１に示すように、コンデンサ回路１は、本発明の第１のコンデンサに相当するフィルムコンデンサ１１を有する第１コンデンサライン１４と、本発明の第２のコンデンサに相当するセラミックコンデンサ１２を有する第２コンデンサライン１５とが並列接続されてなる。
　第１コンデンサライン１４は、フィルムコンデンサ１１と該フィルムコンデンサ１１の外部電極が接続したライン導体からなる。フィルムコンデンサ１１は、ポリプロピレン等の有機絶縁性材料を誘電体とする構造からなり、所定の静電容量Ｃ１１を有するとともに、直列抵抗成分（ＥＳＲ）Ｒ１１、直列インダクタンス成分（ＥＳＬ）Ｌ１１を有する特性からなる。このような構成により、第１コンデンサライン１４は、フィルムコンデンサ１１の静電容量Ｃ１１、直列インダクタンス成分Ｌ１１に基づく直列共振周波数ｆ１４を有する。
　第２コンデンサライン１５は、セラミックコンデンサ１２と該セラミックコンデンサ１２の外部電極が接続したライン導体からなる。このライン導体には、所定インダクタンスＬ１３を有するインダクタンス素子１３が挿入されている。このインダクタンス素子１３が本発明の共振周波数調整手段に相当する。すなわち、第２コンデンサライン１５は、セラミックコンデンサ１２とインダクタンス素子１３とが直列接続された回路からなる。セラミックコンデンサ１２は、セラミック素材を誘電体とする構造からなり、所定の静電容量Ｃ１２を有するとともに、直列抵抗成分（ＥＳＲ）Ｒ１２、直列インダクタンス成分（ＥＳＬ）Ｌ１２を有する特性からなる。このような構成により、第２コンデンサライン１５は、セラミックコンデンサ１２の静電容量Ｃ１２、直列インダクタンス成分Ｌ１２、インダクタンス素子１３のインダクタンスＬ１３に基づく直列共振周波数ｆ１５を有する。
　ここで、インダクタンス素子１３のインダクタンスＬ１３は、第１コンデンサライン１４の直列共振周波数ｆ１４と、第２コンデンサライン１５の直列共振周波数ｆ１５とが一致する値に設定されている。
　このような構成とすることで、第１コンデンサライン１４と第２コンデンサライン１５との間、すなわちフィルムコンデンサ１１とセラミックコンデンサ１２との間での並列共振を防止することができる。
　ここで、具体的にシミュレーションした結果を図２、図３に示す。なお、図２、図３に結果を示すシミュレーションは、次の条件で行った。フィルムコンデンサ１１の静電容量Ｃ１１は１１６０μＦであり、直列抵抗成分Ｒ１１は０．７５ｍΩであり、直列インダクタンス成分Ｌ１１は２０ｎＨである。また、セラミックコンデンサ１２の静電容量Ｃ１２は４０μＦであり、直列抵抗成分Ｒ１２は２ｍΩであり、直列インダクタンス成分Ｌ１２は２ｎＨである。さらに、インダクタンス素子１３のインダクタンスＬ１３は５７８ｎＨとした。そして、このような素子パラメータからなるコンデンサ回路１に対して、定電流源から実効値１Ａで１ｋＨｚ～１０ＭＨｚの高周波電流を印加した。なお、以下の説明では、１ｋＨｚ以上で１０ＭＨｚや２０ＭＨｚ程度まで周波数帯域からなる交流を高周波と呼ぶものとする。
　図２（Ａ）は、図１に示した第１コンデンサライン１４（フィルムコンデンサ）および第２コンデンサライン１５（セラミックコンデンサ）のそれぞれインピーダンス特性と、コンデンサ回路１の合成インピーダンス特性とを示す図であり、図２（Ｂ）はコンデンサ回路１に実効値１Ａの外部電流を印加した場合の第１コンデンサライン１４（フィルムコンデンサ）の電流および第２コンデンサライン１５（セラミックコンデンサ）の電流を示した図である。また、図３（Ａ）は第１コンデンサライン１４の電流の周波数スペクトルを示し、図３（Ｂ）は第２コンデンサライン１５の電流の周波数スペクトルを示した図である。
　本実施形態に示したインダクタンス素子１３を第２コンデンサライン１５に挿入する構成を用いることで、図２（Ａ）に示すように、第１コンデンサライン１４の直列共振周波数と第２コンデンサライン１５の直列共振周波数とが一致する。これにより、２つのラインで構成される閉回路内の誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとによる共振周波数と、各ラインの直列共振周波数とが一致するため、第１コンデンサラインと第２コンデンサラインとによる共振電流が発生しない。すなわち、従来技術の図１２（Ｂ）に示したような２００ｋＨｚ近傍での過電流が、図２（Ｂ）に示すように発生しない。そのため、図３に示す周波数スペクトルからも分かるように、図１３に示すような２００ｋＨｚ近傍に立つスペクトルが抑圧される。
　このように、本実施形態の構成を用いることで、並列共振が防止され、特定周波数における過電流を防止することができる。これにより、コンデンサ回路１として、許容リップル電流を高くすることができる。
　さらに、一致させた共振周波数では、第１コンデンサライン１４、第２コンデンサライン１５のインピーダンスは、純抵抗成分のみとなる。このため、当該共振周波数での第１コンデンサライン１４に流れる電流と、第２コンデンサライン１５に流れる電流は、各ライン１４，１５の純抵抗成分の比に反比例する。そして、このような共振周波数では、これらのコンデンサの組み合わせの特性上、第１コンデンサライン１４のインピーダンスと第２コンデンサライン１５のインピーダンスとが他の周波数帯域よりも近接する。このため、他の周波数帯域で第１コンデンサライン１４のみに流れていた電流が、共振周波数を中心とする周波数範囲では第２コンデンサライン１５へ分流する。したがって、当該共振周波数ではフィルムコンデンサ１１に流れ込む電流値を抑制することができるので、さらに当該共振周波数での許容リップル電流を高くすることができる。
　次に、第２の実施形態に係るコンデンサ回路について、図を参照して説明する。
　図４は本実施形態のコンデンサ回路２の等価回路図である。
　図４に示すように、本実施形態のコンデンサ回路２は、第１の実施形態と同様に、フィルムコンデンサ２１を有する第１コンデンサライン２４と、セラミックコンデンサ２２を有する第２コンデンサライン２５とが並列接続されてなる。
　第１コンデンサライン２４は、フィルムコンデンサ２１と該フィルムコンデンサ２１の外部電極が接続したライン導体からなる。このライン導体には、所定インダクタンスＬ２３１を有するインダクタンス素子２３１が挿入されている。すなわち、第１コンデンサライン２４は、フィルムコンデンサ２１とインダクタンス素子２３１とが直列接続された回路からなる。フィルムコンデンサ２１は、所定の静電容量Ｃ２１を有するとともに、直列抵抗成分（ＥＳＲ）Ｒ２１、直列インダクタンス成分（ＥＳＬ）Ｌ２１を有する特性からなる。このような構成により、第１コンデンサライン２４は、フィルムコンデンサ２１の静電容量Ｃ２１、直列インダクタンス成分Ｌ２１、インダクタンス素子２３１のインダクタンスＬ２３１に基づく直列共振周波数ｆ２４を有する。
　第２コンデンサライン２５は、セラミックコンデンサ２２と該セラミックコンデンサ２２の外部電極が接続したライン導体からなる。このライン導体には、所定インダクタンスＬ２３２を有するインダクタンス素子２３２が挿入されている。すなわち、第２コンデンサライン２５は、セラミックコンデンサ２２とインダクタンス素子２３２とが直列接続された回路からなる。セラミックコンデンサ２２は、所定の静電容量Ｃ２２を有するとともに、直列抵抗成分（ＥＳＲ）Ｒ２２、直列インダクタンス成分（ＥＳＬ）Ｌ２２を有する特性からなる。
　ここで、インダクタンス素子２３１のインダクタンスＬ２３１とインダクタンス素子２３２のインダクタンスＬ２３２とは、第１コンデンサライン２４の直列共振周波数ｆ２４と、第２コンデンサライン２５の直列共振周波数ｆ２５とが、特定周波数ｆ０で一致する値に設定されている。特定周波数ｆ０は、外部からコンデンサ回路２に流入する所定帯域幅を有するリップル電流における電流値が最大となる周波数に設定されている。
　このような構成とすることで、第１コンデンサライン２４と第２コンデンサライン２５との間、すなわちフィルムコンデンサ２１とセラミックコンデンサ２２との間での並列共振を防止することができる。
　さらに、上述の第１の実施形態に示したように、直列共振周波数では、第１コンデンサライン２４と第２コンデンサライン２５とで分流が生じるので、不要高周波信号の電流値が最大の周波数で分流を発生させることができる。これにより、許容リップル電流の向上に対する分流の影響力を大きくすることができる。
　ここで、具体的にシミュレーションした結果を図５、図６に示す。なお、図５、図６に結果を示すシミュレーションは、リップル電流の最大値が２０ｋＨｚで生じる場合を想定し、次の条件で行った。フィルムコンデンサ２１およびセラミックコンデンサ２２は、第１の実施形態のシミュレーションで示したフィルムコンデンサ１１およびセラミックコンデンサ１２と同じものを使用する。さらに、フィルムコンデンサ２１に直列接続するインダクタンス素子２３１のインダクタンスＬ２３１は３４．６ｎＨとし、セラミックコンデンサ２２に直列接続するインダクタンス素子２３２のインダクタンスＬ２３２は１５８１ｎＨとした。そして、このような素子パラメータからなるコンデンサ回路２に対して、第１の実施形態と同様に、定電流源から実効値１Ａで１ｋＨｚ～１０ＭＨｚの高周波電流を印加した。
　図５（Ａ）は、図４に示した第１コンデンサライン２４（フィルムコンデンサ）および第２コンデンサライン２５（セラミックコンデンサ）のそれぞれインピーダンス特性と、コンデンサ回路２の合成インピーダンス特性とを示す図であり、図５（Ｂ）はコンデンサ回路２に実効値１Ａの外部電流を印加した場合の第１コンデンサライン２４（フィルムコンデンサ）の電流および第２コンデンサライン２５（セラミックコンデンサ）の電流を示した図である。また、図６（Ａ）は第１コンデンサライン２４の電流の周波数スペクトルを示し、図６（Ｂ）は第２コンデンサライン２５の電流の周波数スペクトルを示した図である。
　本実施形態に示した、インダクタンス素子２３１を第１コンデンサライン２４に挿入するとともに、インダクタンス素子２３２を第２コンデンサライン２５に挿入する構成を用いることで、並列する第１、第２コンデンサライン２４，２５の直列共振周波数を同時に周波数シフトさせることができる。このため、図５（Ａ）に示すように、第１コンデンサライン２４の直列共振周波数と第２コンデンサライン２５の直列共振周波数とが特定周波数ｆ０＝２０ｋＨｚで一致する。これにより、２つのラインで構成される閉回路内の誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとによる共振周波数と、各ラインの直列共振周波数とが一致するため、第１コンデンサラインと第２コンデンサラインとによる共振電流が発生しない。すなわち、従来技術の図１２（Ｂ）に示したような２００ｋＨｚ近傍での過電流が、図５（Ｂ）に示すように発生しない。そのため、図６に示す周波数スペクトルからも分かるように、従来技術の図１３に示すような２００ｋＨｚ近傍に立つスペクトルが抑制される。
　このように、本実施形態の構成を用いることで、並列共振が防止され、局部周波数における過電流を防止することができる。これにより、コンデンサ回路２として、許容リップル電流を高くすることができる。
　さらに、リップル電流が最大となる周波数ｆ０ではリップル電流が第２コンデンサライン２５へ分流する。このため、図３と比較して図６に示すように、電流値が高い周波数ｆ０（２０ｋＨｚ）でフィルムコンデンサ２１に流れ込む電流量を抑制することができる。この際、分流した電流は、セラミックコンデンサ２２に流れるが、セラミックコンデンサ２２はフィルムコンデンサ２１と比較して高耐熱性を有し、許容リップル電流も高いので、フィルムコンデンサ２１で生じるような発熱を問題無く許容させることができる。このように、許容リップル電流に最も影響する最大電流値の周波数で、フィルムコンデンサ２１に流れる電流を抑制してセラミックコンデンサ２２へ分流することで、コンデンサ回路２として、許容リップル電流をより効果的に高くすることができる。
　次に、第３の実施形態に係るコンデンサ回路について、図を参照して説明する。
　図７は本実施形態のコンデンサ回路３の等価回路図である。
　図７に示すように、本実施形態のコンデンサ回路３は、第１、第２の実施形態と同様に、フィルムコンデンサ３１を有する第１コンデンサライン３４と、セラミックコンデンサ３２を有する第２コンデンサライン３５とが並列接続されてなる。
　本実施形態のコンデンサ回路３は、第２の実施形態に示したコンデンサ回路２に対して、フィルムコンデンサ３１が接続された第１コンデンサライン３４に抵抗素子３３３を直列接続したものであり、他の構成は図４に示した第２の実施形態のコンデンサ回路２と同じである。この抵抗素子３３３が本発明のインピーダンス調整手段に相当する。
　抵抗素子３３３は、例えばディスクリート部品からなる抵抗器であり、抵抗値Ｒ３３３の特性を有する。なお、本実施形態ではディスクリート部品の抵抗器を用いる例を示したが、ライン導体の形状を変更することで抵抗値Ｒ３３３を実現しても良い。ここで、抵抗値Ｒ３３３は、特定周波数ｆ０近傍の所定周波数帯域での第２コンデンサライン３５のインピーダンスが第１コンデンサライン３４のインピーダンスよりも低くなるように設定されている。さらに、抵抗値Ｒ３３３は、特定周波数ｆ０での第２コンデンサライン３５のインピーダンスが第１コンデンサライン３４のインピーダンスよりも大幅に（例えば一桁や二桁以上）低い値となるように設定されている。
　このような構成とすることで、特定周波数ｆ０近傍ではリップル電流がセラミックコンデンサ３２に流れ、フィルムコンデンサ３１に流れる電流は抑制される。
　このように、許容リップル電流に最も影響する最大電流値の周波数で、フィルムコンデンサ３１に流れる電流をさらに大幅に抑制してセラミックコンデンサ３２へ分流することで、コンデンサ回路３として、第２の実施形態の構成よりもさらに効果的に許容リップル電流を高くすることができる。また、第１コンデンサライン３４に電流が流れても、抵抗素子３３３で消費されるので、フィルムコンデンサ３１の発熱を防止することができる。
　ここで、具体的にシミュレーションした結果を図８、図９に示す。なお、図８、図９に結果を示すシミュレーションは、抵抗値Ｒ３３３を５０ｍΩとして、他のパラメータは第２の実施形態と同様である。
　図８（Ａ）は、図７に示した第１コンデンサライン３４（フィルムコンデンサ）および第２コンデンサライン３５（セラミックコンデンサ）のそれぞれインピーダンス特性と、コンデンサ回路３の合成インピーダンス特性とを示す図であり、図８（Ｂ）はコンデンサ回路５に実効値１Ａの外部電流を印加した場合の第１コンデンサライン３４（フィルムコンデンサ）の電流および第２コンデンサライン３５（セラミックコンデンサ）の電流を示した図である。また、図９（Ａ）は第１コンデンサライン３４の電流の周波数スペクトルを示し、図９（Ｂ）は第２コンデンサライン３５の電流の周波数スペクトルを示した図である。
　本実施形態に示した、第１コンデンサライン３４へさらに抵抗素子３３３を挿入する構成を用いることで、特定周波数ｆ０での第２コンデンサライン３５のインピーダンスを、第１コンデンサライン３４のインピーダンスよりも低くすることができる。このため、図８（Ａ）に示すように、特定周波数ｆ０で、第２コンデンサライン３５のインピーダンスの方が低くなる。これにより、図８（Ｂ）に示すように、特定周波数ｆ０近傍で、第１コンデンサライン３４と第２コンデンサライン３５とで電流値の大小関係が逆転し、さらに、特定周波数ｆ０で殆ど全ての電流が第２コンデンサライン３５へ流れる。ここで、上述の第２の実施形態で記載したように、セラミックコンデンサ３２は、フィルムコンデンサ３１と比較して、許容リップル電流が高く、高耐熱性を有するので、コンデンサ回路３へ流入するリップル電流が全て流れてもフィルムコンデンサ２１で生じるような発熱を問題無く許容させることができる。
　このように、許容リップル電流に最も影響する最大電流値の周波数で、フィルムコンデンサ３１に流れる電流を大幅に抑制して、略セラミックコンデンサ３２のみへ流すことで、コンデンサ回路３として、許容リップル電流をさらに効果的に高くすることができる。
　次に、第４の実施形態に係るインバータ回路について図を参照して説明する。
　図１０は本実施形態のインバータ回路５の回路構成を示すブロック図である。
　図１０に示すように、インバータ回路５は、バッテリ等からなる直流電源５１と、スイッチング回路５３と、上述の各実施形態に示したコンデンサ回路からなる平滑コンデンサ回路５２とを備える。平滑コンデンサ回路５２は、直流電源５１とスイッチング回路５３との接続ライン５００に対して並列に接続される。
　スイッチング回路５３は、半導体スイッチ群により構成され、例えば図示しない制御部によりＰＷＭ制御されることで直流電力から交流電力に変換して、図示しないモータ等へ三相交流を出力する。
　このようなインバータ回路５に対して、上述の各実施形態の構成からなる平滑コンデンサ回路５２を用いることで、許容リップル電流の高いインバータ回路を、大型化することなく構成できる。
　さらに、当該インバータ回路５のスイッチング回路５３の入力側に、スナバ用コンデンサを並列接続することもできる。この場合、上述のコンデンサ回路において、フィルムコンデンサを含む第１コンデンサラインとセラミックコンデンサを含む第２コンデンサラインとに対して、さらに並列にスナバ用コンデンサを含む第３のコンデンサラインを接続する構成にしてもよい。これにより、平滑コンデンサ回路とスナバ用コンデンサとを一体化してコンデンサ回路を構成することができる。
　なお、本実施形態では、直流電力から交流電力に変換するインバータ回路を例に示したが、交流電力を直流電力に変換する回路であっても、上述の第１～第３の実施形態に示したコンデンサ回路を変換回路の直流電力側に設置すれば、上述の効果を得ることができる。また、同様に、直流電力を他の直流電力に変換するＤＣ－ＤＣコンバータ等においても、上述の実施形態に示したコンデンサ回路を用いることができる。
　また、上述の各実施形態では、インダクタ素子をコンデンサライン内に挿入してコンデンサに直列接続する例を示したが、ライン導体の形状によりインダクタを形成するようにしてもよい。
　また、上述の各実施形態では、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサ自体の電気的特性を変更しない例を示したが、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサの電気的特性、例えば、直列インダクタンス成分（ＥＳＬ）や、直列抵抗成分（ＥＳＲ）を変更したり、セラミックコンデンサの静電容量を変更してもよい。この場合、特性が既知のコンデンサを付け替えるだけで調整が済み、さらに、ライン導体の形状調整を無くしたり軽減したりすることができる。
　また、上述の各実施形態に示したコンデンサ回路では、フィルムコンデンサとセラミックコンデンサとの組み合わせの例を示したが、フィルムコンデンサの替わりにアルミ電解コンデンサを用いたり、セラミックコンデンサの替わりにタンタルコンデンサを用いるようにしてもよい。また、フィルムコンデンサとしては、他の有機絶縁材料を用いたコンデンサを利用してもよい。
　また、上述の各実施形態のコンデンサ回路では、種類の異なるコンデンサを並列接続した例を示したが、互いに特性の異なる同種のコンデンサを並列接続した場合にも、上述の構成を適用し、上述の作用・効果を得ることができる。
　また、上述の各実施形態のコンデンサ回路では、異なる電気的特性のコンデンサを並列に接続した例を示したが、並列する二つのコンデンサライン毎に、同じ電気的特性のコンデンサをそれぞれ異なる数ずつ直列に接続する場合でも、上述の構成を適用し、上述の作用・効果を得ることができる。
　また、上述の各実施形態では、フィルムコンデンサを含む第１コンデンサラインとセラミックコンデンサを含む第２コンデンサラインとがそれぞれ１つの場合を示したが、これらが複数あっても良い。この場合、コンデンサライン毎にインダクタンスやキャパシタンス、さらには抵抗値を調整すればよい。
　また、上述の各実施形態では、インバータ回路に利用される平滑コンデンサ回路を例に示したが、外部から大電流の不要高周波信号が流入し、当該不要高周波信号による影響を受けるコンデンサ回路であれば、上述の構成を適用することができる。
　また、上述の各実施形態では、ライン導体の形状を変更することで、インダクタンスやレジスタンス等の各コンデンサラインの異なる複数の特性を同時に変更することもできる。
１，２，３，１０１－コンデンサ回路、１１，２１，３１，１１１－フィルムコンデンサ、１２，２２，３２，１１２－セラミックコンデンサ、１３，２３１，２３２，３３１，３３２－インダクタンス素子、３３３-抵抗素子、１４，２４，３４－第１コンデンサライン、１５，２５，３５－第２コンデンサライン、５１－直流電源、５２－平滑コンデンサ回路、５３－スイッチング回路

Claims (9)

  1. 　第１のコンデンサを含む第１コンデンサラインと、第２のコンデンサを含む前記第１のコンデンサラインと異なる電気的特性を有する第２コンデンサラインとが、並列接続されたコンデンサ回路であって、
    　前記第１コンデンサラインの第１直列共振周波数と前記第２コンデンサラインの第２直列共振周波数とを特定周波数で一致させるように、前記第１コンデンサラインと前記第２コンデンサラインの少なくとも一方のリアクタンスを調整する共振周波数調整手段を備えた、コンデンサ回路。
  2. 　前記特定周波数は、流入する高周波信号の周波数帯域における最大電流値を有する周波数に設定されている、請求項１に記載のコンデンサ回路。
  3. 　前記共振周波数調整手段は、前記第１コンデンサラインおよび前記第２コンデンサラインの少なくとも一方に挿入されたインダクタンス素子である、請求項１または請求項２に記載のコンデンサ回路。
  4. 　前記共振周波数調整手段は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの少なくとも一方の内部インダクタンスを調整することで前記リアクタンスを調整する、請求項１～請求項３のいずれかに記載のコンデンサ回路。
  5. 　前記特定周波数での前記第１コンデンサラインのインピーダンスを、前記特定周波数での前記第２コンデンサラインのインピーダンスよりも高くする、インピーダンス調整手段を備えた請求項１～請求項４のいずれかに記載のコンデンサ回路。
  6. 　前記インピーダンス調整手段は、前記第１のコンデンサに直列接続する抵抗素子である請求項５に記載のコンデンサ回路。
  7. 　前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとは、異なる電気特性を有するコンデンサである請求項１～請求項６のいずれかに記載のコンデンサ回路。
  8. 　前記第１のコンデンサはフィルムコンデンサであり、前記第２のコンデンサはセラミックコンデンサである請求項７に記載のコンデンサ回路。
  9. 　直流電力を交流電力に変換するかもしくは交流電力を直流電力に変換する交流直流変換回路、または直流電力を他の直流電力に変換する直流変換回路を備え、
    　該交流直流変換回路の直流電力側または前記直流変換回路の少なくとも一方の直流電力側に、請求項１～請求項８のいずれかに記載のコンデンサ回路が接続された電力変換回路。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2016103496A1 (ja) * 2014-12-26 2017-09-14 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP2020092556A (ja) * 2018-12-07 2020-06-11 株式会社ダイヘン 電力変換装置
JP2021013291A (ja) * 2019-07-05 2021-02-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2824815B1 (en) * 2012-03-05 2020-09-16 Fuji Electric Co., Ltd. Power conversion device
KR101386830B1 (ko) * 2012-05-29 2014-04-29 엘에스산전 주식회사 역률보상회로
US10355611B2 (en) * 2014-12-22 2019-07-16 Flex Power Control, Inc. Multi-functional power management system
DE102015205881A1 (de) 2015-04-01 2016-10-06 Robert Bosch Gmbh Pulswechselrichter
CN106329896A (zh) * 2015-06-18 2017-01-11 鸿富锦精密工业(武汉)有限公司 直流电源电路
JP2017143647A (ja) * 2016-02-10 2017-08-17 株式会社日立製作所 電力変換機装置
DE102016224472A1 (de) * 2016-12-08 2018-06-14 Audi Ag Stromrichtereinrichtung für ein Kraftfahrzeug und Kraftfahrzeug
DE102017110608A1 (de) * 2017-05-16 2018-11-22 Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh Inverter
CN107257235A (zh) * 2017-06-06 2017-10-17 中国振华(集团)新云电子元器件有限责任公司(国营第四三二六厂) 一种消除电容器寄生参数的低通滤波电桥

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01321868A (ja) * 1988-06-24 1989-12-27 Hitachi Ltd Ｐｗｍ電力変換装置
JP2003051394A (ja) * 2001-08-07 2003-02-21 Denso Corp 放電灯点灯装置
JP2005328651A (ja) * 2004-05-14 2005-11-24 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2005339157A (ja) * 2004-05-26 2005-12-08 Sanyo Electric Co Ltd 蓄電素子の等価回路モデルを記録した記録媒体、導出プログラム、その記録媒体、導出装置、シミュレーションプログラム、その記録媒体、シミュレーション装置、設計方法、良否判断方法および良否判断装置。

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE500399C2 (sv) * 1988-01-04 1994-06-20 Asea Ab Filterutrustning för en kraftlinje med ett dubbelavstämt shuntfilter
US5260862A (en) * 1991-03-06 1993-11-09 Constant Velocity Transmission Lines, Inc. A-C power line filter
JPH05344709A (ja) * 1992-06-10 1993-12-24 Shindengen Electric Mfg Co Ltd コンデンサの共振電流防止回路
JPH06224644A (ja) * 1993-01-25 1994-08-12 Nec Corp 半導体装置
JP3637741B2 (ja) 1997-09-16 2005-04-13 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
US7212414B2 (en) * 1999-06-21 2007-05-01 Access Business Group International, Llc Adaptive inductive power supply
US6600294B1 (en) * 2002-01-23 2003-07-29 Tyco Electronics Corp. Switched reactance phase shifters
US6985370B2 (en) * 2002-05-24 2006-01-10 David Kerstetter AC power line filter
TWI276811B (en) 2004-05-26 2007-03-21 Sanyo Electric Co Recording medium with equivalent circuit model of storage element stored, recording medium for deriving program, deriving device, recording medium for simulation program, simulation device, design method, and method and device for deciding quality
JP4655020B2 (ja) * 2006-10-10 2011-03-23 株式会社デンソー 平滑コンデンサモジュール及びこれを用いた電力変換装置
US7616010B2 (en) * 2007-04-30 2009-11-10 Rockwell Automation Technologies, Inc. Line impedance measurement method and system
JP5338154B2 (ja) * 2007-07-06 2013-11-13 日産自動車株式会社 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01321868A (ja) * 1988-06-24 1989-12-27 Hitachi Ltd Ｐｗｍ電力変換装置
JP2003051394A (ja) * 2001-08-07 2003-02-21 Denso Corp 放電灯点灯装置
JP2005328651A (ja) * 2004-05-14 2005-11-24 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2005339157A (ja) * 2004-05-26 2005-12-08 Sanyo Electric Co Ltd 蓄電素子の等価回路モデルを記録した記録媒体、導出プログラム、その記録媒体、導出装置、シミュレーションプログラム、その記録媒体、シミュレーション装置、設計方法、良否判断方法および良否判断装置。

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2016103496A1 (ja) * 2014-12-26 2017-09-14 日産自動車株式会社 電力変換装置
US10658940B2 (en) 2014-12-26 2020-05-19 Nissan Motor Co., Ltd. Power converter
JP2020092556A (ja) * 2018-12-07 2020-06-11 株式会社ダイヘン 電力変換装置
JP7108526B2 (ja) 2018-12-07 2022-07-28 株式会社ダイヘン 電力変換装置
JP2021013291A (ja) * 2019-07-05 2021-02-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置

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