WO2008084001A1 - Schaltungsanordnung sowie verfahren zum betrieb einer induktiven last - Google Patents

Schaltungsanordnung sowie verfahren zum betrieb einer induktiven last Download PDF

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WO2008084001A1
WO2008084001A1 PCT/EP2008/050009 EP2008050009W WO2008084001A1 WO 2008084001 A1 WO2008084001 A1 WO 2008084001A1 EP 2008050009 W EP2008050009 W EP 2008050009W WO 2008084001 A1 WO2008084001 A1 WO 2008084001A1
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storage capacitor
voltage
inductive load
capacitor
circuit arrangement
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PCT/EP2008/050009
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Harald Schmauss
Walter Schrod
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Continental Automotive Gmbh
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    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
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    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
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    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Definitions

  • the present invention relates to the operation of at least one inductive load.
  • the invention relates to an electronic driver circuit for operating solenoid injectors of a fuel injection system of an internal combustion engine.
  • an injection valve is magnetically driven by means of a mostly cylindrical coil (solenoid).
  • This drive concept is used in both normal pressure and high pressure systems.
  • the invention relates to an operating method for the control of an inductive load such.
  • Figs. 1 and 2 show a circuit part for operating an inductive load L, in which it is z. B. to the solenoid a fuel injector of an internal combustion engine of a motor vehicle acts.
  • the circuit part comprises a storage capacitor C arranged at the output of a DC / DC converter (not shown) for providing an operating voltage Vboost for the inductive load L.
  • Boost voltage a comparatively high voltage
  • Boost converter DC / DC boost converter
  • a resistor R is drawn in series with the capacitor C, which in fact is not inserted into the circuit part by a corresponding component, but in practice as "internal loss resistance" of the capacitor C for the function the circuit part must be considered.
  • This loss resistance R in the equivalent circuit diagram is often referred to as ESR ("Equivalent Series Resistance").
  • the circuit part further comprises a controllable switch arrangement, consisting of two transistors Tl and T2, for selectively connecting the inductive load L with the storage capacitor C (or in practice with the series circuit of a capacitor C and the internal loss resistance R).
  • a controllable switch arrangement consisting of two transistors Tl and T2 for selectively connecting the inductive load L with the storage capacitor C (or in practice with the series circuit of a capacitor C and the internal loss resistance R).
  • a first conduction path of a first terminal of the capacitor via the transistor Tl to a first terminal of the load L.
  • a second terminal of the load L is on the Transistor T2 is connected to a second terminal of the capacitor C, which simultaneously represents the electrical ground GND of the circuit part.
  • the circuit part comprises a freewheeling diode arrangement consisting of two freewheeling diodes Dl and D2.
  • the diode D 1 connects the first terminal of the capacitor C to the second terminal of the load L.
  • the diode D 2 connects the first terminal of the load L to the second terminal (electrical ground) of the capacitor C.
  • Fig. 1 illustrates the situation when driving the load L by switching on the switch assembly Tl, T2 (the transistors Tl and T2 are turned on). As shown by arrows in Fig. 1, flows in this situation, a current from the first terminal of the capacitor C via the components Tl, L and T2 to the electrical ground GND. Due to the series resistance R which is unavoidable in reality, the operating voltage Vboost available for driving the load L is reduced more or less, depending on the flowing current, by a voltage drop Vr across the resistor R with respect to a voltage Vc across the capacitor C.
  • the topology of the illustrated circuit part thus enables a freewheeling current which flows through the two freewheeling diodes D 1 and D 2 and, during this freewheeling phase, returns energy stored in the magnetic field to the inductive load L in the storage capacitor C. Due to the inherent resistance R, this feedback current results in a voltage drop. case Vr on resistor R, which adds itself as an additional voltage to the boost voltage Vboost.
  • the operating voltage Vboost provided by the DC / DC converter for the storage capacitor C is also used as the supply voltage for at least one further electronic circuit or electronic component of the vehicle electronics, then this further electronic circuit or its components must be so be dimensioned so that the describedchrosuberhohung does not exceed their maximum terminal voltage. Otherwise, such components may be damaged or even destroyed.
  • capacitor C with a particularly low internal resistance R.
  • z. B. as ceramic capacitors or film capacitors.
  • the disadvantage is that these capacitors are obtainable only with relatively small capacitance values or in large designs. Small capacitance values can disadvantageously only absorb a small part of the available backfeed energy and reduce the voltage excess only to a limited extent.
  • This object is achieved according to the invention by a circuit arrangement according to claim 1 and an operating method according to claim 8.
  • a protective circuit arranged in parallel to the storage capacitor is provided, which provides a current path (parallel to the storage capacitor) in the case of an excessively high voltage at the storage capacitor.
  • This current path can advantageously act to limit the return current to the storage capacitor or even act as a "discharge passage" for partially discharging the storage capacitor.
  • the inductive load may in particular be a solenoid, in particular a solenoid for actuating a fuel injection valve of an internal combustion engine.
  • the operating voltage provided at the storage capacitor is further provided as a supply voltage or a signal voltage of at least one further electronic circuit.
  • a signal voltage can, for. B. represent a voltage whose amplitude depends on the operating voltage.
  • the further electronic circuit it may be z.
  • it may be a driver chip for a solenoid injection driver.
  • the DC / DC converter is designed as a boost converter.
  • a battery voltage eg., 12 V
  • Vboost suitable higher operating voltage
  • the storage capacitor is designed as an electrolytic capacitor.
  • electrolytic capacitors With electrolytic capacitors, relatively large capacitance values can advantageously be achieved in a space-saving manner.
  • the relatively high internal resistance in this type of capacitor plays a subordinate role in the design according to the invention, since the optionally provided limitation of the backfeed current into the capacitor and / or partial discharge of the capacitor reliably prevents an otherwise to be feared voltage excitation.
  • the storage capacitor may also be formed from a parallel arrangement of a plurality of individual capacitors.
  • the DC / DC converter supplies the operating voltage with a nominal voltage value that is greater than a theoretical value sufficient to trigger the inductive load.
  • the "theoretically sufficient" voltage value in the case of a solenoid for actuating a solenoid valve is z. B. that voltage value with which the relevant valve actuating operation (eg., Valve opening operation) is already achievable.
  • the switch arrangement has a first switch for connecting a first terminal of the storage capacitor to a first terminal of the inductive load and a second switch for connecting a second terminal of the storage capacitor to a second terminal of the inductive load.
  • the freewheeling diode arrangement preferably comprises a first diode in a path from the second terminal of the inductive load to the first terminal of the storage capacitor and a second diode in a path from the first terminal of the inductive load to the second terminal of the storage capacitor, wherein one of the two terminals of the storage capacitor z. B. can be permanently connected to an electrical ground of the circuit arrangement.
  • a reference voltage are derived, which is characteristic of the time-averaged operating voltage, which is compared with a threshold value (setpoint) to activate the current path or the discharge passage at a corresponding voltage overshoot.
  • the temporal averaging has the advantage that voltage drops in the operating voltage, which are caused by an energy removal during the switch-on, hardly or at most slightly affect the reference voltage.
  • a reference voltage can, for. B. be derived via a network of resistors and capacitors of the operating voltage.
  • the corresponding "time constant" of the time averaging can in this case be dimensioned such that the reference voltage can follow adjustment actions on the DC / DC converter for the intended change in the operating voltage.
  • the optionally provided back-current limiting or partial discharge of the storage capacitor can then be based on a comparison of the reference voltage with a z.
  • a relatively high voltage across the capacitor (detected by comparing the reference voltage with the threshold voltage) turns on the current path of the protective circuit or increases the current flowing across the current path, whereas a relatively small voltage across the capacitor (detected by a comparison of the reference voltage with the threshold voltage) switches off the current passed through the current path again or reduced.
  • One advantage of the invention is that the optionally occurring storage capacitor charging current limitation or partial discharge of the storage capacitor and thus limitation or reduction of the operating voltage can be activated automatically when the operating voltage reaches a nominal value or rises above this nominal value. If the operating voltage remains in a nominal permissible range, the corresponding protective circuit can remain inactive.
  • FIG. 2 shows the circuit part of Fig. 1, but shown for a freewheeling phase
  • FIG. 3 is a block diagram of a circuit arrangement for operating an inductive load
  • Fig. 4 is a more detailed representation of the circuit arrangement of Fig. 3, and 5 shows an illustration of the time course of an operating voltage present in the region of the circuit arrangement of FIG. 4, shown for the case with and without protective circuit.
  • FIG 3 shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement 10 for operating an inductive load L (here: solenoid of a fuel injector).
  • the circuit arrangement 10 comprises a DC / DC converter 12 with an output-side storage capacitor C for providing an operating voltage Vboost (rated output voltage of the converter 12 designed as a step-up converter).
  • the input-side supply of the converter 12 is effected by applying an input operating voltage Vbatt (based on an electrical ground GND).
  • the circuit arrangement 10 further comprises a controllable switch arrangement 14 for selectively connecting the inductive load to the storage capacitor C.
  • the inductive load L is supplied with the operating voltage Vboost provided at the storage capacitor C.
  • a current I shown by arrows in FIG. 3 flows through the inductive load L.
  • the DC / DC converter 12 may be formed in a conventional manner as a step-up converter, in which a choke L3 is connected in series with a converter freewheeling diode D3, which follows the storage capacitor C.
  • a clocked control switching on and off
  • a circuit node connecting the components L3 and D3 is repeatedly connected to and disconnected from the electrical ground GND. This leads in a manner known per se to a charging of the capacitor C. to a charging voltage that is greater than the supplied supply voltage Vbatt.
  • the structure and function of the switch assembly 14 shown in Fig. 4 correspond to the structure and function of the already explained with Bezeug on Figs. 1 and 2 arrangement.
  • the protective circuit 20 functions, for example, such that when exceeding a fixed voltage threshold by the operating voltage Vboost, a current path between the upper in Fig. 4 capacitor terminal and the electrical Ground GND is formed, which is maintained until the operating voltage Vboost drops below this threshold voltage (or a second predetermined threshold voltage).
  • FIG. 5 shows an example of a profile of the operating voltage Vboost as a function of the time t.
  • the DC / DC converter 12 nominally sets the operating voltage Vboost to a voltage value Vl.
  • the switch arrangement 14 (transistors T 1 and T 2 in FIG. 4) is switched on and switched off again at a time t 2.
  • the voltage Vboost drops.
  • a very rapid increase in the operating voltage Vboost occurs again, which leads to a voltage increase (beyond V1).
  • FIG. 5 a profile of the operating voltage Vboost is shown for comparison, which was obtained without the protective circuit 20. It can be seen that without the protective circuit 20 in the period between t2 and t3, a substantially greater voltage increase, namely up to a voltage value V3, has taken place.
  • Thechrosbegrenzungs- characteristic shown in Fig. 5 by way of example can be particularly simple in circuit technology z. B. be achieved in that in the protective circuit 20, a transistor is arranged so that it can remove current from Vboost to GND.
  • the drive (for example, determined by a gate potential in the case of a FET) can be effected by a reference voltage which is derived from the operating voltage Vboost via a resistor-capacitor network and is characteristic of a time-averaged operating voltage Vboost. If the z. B. formed as a FET of the P-channel type transistor has a fixed threshold voltage (gate-source voltage), in which it becomes conductive, the transistor behaves like a controller that dissipates so much power to GND that Vboost on a predetermined voltage level is reduced or maintained at this voltage level.
  • gate-source voltage gate-source voltage

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electrical Control Of Air Or Fuel Supplied To Internal-Combustion Engine (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (10) zum Betrieb wenigstens einer induktiven Last (L), beispielsweise eines Solenoids eines Kraftstoffeinspritzventils, wobei die Schaltungsanordnung dazu ausgebildet ist, nach einer Ansteuerung der Last (L), in einer Freilaufphase, elektrische Energie in einen Speicherkondensator (C) rückzuspeisen. Um hier- bei eine unerwünschte Spannungsüberhöhung am Kondensator (C) zu vermeiden, umfasst die Schaltungsanordnung (10) einen DC/DC-Wandler (12) mit dem ausgangsseitigen Speicherkondensator (C) zur Bereitstellung einer Betriebsspannung (Vboost) für die Last (L), eine ansteuerbare Schalteranordnung (14) zur wahlweisen Verbindung der Last (L) mit dem Kondensator (C), und eine Freilaufdiodenanordnung (D1, D2) zur Rückspeisung von elektrischer Energie in den Kondensator (C) nach einer Abschaltung der Schalteranordnung (14), wobei eine dem Kondensator (C) parallel angeordnete Schutzbeschaltung (20) vorgesehen ist, welche im Falle einer übermässig hohen Spannung am Kondensator (C) einen Strompfad zum Begrenzen der Ladespannung am Kondensator (C) bereitstellt.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung sowie Verfahren zum Betrieb einer induktiven Last
Die vorliegende Erfindung betrifft den Betrieb wenigstens einer induktiven Last.
Insbesondere betrifft die Erfindung eine elektronische Trei- berschaltung zum Betrieb von Solenoid-Injektoren eines Kraftstoffeinspritzsystems einer Brennkraftmaschine. Bei derartigen Injektoren wird mittels einer zumeist zylindrischen Spule (Solenoid) ein Einspritzventil magnetisch angetrieben. Dieses Antriebskonzept findet sowohl bei Normaldruck- als auch Hoch- drucksystemen Anwendung. Ferner betrifft die Erfindung ein Betriebsverfahren für die Ansteuerung einer induktiven Last wie z. B. einen Solenoid-Injektor .
Im Bereich der Automobilelektronik sind Schaltungsanordnungen zum Betrieb von solenoidbetatigten Kraftstoffinjektoren bekannt, bei welchen ein Speicherkondensator zur Bereitstellung einer Betriebsspannung für die induktive Last (z. B. Solenoid) vorgesehen ist, um bei der Ansteuerung des Solenoids in einfacher Weise kurzzeitig einen vergleichsweise großen e- lektrischen Strom liefern zu können. Es ist ferner das Prinzip bekannt, nach einer Abschaltung des Solenoids eine Ruckspeisung von elektrischer Energie in einen solchen Speicherkondensator vorzusehen, um die ruckgespeicherte Energie bei der nächsten Solenoidansteuerung nutzen zu können.
Eine bei diesem Schaltungskonzept sich ergebende Problematik sei am Beispiel einer auf internen betrieblichen Kenntnissen der Anmelderin beruhenden Treiberschaltung erläutert, die in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist.
Die Fig. 1 und 2 zeigen einen Schaltungsteil zum Betrieb einer induktiven Last L, bei der es sich z. B. um das Solenoid eines Kraftstoffinjektors einer Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs handelt.
Der Schaltungsteil umfasst einen am Ausgang eines (nicht dar- gestellten) DC/DC-Wandlers angeordneten Speicherkondensator C zur Bereitstellung einer Betriebsspannung Vboost für die induktive Last L. Der betreffende Injektor wird, um den notigen Offnungsstrom schneller zu erreichen, mit einer vergleichsweise hohen Spannung ("Boostspannung" ) beaufschlagt. Zur Er- zeugung dieser Spannung Vboost wird z. B. ein Hochsetzsteller ("DC/DC boost Converter") verwendet, der eine Fahrzeug- Batteriespannung aufwartswandelt .
In den Fig. 1 und 2 ist in Reihe zu dem Kondensator C ein Wi- derstand R eingezeichnet, der tatsachlich zwar nicht durch eine entsprechende Komponente in den Schaltungsteil eingefugt ist, jedoch in der Praxis als "innerer Verlustwiderstand" des Kondensators C für die Funktion des Schaltungsteils berücksichtigt werden muss. Dieser Verlustwiderstand R im Ersatz- Schaltbild wird oftmals als ESR ("equvivalent series re- sistance") bezeichnet.
Der Schaltungsteil umfasst ferner eine ansteuerbare Schalteranordnung, bestehend aus zwei Transistoren Tl und T2, zur wahlweisen Verbindung der induktiven Last L mit dem Speicherkondensator C (bzw. in der Praxis mit der Reihenschaltung aus einer Kapazität C und dem inneren Verlustwiderstand R) .
Wie es in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist, verlauft ein ers- ter Leitungspfad von einem ersten Anschluss des Kondensators (Potenzial: Vboost) über den Transistor Tl zu einem ersten Anschluss der Last L. Ein zweiter Anschluss der Last L ist über den Transistor T2 mit einem zweiten Anschluss des Kondensators C verbunden, der gleichzeitig die elektrische Masse GND des Schaltungsteils darstellt. Schließlich umfasst der Schaltungsteil eine Freilaufdiodenanordnung bestehend aus zwei Freilaufdioden Dl und D2. Die Diode Dl verbindet den ersten Anschluss des Kondensators C mit dem zweiten Anschluss der Last L. Die Diode D2 verbindet den ersten Anschluss der Last L mit dem zweiten Anschluss (elektrische Masse) des Kondensators C.
Fig. 1 veranschaulicht die Situation beim Ansteuern der Last L durch Einschalten der Schalteranordnung Tl, T2 (die Tran- sistoren Tl und T2 sind eingeschaltet) . Wie es durch Pfeile in Fig. 1 dargestellt ist, fließt in dieser Situation ein Strom vom ersten Anschluss des Kondensators C über die Komponenten Tl, L und T2 zur elektrischen Masse GND. Auf Grund des in der Realität unvermeidbaren Serienwiderstands R ist die zur Ansteuerung der Last L zur Verfugung stehende Betriebsspannung Vboost durch einen Spannungsabfall Vr am Widerstand R gegenüber einer Spannung Vc am Kondensator C mehr oder weniger, abhangig vom fließenden Strom, reduziert.
Nach einer Abschaltung der Schalteranordnung Tl, T2 ergibt sich die in Fig. 2 veranschaulichte Betriebsphase, bei welcher eine Ruckspeisung von elektrischer Energie aus der Last L zurück in den Speicherkondensator C erfolgt.
Wie es durch Pfeile in Fig. 2 dargestellt ist, fließt in dieser Betriebsphase ein Strom vom zweiten Anschluss der Last L über die erste Freilaufdiode Dl zum ersten Anschluss des Kondensators C und ein Strom vom zweiten Anschluss des Kondensators C (über den Widerstand R) über die zweite Freilaufdiode D2 zum ersten Anschluss der Last L.
Die Topologie des dargestellten Schaltungsteils ermöglicht also einen Freilaufström, der durch die beiden Freilaufdioden Dl und D2 fließt und wahrend dieser Freilaufphase im Magnet- feld der induktiven Last L gespeicherte Energie in den Speicherkondensator C zuruckspeist . Auf Grund des inhärenten Widerstands R ergibt dieser Ruckspeisestrom einen Spannungsab- fall Vr am Widerstand R, der sich als zusatzliche Spannung auf die Boostspannung Vboost addiert.
Diese Spannungsuberhohung bzw. der zusatzliche Spannungsab- fall über den inneren Widerstand R vergrößert sich in der Regel bei einer Alterung des Kondensators und bei niedrigen Temperaturen, da sich in beiden Fallen der Widerstand R erhöht.
Insbesondere wenn die von dem DC/DC-Wandler für den Speicherkondensator C bereitgestellte Betriebsspannung Vboost außerdem als Versorgungsspannung für wenigstens eine weitere e- lektronische Schaltung bzw. elektronische Komponente der Fahrzeugelektronik verwendet wird, so muss diese weitere e- lektronische Schaltung bzw. deren Komponenten so dimensioniert werden, dass die beschriebene Spannungsuberhohung deren maximale Anschlussspannung nicht überschreitet. Andernfalls können derartige Komponenten beschädigt oder sogar zerstört werden .
Die Problematik konnte dadurch entschärft werden, dass ein Kondensator C mit einem besonders niedrigen Innenwiderstand R verwendet wird. Solche Kondensatoren sind zwar verfugbar, z. B. als keramische Kondensatoren oder Folienkondensatoren. Nachteilig ist jedoch, dass diese Kondensatoren nur mit relativ kleinen Kapazitatswerten bzw. in großen Bauformen erhaltlich sind. Kleine Kapazitatswerte können nachteiligerweise nur einen kleinen Teil der verfugbaren Ruckspeiseenergie aufnehmen und vermindern die Spannungsuberhohung nur bedingt.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung sowie ein Verfahren zum Betrieb wenigstens einer induktiven Last bereitzustellen, mit welchen die oben erläuterten Nachteile vermieden werden können und insbesondere eine unerwünschte Spannungsuberhohung in der Freilaufphase reduziert werden kann. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bzw. ein Betriebsverfahren nach Anspruch 8 gelost.
Bei der erfindungsgemaßen Schaltungsanordnung ist eine dem Speicherkondensator parallel angeordnete Schutzbeschaltung vorgesehen, welche im Falle einer übermäßig hohen Spannung am Speicherkondensator einen Strompfad (parallel zum Speicherkondensator) bereitstellt.
Dieser Strompfad kann vorteilhaft zur Limitierung des Ruckspeisestroms in den Speicherkondensator wirken oder sogar als eine "Entladepassage" zum teilweisen Entladen des Speicherkondensators wirken.
Mit einer solchen Schutzbeschaltung ist es in einfacher Weise möglich, einen Teil des zuruckgespeisten Stroms zur elektrischen Schaltungsmasse der Schaltungsanordnung abzuführen und somit einen übermäßigen Spannungsabfall über den inneren Wi- derstand R zu vermeiden, welcher die Ursache des Anstiegs der Boostspannung darstellt.
Bei der induktiven Last kann es sich insbesondere um ein So- lenoid handeln, insbesondere ein Solenoid zur Betätigung ei- nes Kraftstoffeinspritzventils einer Brennkraftmaschine.
In einer Ausfuhrungsform ist vorgesehen, dass die am Speicherkondensator bereitgestellte Betriebsspannung ferner als Versorgungsspannung oder eine Signalspannung wenigstens einer weiteren elektronischen Schaltung vorgesehen ist. Eine solche Signalspannung kann z. B. eine Spannung darstellen, deren Amplitude von der Betriebsspannung abhangt. Bei der weiteren elektronischen Schaltung kann es sich z. B. um einen Treiber- Chip für einen Solenoid-Einspritztreiber handeln.
In einer Ausfuhrungsform ist der DC/DC-Wandler als ein Hoch- setzsteller ausgebildet. Im Bereich einer Automobilelektronik kann damit z. B. eine Batteriespannung (z. B. 12 V) auf eine besonders zur Ansteuerung von solenoidbetatigten Einspritzventilen geeignete höhere Betriebsspannung (Vboost) gewandelt werden .
In einer bevorzugten Ausfuhrungsform ist der Speicherkondensator als Elektrolytkondensator ausgebildet. Mit Elektrolytkondensatoren können vorteilhaft in bauraumsparender Weise relativ große Kapazitatswerte erzielt werden. Der bei diesem Kondensatortyp relativ hohe Innenwiderstand spielt bei der erfindungsgemaßen Gestaltung eine untergeordnete Rolle, da die gemäß der Erfindung gegebenenfalls vorgesehene Limitierung des Ruckspeisestroms in den Kondensator und/oder teilweise Entladung des Kondensators eine ansonsten zu befurch- tende Spannungsuberhohung zuverlässig verhindert.
Selbstverständlich kann der Speicherkondensator auch aus einer parallelen Anordnung mehrerer Einzelkondensatoren gebildet sein.
In einer Ausfuhrungsform ist vorgesehen, dass der DC/DC- Wandler die Betriebsspannung mit einem Nenn-Spannungswert liefert, der großer als ein theoretisch zur Ansteuerung der induktiven Last ausreichender Spannungswert ist. Der "theore- tisch ausreichende" Spannungswert im Falle eines Solenoids zur Betätigung eines Magnetventils ist z. B. derjenige Spannungswert, mit welchem der betreffende Ventilstellvorgang (z. B. Ventiloffnungsvorgang) bereits erzielbar ist.
In einer Ausfuhrungsform ist vorgesehen, dass die Schalteranordnung einen ersten Schalter zum Verbinden eines ersten Anschlusses des Speicherkondensators mit einem ersten Anschluss der induktiven Last und einen zweiten Schalter zum Verbinden eines zweiten Anschlusses des Speicherkondensators mit einem zweiten Anschluss der induktiven Last aufweist. Die Freilaufdiodenanordnung umfasst bevorzugt eine erste Diode in einem Pfad vom zweiten Anschluss der induktiven Last zum ersten Anschluss des Speicherkondensators und eine zweite Diode in einem Pfad vom ersten Anschluss der induktiven Last zum zweiten Anschluss des Speicherkondensators, wobei einer der beiden Anschlüsse des Speicherkondensators z. B. permanent mit einer elektrischen Masse der Schaltungsanordnung verbunden sein kann.
In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass im Falle einer übermäßig hohen Spannung am Speicherkondensator diese Spannung nach Art einer Regelung auf einen vorgegebenen Sollwert limitiert oder reduziert wird.
Hierfür kann in schaltungstechnisch einfacher Weise z. B. auf Basis der Betriebsspannung eine Referenzspannung abgeleitet werden, welche charakteristisch für die zeitlich gemittelte Betriebsspannung ist, die mit einem Schwellenwert (Sollwert) verglichen wird, um den Strompfad bzw. die Entladepassage bei entsprechender Spannungsuberschreitung zu aktivieren.
Die zeitliche Mittelung besitzt den Vorteil, dass Spannungseinbruche der Betriebsspannung, die durch eine Energieentnahme wahrend der Einschaltphase verursacht werden, sich kaum oder allenfalls geringfügig auf die Referenzspannung auswirken. Eine derartige Referenzspannung kann z. B. über ein Netzwerk aus Widerstanden und Kondensatoren von der Betriebsspannung abgeleitet werden.
Die entsprechende "Zeitkonstante" der zeitlichen Mittelung kann hierbei so dimensioniert werden, dass die Referenzspannung Stelleingriffen auf den DC/DC-Wandler zur beabsichtigten Veränderung der Betriebsspannung folgen kann.
Die gegebenenfalls vorzusehende Ruckspeisestrom-Limitierung bzw. teilweise Entladung des Speicherkondensators kann dann auf Basis eines Vergleichs der Referenzspannung mit einer z. B. fest vorgegebenen Schwellenspannung realisiert werden: Eine relativ hohe Spannung am Kondensator (detektiert durch einen Vergleich der Referenzspannung mit der Schwellenspannung) schaltet den Strompfad der Schutzbeschaltung ein bzw. vergro- ßert den über den Strompfad fließenden Strom, wohingegen eine relativ kleine Spannung am Kondensator (detektiert durch einen Vergleich der Referenzspannung mit der Schwellenspannung) den über den Strompfad geführten Strom wieder abschaltet bzw. verkleinert .
Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, dass die gegebenenfalls erfolgende Speicherkondensatorladestrom-Limitierung bzw. teilweise Entladung des Speicherkondensators und somit Limitierung bzw. Reduzierung der Betriebsspannung selbststan- dig aktiviert werden kann, wenn die Betriebsspannung einen nominellen Wert erreicht bzw. über diesen nominalen Wert ansteigt. Falls die Betriebsspannung in einem nominal zulassigen Bereich bleibt, so kann die entsprechende Schutzbeschaltung inaktiv bleiben.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausfuhrungsbeispiels mit Bezug auf die beigefugten Zeichnungen weiter beschrieben. Es stellen dar:
Fig. 1 einen Schaltungsteil einer Solenoid-
Treiberschaltung, dargestellt für eine Bestro- mungsphase,
Fig. 2 den Schaltungsteil von Fig. 1, jedoch dargestellt für eine Freilaufphase,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Betrieb einer induktiven Last,
Fig. 4 eine detailliertere Darstellung der Schaltungsanordnung von Fig. 3, und Fig. 5 eine Darstellung des Zeitverlaufs einer im Bereich der Schaltungsanordnung von Fig. 4 vorliegenden Betriebsspannung, dargestellt für die Falle mit und ohne Schutzbeschaltung .
Fig. 3 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel einer Schaltungsanordnung 10 zum Betrieb einer induktiven Last L (hier: Solenoid eines Kraftstoffinjektors) .
Die Schaltungsanordnung 10 umfasst einen DC/DC-Wandler 12 mit einem ausgangsseitigen Speicherkondensator C zur Bereitstellung einer Betriebsspannung Vboost (Nenn-Ausgangsspannung des als Hochsetzsteller ausgebildeten Wandlers 12) . Die eingangs- seitige Versorgung des Wandlers 12 erfolgt durch Anlegen ei- ner Eingangsbetriebsspannung Vbatt (bezogen auf eine elektrische Masse GND) .
Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner eine ansteuerbare Schalteranordnung 14 zum wahlweisen Verbinden der induktiven Last mit dem Speicherkondensator C. In einem eingeschalteten Zustand der Schalteranordnung 14 wird die induktive last L mit der am Speicherkondensator C bereitgestellten Betriebsspannung Vboost beaufschlagt. In dieser Ansteuerphase fließt ein in Fig. 3 durch Pfeile dargestellter Strom I durch die induktive Last L.
Fig. 4 zeigt die Schaltungsanordnung 10 detaillierter. Daraus ist ersichtlich, dass der DC/DC-Wandler 12 in an sich bekannter Weise als ein Hochsetzsteller ausgebildet sein kann, bei welchem eine Drossel L3 in Reihe mit einer Wandlerfreilaufdiode D3 geschaltet ist, welcher der Speicherkondensator C folgt. Durch eine getaktete Ansteuerung (Ein- und Ausschalten) eines z. B. als Transistor implementierten Schalters S wird ein die Komponenten L3 und D3 verbindender Schaltungs- knoten in wiederholter Weise mit der elektrischen Masse GND verbunden und wieder von dieser getrennt. Dies fuhrt in an sich bekannter Weise zu einer Aufladung des Kondensators C auf eine Ladespannung, die großer als die zugefuhrte Versorgungsspannung Vbatt ist.
In der Darstellung von Fig. 4 ist im Sinne eines elektrischen Ersatzschaltbilds (gestrichelte Linie) der Kondensator C zusammen mit seinem in der Praxis unvermeidbaren Innenwiderstand R eingezeichnet.
Der Aufbau und die Funktion der in Fig. 4 dargestellten Schalteranordnung 14 entsprechen dem Aufbau und der Funktion der eingangs bereits mit Bezeug auf die Fig. 1 und 2 erläuterten Anordnung.
Eine Besonderheit der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsan- Ordnung 10 besteht jedoch darin, dass eine dem Speicherkondensator C parallel angeordnete Schutzbeschaltung 20 (z. B. als Teil der in Fig. 3 als Block dargestellten Schalteranordnung 14) vorgesehen ist, welche im Falle einer übermäßig hohen Spannung am Speicherkondensator C (bzw. genauer gesagt der Reihenschaltung aus Kondensator C und Innenwiderstand R) einen Strompfad parallel zum Speicherkondensator C bereitstellt.
Damit wird in einfacher und zuverlässiger Weise in derjenigen Betriebsphase, in welcher über die Freilaufdioden Dl und D2 ein Freilaufström zur Aufladung des Speicherkondensators C zuruckgespeist wird, der Kondensatorladestrom limitiert und somit eine unerwünscht große Spannungsuberhohung am Kondensator C vermieden.
Für die konkrete schaltungstechnische Realisierung der Schutzbeschaltung 20 stehen dem Fachmann vielfaltige Möglichkeiten zur Verfugung. Im dargestellten Ausfuhrungsbeispiel funktioniert die Schutzbeschaltung 20 beispielsweise so, dass bei Überschreitung einer fest vorgegebenen Spannungsschwelle durch die Betriebsspannung Vboost, ein Strompfad zwischen dem in Fig. 4 oberen Kondensatoranschluss und der elektrischen Masse GND gebildet wird, der solange aufrechterhalten wird, bis die Betriebsspannung Vboost wieder unter diese Schwellenspannung (oder eine zweite fest vorgegebene Schwellenspannung) absinkt.
Fig. 5 zeigt beispielhaft einen Verlauf der Betriebsspannung Vboost in Abhängigkeit von der Zeit t.
Der DC/DC-Wandler 12 stellt die Betriebsspannung Vboost nomi- nell auf einen Spannungswert Vl ein. Zu einem Zeitpunkt tl wird die Schalteranordnung 14 (Transistoren Tl und T2 in Fig. 4) eingeschaltet und zu einem Zeitpunkt t2 wieder ausgeschaltet. Im Zeitraum zwischen tl und t2 kommt es auf Grund der hohen Stromentnahme aus dem Kondensator C zu einem Absinken der Spannung Vboost. Nach der Abschaltung zum Zeitpunkt t2 erfolgt jedoch auf Grund der Ruckspeisung wieder ein sehr rascher Anstieg der Betriebsspannung Vboost, der zu einer Span- nungsuberhohung (über Vl hinaus) fuhrt.
Sobald durch die Schutzbeschaltung 20 jedoch erfasst wird, dass die Betriebsspannung Vboost eine über der Spannung Vl liegende Schwellenspannung V2 erreicht, wird von der Schutzbeschaltung 20 eine Entladepassage bereitgestellt, welche Strom zur Fahrzeugmasse GND abfuhrt. Nach Art einer Regelung wird damit ein Anstieg über die Schwellenspannung V2 hinaus vermieden, bis der Ruckspeisestrom zu einem Zeitpunkt t3 ohnehin zum Erliegen kommt und die Betriebsspannung Vboost wieder auf das Niveau Vl zurückfallt.
In Fig. 5 gestrichelt ist zum Vergleich ein Verlauf der Betriebsspannung Vboost eingezeichnet, der sich ohne die Schutzbeschaltung 20 ergeben wurde. Daraus ist ersichtlich, dass ohne die Schutzbeschaltung 20 im Zeitraum zwischen t2 und t3 eine wesentlich größere Spannungsuberhohung, nämlich bis zu einem Spannungswert V3 erfolgen wurde. Die in Fig. 5 beispielhaft dargestellte Spannungsbegrenzungs- charakteristik kann in schaltungstechnisch besonders einfacher Weise z. B. dadurch erreicht werden, dass in der Schutz- beschaltung 20 ein Transistor so angeordnet wird, dass er Strom von Vboost nach GND abfuhren kann. Die Ansteuerung (z. B. bestimmt durch ein Gate-Potenzial bei einem FET) kann durch eine Referenzspannung erfolgen, die von der Betriebsspannung Vboost über ein Widerstands-Kondensator-Netzwerk abgeleitet wird und charakteristisch für eine zeitlich gemit- telte Betriebsspannung Vboost ist. Wenn der z. B. als FET vom P-Kanal-Typ ausgebildete Transistor eine feste Schwellenspannung (Gate-Source-Spannung) besitzt, bei der er leitend wird, so verhalt sich der Transistor wie ein Regler, der soviel Strom nach GND abfuhrt, dass Vboost auf ein vorbestimmtes Spannungsniveau reduziert bzw. auf diesem Spannungsniveau gehalten wird.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betrieb wenigstens einer induktiven Last (L) , insbesondere eines Solenoids eines Kraft- stoffeinspritzventils einer Brennkraftmaschine, umfassend
einen DC/DC-Wandler (12) mit einem ausgangsseitigen Speicherkondensator (C) zur Bereitstellung einer Betriebsspannung (Vboost) für die induktive Last (L) ,
- eine ansteuerbare Schalteranordnung (14) zur wahlweisen Verbindung der induktiven Last (L) mit dem Speicherkondensator (C) , und
- eine Freilaufdiodenanordnung (Dl, D2) zur Ruckspeisung von elektrischer Energie in den Speicherkondensator (C) nach einer Abschaltung der Schalteranordnung (14 ),
wobei eine dem Speicherkondensator (C) parallel angeordnete Schutzbeschaltung (20) vorgesehen ist, welche im Falle einer übermäßig hohen Spannung am Speicherkondensator (C) einen Strompfad bereitstellt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die am Speicherkondensator (C) bereitgestellte Betriebsspannung (Vboost) ferner als Versorgungsspannung oder Signalspannung wenigstens einer weiteren elektronischen Schaltung vorgesehen ist.
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der DC/DC-Wandler (12) als ein Hochsetzsteller ausgebildet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Speicherkondensator (C) als Elektrolytkondensator ausgebildet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der DC/DC-Wandler (12) die Betriebsspannung (Vboost) mit einem Nenn-Spannungswert liefert, der großer als ein theoretisch zur Ansteuerung der induktiven Last (L) ausreichender Spannungswert ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Schalteranordnung (14) einen ersten Schal- ter (Tl) zum Verbinden eines ersten Anschlusses des Speicherkondensators (C) mit einem ersten Anschluss der induktiven Last und einen zweiten Schalter (T2) zum Verbinden eines zweiten Anschlusses des Speicherkondensators (C) mit einem zweiten Anschluss der induktiven Last (L) aufweist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Schutzbeschaltung (20) im Falle einer u- bermaßig hohen Spannung am Speicherkondensator (C) diese Spannung nach Art einer Regelung auf einen vorgegebenen Sollwert (V2) limitiert oder reduziert.
8. Verfahren zum Betrieb wenigstens einer induktiven Last
(L) , insbesondere eines Solenoids eines Kraftstoffein- spritzventils einer Brennkraftmaschine, umfassend
- eine DC/DC-Wandlung (12) mit einer ausgangsseitigen Bereitstellung einer Betriebsspannung für die induktive Last (L) an einem Speicherkondensator (C) ,
eine wahlweise geschaltete Verbindung (14) der induktiven Last (L) mit dem Speicherkondensator (C) , und
- eine Ruckspeisung von elektrischer Energie in den Speicherkondensator (C) nach einem Abschalten der
Verbindung (14) zwischen der induktiven Last (L) und dem Speicherkondensator (C) , wobei im Falle einer übermäßig hohen Spannung am Speicherkondensator (C) ein Strompfad (20) parallel zum Speicherkondensator (C) bereitgestellt wird.
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011086412B4 (de) * 2011-11-15 2023-06-15 Vitesco Technologies GmbH Vorrichtung und Verfahren zum Testen des Zustands der Verbindung einer mit einem Verbindungspunkt verbundenen Last
JP5849975B2 (ja) * 2013-02-25 2016-02-03 株式会社デンソー 燃料噴射制御装置および燃料噴射システム
DE102013220613B4 (de) * 2013-10-11 2024-03-14 Vitesco Technologies GmbH Verfahren und Computerprogramm zum Ansteuern eines Kraftstoffinjektors
CN105090597A (zh) * 2015-06-30 2015-11-25 武汉华夏精冲技术有限公司 一种带浪涌吸收的直流电磁阀
CN105041535A (zh) * 2015-07-24 2015-11-11 苏州市大力电器有限公司 一种用于喷油器电磁阀的高性能驱动装置
DE102017201618A1 (de) 2017-02-01 2018-08-02 Continental Automotive Gmbh DC-DC-Wandler
CN114221317B (zh) * 2021-12-14 2023-04-07 广东福德电子有限公司 一种低成本直流阻感负载快速断开方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4377144A (en) * 1980-09-08 1983-03-22 Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha Injector driving circuit
US5717562A (en) * 1996-10-15 1998-02-10 Caterpillar Inc. Solenoid injector driver circuit
DE19747033A1 (de) * 1997-10-24 1999-04-29 Daimler Chrysler Ag Elektronische Schalteinrichtung für Magneten

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI81701C (fi) * 1988-05-17 1990-11-12 Kone Oy Oeverspaenningsskydd foer riktarbryggor.
DE19709264A1 (de) * 1997-03-06 1998-09-10 Hilti Ag Verfahren zur Reduzierung von Rückwirkungen auf den Verlauf des einem Netz entnommenen Stroms bei induktiven Lasten und Vorrichtung zum Antreiben von Motoren nach diesem Verfahren
US6473318B1 (en) * 2000-11-20 2002-10-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Leakage energy recovering system and method for flyback converter
JP4088756B2 (ja) * 2001-03-13 2008-05-21 デンセイ・ラムダ株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4377144A (en) * 1980-09-08 1983-03-22 Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha Injector driving circuit
US5717562A (en) * 1996-10-15 1998-02-10 Caterpillar Inc. Solenoid injector driver circuit
DE19747033A1 (de) * 1997-10-24 1999-04-29 Daimler Chrysler Ag Elektronische Schalteinrichtung für Magneten

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