WO2009095001A2 - Verfahren und vorrichtung zur schätzung von kanalparametern - Google Patents

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WO2009095001A2
WO2009095001A2 PCT/DE2009/000126 DE2009000126W WO2009095001A2 WO 2009095001 A2 WO2009095001 A2 WO 2009095001A2 DE 2009000126 W DE2009000126 W DE 2009000126W WO 2009095001 A2 WO2009095001 A2 WO 2009095001A2
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M. A. Stefan Valentin
Tobias Volkhausen
Holger Kargl
Halim Yanikomeroglu
Fürüzan Atay ONAT
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Universität Paderborn
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
    • H04L2001/0097—Relays

Definitions

  • the invention relates to a method for estimating channel parameters of a radio channel used for transmitting messages in a receiver, in which a message received from a transmitter is decoded and subjected to an estimation, wherein an algorithm is used to determine the estimated message.
  • the invention relates to a device for estimating channel parameters of a radio channel used for the transmission of messages with a decoder for decoding the message, with an estimator, by means of which an estimated message can be calculated using an algorithm from a transmitted message.
  • DE 199 22 184 A1 discloses a method for estimating channel parameters of a radio channel used for transmitting messages, in which messages received in a receiver are fed to a channel estimator, subsequently decoded and demodulated.
  • the received messages are double-correlated in the channel estimator to estimate the channel parameters, using an algorithm for the Gaussian estimate, for example.
  • the calculation of a hypothesis takes place, wherein the calculation include previously estimated channel parameters.
  • the hypothesis is generated by an iterative channel estimation and data detection process.
  • the known method allows the estimation of channel parameters from the receiver a priori unknown data symbols of the message to be transmitted.
  • the estimation process requires the consideration of channel parameters estimated earlier in the channel estimator.
  • the known method is applied only to subscriber-specific codes (so-called CDMA spreading codes) which are used for subscriber identification or separation in broadband systems.
  • the object of the present invention is to develop a method and a device for estimating channel parameters of a radio channel used for the transmission of messages in such a way that, with a high information rate, the degree of transmission errors can be determined in a simple manner.
  • the invention in connection with the preamble of claim 1, characterized in that the estimated message is calculated using decoding parameters determined in the decoding of the received message.
  • the invention makes it possible to determine the transmission quality or the transmission status of a radio channel on the basis of data which are unknown to the receiver a priori.
  • a statement about the transmission quality can be made without additional redundancy.
  • the basic idea of the invention is to determine the transmission quality only on the basis of the redundancy information already present for the purpose of forward error correction coding (FEC). Erfindungsge- From the decoding parameters that can be determined as part of a decoding process, transfer quality-relevant values are determined which enable a relatively precise forward decision to reduce a bit error rate of the decoded message.
  • FEC forward error correction coding
  • the invention enables the estimation of the transmission quality of a channel with high accuracy, without the need for additional redundancy. Based on this quality estimate, an efficient adaptation of transmission parameters can thus be carried out, avoiding channel errors in advance.
  • the invention enables frequent measurement of the transmission status without the need for additional redundancy within the packet to be transmitted. Instead, the redundancy of the error protection code (FEC) already in the package is reused. Since the invention measures the transmission status with high accuracy, dynamic methods can not only respond more frequently, but also more precisely to the current channel situation (channel fluctuation / fading).
  • FEC error protection code
  • a codeword of the received message is decoded by means of a decoding algorithm for a convolution or block coder, wherein error weighting values from different states and / or state changes of the codeword are used to estimate the transmission quality.
  • the invention makes use of the presence or the simple determination of error weighting values in the context of a decoding process for the estimation of the transmission status. The computational effort is thus relatively low.
  • the transmission status can be estimated accurately.
  • the parameters required to determine the channel quality are determined by observing the error protection decoding of the received messages. The observation or determination of the channel parameters may preferably take place during the decoding.
  • the codeword of the received message is decoded by means of a Viterbi algorithm, wherein an error weighting value (MPD) provided for determining the estimated message is calculated.
  • MPD error weighting value
  • This error weighting value MPD can be calculated as a Euclidean distance in binary-form codewords (hard-bits) by determining a Hamming distance or in real-form codewords (soft-bits).
  • the determination of the error weighting value MPD can be determined in a simple manner during an already provided return in a second part of the decoding process.
  • the channel estimation can thus be integrated into the decoding process so that, upon completion of the decoding, there is at the same time a channel estimation with respect to the decoded message. Depending on the channel estimation, it can then be decided whether, for transmission quality reasons, a channel change or the adaptation of other transmission parameters is required.
  • the determination according to the invention of the error weighting values can be carried out with a periodic redundancy check (CRC). be combined.
  • CRC periodic redundancy check
  • a block-by-block check is performed per message several times per message, with the determination of a threshold-based weighting weight per message block. Forwarding or further processing of the received message blocks takes place here only if the threshold value-based error check has been positive. This makes it possible to process correct message blocks, even if other blocks within a message are faulty and the redundancy check (CRC) therefore regards the entire message as faulty.
  • CRC redundancy check
  • the error weighting values (mpd) are continuously subjected to filtering, with only those error weighting values whose value lies above a predefined filter threshold value being filtered out being filtered out.
  • this allows a continuous statistical evaluation to increase the estimation accuracy and stability. Due to the continuous filtering, there are no breaks during processing (continuous data reception process). This simplifies the hardware implementation, since buffer memory can be dispensed with and a parallelization effect (so-called assembly line processing) can be utilized.
  • the error weighting values (mpd) are calculated as in block vectors. summarized information subjected to a moving average filtering process.
  • an envelope mpd is extracted from the function of the error weighting values (mpd) via the message symbols.
  • this results in a smoothing by the statistical outliers are removed.
  • the autocorrelation of the error weighting values mpd is increased and the likelihood of incorrect decisions in further processing is reduced.
  • the preferably smoothed error weighting vectors (mpd) combined in blocks are varied in the block length, the block length being dependent on the comparison of derivatives (md) of the error weighting vectors mpd to a block length threshold value E.
  • the decision frequency can be adjusted depending on the current rate of change of the wireless channel. Too small a decision frequency would mean that the system could not follow the channel fluctuation; it would make wrong decisions. Too high a decision frequency unnecessarily increases the amount of control information to be sent and can promote wrong decisions by means of oscillation. Both reduce the performance of the data transfer system.
  • the slope for the block length is md of the mpd vector. Small blocks are selected if the error weighting values mpd vary widely. Long blocks are chosen if the averaged error weighting vectors do not vary widely. Apart from the system-dependent block length threshold E, no further parameter is required.
  • the block length be set dynamically, being neither too long nor too short.
  • the message values (m), which are present as block vectors, are compressed, so that the data expenditure is lower.
  • an indexing is integrated in the compression method in which the bit values evaluated as incorrect are recorded. In particular, in the case of a result of the error estimation method that has detected relatively few erroneous bit values, this can reduce the data processing overhead.
  • the device according to the invention in connection with the preamble of claim 8 is characterized in that a blockwise checking of the message (m) takes place with determination of a threshold value-based error checking, wherein when a predetermined error threshold is exceeded, the message (m) is not forwarded and below the error threshold, the message (m) is forwarded.
  • the particular advantage of the device according to the invention is that an improved estimation of the transmission quality or determination of the error characteristic in wireless networks is made possible.
  • a block-by-block check of the decoding security and then the further processing of correct blocks is made possible.
  • the inventive device is preferably in mobile networks, networks for vehicle communication or networks with high data rates such.
  • B. WLAN, Metronetzen (WMAN) can be used.
  • WLAN Wireless Local Area Network
  • WMAN Metronetzen
  • an increased measurement resolution is created without additional redundancy.
  • an increase in the transmission rate or the transmission quality can be achieved, wherein transmitted data or voice / video data streams can use the same channel resources.
  • the required channel resources can be reduced.
  • the inventive method can be integrated in a program product that is part of a digital circuit.
  • This digital circuit is preferably integrated in a chip.
  • the invention enables the aperiodic response to channel changes without a fixed time frame.
  • this reaction can be done immediately after a channel change, with the time resolution appropriate for accurate calculation being chosen.
  • the appropriate time resolution is calculated by means of an algorithm.
  • the statistical evaluation of the error weighting values according to the invention makes it possible to use the method according to the invention for channel estimation with fixed or dynamic time resolution for adaptive transmission methods.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a device according to the invention
  • Figure 2 shows the representation of a trellis diagram with a determined by the Viterbi algorithm highlighted path and error weight values assigned to each edge
  • FIG. 3 shows the representation of the bit error count per message in the case of calculating average MPD error weight values compared to an ideal case in which the signal to noise ratio (SNR) is measured continuously over each message symbol, for a realistic case where the signal to noise ratio is only has been detected in the first four message symbols,
  • SNR signal to noise ratio
  • FIG. 4 shows a block diagram of a two-stage decision process of a 2SDF protocol for forwarding messages in networks
  • FIG. 5 shows a block diagram of the device according to the invention with additional filter blocks
  • FIG. 6a shows a graph of error weighting values MPD determined in a decoder via the symbols of a message
  • FIG. 6b is a graph showing error correction values (mpd) processed by means of a smoothing filter over the symbols of the message;
  • FIG. 7a shows a graph representing the smoothed error weighting vectors (mpd) applied to the input of a block length filter via the message symbols.
  • mpd smoothed error weighting vectors
  • FIG. 7a shows a graph representing the smoothed error weighting vectors (mpd) applied to the input of a block length filter via the message symbols.
  • the limits of the different block lengths are shown, which depending on the slope of the graph (md).
  • FIG. 7b shows a graph representing error weighting values MPD via the message symbols at the output of a block length filter, wherein the course of the MPD values has been subjected to a dynamic block length assignment
  • FIG. 8 is a detailed block diagram of a compression filter K shown in FIG.
  • a device for estimating channel parameters of a radio channel used for the transmission of messages makes possible an improved estimation of the transmission quality or fault characteristic in wireless networks. It makes it possible to increase the performance of adaptive transmission methods through increased measurement resolution without additional redundancy and through precise adaptation of the transmission methods / parameters.
  • the inventive device or the method according to the invention can be used in mobile communications, in vehicle communication or in networks with high data rates such. B. WLAN, Metronetzen (WMAN) are used.
  • the device according to the invention has a decoding device 1, in which an estimating device for estimating the message quality or channel quality is integrated.
  • the decoding device 1 is arranged in a receiver which receives messages m transmitted from a remote transmitter via a radio channel.
  • the decoding device 1 is connected to a demodulation device 3, in which the m messages received from a radio frequency receiving stage are demodulated.
  • the messages m produced sequentially at the input of the decoder 1 are present as digital messages or message symbols.
  • these messages may be present as binary hard-bit sequences m or as soft-bit sequences m representing real numbers.
  • the messages m are available to the decoding device 1 as code words c, which have been subjected to a convolution coding (Forward Error Correction FEC) in an encoder of the transmitter.
  • FEC Forward Error Correction
  • a Viterbi algorithm 4 is implemented, by means of which the received codewords c are decoded and then output to a further functional device 5 for further processing.
  • the estimating device has means so that a block-by-block check of the decoding security is made possible by means of a conventional decoding device 1.
  • FIG. 2 shows, by way of example, the calculation of the error weighting value MPD in a trellis diagram.
  • the Viterbi decoding algorithm 4 allows finding a path P in the trellis diagram with a least error weight (bold highlighted).
  • FIG. 2 shows, for the sake of simplicity, a method for a hard bit message.
  • the state zero is assigned with the error weighting 0, the other states of this column having the value ⁇ .
  • the error weighting is calculated.
  • Each state is connected to the previous state over a number of edges.
  • a sum of edge weights and accumulated weights from previous states is calculated. These amounts are shown in the states shown as a circle.
  • the edges are each assigned a Hamming distance, which is shown in brackets above the edges.
  • a single path P is determined from the plurality of partial paths, which has the least error weightings. This starts from a state on the right edge of the trellis diagram that has the lowest error rate, and then finds a partial path (highlighted in bold) by way of a right-to-left traceback that aligns with the rest of the path P.
  • an MPD value is determined for each triplet.
  • an MPD value of 2 was determined for the third triplet 101 from the left.
  • the triplet thus has an error in two places.
  • the invention therefore makes it possible to make a statement about the "security" of the decoder 1 or about the correctness of a message m.
  • the error weighting value MPD can thus be determined as soon as the valid path P has been found.
  • the MPD determination takes place during the second step (trace back) of a standard decoding algorithm, preferably the Viterbi algorithm.
  • the codewords c present as hard-bit sequences are decoded by means of the Viterbi algorithm 4 (decoding algorithm) provided for convolutional encoders according to the following flow chart (algorithm 1).
  • the determination of error weighting values MPD is integrated, which allows a statement about an error e of the received codeword c.
  • the calculation of the error weighting value MPD takes place in line four of this program.
  • the decoding is done in two steps. In the first step, the trellis path is determined with the minimum accumulated error weighting (function findPath () (in line 1).) In a second step, tracing is performed for all u edges of this path (so-called traceback in lines 2 to 5).
  • the error weighting value MPD is formed by the Hamming distance.
  • the error weight value MPD thus forms a path difference value.
  • FIG. 1 shows the calculation of the error weighting values MPD by the decoding observation block 6.
  • the codewords symbolize real numbers, such as 1.3 or 2.7.
  • an indexing of the determined error weight values is required. This is done in an index block 7 following the decoding observation block 6, see FIG. 1.
  • the index block 7 makes it possible to normalize the soft decision variables between -1 and 1.
  • the Euclidean distance can be determined as the error weighting value after diff ⁇ a, b) - ⁇ _ (ct j -bj where a j is one of the n soft bits in
  • Symbol a of the received codeword and bj represents one of n soft bits in the code symbol b of the respective trellis edge (as returned by function code symbol () in line 4 of the algorithm '1 per trellis edge).
  • the estimator is essentially formed by the decode observation block 6 and the index block 7 of the decoder 1.
  • the normalized or non-normalized error weighting values ⁇ MPD determined in the decoding observation block or index block 7 are then forwarded to an adaptation block 8 in which an adaptation of the determined values to the subsequent functional device 5 takes place.
  • this function device 5 depending on the result of the error estimation, a change in the transmission channel can then be set, for example, so that the transmission quality can be maintained or improved further.
  • the bit error rate is a function of a realistic case in which the signal-to-noise ratio SNR has been determined only in the first four message symbols, an ideal case in which the signal-to-noise ratio SNR has been measured continuously over each message symbol, thus providing an ideal Quality assessment of the channel, but no data transmission is possible, and represented as a function of the error weighting values MPD.
  • the graphs show the result of 4,200 transmitted 500-byte messages.
  • the realistic case graph shows a relatively high standard deviation and therefore can not provide a significant indication of the error rate. It is therefore not suitable for determining the transmission quality.
  • Completely different is the context when determining the error weighting values MPD.
  • the graph of the graph is very similar to the graph of the ideal case.
  • the MPD value determination is an effective measure of the error rate of the Message or a measure of the transmission quality.
  • FIG. 4 shows as an application of the method according to the invention a two-stage decision process (channel-adaptive forwarding method) in which a received message m after demodulation and decoding in block 9 is subjected to a periodic redundancy check CRC (block 10). If the redundancy check is positive, the message m is forwarded. If the redundancy check fails, block-by-block checking of the message m takes place with determination of a threshold-based error check in block 11. In this case, the error weighting value MPD is compared with an error threshold value. If the error weighting value MPD is greater than the error threshold value, the message is judged to be bad so that message forwarding is blocked, see block 12. If the MPD value remains below the error threshold, the message m is evaluated as good and, as in the case the positive redundancy check - forwarded for further processing, see block 13.
  • CRC periodic redundancy check
  • the decoding method according to the invention or the error estimation can be integrated in a program product which is designed as software and / or hardware.
  • a program product which is designed as software and / or hardware.
  • it may be implemented in a digital circuit (chip) that is integrated as an intermediate in decoding devices.
  • the device according to the invention can advantageously be integrated into widely used soft and hard-decision Viterbi decoding algorithms.
  • a channel estimation can already take place during the decoding.
  • the computational effort and the circuit complexity can be significantly reduced.
  • the invention preferably relates to a class of codes (so-called FEC codes) which are used only for the correction of channel errors. It is thus independent of the CDMA method for subscriber separation can be used, for.
  • FEC codes class of codes
  • TDMA systems in which users are separated over time slots (eg WLANs according to IEEE 802.11a / g standard)
  • so-called FDMA systems in which users are separated via frequency bands (eg WMANs according to IEEE 802.16 standard).
  • the invention can be used in the CDMA method in cellular mobile radio systems and in further methods for user separation.
  • the invention can also be used in narrow-band systems, since FEC codes can be efficient even at low bandwidth.
  • a smoothing filter G and a block length filter B are provided between the index block 7 of the decoder 1 and the adaptation block 8.
  • the smoothing filter G immediately follows the index block 7.
  • the adaptation block 8 is adjoined in the signal direction by a compression filter K, to which - as in the first embodiment according to FIG. 1 - the functional device 5 is connected.
  • the functional device 5 can contain further protocol functions. These can finally lead back to the transmission mode via antenna 14, via which by means of a wireless radio link 15 message signals and the error weighting values MPD be sent.
  • a communication subscriber can receive the transmitted data by means of an antenna 16 and receive the transmitted data in a downstream demodulation block 17 and a downstream processing unit 18, wherein an adaptation to the channel conditions can be effected depending on the estimation method according to the invention.
  • the message values m are transmitted from the decoding device 1 to the functional device 5 in parallel with the processed error weighting values MPD.
  • the smoothing filter G comprises a smoothing algorithm, which is shown below:
  • the smoothing algorithm allows the filtering of the error weighting values MPD over a predetermined block length B, so that average error weighting values mpd are present at the output of the smoothing filter G.
  • the smoothing filter G is a statistical filter that continuously processes the error weighting vector MPD in the time domain.
  • a moving average is formed.
  • the MPD values can also be processed with a low-pass filter or a decimator.
  • the moving average is calculated over blocks of size B / 2-1, where B is chosen as a function of the intervention length (so-called constraint length) of the FEC code.
  • FIG. 6 a shows an MPD graph representing the state at the input of the smoothing filter G
  • FIG. 6 b shows an MPD graph representing the state at the output of the smoothing filter G.
  • the error weighting values mpd applied to the output of the smoothing filter G are supplied to the block length filter B in block lengths b of constant length.
  • the block length filter B operates according to the rule in Algorithm 3, which is shown below:
  • Algorithm 3 Dynamic block length and boundary selection
  • the compression filter K consists of two signal branches 21, 22, to which error control data 23 supplied from the function block 8, which have been formed from the error weighting values MPD, are supplied.
  • a delta coding block 24 and an arithmetic coding block 25 are provided in the second signal branch 22, an error bit indexing block 26 is provided.
  • the two signal branches 21 and 22 are fed to a bit vector selection block 27, in which the control data sl of the first signal branch 21 on the input side and control data s2 of the second signal branch 22 on bit vector length are compared. Only the shorter bit vector signal sl, s2 is forwarded to the function block 5.
  • error control data 23 is present as a bit vector s representing, for example, two erroneous messages (second and sixth digits) and eight correct messages.
  • Arithmetic coding is performed in the arithmetic coding block 25, whereby the ratio of 0/1 is determined.
  • bit vector sl with the length of 15 bits.
  • bit vector In the case of message transmissions which contain relatively few errors, the bit vector can therefore be considerably shortened by discarding the 0 values. In the present case, the bit vector length decreases from ten to eight digits. The length of this bit vector s2 is smaller than the length of the bit vector s1. Since only the most effective compression for the error control data is always output by comparison block 27, only the bit vector s2 is forwarded to block 5 in this example.
  • the filters G, B, K can also be integrated individually or in any combination with one another in an estimating device.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals in einem Empfänger, in dem eine von einem Sender erhaltene Nachricht dekodiert und einer Schätzung unterzogen wird, wobei zur Bestimmung der geschätzten Nachricht ein Algorithmus eingesetzt wird, wobei die geschätzte Nachricht unter Verwendung von bei der Dekodierung der empfangenen Nachricht ermittelten Dekodierparametern berechnet wird.

Description

Anmelder:
Universität Paderborn
Warburger Straße 100 UPB0801PCT
33098 Paderborn 30.01.2009
Verfahren und Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals in einem Empfänger, in dem eine von einem Sender erhaltene Nachricht dekodiert und einer Schätzung unterzogen wird, wobei zur Bestimmung der geschätzten Nachricht ein Algorithmus eingesetzt wird.
Ferner betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals mit einer Dekodiereinrichtung zum Dekodieren der Nachricht, mit einer Schätzeinrichtung, mittels derer unter Verwendung eines Algorithmus' aus einer übertragenen Nachricht eine geschätzte Nachricht berechenbar ist.
Aus der DE 199 22 184 Al ist ein Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals bekannt, bei der in einem Empfänger eingegangene Nachrichten einem Kanalschätzer zugeführt, nachfolgend dekodiert und demoduliert werden. Die empfangenen Nachrichten werden in dem Kanalschätzer zur Schätzung der Kanalparameter einer zweifachen Korrelation unterzogen, wobei ein Algorithmus beispielsweise für die Gauß-Schätzung eingesetzt wird. In dem Kanalschätzer erfolgt die Berechnung einer Hypothese, wobei in die Berech- nung früher geschätzte Kanalparameter mit einfließen. Die Erzeugung der Hypothese erfolgt durch einen iterativen Kanalschätz- und Datendetektionsprozess . Zwar ermöglicht das bekannte Verfahren die Schätzung von Kanalparametern aus dem Empfänger a priori unbekannten Datensymbolen der zu übertragenden Nachricht. Allerdings ist für den Schätzvorgang die Berücksichtigung von früher im Kanalschätzer geschätzten Kanalparametern erforderlich. Ferner wird das bekannte Verfahren lediglich auf teilnehmerspezifische Codes (so genannte CDMA Spreizcodes) angewendet, die zur Teilnehmeridentifikation bzw. Trennung in Breitbandsystemen eingesetzt werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals derart weiterzubilden, dass bei hoher Informationsrate auf einfache Weise der Grad von Übertragungsfehlern ermittelt werden kann.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Erfindung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 dadurch gekennzeichnet, dass die geschätzte Nachricht unter Verwendung von bei der Dekodierung der empfangenen Nachricht ermittelten Dekodierparametern berechnet wird.
Die Erfindung ermöglicht die Ermittlung der Übertragungs- qualität bzw. des Übertragun'gsstatus' eines Funkkanals auf Basis von Daten, die dem Empfänger a priori unbekannt sind. Eine Aussage über die Übertragungsqualität kann ohne zusätzliche Redundanz erfolgen. Grundgedanke der Erfindung ist es, die Übertragungsqualität nur auf Basis der bereits zum Zweck der Vorwärts-Fehlerkorrekturkodierung (FEC) vorhandenen Redundanzinformation zu ermitteln. Erfindungsge- maß werden aus im Rahmen eines Dekodierprozesses ermittel- baren Dekodierparametern übertragungsqualitätsrelevante Werte ermittelt, die eine relativ präzise Vorwärts- Entscheidung zur Verringerung einer Bit-Fehlerrate der dekodierten Nachricht ermöglichen. Die Erfindung ermöglicht die Schätzung der Übertragungsqualität eines Kanals mit hoher Genauigkeit, ohne dass zusätzliche Redundanz benötigt wird. Basierend auf dieser Qualitätsschätzung kann somit eine effiziente Adaption von Übertragungsparametern erfolgen, die Kanalsfehler im Vorhinein vermeidet. Die Erfindung ermöglicht eine häufige Messung des Übertragungsstatus' , ohne dass zusätzliche Redundanz innerhalb des zu übertragenen Pakets benötigt wird. Stattdessen wird die bereits im Paket vorhandene Redundanz des Fehlerschutzcodes (FEC) wiederverwendet. Da die Erfindung den Übertragungsstatus mit hoher Genauigkeit misst, können dynamische Verfahren nicht nur häufiger, sondern auch präziser auf die aktuelle Kanalsituation reagieren (Kanalfluktuation/Fading) .
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein Codewort der empfangenen Nachricht mittels eines Dekodieralgorithmus' für einen Faltungs- oder Blockkodie- rer dekodiert, wobei aus unterschiedlichen Zuständen und/oder Zustandsänderungen des Codeworts Fehlergewich- tungswerte herangezogen werden zur Schätzung der Übertra- gungsqualität. Vorteilhaft macht sich die Erfindung das Vorhandensein bzw. die einfache Bestimmung von Fehlerge- wichtungswerten im Rahmen eines Dekodierprozesses für die Schätzung des Übertragungsstatus' zunutze. Der Rechenaufwand ist somit relativ gering. Durch Nutzung der Redundanz des zur Dekodierung eingesetzten Fehlerschutzcodes kann der Übertragungsstatus präzise geschätzt werden. Vorteilhaft kann ohne Verminderung der Informationsrate eine hau- fige Überprüfung der Kanalqualität erfolgen. Die für die Bestimmung der Kanalqualität erforderlichen Parameter werden durch Beobachtung der Fehlerschutzdekodierung der empfangenen Nachrichten ermittelt. Die Beobachtung bzw. Ermittlung der Kanalparameter kann vorzugsweise während der Dekodierung erfolgen.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Codewort der empfangenen Nachricht mittels eines Viterbi-Algorithmus' dekodiert, wobei ein zur Bestimmung der geschätzten Nachricht vorgesehener Fehlergewichtungs- wert (MPD) berechnet wird. Dieser Fehlergewichtungswert MPD kann bei in binärer Form vorliegenden Codewörtern (Hard-bits) durch Ermittlung eines Hamming-Abstandes oder bei in reeller Form vorliegenden Codewörtern (Soft-bits) als ein euklidischer Abstand berechnet werden. Die Bestimmung des Fehlergewichtungswertes MPD kann auf einfache Weise während eines ohnehin vorgesehenen Rücklaufes in einem zweiten Teil des Dekodierprozesses bestimmt werden. Vorteilhaft kann somit die Kanalschätzung in den Dekodier- prozess integriert sein, so dass mit Fertigstellung der Dekodierung zugleich eine Kanalschätzung bezüglich der dekodierten Nachricht vorliegt. In Abhängigkeit von Kanalschätzung kann dann entschieden werden, ob aus Übertra- gungsqualitätsgründen ein Kanalwechsel oder die Anpassung anderer Übertragungsparameter erforderlich ist.
Nach einer Weiterbildung des Verfahrens erfolgt eine Normierung des Fehlergewichtungswertes, so dass eine Weiterverarbeitung derselben vereinfacht wird.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann die erfindungsgemäße Bestimmung der Fehlergewich- tungswerte mit einer periodischen Redundanzprüfung (CRC) kombiniert werden. Dabei erfolgt nach einmaliger Redundanzprüfung pro Nachricht eine blockweise Überprüfung mehrmals pro Nachricht unter Bestimmung eines schwellwert- basierten Fθhlergewichtswθrtes pro Nachrichtenblock. Eine Weiterleitung bzw. Weiterverarbeitung der empfangenen Nachrichtenblöcke erfolgt hierbei nur, wenn die schwell- wertbasierte Fehlerüberprüfung positiv ausgefallen ist. Dadurch wird es möglich, korrekte Nachrichtenblöcke wei- terzuverarbeiten, auch wenn andere Blöcke innerhalb einer Nachricht fehlerhaft sind und die Redundanzprüfung (CRC) die gesamte Nachricht daher als fehlerhaft ansieht. Mit diesem Verfahren stehen am Empfänger mehr korrekte Nachrichtenblöcke zur Verfügung, woraus sich korrekte Nachrichten mit geringerer Fehlerwahrscheinlichkeit kombinieren lassen (z. B. mit so genannten Maximum-Ratio Combining Techniken). Die resultierende Fehlerrate kann hierdurch wesentlich verringert werden.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden die Fehlergewichtungswerte (mpd) kontinuierlich einer Filterung unterworfen, wobei nur solche Fehlergewichtungswerte herausgefiltert werden, deren Wert oberhalb eines vorgegebenen Filterschwellwertes liegen. Vorteilhaft kann hierdurch eine kontinuierliche statistische Auswertung zur Erhöhung der Schätzgenauigkeit und Stabilität erfolgen. Durch die kontinuierliche Filterung entstehen keine Pausen während der Verarbeitung (kontinuierlicher Da- tenempfangsprozess) . Dies erleichtert die Hardwareimplementierung, da auf Zwischenspeicher verzichtet und ein Pa- rallelisierungseffekt (sog. Fließbandverarbeitung) ausgenutzt werden kann.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden die Fehlergewichtungswerte (mpd) als in Blockvekto- ren zusammengefasste Informationen einem gleitenden Durch- schnitts-Filterverfahren unterworfen. Dabei wird aus der Funktion der Fehlergewichtungswerte (mpd) über die Nachrichtensymbole eine Hüllkurve mpd extrahiert. Vorteilhaft erfolgt hierdurch eine Glättung durch die statistische Ausreißer entfernt werden. Als Resultat wird die Autokorrelation der Fehlergewichtungswerte mpd erhöht und die Wahrscheinlichkeit falscher Entscheidungen bei der Weiterverarbeitung verringert.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden die in Blöcken zusammengefassten, vorzugsweise geglätteten Fehlergewichtungsvektoren ( mpd ) , in der Blocklänge variiert, wobei die Blocklänge abhängig ist von dem Vergleich von Ableitungen (md) der Fehlergewichtungsvektoren mpd zu einem Blocklängen-Schwellwert E. Vorteilhaft kann hierdurch die Entscheidungsfrequenz in Abhängigkeit von der aktuellen Änderungsrate des drahtlosen Kanals eingestellt werden. Eine zu kleine Entscheidungsfrequenz würde bedeuten, dass das System der Kanalfluktuation nicht folgen könnte; es würden sich falsche Entscheidungen einstellen. Eine zu hohe Entscheidungsfrequenz erhöht unnötigerweise den Aufwand an zu sendener Kontrollinformation und kann durch Oszillation Fehlentscheidungen begünstigen. Beides verringert die Leistungsfähigkeit des Datenübertra- gunssystems. Als Maßstab für die Blocklänge dient die Steigung md des mpd-Vektors . Kleine Blöcke werden gewählt, wenn die Fehlergewichtungswerte mpd sehr stark schwanken. Lange Blöcke werden gewählt, wenn die gemittelten Fehlergewichtungsvektoren nicht stark schwanken. Außer dem systemabhängigen Blocklängenschwellwert E ist kein weiterer Parameter erforderlich. Vorteilhaft kann die Blocklänge dynamisch eingestellt werden, wobei sie weder zu lang noch zu kurz gewählt ist.
Nach einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden die Nachrichtenwerte (m) , die als Blockvektoren vorliegen, komprimiert, so dass der Datenaufwand geringer ist. Vorteilhaft ist in dem Kompressionsverfahren eine In- dexierung integriert, bei der die als falsch bewerteten Bitwerte erfasst werden. Insbesondere bei einem Ergebnis des Fehlerschätzverfahrens, das relativ wenige fehlerhafte Bitwerte erkannt hat, kann hierdurch der Datenverarbeitungsaufwand reduziert werden.
Zur Lösung der Aufgabe ist die erfindungsgemäße Vorrichtung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 8 dadurch gekennzeichnet, dass das eine blockweise Überprüfung der Nachricht (m) unter Bestimmung einer schwell- wertbasierten Fehlerüberprüfung erfolgt, wobei bei Überschreiten eines vorgegebenen Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) nicht weitergeleitet und bei Unterschreiten des Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) weitergeleitet wird.
Der besondere Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung besteht darin, dass eine verbesserte Schätzung der Über- tragungsqualität bzw. Bestimmung der Fehlercharakteristik in drahtlosen Netzen ermöglicht wird. Vorteilhaft werden eine blockweise Überprüfung der Dekodiersicherheit und dann die Weiterverarbeitung korrekter Blöcke ermöglicht.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist bevorzugt in Mobilfunknetzen, Netzen für die Fahrzeugkommunikation bzw. Netzen mit hohen Datenraten wie z. B. WLAN, Metronetzen (WMAN) einsetzbar. Erfindungsgemäß wird eine erhöhte Messauflösung ohne zusätzliche Redundanz geschaffen. Hierdurch kann durch Anpassung von Übertragungsparametern eine Erhöhung der Übertragungsrate oder der Übertragungsqualität erreicht werden, wobei übertragene Daten oder Sprach- /Videodatenströme die gleichen Kanalressourcen nutzen können. Vorteilhaft können bei gleicher Übertragungsqualität die benötigten Kanalressourcen verringert werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann in einem Programmprodukt integriert sein, das Bestandteil einer digitalen Schaltung ist. Diese digitale Schaltung ist vorzugsweise in einem Chip integriert.
Die Erfindung ermöglicht insbesondere die aperiodische Reaktion auf Kanaländerungen ohne festes Zeitraster. Damit kann diese Reaktion unmittelbar nach einer Kanaländerung erfolgen, wobei die für eine genaue Berechnung angemessene Zeitauflösung gewählt wird. Die angemessene Zeitauflösung wird mittels eines Algorithmus' berechnet. Durch die erfindungsgemäße statistische Auswertung der Fehlergewich- tungswerte kann das erfindungsgemäße Verfahren zur Kanalschätzung mit fester oder dynamischer Zeitauflösung für adaptive Übertragungsverfahren verwendet werden.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,
Figur 2 die Darstellung eines Trellis-Diagramms mit einem nach dem Viterbi-Algorithmus ermittelten hervorgehobenen Pfad sowie jeweils Kanten zugeordnete Fehlergewichtungswerte,
Figur 3 die Darstellung der Bit-Fehleranzahl pro Nachricht für den Fall der Berechnung von durchschnittlichen MPD- Fehlergewichtungswerten im Vergleich zu einem Idealfall, bei dem das Signalrauschverhältnis (SNR) kontinuierlich über jedes Nachrichtensymbol gemessen wird, für einen realistischen Fall, bei dem das Signalrauschverhältnis nur bei den ersten vier Nachrichtensymbolen ermittelt worden ist,
Figur 4 ein Blockschaltbild eines zweistufigen Entscheidungsprozesses eines 2SDF-Protokolls zur Weiterleitung von Nachrichten in Netzen,
Figur 5 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit zusätzlichen Filterblöcken,
Figur 6a einen Graph von in einer Dekodiereinrichtung ermittelten Fehlergewichtungswerten MPD über die Symbole einer Nachricht,
Figur 6b einen Graph, der mittels eines Glättungsfilters bearbeiteten Fehlergewichtungswerte ( mpd ) über die Symbole der Nachricht darstellt,
Figur 7a einen Graph, der die am Eingang eines Blocklängenfilters anliegenden geglätteten Fehlergewich- tungsvektoren ( mpd ) über die Nachrichtensymbole darstellt. Zusätzlich sind die Grenzen der unterschiedlichen Blocklängen dargestellt, welche in Abhängigkeit von der Steigung des Graphen (md) bestimmt werden.
Figur 7b einen Graph, der Fehlergewichtungswerte MPD über die Nachrichtensymbole am Ausgang eines Blocken- längenfilters darstellt, wobei der Verlauf der MPD-Werte einer dynamischen Blocklängenzuordnung unterzogen worden ist und
Figur 8 ein detailliertes Blockschaltbild eines in Figur 5 dargestellten Kompressionsfilters K.
Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals ermöglicht eine verbesserte Schätzung der Über- tragungsqualität bzw. Fehlercharakteristik in drahtlosen Netzen. Sie ermöglicht die Erhöhung der Leistung adaptiver Übertragungsverfahren durch erhöhte Messauflösung ohne zusätzliche Redundanz und durch präzisiere Adaption der Ü- bertragungsverfahren/Parameter . Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren kann im Mobilfunk, bei der Fahrzeugkommunikation oder in Netzen mit hohen Datenraten wie z. B. WLAN, Metronetzen (WMAN) eingesetzt werden.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung (vgl. Figur 1) eine Dekodiereinrichtung 1 auf, in der eine Schätzeinrichtung zum Schätzen der Nachrichtenqualität oder Kanalqualität integriert angeordnet ist. Die Dekodiereinrichtung 1 ist in einem Empfänger angeordnet, der von einem ortsfern angeordneten Sender über einen Funkkanal übertragene Nachrichten m empfängt. Eingangsseitig ist die Dekodiereinrichtung 1 mit einer Demodulationseinrichtung 3 verbunden, in der die von einer Hochfrequenz-Empfangsstufe erhaltenen Nachrichten m demoduliert werden. Die am Eingang der Dekodiereinrichtung 1 sequentiell hergestellten Nachrichten m liegen als digitale Nachrichten bzw. Nachrichtensymbole vor. Beispielsweise können diese Nachrichten als binäre Hard-Bit- Folgen m oder als reelle Zahlen repräsentierende Soft-Bit- Folgen m vorliegen. Die Nachrichten m liegen der Dekodiereinrichtung 1 als Codewörter c vor, die in einem Kodierer des Senders einer Faltungskodierung (Forward Error Correc- tion FEC) unterworfen worden sind.
In der Dekodiereinrichtung 1 ist ein Viterbi-Algorithmus 4 implementiert, mittels dessen die empfangenen Codewörter c dekodiert werden und dann einer weiteren Funktionseinrichtung 5 zur Weiterverarbeitung ausgegeben werden.
Die Schätzeinrichtung weist Mittel auf, so dass mittels einer herkömmlichen Dekodiereinrichtung 1 eine blockweise Überprüfung der Dekodiersicherheit ermöglicht wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren, das auf der Beobachtung der Fehlerschutzdekodierung von Nachrichten basiert, wird im Folgenden anhand der Figur 2 und des unten dargestellten Programms (Algorithmus 1) näher beschrieben.
In Figur 2 ist beispielhaft die Berechnung des Fehlerge- wichtungswertes MPD in einem Trellis-Diagramm dargestellt. Das empfangene Codewort c ist zur vereinfachten Darstellung als eine Folge von binären Triplets dargestellt und lautet c= 101 110 101 100 110 111. Der Viterbi-Dekodier- Algorithmus 4 ermöglicht das Finden eines Pfades P in dem Trellis-Diagramm mit einer geringsten Fehlergewichtung (fett hervorgehoben). In Figur 2 ist der Einfachheit halber ein Verfahren für eine Hard-Bit-Nachricht dargestellt. Auf der linken Seite ist der Zustand Null mit der Fehler- gewichtung 0 zugeordnet, wobei die weiteren Zustände dieser Spalte den Wert ∞ aufweisen. Für jeden Zustand ist die Fehlergewichtung berechnet. Jeder Zustand ist mit dem vorhergehenden Zustand über eine Anzahl von Kanten verbunden. Für jede Kante ist eine Summe von Kantengewichtungen und angesammelten Gewichtungen von vorherigen Zuständen berechnet. Diese Beträge sind in den jeweils als Kreis dargestellten Zuständen dargstellt. Den Kanten ist jeweils ein Hammingabstand zugeordnet, der in Klammern über den Kanten dargestellt ist. In einem zweiten Schritt wird aus der Vielzahl von Teilpfaden ein einziger Pfad P bestimmt, der die wenigsten Fehlergewichtungen aufweist. Hierbei wird von einem Zustand am rechten Rand des Trellis- Diagramms aus begonnen, der die geringste Fehlerrate aufweist, und dann ein Teilpfad (fett hervorgehoben) im Wege eines Tracebacks von rechts nach links ermittelt, die sich zu dem restlichen Pfad P aneinanderreihen.
Wie aus Figur 2 ersichtlich ist, wird zu jedem Triplet ein MPD-Wert ermittelt. Beispielsweise wurde für das dritte Triplet 101 von links ein MPD-Wert von 2 ermittelt. Das Triplet weist somit an zwei Stellen einen Fehler auf. Die Erfindung ermöglicht somit eine Aussage über die „Sicherheit" der Dekodiereinrichtung 1 bzw. über die Korrektheit einer Nachricht m. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel lautet demnach das korrekte Triplet 011, wobei der Fehler e = 110 ist. Das geschätzte Codewort c lautet demnach c = 100 110 011 100 110 111. Es kann dann in üblicher Weise die dekodiert Nachricht m bestimmt werden.
Der Fehlergewichtungswert MPD kann also ermittelt werden, sobald der gültige Pfad P gefunden worden ist. Die MPD- Ermittlung erfolgt während des zweiten Schrittes (Trace- back) eines Standard-Dekodieralgorithmus, vorzugsweise des Viterbi-Algorithmus' .
Zur Dekodierung der empfangenen Nachricht m werden die als Hard-Bit-Folgen vorliegenden Codewörter c mittels des für Faltungskodierer vorgesehenen Viterbi-Algorithmus 4 (Dekodieralgorithmus) nach folgendem Ablaufplan (Algorithmus 1) dekodiert. In dem Dekodieralgorithmus ist die Ermittlung von Fehlergewichtungswerten MPD integriert, die eine Aussage über einen Fehler e des empfangenen Codewortes c ermöglicht. Die Berechnung des Fehlergewichtungswerte MPD erfolgt in Zeile vier dieses Programms.
Algorithmus 1: MPD-extended Viterbi decoding
Input: Codeword c with u code Symbols: C1 cu;
Codeword c with u code Symbols: c j c „
Output: Message m with « message Symbols: /W1 mu;
Metrie values mpd per code symbol: mpd\ mpdu
I l Viterbi ( 1 ) : Search minimum-weight path
1 edgβ] „ = findPath(c);
// Viterbi (2): Traceback over path
2 for i-u 1 do
3 /77, = messagesymbol(ec?ge;);
/ / MPD calculation adds line 4
4 mpd, = diff( c „codesymboKedge,));
5 end
6 return m,mpd
Der oben beschriebene Algorithmus 1 ermöglicht eine Viter- bi-Dekodierung der Nachricht m, die mit einer Rate Rc = k/n kodiert worden ist mit n kodierten Bits pro k Nachrichtenbits. Die Nachricht besteht aus u = l/k Nachrichtensymbolen oder 1 (unkodierten) Nachrichtenbits und wird dekodiert von dem Codewort c, das aus u Codesymbolen oder 1/RC Codebits besteht. Die Dekodierung erfolgt in zwei Schritten. Im ersten Schritt erfolgt die Bestimmung des Trellispfades mit der minimalen angehäuften Fehlergewich- tung (Funktion findPath() (in Zeile 1). In einem zweiten Schritt erfolgt für alle u Kanten dieses Pfades eine Rückverfolgung (sog. Traceback in Zeile 2 bis 5), wobei pro Kante ein k-Bit Nachrichtensymbol ausgegeben wird (Funktion messagesymbol( ) in Zeile 3). Daraus ergibt sich schließlich die über Pfad P dekodierte Nachricht m. Die Berechnung der Fehlergewichtungswerte MPD ist in dem zwei- ten Schritt der Standard-Viterbi-Dekodierung integriert. Die MPD-Berechnung kann während des oben beschriebenen zweiten Schrittes (Traceback) der Standard-Viterbi- Dekodierung (oder ähnlicher Trellis-basierter Dekodierverfahren) erfolgen, wie in Zeile 4 (Algorithmus 1) angegeben ist. Es ist kein zusätzlicher Traceback zum Zwecke der erfindungsgemäßen Kanalqualitätsschätzung erforderlich.
Im vorliegenden Beispiel einer Hard-Entscheidungsdekodie- rung wird der Fehlergewichtungswert MPD durch den Hamming- Abstand gebildet. Der Fehlergewichtungswert MPD bildet somit einen Pfaddifferenzwert. In Figur 1 ist die Berechnung der Fehlergewichtungswerte MPD durch den Dekodierbeobach- tungsblock 6 dargestellt.
Handelt es sich um eine Softentscheidungsdekodierung, symbolisieren die Codewörter reelle Zahlen, wie beispielsweise 1,3 oder 2,7. Für diesen Zweck ist eine Indexierung der ermittelten Fehlergewichtungswerte erforderlich. Dies erfolgt in einem dem Dekodierbeobachtungsblock 6 nachgeord- neten Indexblock 7, siehe Figur 1. Der Indexblock 7 ermöglicht eine Normierung der Softentscheidungsvariablen (Soft-bits) zwischen -1 und 1. Für die normalisierten Soft-bits kann beispielsweise der euklidische Abstand als Fehlergewichtungswert bestimmt werden nach diff{a,b)-^_ (ctj-bj wobei aj für einen der n Soft-bits in
Symbol a des empfangenen Codeworts steht und bj einen von n Soft-bits im Codesymbol b der jeweiligen Trelliskante repräsentiert (wie von Funktion codesymbol() in Zeile 4 des Algorithmus' 1 pro Trelliskante zurückgegeben).
Die Schätzeinrichtung wird im Wesentlichen durch den Dekodierbeobachtungsblock 6 und den Indexblock 7 der Dekodiereinrichtung 1 gebildet. Die normalisierten oder nicht normalisierten in den Deko- dierbeobachtungsblock bzw. Indexblock 7 ermittelten Feh- lergewichtungswertθ MPD werden dann einem Adaptionsblock 8 zugeleitet, in dem eine Anpassung der ermittelten Werte an die nachfolgende Funktionseinrichtung 5 erfolgt. In dieser Funktionseinrichtung 5 kann dann in Abhängigkeit von dem Ergebnis der Fehler-Schätzung beispielsweise eine Änderung des Übertragungskanals eingestellt werden, so dass die Ü- bertragungsqualität weiter aufrechterhalten oder verbessert werden kann.
In Figur 3 ist die Bit-Fehlerrate in Abhängigkeit von einem realistischen Fall, bei dem das Signalrauschverhältnis SNR nur bei den ersten vier Nachrichtensymbolen ermittelt worden ist, einem Idealfall, bei dem das Signalrauschverhältnis SNR kontinuierlich über jedes Nachrichtensymbol gemessen worden ist, wodurch zwar eine ideale Oualitäts- einschätzung des Kanals, aber keinerlei Datenübertragung möglich ist, und in Abhängigkeit von den Fehlergewich- tungswerten MPD dargestellt. In den Graphen ist das Ergebnis von 4.200 übertragenen 500-Byte-Nachrichten dargestellt. Der Graph zu dem realistischen Fall zeigt eine relativ hohe Standardabweichung und kann daher keinen signifikanten Hinweis auf die Fehlerrate liefern. Er ist insofern nicht geeignet für die Ermittlung der Übertragungs- qualität. Völlig anders ist der Zusammenhang bei Ermittlung der Fehlergewichtungswerte MPD. Der Verlauf des Graphen ist sehr ähnlich zu dem Graph des Idealfalles. Mit der Bestimmung eines MPD-Wertes pro Nachricht ergeben sich Punkte innerhalb eines relativ schmalen Bandes des Graphen, so dass eine relativ geringe Standardabweichung gegeben ist. Es ist somit gezeigt, dass die MPD- Wertbestimmung ein wirksames Maß für die Fehlerrate der Nachricht bzw. ein Maß für die Übertragungsqualität dargestellt.
In Figur 4 ist als eine Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens ein zweistufiger Entscheidungsprozess (kanal- adaptives Weiterleitungsverfahren) dargestellt, bei dem eine empfangene Nachricht m nach Demodulierung und Dekodierung im Block 9 einer periodischen Redundanzprüfung CRC (Block 10) unterworfen wird. Fällt die Redundanzprüfung positiv aus, wird die Nachricht m weitergeleitet. Fällt die Redundanzprüfung negativ aus, erfolgt eine blockweise Überprüfung der Nachricht m unter Bestimmung einer schwellwertbasierten Fehlerüberprüfung in Block 11. Hierbei wird der Fehlergewichtungswert MPD mit einem Fehlerschwellwert verglichen. Ist der Fehlergewichtungswert MPD größer als der Fehlerschwellwert, wird die Nachricht als schlecht bewertet, so dass eine Weiterleitung der Nachricht blockiert wird, siehe Block 12. Verbleibt der MPD- Wert unterhalb des Fehlerschwellwertes, wird die Nachricht m als gut bewertet und - wie im Fall der positiven Redundanzprüfung - zur weiteren Weiterverarbeitung weitergeleitet, siehe Block 13.
Das erfindungsgemäße Dekodierverfahren bzw. die Fehlerschätzung kann in einem Programmprodukt, das als Software und/oder Hardware ausgebildet ist, integriert sein. Beispielsweise kann es in einer digitalen Schaltung (Chip) implementiert sein, die als Zwischenprodukt in Dekodiervorrichtungen integriert wird.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann vorteilhaft in weit verbreitete Soft- und Hard-Decision Viterbi Dekodieralgorithmen integriert werden. Erfindungsgemäß kann eine Kanalschätzung bereits während der Dekodierung erfolgen. Vorteilhaft kann hierdurch der Rechenaufwand bzw. die Schaltungskomplexität erheblich verringert werden. Die Erfindung betrifft vorzugsweise eine Klasse von Codes (so genannte FEC Codes), die lediglich zur Korrektur von Kanalfehlern verwendet werden. Sie ist damit unabhängig vom CDMA Verfahren zur Teilnehmertrennung einsetzbar, z. B. in so genannten TDMA Systemen, in denen Benutzer über Zeitschlitze getrennt werden (z. B. WLANs nach IEEE 802.11a/g Standard), in so genannten FDMA Systemen, in denen Benutzer über Frequenzbänder getrennt werden (z. B. WMANs nach IEEE 802.16 Standard). Zusätzlich ist die Erfindung bei der CDMA Methode in zellulären Mobilfunksystemen einsetzbar und in weiteren Verfahren zur Benutzertrennung. Darüber hinaus ist die Erfindung auch in Schmalbandsystemen einsetzbar, da FEC Codes auch bei geringer Bandbreite effizient sein können.
Nach einer weiteren Ausführungsform der Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten m genutzten Funkkanals gemäß Figur 5 ist zwischen dem Indexblock 7 der Dekodiereinrichtung 1 und dem Adaptionsblock 8 ein Glättungsfilter G und ein Blocklängenfilter B vorgesehen. Das Glättungsfilter G schließt sich unmittelbar an den Indexblock 7 an.
In Signalrichtung schließt sich an den Blocklängenfilter B der Adaptionsblock 8 an. An den Adaptionsblock 8 schließt sich in Signalrichtung ein Kompressionsfilter K an, an dem sich - wie gemäß erster Ausführungsform nach Figur 1 - die Funktionseinrichtung 5 anschließt. Die Funktionseinrichtung 5 kann weitere Protokollfunktionen beinhalten. Diese können schließlich wieder zum Sendebetrieb über Antenne 14 führen, über die mittels einer drahtlosen Funkverbindung 15 Nachrichtensignale und die Fehlergewichtungswerte MPD abgesendet werden. Ein Kommunikationsteilnehmer kann mittels einer Antenne 16 die gesendeten Daten empfangen und in einem nachgeordneten Demodulationsblock 17 und einer nachgeordneten Verarbeitungseinheit 18 die abgesandten Daten erhalten, wobei in Abhängigkeit von dem erfindungsgemäßen Schätzverfahren eine Adaption an die Kanalbedingungen erfolgen kann.
Wie aus Figur 5 ersichtlich ist, werden die Nachrichtenwerte m parallel zu den bearbeiteten Fehlergewichtungswer- ten MPD von der Dekodiereinrichtung 1 zu der Funktionseinrichtung 5 übertragen.
Das Glättungsfilter G umfasst einen Glättungsalgorithmus , der im Folgenden dargestellt ist:
Algorithm 2: Moving average for MPD: Example for Statistical processing in the time-domain Input: Raw MPD vector mpd with u real numbers: mpd[l], ... , mpd[u];
Output: Proccssed MPD vector mpd with u real numbers: inpd[l], ... ,mpd[u];
1 for i = u, ... , 1 do
2 mpd[(] = arithmetic_mean(mpd[{/ι € N | 1 < n < u, \n — i\ < B}})\
3 end
4 return mpd
Der Glättungsalgorithmus (Algorithmus 2) ermöglicht die Filterung der Fehlergewichtungswerte MPD über eine vorgegebene Blocklänge B, so dass gemittelte Fehlergewichtungswerte mpd am Ausgang des Glättungsfilters G anliegen. Das Glättungsfilter G ist ein statistisches Filter, das den Fehlergewichtungsvektor MPD kontinuierlich im Zeitbereich verarbeitet. Vorzugsweise wird ein gleitender Durchschnitt gebildet. Alternativ können die MPD-Werte auch mit einem Tiefpassfilter oder einem Decimator verarbeitet werden. Im vorliegenden Glättungsalgorithmus (Algorithmus 2) wird der gleitende Durchschnitt berechnet über Blöcke der Größe B/2-1, wobei B gewählt wird in Abhängigkeit von der Einwirktiefe (sog. constraint length) des FEC-Codes .
In Figur 6a ist ein MPD-Graph dargestellt, der den Zustand am Eingang des Glättungsfilters G wiedergibt und in Figur 6b ist ein MPD-Graph dargestellt, der den Zustand am Ausgang des Glättungsfilters G wiedergibt. Es ist ersichtlich, dass eine gewisse Glättung des MPD-Graphes erfolgt, wobei kurze Spitzen 19 (sog. statistische Ausreißer) gänzlich verschwinden. In Konsequenz wird aus dem Graphen gemäß Figur 6a eine Hüllkurve extrahiert, die eine vereinfachte Weiterverarbeitung ermöglicht, ohne dass eine Pufferung der des gesamten Fehlergewichtungsvektors MPD in G erforderlich ist. Dies erleichtert die Hardwareimplementierung. Das Glättungsfilter G ermöglicht insbesondere eine eindeutige Bestimmung von hohen Fehlergewichtungswerten 20, die noch nach der FEC-Dekodierung auf Übertragungsfehler schließen lassen. Die Bestimmung von fehlerhaften Nachrichten kann somit erleichtert werden.
Die am Ausgang des Glättungsfilters G anliegenden Fehler- gewichtungswerte mpd werden in Blocklängen b konstanter Länge dem Blocklängenfilter B zugeführt. Das Blocklängenfilter B arbeitet nach der Vorschrift in Algorithmus 3, der im Folgenden dargestellt ist:
Algorithm 3: Dynamic block length and boundary selection
Input: Processcd MPD vector mpd with u real numbers: mpd[l], .. . , mpd[«];
Input: Error floor threshold E (System constant);
Output: Vector blocklength with N integers blocklength[l], . .. , blocklength [N]
I n = l ;blocklength[l] = 1 ;
// Numerically differentiate processed MPD
2 md = mpd ;
// For each MPD value: Search runs and count length
3 for i = 1 , ... ,u— 1 do
4 if md[/] < £ then
// Without change : Stay in block and count
5 blocklength [n] = blocklength [n] + 1;
6 end
7 eise
// With change: Go to next block and count
8 n = n+ 1;
9 blocklength [n] = blocklength [n] + 1 ;
10 end
11 end
12 return blocklength
In Zeile 2 berechnet Algorithmus 3 eine Ableitung md der
Fehlergewichtungsvektoren mpd und vergleicht diese mit einem Blocklängenschwellwert E (Zeile 4). Aus Figur 7a ist ersichtlich, dass in Teilbereichen der Nachrichtensequenz, in denen die Steigung der MPD-Werte relativ klein ist, relativ große Blocklängen bl generiert werden. Hingegen werden in Bereichen, in denen die mpd -Werte eine relativ große Steigung aufweisen, einer kleinen Blocklänge b2 zugewiesen. Somit ist eine änderungsabhängige Wahl der Blockgröße möglich. Am Ausgang des Blocklängenfilters B liegt somit ein Graph gemäß Figur 7b vor, so dass eine für eine genaue Berechnung des Schätzverfahrens angemessene Zeitauflösung gewählt werden kann. Es wird somit eine dynamische Zeitauflösung für das adaptive Übertragungsverfahren verwendet. Der Blocklängenschwellwert E ist eine Systemkonstante die von der Genauigkeit der verwendeten Empfängerhardware (Werteauflösung der AD-Wandler) abhängig ist.
Wie aus Figur 8 deutlich wird, besteht das Kompressionsfilter K aus zwei Signalzweigen 21, 22, denen vom Funktionsblock 8 zugeführte Fehlersteuerdaten 23, die aus den Fehlergewichtungswerten MPD gebildet worden sind, zugeführt werden. Die Fehlersteuerdaten 23 liegen als Bit- Vektoren S vor, wobei das Bit=0 für einen korrekten Nachrichtenwert na und das Bit=l für einen fehlerhaften Nachrichtenwert m steht. In dem ersten Signalzweig 21 ist ein Deltakodierblock 24 und ein arithmetischer Kodierblock 25 vorgesehen. In dem zweiten Signalzweig 22 ist ein Fehler- bitindexierblock 26 vorgesehen. Ausgangsseitig werden die beiden Signalzweige 21 und 22 einem Bitvektorauswahlblock 27 zugeführt, in dem die eingangsseitig vorliegenden Steuerdaten sl des ersten Signalzweiges 21 und Steuerdaten s2 des zweiten Signalzweiges 22 auf Bitvektorlänge verglichen werden. Es wird nur das kürzere Bitvektorsignal sl, s2 an den Funktionsblock 5 weitergegeben.
Wie aus Figur 8 zu ersehen ist, liegen Fehlersteuerdaten 23 als ein Bitvektor s vor, der beispielsweise zwei fehlerhafte Nachrichten (an zweiter Stelle und an sechster Stelle) und acht korrekte Nachrichten repräsentiert. Im Deltakodierungsblock 24 erfolgt eine Deltakodierung, wobei Änderungen in der Bitfolge mit einem Bit=l gekennzeichnet sind. In dem arithmetischen Kodierblock 25 erfolgt eine arithmetische Kodierung, wobei das Verhältnis von 0/1 bestimmt wird. In dem in Figur 8 gegebenen Beispiel liegt dann ein Bitvektor sl mit der Länge von 15 Bits vor. In dem Fehlerbitindexierungsblock 26 erfolgt eine Fehler- bitindexierung, wobei die Stellen des Bitvektors, an denen ein Bitwert=l vorliegt, erfasst und dann kodiert wird. Es werden somit nur die 1-Bitstellen erfasst. Bei Nachrichtenübertragungen, die relativ wenige Fehler enthalten, kann somit durch Verwerfen der 0-Werte der Bitvektor wesentlich verkürzt werden. Im vorliegenden Fall verringert sich die Bitvektorlänge von zehn auf acht Stellen. Die Länge dieses Bitvektors s2 ist kleiner als die Länge des Bitvektors sl. Da durch Vergleichblock 27 stets nur die wirksamste Kompression für die Fehlersteuerdaten ausgegeben wird, wird in diesem Beispiel lediglich der Bitvektor s2 an den Block 5 weitergegeben.
Nach einer nicht dargestellten Ausführungsform der Erfindung können die Filter G, B, K auch einzeln oder beliebig kombiniert miteinander in einer Schätzvorrichtung integriert sein.

Claims

Patentansprüche :
1. Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals in einem Empfänger, in dem eine von einem Sender erhaltene Nachricht dekodiert und einer Schätzung unterzogen wird, wobei zur Bestimmung der geschätzten Nachricht ein Algorithmus eingesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die geschätzte Nachricht (c) unter Verwendung von bei der Dekodierung der empfangenen Nachricht (c) ermittelten Dekodierparametern (MPD) berechnet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Codewort ( c ) der empfangenen Nachricht mittels eines Dekodieralgorithmus' für einen Faltungsoder Blockkodierer dekodiert wird, wobei unterschiedlichen Zuständen des Codewortes und/oder Zustandsän- derungen derselben Fehlergewichtungswerte (MPD) zugeordnet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Codewort (c ) der empfangenen Nachricht (m) mittels eines Viterbi-Algorithmus' dekodiert wird, wobei ein zur Bestimmung der geschätzten Nachricht (m) erforderlicher Fehlergewichtungs- wert (MPD) während eines zweiten Schrittes des Dekodiervorganges als ein minimaler Pfaddifferenzwert (MPD) berechnet wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung des minimalen Pfaddifferenzwertes (MPD) bei zur Dekodierung als binäre Daten vorliegen- de Codewörter ( c ) ein Hamming-Abstand berechnet wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung des minimalen Pfaddifferenzwertes bei zur Dekodierung als reelle Daten vorliegenden Codewörtern ein euklidischer Abstand berechnet wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die minimalen Pfaddifferenzwerte (MPD) normalisiert werden.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass nach der Demodulierung und nach der Dekodierung der empfangenen Nachricht (m) in einem ersten Schritt eine periodische Redundanzprüfung (CRC) durchgeführt wird und dass in einem zweiten Schritt eine blockweise Überprüfung der Nachricht (m) unter Bestimmung einer schwellwertbasierten Fehlerüberprüfung erfolgt, wobei bei Überschreiten eines vorgegebenen Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) nicht weitergeleitet und bei Unterschreiten des Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) weitergeleitet wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7 , dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlergewichtungswerte (MPD) kontinuierlich einer Filterung (G) unterworfen werden, dass nur solche Fehlergewichtungswerte ( mpd ) weiterverarbeitet werden, deren Wert oberhalb eines vorgegebenen Schwellwertes liegt.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlergewichtungswerte (MPD) als in Blockvektoren zusammengefasste Informationen Ginem gleitenden Durchschnitts-Filterverfahren (G) unterworfen werden.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass den Nachrichtensymbolen (m) jeweils Fehlergewichtungswerte (MPD) zugewiesen werden, die mittels eines Glättungsalgorithmus' über eine von dem Vorwärtsfehlercode abhängige Blocklänge (b) gefiltert werden.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die gemittelten Fehlergewich- tungsvektoren (mpd ) in Blöcken (b) verarbeitet werden, wobei die Länge des Blocks (b) abhängig ist von dem Vergleich von Ableitungen (md) des Fehlergewich- tungswertes ( mpd ) zu einem Blocklängenschwellwert (E).
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Blocklängenschwellwert (E) abhängig ist von der Genauigkeit der AD-Wandler in der Empfangshardware des Kommunikationssystems.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die den Nachrichtensymbolen (m) zugeordneten Fehlersteuerdaten (23, s), die durch Fehlerschätzung ermittelt worden sind und die einen korrekten Nachrichtenwert (Bitwert 1) und/oder einen fehlerhaften Nachrichtenwert (Bitwert 0) repräsentieren, derart komprimiert werden, so dass das wirksamste Kompressionsergebnis aus Deltakodierung (24) und einer anschließenden arithmetische Kodierung (25) einerseits und einer Fehlerbitindexierung (26) der nicht korrekten Nachrichtenwerte (Bitwert 1) andererseits ausgewählt wird.
14. Vorrichtung zur Schätzung von Kanalparametern eines zur Übertragung von Nachrichten genutzten Funkkanals mit einer Dekodiereinrichtung zum Dekodieren der Nachricht, mit einer Schätzeinrichtung, mittels derer unter Verwendung eines Algorithmus' aus einer übertragenen Nachricht eine geschätzte Nachricht berechenbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzeinrichtung (2) Mittel aufweist, derart, dass das eine blockweise Überprüfung der Nachricht (m) unter Bestimmung einer schwellwertbasierten Fehlerüberprüfung erfolgt, wobei bei Überschreiten eines vorgegebenen Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) nicht weitergeleitet und bei Unterschreiten des Fehlerschwellwertes die Nachricht (m) weitergeleitet wird.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzeinrichtung (2) in der Dekodiereinrichtung (1) integriert ist, wobei in der Dekodiereinrichtung ( 1 ) ermittelte Fehlergewichtungswerte (MPD) zur Bestimmung einer Fehlerrate des mittels der Dekodiereinrichtung (1) ermittelten Codewörter (c) berücksichtigt werden.
16. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlergewichtungswerte (MPD) einem Glättungsfilter (G) enthaltend eine Glättungsalgo- rithmus (Algorithmus 2) zuführbar sind, der über die vorgegebene Blocklänge (b) der Fehlergewichtungswerte (MPD) derart filtert, dass gemittelte Fehlergewich- tungswerte (mpd) am Ausgang des Glättungsfilters (G) anliegen.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Glättungsfilter (G) dem Dekodierbeobach- tungsblock ( 6 ) und/oder dem Indexblock ( 7 ) nachgeordnet ist, wobei in dem Glättungsfilter (G) die den Nachrichtenwerten (m) zugeordneten Fehlergewichtungs- werte (MPD) über die Zeit geglättet werden.
18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass dem Glättungsfilter (G) ein Blocklängenfilter (B) nachgeordnet ist, in dem eine Blocklänge (b) der gemittelten Fehlergewich- tungswerte ( mpd ) in Abhängigkeit von einem Steigungsverlauf (md) der gemittelten Fehlergewichtungs- werte {mpd) variiert wird.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass dem Adaptionsblock (8) ein Kompressionsfilter (K) nachgeordnet ist, das ein- gangsseitig blockweise vorliegende gemittelte Fehlersteuerdaten (23, s) in Abhängigkeit von den durch die Schätzeinrichtung ermittelten Bewertungsergebnis bewertet und komprimiert werden.
20. Programmprodukt, das in einer digitalen Schaltung implementiert ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Programmprodukt Programmabschnitte aufweist, mit dem das Verfahren nach einem der vorstehenden Verfahrensansprüche 1 bis 7 ausgeführt wird.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102710266B (zh) * 2012-05-31 2015-02-25 电子科技大学 一种汉明码编码参数盲识别方法
CN110289935B (zh) * 2019-06-18 2022-02-22 上海联影医疗科技股份有限公司 一种解码方法、装置、终端和存储介质

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0903883A2 (de) * 1997-09-21 1999-03-24 Lucent Technologies Inc. Anordnung und Verfahren zur adaptiven Veränderung von Modulations- und Kodierungsarten in einem Kommunikationssystem
US6005731A (en) * 1993-07-01 1999-12-21 Cirrus Logic, Inc. Channel quality circuit employing a test pattern generator in a sampled amplitude read channel for calibration
US20050180344A1 (en) * 2004-02-13 2005-08-18 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for providing fast detection of a high speed shared control channel
US20070002766A1 (en) * 2005-07-04 2007-01-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Cooperative relay transmission method for wireless communication system
EP1865627A1 (de) * 2005-04-28 2007-12-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Kommunikationsrelaisvorrichtung und kommunikationsrelaaisverfahren

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6092230A (en) * 1993-09-15 2000-07-18 Motorola, Inc. Method and apparatus for detecting bad frames of information in a communication system
DE19922184A1 (de) 1999-05-12 2000-11-23 Siemens Ag Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern
GB2396083A (en) * 2002-12-03 2004-06-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Frame error detection

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6005731A (en) * 1993-07-01 1999-12-21 Cirrus Logic, Inc. Channel quality circuit employing a test pattern generator in a sampled amplitude read channel for calibration
EP0903883A2 (de) * 1997-09-21 1999-03-24 Lucent Technologies Inc. Anordnung und Verfahren zur adaptiven Veränderung von Modulations- und Kodierungsarten in einem Kommunikationssystem
US20050180344A1 (en) * 2004-02-13 2005-08-18 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for providing fast detection of a high speed shared control channel
EP1865627A1 (de) * 2005-04-28 2007-12-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Kommunikationsrelaisvorrichtung und kommunikationsrelaaisverfahren
US20070002766A1 (en) * 2005-07-04 2007-01-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Cooperative relay transmission method for wireless communication system

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