WO2008029562A1 - Atomic force microscope - Google Patents

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WO2008029562A1
WO2008029562A1 PCT/JP2007/064732 JP2007064732W WO2008029562A1 WO 2008029562 A1 WO2008029562 A1 WO 2008029562A1 JP 2007064732 W JP2007064732 W JP 2007064732W WO 2008029562 A1 WO2008029562 A1 WO 2008029562A1
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WO
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phase
signal
resonance frequency
cantilever
reference signal
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Application number
PCT/JP2007/064732
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English (en)
French (fr)
Inventor
Toshio Ando
Takayuki Uchihashi
Noriyuki Kodera
Naohisa Takahashi
Original Assignee
National University Corporation Kanazawa University
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Publication date
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Priority to JP2008533070A priority patent/JP4496350B2/ja
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01Q—SCANNING-PROBE TECHNIQUES OR APPARATUS; APPLICATIONS OF SCANNING-PROBE TECHNIQUES, e.g. SCANNING PROBE MICROSCOPY [SPM]
    • G01Q10/00—Scanning or positioning arrangements, i.e. arrangements for actively controlling the movement or position of the probe
    • G01Q10/04—Fine scanning or positioning
    • G01Q10/06—Circuits or algorithms therefor
    • G01Q10/065—Feedback mechanisms, i.e. wherein the signal for driving the probe is modified by a signal coming from the probe itself
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01Q—SCANNING-PROBE TECHNIQUES OR APPARATUS; APPLICATIONS OF SCANNING-PROBE TECHNIQUES, e.g. SCANNING PROBE MICROSCOPY [SPM]
    • G01Q60/00—Particular types of SPM [Scanning Probe Microscopy] or microscopes; Essential components thereof
    • G01Q60/24—AFM [Atomic Force Microscopy] or apparatus therefor, e.g. AFM probes
    • G01Q60/32—AC mode

Definitions

  • the present invention relates to an atomic force microscope that causes a cantilever to self-oscillate at a resonance frequency and observes a sample based on a resonance frequency shift caused by the interaction between the cantilever and the sample.
  • AFM atomic force microscope
  • AFM is expected as a technique for observing nano-functional dynamics of biomolecules, for example.
  • FM (Frequency Modulation) AFM is known as an AFM that can be used not only in contact mode but also in non-contact mode, and is also known as AFM that can obtain high-resolution images.
  • FM-AFM is a technique that generally obtains sample information by causing a self-excited oscillation of a cantilever at a resonance frequency and detecting a resonance frequency shift due to the interaction between the cantilever and the sample.
  • the conventional typical FM-AFM will be described below.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a conventional FM-AFM.
  • a cantilever 101 has a probe at the tip, and the cantilever 101 is arranged so that the probe is close to the sample of the sample stage 103.
  • the displacement sensor 105 is generally an optical lever type sensor, and monitors the displacement of the cantilever 101.
  • the detection signal of the displacement sensor 105 is differentiated by a differentiator 107, and further, an appropriate gain is applied by an amplifier 109.
  • This signal is supplied to the actuator 111 as a drive signal for the cantilever 101, and the cantilever 101 is driven by the actuator 111.
  • the actuator 111 is, for example, a piezoelectric element (piezo element). There are no other driving signals from outside.
  • the cantilever 101 is fluctuating thermally, and the amplitude of fluctuation is larger than the other frequencies around the resonance frequency. This fluctuation appears in the detection signal of sensor 105 (proportional to the displacement of the force lever), the detection signal is differentiated, gained, and driven. It is supplied as a motion signal. Therefore, the drive signal increases around the resonance frequency, and the cantilever 101 vibrates more near the resonance frequency than before applying the drive signal.
  • the cantilever 101 self-oscillates.
  • the self-excited oscillating probe of the cantilever 101 interacts with the sample (not necessarily in contact)
  • the original spring constant of the cantilever 101 is reduced by the gradient of the force field between the probe and the sample. Appears to change.
  • the resonance frequency force S of the cantilever 101 is shifted (changed). Therefore, the force S is used to obtain information on the sample shape by detecting the resonant frequency shift.
  • the resonance frequency shift is detected by the resonance frequency shift detection circuit 121 based on the detection signal of the displacement sensor 105.
  • the resonance frequency shift detection circuit 121 is generally composed of a phase locked loop (PLL) circuit.
  • the feedback circuit 123 generates a feedback signal for keeping the resonance frequency shift constant based on the resonance frequency shift detected by the resonance frequency shift detection circuit 121.
  • the feedback signal is supplied to the scanning control unit 125.
  • the scanning control unit 125 controls the scanner 127 to move the sample stage 103 in the XYZ directions.
  • the scanner 127 is composed of, for example, a piezoelectric element (piezo element).
  • the scanning control unit 125 drives the scanner 127 in the XY directions in response to a command from the upper control unit. At the same time, the scanning control unit 125 drives the scanner 127 in the Z direction so as to keep the resonance frequency shift constant based on the feedback signal from the feedback circuit 123.
  • the feedback signal is a signal corresponding to the resonance frequency shift, and the amount of shift of the resonance frequency increases or decreases according to the interaction between the cantilever 101 and the sample, that is, changes according to the distance between the cantilever 101 and the sample. . Therefore, the feedback signal force can also measure the uneven shape of the sample.
  • the FM-AFM is configured to detect a resonant frequency shift due to the interaction between the self-excited cantilever 101 and the sample. This resonance frequency shift also occurs when the probe and the sample are in a non-contact state. Specifically, between the probe and the sample Attraction acts as an interaction and the resonance frequency decreases. Therefore FM-AFM is used as non-contact AFM.
  • FM-AFM is higher than normal AC mode AFM (tapping mode AFM) using amplitude change, and can be obtained with the power S to obtain resolution.
  • a conventional FM-AFM is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-226237.
  • a conventional general FM-AFM detects a resonant frequency shift using a PLL circuit.
  • the reason for using the PLL circuit is to detect small changes in the resonant frequency with high sensitivity.
  • the PLL circuit detects the resonance frequency shift from a long period of lever vibration over multiple periods, and the slow detection speed makes FM-AFM high-speed imaging impossible. Yes.
  • the functional dynamics of biomolecules it is necessary to observe in a short time.
  • the PLL circuit is disadvantageous in terms of sensitivity as described below.
  • the interaction between the probe and the sample also increases or decreases during one cycle of the cantilever oscillation, and the interaction weakens when the probe and the sample are separated.
  • the PLL circuit detects the average resonant frequency shift in multiple cycles of cantilever oscillation. In other words, the PLL circuit detects an average resonance frequency shift including a period in which the interaction is weak, and this causes a decrease in the detection sensitivity of the resonance frequency shift.
  • the present invention has been made under the above background.
  • An object of the present invention is to provide an atomic force microscope that can detect a resonant frequency shift at high speed.
  • One object of the present invention is to provide an atomic force microscope that can detect resonance frequency shift with high sensitivity. Means for solving the problem
  • One aspect of the present invention is an interatomic microscope that obtains information on a sample based on resonance frequency shift due to interaction between the cantilever and the sample by causing the cantilever to self-oscillate at the resonance frequency.
  • a displacement sensor for detecting the displacement of the sensor, a resonant frequency shift detector for detecting the resonant frequency shift due to the interaction between the cantilever and the sample based on the detection signal of the displacement sensor, and a resonant frequency shift detecting means)
  • the resonance frequency shift detection unit extracts a reference signal having a period corresponding to the vibration of the cantilever from the detection signal of the displacement sensor and in which the phase change corresponding to the resonance frequency shift of the cantilever is limited.
  • Phase shift signal extraction unit or phase shift signal extraction means for extracting a phase shift signal whose phase shifts in response to the shift), and the reference signal and phase shift extracted by the reference signal extraction unit and the phase shift signal extraction unit
  • a phase detector or a phase detector for obtaining a resonance frequency shift by obtaining the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal based on the signal.
  • the resonance frequency shift is detected by obtaining the phase difference between the reference signal extracted from the detection signal of the sensor and the phase shift signal.
  • the reference signal extraction unit and the phase shift signal extraction unit are different from each other in the reference signal extraction band pass filter and the phase shift signal extraction band pass filter, and the phase shift signal extraction band pass filter is a cantilever.
  • the reference signal extraction bandpass filter that has a peak frequency in the vicinity of the free vibration resonance frequency of the cantilever has a peak frequency at a position that deviates from the resonance frequency of the free vibration of the cantilever.
  • the Q value of the reference signal extraction bandpass filter may be set smaller than that of the bandpass filter.
  • the phase detector may detect a phase difference between a positive / negative inversion point of the vibration waveform in the reference signal and a positive / negative inversion point of the vibration waveform in the phase shift signal.
  • the phase detection unit includes a reference rectangular wave generation unit (or reference rectangular wave generation unit) that generates a reference rectangular wave whose rectangular end is located at the positive / negative inversion point from the reference signal, and a positive / negative inversion point from the phase shift signal.
  • a phase-shifted rectangular wave generating unit or a phase-shifted rectangular wave generating unit that generates a phase-shifted rectangular wave at which the rectangular end is located, and may detect a phase difference between the reference rectangular wave and the phase-shifted rectangular wave .
  • the phase detection unit further includes a differential rectangular wave generation unit (or differential rectangular wave generation unit) that calculates a differential rectangular wave between the reference rectangular wave and the phase-shifted rectangular wave, and a differential rectangular wave integration that integrates the differential rectangular wave.
  • Unit or differential rectangular wave integrating means
  • an integrated value acquiring unit or an integrated value acquiring means for acquiring an integrated value at a timing after integrating one rectangle of the differential rectangular wave. May be detected as a phase difference between the reference rectangular wave and the phase-shifted rectangular wave.
  • the atomic force microscope of the present invention is based on the phase shift rectangular wave generated by the phase shift rectangular wave generation unit, and at the trigger position delayed by the rectangular end force of the phase shift rectangular wave, the trigger signal for acquiring the integral value.
  • a trigger signal supply unit (or trigger signal supply means) that supplies the signal to the integral value acquisition unit may be included.
  • the atomic force microscope of the present invention includes a phase adjustment unit (or phase adjustment unit) that adjusts the phases of the reference signal and the phase shift signal extracted by the reference signal extraction unit and the phase shift signal extraction unit,
  • the phase adjuster adjusts the phase of the reference signal and the phase shift signal so that the resonance frequency shift detection point defined on the oscillation waveform of one cycle of the reference signal and the phase shift signal before adjustment is moved to the positive / negative inversion point.
  • the phase detection unit may detect the phase difference between the positive / negative judgment point of the reference signal and the positive / negative inversion point of the phase shift signal using the reference signal and the phase shift signal after the phase adjustment by the phase adjustment unit. .
  • the detection point is set at a point at which the resonance frequency shift is maximized on the vibration waveform of one cycle based on the increase or decrease of the resonance frequency shift along the vibration waveform of one cycle of the phase shift signal before adjustment. Good.
  • the detection point may be set to a point where the cantilever and the sample approach or contact each other on the amplitude waveforms of the reference signal and the phase shift signal before adjustment.
  • the phase adjustment unit adjusts the phase of at least one of the reference signal and the phase shift signal so that the phases of the reference signal and the phase shift signal match when the resonance frequency of the cantilever is the resonance frequency of free vibration. It's okay.
  • Another aspect of the present invention is to detect a resonance frequency shift of an atomic force microscope that oscillates a cantilever at a resonance frequency and obtains sample information based on the resonance frequency shift caused by the interaction between the cantilever and the sample.
  • a reference signal extraction unit that extracts a reference signal having a period corresponding to the vibration of the force cantilever and a phase change limited according to the resonance frequency shift of the cantilever from the detection signal of the cantilever displacement;
  • a phase shift signal extraction unit that extracts a phase shift signal having a period corresponding to the vibration of the cantilever and a phase force S shift according to the resonance frequency shift of the cantilever from the detection signal, a reference signal extraction unit, and a phase shift signal Based on the reference signal and the phase shift signal extracted by the extraction unit, the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal is obtained, thereby resonating. Having a phase detector asking you to wavenumber shift, a.
  • Another aspect of the present invention is to detect the resonance frequency shift of an atomic force microscope that obtains sample information based on the resonance frequency shift caused by the interaction between the cantilever and the sample.
  • a cantilever displacement detection signal is used to extract a reference signal having a period corresponding to a force cantilever vibration and a phase change limited according to the resonance frequency shift of the cantilever.
  • a phase shift signal that has a period corresponding to the vibration of the cantilever and whose phase shifts according to the resonance frequency shift of the cantilever is extracted, and based on the reference signal and the phase shift signal, the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal To obtain the resonance frequency shift.
  • an atomic force microscope that can detect a resonance frequency shift at high speed. Further, according to the present invention, an atomic force microscope capable of detecting a resonance frequency shift with high sensitivity can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a conventional FM-AFM.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an FM-AFM according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a resonance frequency shift detection circuit.
  • FIG. 4 is a diagram showing the characteristics of the first band-pass filter and the second band-pass filter of the resonance frequency shift detection circuit.
  • FIG. 5 is a diagram showing a detection process by the phase detection unit of the resonance frequency shift detection circuit.
  • FIG. 6 is a diagram showing a phase adjustment function by the phase adjustment unit of the resonance frequency shift detection circuit.
  • FIG. 2 shows a configuration of an atomic force microscope (AFM) according to the present embodiment. First, the overall configuration and operation of AFM1 will be described.
  • AFM atomic force microscope
  • the AFM 1 generally includes a sample stage 3 that holds a sample, and a cantilever 5 that is disposed in proximity to the sample.
  • the cantilever 5 is held in a holder 7. It is held.
  • the AFM 1 includes a scanner 9 and a scanning control unit 11 as a configuration for scanning the sample stage 3 in the XYZ directions.
  • the AFM 1 has a laser unit 13 and a displacement sensor 15 in order to detect the displacement of the cantilever 5.
  • a lever piezo element 17 and a lever drive control unit 19 are provided as a lever drive unit that causes the cantilever 5 to self-oscillate at a resonance frequency based on the detection signal of the displacement sensor 15.
  • the AFM 1 includes a resonance frequency shift detection circuit 21 and a feedback circuit 23.
  • the resonance frequency shift detection circuit 21 detects the resonance frequency shift due to the interaction between the cantilever 5 and the sample based on the detection signal of the displacement sensor 15.
  • the feedback circuit 23 is a feedback signal for controlling the scanner 7 so as to keep the resonance frequency shift constant. Generate a number.
  • the AFM 1 includes a computer 25 that controls the entire apparatus and a monitor 27 that displays an observation image supplied from the computer 25.
  • the sample stage 3 is attached to the scanner 9.
  • the scanner 9 has a piezo element (piezoelectric element) as an actuator, and scans the sample relative to the cantilever 5 by driving the sample stage 3 in the X, Y, and ⁇ directions.
  • the heel direction is a direction perpendicular to the horizontal plane.
  • the heel direction is the vertical direction, which is the uneven direction (height direction) of the sample.
  • the driving of the scanner 9 is controlled by the scanning control unit 11.
  • the cantilever 5 is made of silicon nitride, and has a probe at the free end.
  • the cantilever 5 is very small. Ordinary cantilevers are hundreds in length and tens in width. On the other hand, in this embodiment, the length is 10 ⁇ m or less and the width is several m. As an example, the length is 7 ⁇ m and the width is 2 ⁇ m. In the present embodiment, the detection sensitivity of the resonance frequency shift is improved by using such a small cantilever. The advantages of micro cantilevers will be explained later.
  • the displacement sensor 15 and the laser unit 13 constitute an optical lever type displacement sensor.
  • the laser unit 13 irradiates the cantilever 5 with laser light.
  • the laser beam is reflected by the cantilever 5 and reaches the displacement sensor 15.
  • the displacement sensor 15 is a divided diode sensor composed of a photodiode, and outputs a signal representing the displacement of the cantilever 5.
  • the configuration of an optical system such as a lens related to the sensor is omitted.
  • the lever drive control unit 19 includes a differentiation circuit 31 and a piezoelectric drive circuit 33, and controls the lever piezoelectric element 17 so that the cantilever 5 self-oscillates at a resonance frequency.
  • the detection signal of the displacement sensor 15 is differentiated by the differentiation circuit 31.
  • the piezo drive circuit 33 has an amplifier and applies a gain to the differential signal.
  • the output of the piezo drive circuit 33 is supplied as a drive signal to the lever piezo element 17, and the lever piezo element 17 drives the holder 7 to vibrate the cantilever 5 together with the holder 7. As a result, the cantilever 5 self-oscillates at the resonance frequency.
  • the resonance frequency shift detection circuit 21 detects the shift amount of the resonance frequency based on the detection signal of the displacement sensor 15 as described above.
  • the conventional resonant frequency shift detection circuit 21 is As already explained, it consists of a PLL circuit. In contrast, in the present embodiment, the resonance frequency shift detection circuit 21 detects the resonance frequency shift at high speed and with high sensitivity without using a PLL circuit. The configuration of the resonance frequency shift detection circuit 21 will be described in detail later.
  • the resonance frequency shift detected by the resonance frequency shift detection circuit 21 is output to the feedback circuit 23.
  • the feedback circuit 23 receives a target value of resonance frequency shift from the computer 25.
  • the feedback circuit 23 generates a feedback signal corresponding to the difference between the detected value of the resonance frequency shift and the target value.
  • the feedback signal is supplied to the scanning control unit 11 and used for feedback scanning.
  • Z scanning is performed so that the resonant frequency shift of the cantilever 5 is kept constant.
  • the feedback signal is supplied to the computer 25 and used for the sample image generation process.
  • the computer 25 controls the entire AFM1.
  • the computer 25 also provides a user interface function, and various user instructions are input to the computer 25, and the computer 25 controls the AFM 1 according to the user input.
  • the computer 25 generates an image of the sample surface and outputs it to the monitor 27.
  • a scanning control signal in the X and Y directions is supplied from the computer 25 to the scanning controller 11.
  • the scanning control unit 11 controls the driving of the scanner 9 according to the control signal, and causes the scanner 9 to perform scanning in the XY directions.
  • the displacement of the cantilever 5 is detected by the displacement sensor 15. Then, the detection signal of the displacement sensor 15 is processed by the lever drive control unit 19 to generate a drive signal, and the drive signal is supplied to the lever piezo element 17, whereby the cantilever 5 self-oscillates. In this manner, the cantilever 5 and the sample are relatively scanned in the XY directions while the cantilever 5 is self-excited.
  • the resonance frequency of the cantilever 5 is shifted by the interaction between the cantilever 5 and the sample.
  • This resonance frequency shift is detected by the resonance frequency shift detection circuit 21.
  • the feedback circuit 23 performs a feedback corresponding to the difference between the detected value of the resonance frequency shift and the target value.
  • a feedback signal is generated.
  • a feedback signal is supplied to the scanning control unit 11, and the scanning control unit 11 controls the driving of the scanner 9 according to the feedback signal so that the detected value of the resonance frequency shift matches the target value.
  • XY scanning is performed while performing Z scanning that keeps the distance between the cantilever 5 and the sample constant.
  • the Z-scan feedback signal is also supplied from the feedback circuit 23 to the converter 25.
  • the feedback signal corresponds to the height of the sample in the Z direction.
  • the position in the XY direction on the sample is specified by an XY scanning control signal generated by the computer 25 and supplied to the scanning control unit 11.
  • the computer 25 generates an image of the sample surface based on the XY scanning control data and the input feedback signal and displays it on the monitor 27. A three-dimensional image is suitably generated and displayed.
  • FIG. 3 shows a configuration of the resonance frequency shift detection circuit 21.
  • the resonance frequency shift detection circuit 21 can be broadly divided into a first bandpass filter 41 (functioning as a phase shift signal extraction unit), a second bandpass filter 43 (functioning as a reference signal extraction unit), a phase adjustment unit 45 and The phase detector 47 is configured.
  • a first bandpass filter 41 functioning as a phase shift signal extraction unit
  • a second bandpass filter 43 functioning as a reference signal extraction unit
  • the phase detector 47 is configured.
  • the first band-pass filter 41 and the second band-pass filter 43 perform a filtering process on the detection signal input from the cantilever 5.
  • the characteristics of the first band-pass filter 41 and the second band-pass filter 43 are set differently as follows.
  • FIG. 4 shows the characteristics of the first bandpass filter 41 and the second bandpass filter 43.
  • Line L1 is a characteristic of the first bandpass filter 41
  • line L2 is a characteristic of the second bandpass filter 43. The characteristics of both filters are different as shown in the figure.
  • the peak frequency of the first bandpass filter 41 is set in the vicinity of the resonance frequency F 0 of the free vibration of the cantilever 15.
  • the Q value of the first bandpass filter 41 is set large.
  • the peak frequency of the second bandpass filter 43 The number is set at a position deviated from the resonance frequency F0 of the free vibration of the cantilever 5 (distant position). In the example of the present embodiment, the number is separated to a higher side than the resonance frequency F0 of the free vibration.
  • the Q value of the second bandpass filter 43 is set to be smaller than the Q value of the first bandpass filter 41! /.
  • the gain change force is small in the vicinity of the resonance frequency F0 of the free vibration of the cantilever 5 (however, since the Q value is small, the resonance frequency F0 Even though the peak frequency is deviated from this, a certain amount of gain is secured even at the resonance frequency F0, thereby avoiding S / N deterioration due to the gain being too small. ).
  • “F1” indicates the position of the resonance frequency when the resonance frequency shift occurs due to the interaction between the probe of the cantilever 5 and the sample.
  • the cantilever 5 and the sample are in contact with each other, repulsive force acts as an interaction, and the resonance frequency is increased.
  • the first bandpass filter 41 generates a signal having a period corresponding to the vibration of the cantilever 5 from the detection signal of the displacement sensor 15 and having a phase shifted according to the resonance frequency shift of the cantilever 5.
  • This is a configuration for extraction, and corresponds to a phase shift signal extraction unit (or phase shift signal extraction means) and a phase shift signal extraction bandpass filter of the present invention.
  • the second band pass filter 43 generates a signal having a period corresponding to the vibration of the cantilever 5 from the detection signal of the displacement sensor 15 and a phase change limited according to the resonance frequency shift of the cantilever 5.
  • This is a configuration for extraction, and corresponds to the reference signal extraction unit (or reference signal extraction means) and the reference signal extraction bandpass filter of the present invention.
  • phase shift signal a signal that has passed through the first bandpass filter 41
  • reference signal a signal that has passed through the second bandpass filter 43
  • the phase shift The reference signal and the reference signal have the same period but different responses to the resonant frequency shift.
  • the phase adjustment unit 45 is configured to adjust the phases of the phase shift signal and the reference signal extracted by the first band pass filter 41 and the second band pass filter 43.
  • the phase adjustment unit 45 includes two phase adjustment circuits 51 and 53.
  • the phase adjustment circuit 51 is connected to the first band pass filter 41 and adjusts the phase of the phase shift signal.
  • the phase adjustment circuit 53 is connected to the second bandpass filter 43 and adjusts the phase of the reference signal.
  • the phase adjustment circuits 51 and 53 may be composed of phase shifters. The function of the phase adjustment unit 45 will be described later.
  • the phase shift signal and the reference signal after the phase adjustment are input to the phase detector 47.
  • the phase detection unit 47 is configured to obtain the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal based on the reference signal and the phase shift signal extracted by the first band pass filter 41 and the second band pass filter 43. . As described above, when the resonance frequency is shifted, the phase of the phase shift signal is shifted, but the phase of the reference signal is not changed. Therefore, the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal represents the magnitude of the resonance frequency shift! /.
  • the phase detection unit 47 includes a first comparator 61, a second comparator 63, a subtraction circuit 65, an integration circuit 67, a sample hold circuit 69, and a trigger signal supply unit 71. .
  • the processing of the phase detector 47 is shown in FIG.
  • the configuration of each part of the phase detection unit 47 in FIG. 3 will be described with reference to FIG.
  • the first comparator 61 and the second comparator 63 are zero cross comparators, and generate a phase shift rectangular wave a and a reference rectangular wave b from the phase shift signal and the reference signal as shown in FIG.
  • the sign of the phase shift rectangular wave a switches according to the sign of the vibration waveform of the phase shift signal. That is, the phase shift rectangular wave a is also positive in the positive part of the phase shift signal, and the phase shift rectangular wave a is also negative in the negative part of the phase shift signal.
  • the sign of the reference rectangular wave b is switched according to the sign of the vibration waveform of the reference signal.
  • the subtraction circuit 65 obtains the difference between the phase shift rectangular wave a and the reference rectangular wave b and outputs the differential rectangular wave c in FIG.
  • the integrating circuit 67 integrates the differential rectangular wave c.
  • the integral signal d increases or decreases during the rectangular period of the differential rectangular wave c (period when the rectangular signal is not zero) as shown in the figure. And flatten out in the period between rectangles.
  • the phase of the reference rectangular wave b is the same as the phase of the reference signal, and hardly changes even if a resonance frequency shift occurs.
  • the phase of the phase shift rectangular wave a is the same as the phase of the phase shift signal, and changes according to the resonance frequency shift.
  • the phase of the phase-shifted rectangular wave a changes, the rectangular width of the differential rectangular wave c increases and decreases, and the unevenness of the integrated signal d changes. Therefore, the voltage of the flat portion of the integrated signal d represents the phase difference of the phase shift rectangular wave a with respect to the reference rectangular wave b, that is, the amount of shift of the resonance frequency. Therefore, the voltage of the flat portion of the integral signal d is acquired by the sample and hold circuit 69 at an appropriate timing, and is output as a phase difference between the square waves, that is, as a detected value of the resonance frequency shift.
  • the trigger signal supply unit 71 is a circuit that supplies an integration value acquisition trigger signal to the sample hold circuit 69.
  • the trigger signal supply unit 71 includes a trigger generation circuit 73 and a trigger delay circuit 75. Based on the phase shift rectangular wave a, the trigger generation circuit 73 generates a trigger signal in synchronization with the phase shift rectangular wave a transitioning from plus to minus.
  • the trigger signal is a pulse signal.
  • the trigger delay circuit 75 introduces a slight delay in the trigger signal. The delay amount is set narrower than the interval between the rectangles of the differential rectangular wave c. This trigger signal is supplied to the sample hold circuit 69. This ensures that the integrated value is held in the flat part of the integrated signal.
  • the first comparator 61 is configured to generate the phase-shifted rectangular wave a in which the rectangular end is positioned at the positive / negative reversal point of the vibration waveform of the phase-shifted signal.
  • the part corresponds to a phase shift rectangular wave generating means).
  • the second comparator 63 is configured to generate a reference rectangular wave b whose rectangular end is located at the positive / negative reversal point of the vibration waveform of the reference signal, and the reference rectangular wave generating unit (or reference rectangular wave generating means) of the present invention. It corresponds to.
  • the subtracting circuit 65 is configured to obtain the differential rectangular wave c between the reference rectangular wave b and the phase shift rectangular wave a, and corresponds to the differential rectangular wave generating unit (or differential rectangular wave generating means) of the present invention.
  • the integrating circuit 67 is configured to integrate the differential rectangular wave c, and corresponds to the differential rectangular wave integrating unit (or differential rectangular wave integrating means) of the present invention.
  • the sample hold circuit 69 is configured to acquire an integrated value at a timing after integrating one rectangle of the differential rectangular wave c, and corresponds to an integrated value acquiring unit or an integrated value acquiring means of the present invention.
  • the trigger signal The supply unit 71 is configured to supply a trigger signal at a trigger position delayed by the rectangular end force of the phase shift rectangular wave a, and corresponds to the trigger signal supply unit (or trigger signal supply unit) of the present invention.
  • the phase detection unit 47 can detect the resonance frequency shift of the cantilever 5 S.
  • the phase detection unit 47 can detect the resonance frequency shift for each period of the cantilever vibration, and therefore can detect the resonance frequency much faster than when a conventional PLL circuit is used.
  • the phase adjustment unit 45 is configured to perform the following two phase adjustments.
  • the phase of the reference signal that has passed through the second bandpass filter 43 is greater than the phase of the phase shift signal that has passed through the first bandpass filter 41. Progressing. Therefore, even when the resonance frequency of the cantilever 5 is the resonance frequency FO of free vibration, the flat portion of the integrated signal d in FIG. 5 is not zero.
  • the phase adjustment unit 45 adjusts the phase so that the phase of the reference signal and the phase shift signal match when the resonance frequency of the cantilever 5 is the resonance frequency FO of free vibration. In this phase adjustment, at least one of the reference signal and the phase shift signal is adjusted. In the present embodiment, the phase adjustment circuit 53 delays the phase of the reference signal.
  • FM—AFM detects the resonance frequency shift according to the interaction between the probe and sample, as already explained.
  • the magnitude of the interaction increases or decreases even within one period of vibration of the cantilever 5 when viewed closely. In effect, the interaction is that the probe is quite close to the sample It seems to occur only occasionally.
  • the conventional PLL circuit detects an average resonance frequency shift in a period of one period or more, actually in a period of a plurality of periods. Therefore, the PLL circuit detects an average resonance frequency shift including a period in which the interaction is weak, which causes a decrease in the detection sensitivity of the resonance frequency shift.
  • the conventional FM-AFM needs to reduce the amplitude of the cantilever.
  • reducing the amplitude is disadvantageous in several respects. For example, reducing the amplitude decreases the feedback band.
  • the probe does not dissociate due to the adsorption between the probe and the sample, and the amplitude becomes zero.
  • the S / N of amplitude measurement becomes worse.
  • the resonance frequency shift detection circuit 21 of the present embodiment is related to the increase / decrease of the interaction within the vibration cycle as follows.
  • the first comparator 61 and the second comparator 63 generate a rectangular wave by the zero cross comparator. And the zero-cross position of the square wave is the subtraction circuit
  • the zero-cross position of the rectangular wave is determined by the first bandpass filter 41 and the second bandpass filter.
  • the configuration of the present embodiment detects the phase difference between the zero-shift positions of the phase shift signal and the reference signal.
  • the zero-cross position corresponds to the amplitude center of the cantilever 5 and is away from the approach point of the probe and the sample, and thus away from the point where the resonance frequency shift is large. This causes a decrease in the sensitivity of detecting the shift amount of the resonance frequency.
  • the phase adjustment unit 45 performs phase adjustment in order to prevent the above sensitivity reduction.
  • FIG. 6 shows the phase adjustment of the present embodiment.
  • the upper part of Fig. 6 shows the phase before phase adjustment.
  • the vibration waveform of the shift signal is shown.
  • a resonance frequency shift detection point Pd is set on the vibration waveform of one cycle of the phase shift signal before adjustment.
  • the detection point Pd is preferably set to the point where the resonance frequency shift is maximized on the vibration waveform of one cycle based on the increase or decrease of the resonance frequency shift along the vibration waveform of one cycle of the phase shift signal before adjustment. Is done.
  • the detection point Pd is set to a point at which the cantilever 5 and the sample approach or contact on the amplitude waveform of the phase shift signal before adjustment.
  • the detection point Pd since the cantilever 5 and the sample are in contact, the detection point Pd is the contact position.
  • the detection point Pd is set to the approach position.
  • the detection point Pd is set at or near the closest point of the cantilever 5 and sample on the vibration waveform so that the resonance frequency shift becomes the maximum position in consideration of the increase and decrease of the resonance frequency shift. Is preferable.
  • FIG. 6 shows the phase shift signal after phase adjustment.
  • Phase adjustment is performed so that the detection point Pd is moved to the zero cross position PO (positive / negative reversal point). Specifically, since the detection point Pd is the lowest point (bottom) of the vibration waveform, the phase is delayed by 1/4 period (90 degrees).
  • FIG. 6 shows the phase adjustment of the phase shift signal, but the same detection point Pd is set for the reference signal and the same phase adjustment is performed.
  • phase shift signal and the reference signal are adjusted by a phase adjustment circuit 51 and a phase adjustment circuit 53, respectively.
  • the phase shift signal and the reference signal after phase adjustment are input to the phase detector 47.
  • the phase detection unit 47 detects the phase difference between the zero-cross position of the reference signal and the zero-cross position of the phase shift signal using the reference signal and the phase shift signal after phase adjustment.
  • the phase adjustment is performed so that the detection point Pd moves to the zero cross position PO. Therefore, the resonance frequency shift at the moment when the interaction between the probe and the sample becomes large can be detected, and the detection sensitivity can be greatly improved.
  • the Q value of the cantilever is large, so that the response of the cantilever amplitude is slow (however, the resonance frequency shift is fast regardless of the Q value), and the scanning speed is regulated. Therefore, the cantilever vibrates several times within the time corresponding to one pixel of the image. The movement of the zero-cross point by phase adjustment does not occur in an instant, but it is sufficiently effective because it moves completely in multiple vibrations.
  • the first phase adjustment and the second phase adjustment described above are performed simultaneously.
  • the phase of only the reference signal is delayed.
  • the second phase adjustment delays the phase of the reference signal and the phase shift signal by the same amount. Therefore, the phase of the reference signal is adjusted corresponding to the sum of the adjustment amounts of the first and second phase adjustments.
  • the phase shift signal undergoes only the second phase adjustment.
  • the detection signal of the displacement sensor 15 is a vibration waveform signal of the cantilever 5. This detection signal is passed through the first bandpass filter 41 and the second bandpass filter 43 to generate a phase shift signal and a reference signal.
  • the phase adjustment unit 45 performs the above-described phase adjustment on the phase shift signal and the reference signal, and both signals after phase adjustment are supplied to the phase detection unit 47.
  • the phase shift rectangular wave and the reference rectangular wave are generated by the first comparator 61 and the second comparator 63 from the phase shift signal and the reference signal.
  • a difference rectangular wave is generated from both rectangular waves by the subtracting circuit 65, and the difference rectangular wave is integrated by the integrating circuit 67.
  • the integrated value is held by the sample hold circuit 69 at the timing of the trigger signal supplied by the trigger signal supply unit 71.
  • the held integral value is output from the resonance frequency shift detection circuit 21 as the phase difference between the reference signal and the phase shift signal, that is, as the value of the resonance frequency shift.
  • a normal cantilever has a length of several hundreds of meters and a width of several tens of meters.
  • the micro cantilever of this embodiment has a length of 10 m or less.
  • the width is less than a few meters.
  • the length is 10 m or less and the width is 2 m or less.
  • the length is 7 m and the width is 2 m.
  • f (t) is a cantilever excitation signal
  • F (z (t)) is a force acting between the probe and the sample.
  • F (z) is approximated by the following equation.
  • the shift amount Afc is proportional to fc / k (ratio of the resonance frequency fc to the spring constant k).
  • This ratio fc / k is about 1000 times greater than that of a normal cantilever, which is significantly larger with a small cantilever. Therefore, when a small cantilever is used, a large resonance frequency shift occurs. If the resonant frequency shift is large, the detection sensitivity also increases.
  • the resonance frequency can be suitably detected as described above without using a slow detection circuit such as a conventional PLL circuit.
  • the cantilever may not be minute within the scope of the present invention.
  • the frequency shift detection sensitivity (frequency shift equivalent to the noise level) is 29 Hz (this sensitivity is based on the measurement results without phase adjustment in Fig. 6, Adjustment will increase sensitivity further).
  • the gradient coefficient k 'of the force field acting between the probe and the sample is set to 0.00088 N / m (this value is also based on the measurement result, k' is actually dependent on the sample and the needle, (Then, we will use the above numbers for consideration.)
  • the cantilever size may be set so that fc / k is equal to or greater than 66,000 [m / (s' N)].
  • the sensitivity is further increased by reducing the noise of the resonant frequency shift detection circuit or adjusting the phase described above. In this case, the resonance frequency shift can be detected even if fc / k is smaller, that is, even if the cantilever is larger. It is considered that a resonant frequency shift can be detected even with a commercially available normal size cantilever.
  • the use of a minute cantilever increases the resonance frequency shift with a large fc / k, and the sensitivity can be improved. Therefore, considering the above lower limit value of fc / k (66, 00 [m / (s' N)]), it is considered that the fc / k of the micro cantilever is preferably 10 times or more the lower limit value. . In other words, the fc / k of a small cantilever can be said to be 660,000 [m / (s • N)] or more.
  • the length of the cantilever is 7 m and the width is 2 m.
  • fc / k 6,000,000. This value is 91 times the above lower limit. Therefore, highly sensitive detection is possible by using the micro cantilever of the present embodiment.
  • the cantilever 5 is an actuating one-capacity piezo element.
  • the actuator may use a magnetic field (in this case, the cantilever is magnetically coated).
  • the actuator may irradiate a laser (in this case, the cantilever is driven by utilizing the thermal expansion of the light irradiation).
  • a differentiation circuit 31 is provided for self-excited oscillation of the cantilever 5. It was.
  • a phase shifter is provided. The self-oscillation of the force cantilever 5 can also be caused by adjusting the phase of the phase shifter.
  • the phase shift signal and the reference signal are extracted from the detection signal of the sensor by the bandpass filter (specifically, the first bandpass filter 41 and the second bandpass in FIG. 4). Filter 43).
  • the band pass filter is suitable as a configuration for converting the resonance frequency shift into a phase shift.
  • the phase shift signal and the reference signal may be generated by a configuration other than the band pass filter, and for example, a low pass filter may be used.
  • the phase shift signal extraction unit (or phase signal extraction unit), the reference signal extraction unit (or reference signal extraction unit), and the band pass filter are not necessarily limited.
  • the phase-shifted rectangular wave and the reference rectangular wave are signals whose positive and negative are reversed at the rectangular end. More specifically, the original phase shift signal and the reference signal were sine waves, the rectangular wave was positive during the positive period of the sine wave, and the rectangular wave was negative during the negative period.
  • the rectangular wave is not limited to the above.
  • a positive square wave may be used.
  • the first comparator 61 and the second comparator 63 in FIG. 3 output a positive rectangular signal in the positive part of the original sine wave and a zero signal in the negative part of the sine wave. Further, for example, only a negative rectangular wave may be used.
  • the rectangular end of the rectangular wave is located at the positive / negative inversion point of the original signal! /, It is possible to apply the above-described resonance frequency shift detection process.
  • the trigger signal supply unit 71 supplies the trigger signal to the sample hold circuit 69 at a timing slightly delayed from the rectangular end of the phase shift rectangular wave. At this time, a trigger signal was first generated at the rectangular end of the phase-shifted rectangular wave, and then the trigger signal was delayed. However, in the modified example, the phase shift rectangular wave is first delayed, and then the trigger signal is generated at the rectangular end.
  • the reference signal and the phase shift signal are extracted from the detection signal of the displacement sensor.
  • the reference signal is a signal having a period corresponding to the vibration of the cantilever and a phase change limited according to the resonance frequency shift of the cantilever.
  • the phase shift signal depends on the vibration of the cantilever This signal has a different period, and its phase shifts according to the resonance frequency shift of the cantilever. Then, the resonance frequency shift is obtained by obtaining the phase difference of the phase shift signal with respect to the reference signal based on the reference signal and the phase shift signal.
  • the resonance frequency shift is detected by obtaining the phase difference between the reference signal extracted from the detection signal of the sensor and the phase shift signal.
  • the resonance frequency shift can be detected without using a PLL circuit as in the prior art. In the above example, detection is possible once per period of cantilever oscillation. Therefore, the resonance frequency shift can be detected at high speed.
  • the reference signal and the phase shift signal may be generated by the phase shift signal extraction band pass filter and the reference signal extraction band pass filter.
  • the phase shift signal extraction bandpass filter and the reference signal extraction bandpass filter are the first bandpass filter 41 and the second bandpass filter 43 of FIG. 3 in the above embodiment. These band pass filters have different characteristics. As shown in Fig. 4, the phase shift signal extraction bandpass filter has a peak frequency near the resonance frequency of the free vibration of the cantilever, and the reference signal extraction bandpass filter deviates from the resonance frequency of the free vibration of the cantilever. It has a peak frequency at the position, and the Q value of the reference signal extraction bandpass filter is set smaller than that of the phase shift signal extraction bandpass filter.
  • the reference signal whose response to the resonant frequency shift is limited and the phase shift signal that responds sensitively to the resonant frequency shift are properly used.
  • the detection sensitivity of resonance frequency shift can be improved.
  • the AFM of the present invention may detect the phase difference between the positive and negative inversion points of the vibration waveform in the reference signal and the positive and negative inversion points of the vibration waveform in the phase shift signal.
  • the positive / negative reversal point corresponds to the above zero cross position.
  • the positive and negative inversion points of the reference signal and the phase shift signal can be accurately identified. Therefore, the resonance frequency shift that is the phase difference between these positive and negative inversion points can also be accurately detected.
  • the reference rectangular wave and the phase-shifted rectangular wave may be generated from the reference signal and the phase shift signal as described above.
  • the reference square wave is a positive / negative inversion of the reference signal. This is a rectangular wave with a rectangular edge at the front.
  • the phase shift rectangular wave is a rectangular wave whose rectangular end is located at the positive / negative inversion point of the phase shift signal. Then, the phase difference between the reference rectangular wave and the phase shift rectangular wave is detected.
  • the positive and negative inversion points of the reference signal and the phase shift signal can be accurately identified, and the resonance frequency shift can be accurately detected with the force S.
  • a differential rectangular wave of a reference rectangular wave and a phase-shifted rectangular wave is obtained, the differential rectangular wave is integrated, and the integrated value is obtained at the timing after integrating one rectangular of the differential rectangular wave. May be acquired.
  • the integral value is a value corresponding to the phase difference between the reference rectangular wave and the phase shift rectangular wave.
  • an integration value acquisition trigger signal may be supplied at a trigger position delayed from the rectangular end of the phase shift rectangular wave based on the phase shift rectangular wave.
  • the timing of this trigger signal corresponds to the flat portion of the integrated signal in FIG. 5, and is therefore the timing at which the integrated signal reliably reaches a value corresponding to the magnitude of the resonance frequency shift.
  • the phases of the reference signal and the phase shift signal are adjusted.
  • the phase adjustment is performed by the phase adjustment unit 45 in FIG. 3 after extracting the reference signal and the phase shift signal.
  • Phase adjustment is performed by moving the detection point of the resonance frequency shift defined on the oscillation waveform of one cycle of the reference signal and phase shift signal before adjustment to the positive and negative inversion points. Adjust.
  • This phase adjustment corresponds to the “second phase adjustment function” described above. In the latter phase detection, the phase difference between the positive / negative judgment point of the reference signal and the positive / negative inversion point of the phase shift signal is detected using the reference signal and the phase shift signal after phase adjustment.
  • phase adjustment is performed so that the detection point set on the vibration waveform is moved to the positive / negative inversion point, and then the phase is detected for the positive / negative inversion point.
  • the resonance frequency shift at the moment when the interaction between the probe and the sample becomes large can be detected, and the detection sensitivity can be greatly improved.
  • the conventional PLL circuit detects an average resonance frequency shift over a period of one period or more, even though the resonance frequency shift increases or decreases in one period. Was restricted.
  • the detection sensitivity can be improved.
  • the conventional PLL circuit detects an average resonance frequency shift
  • the detection sensitivity decreases when the amplitude of the cantilever is large. This is because if the amplitude is large, the resonance frequency shifts only in a short period on the waveform.
  • the resonance frequency shift can be detected with high sensitivity even when the amplitude of the cantilever is large.
  • the detection point has the maximum resonance frequency shift on the one-cycle vibration waveform based on the increase or decrease of the resonance frequency shift along the one-cycle vibration waveform of the phase shift signal before adjustment. May be set to point.
  • the detection point may be set to a point at which the cantilever and the sample approach or contact each other on the amplitude waveforms of the reference signal and the phase shift signal before adjustment! /.
  • the detection point In the case of contact type AFM, the detection point is set as the contact point, and in the case of non-contact type AFM, the detection point is set as the approach point.
  • V probe on vibration waveform regardless of deviation ⁇ It is preferable to set the detection point at the closest point of the sample. With such a point setting, detection can be performed at a timing when the resonance frequency shift becomes large, and detection sensitivity can be improved.
  • phase adjustment function corresponds to the “first phase adjustment function” described above.
  • the resonance frequency of the cantilever is the resonance frequency of free vibration
  • the phase of the reference signal and the phase shift signal are matched.
  • the phase of at least one of the signal and the phase shift signal is adjusted.
  • the detected value of the resonance frequency shift becomes zero. This facilitates subsequent control processing and image generation processing using the resonant frequency shift.
  • the atomic force microscope according to the present invention can detect a resonance frequency shift at high speed and with high sensitivity, and is useful as a technique for enabling observation of biomolecules and the like.

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Description

明 細 書
原子間力顕微鏡
技術分野
[0001] 本発明は、カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、カンチレバーと試料の相 互作用による共振周波数シフトに基づいて試料を観察する原子間力顕微鏡に関す 背景技術
[0002] 従来、カンチレバーを用いて試料形状を測定する原子間力顕微鏡 (AFM)が知ら れている。 AFMは、例えば生体分子のナノ機能動態を観察するための技術として期 待されている。 AFMの中でも、 FM (Frequency Modulation) AFMは、接触モード だけでなく非接触モードで使用可能な AFMとして知られており、また、高い解像度 のイメージが得られる AFMとして知られている。
[0003] FM— AFMは、概略的には、カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、カンチ レバーと試料の相互作用による共振周波数シフトを検知して、試料の情報を得る技 術である。以下、従来の典型的な FM— AFMについて説明する。
[0004] 図 1は、従来の FM— AFMを示すブロック図である。図 1において、カンチレバー 1 01は、先端に探針 (プローブ）有しており、カンチレバー 101は、探針が試料ステー ジ 103の試料に近接するように配置される。変位センサ 105は、一般には光てこ式の センサであり、カンチレバー 101の変位をモニタする。
[0005] 変位センサ 105の検出信号は、微分器 107で微分され、さらに、増幅器 109で適 当なゲインをかけられる。この信号が、カンチレバー 101の駆動信号としてァクチユエ ータ 111に供給され、カンチレバー 101がァクチユエータ 11 1により駆動される。ァク チユエータ 111は例えば圧電素子（ピエゾ素子）である。外部からは上記以外には駆 動信号は存在しない。
[0006] ここで、カンチレバー 101は熱的に揺らいでおり、揺らぎの振幅は、共振周波数の 周辺にて、それ以外の周波数よりも大きい。この揺らぎはセンサ 105の検出信号 (力 ンチレバーの変位に比例）に現れ、検出信号が微分されて、ゲインをかけられて、駆 動信号として供給される。したがって、共振周波数周辺で駆動信号が大きくなり、駆 動信号を加える以前に比べて共振周波数付近でカンチレバー 101が大きく振動する
。その振動が更に駆動信号に反映されるため、結果的に、共振周波数付近の振動 振幅が極めて大きくなる（Q値が大きくなる）。そして、カンチレバー 101は自励発振 する。
[0007] この自励発振しているカンチレバー 101の探針が試料と相互作用すると（必ずしも 接触する必要はない）、探針 試料間の力の場の勾配により、カンチレバー 101の 本来のばね定数が見かけ上変化する。その結果、カンチレバー 101の共振周波数 力 Sシフト（変化)する。そこで、共振周波数シフトを検出することで、試料形状の情報を 得ること力 Sでさる。
[0008] 図 1では、共振周波数シフトは、変位センサ 105の検出信号に基づいて共振周波 数シフト検出回路 121により検出される。共振周波数シフト検出回路 121は、従来一 般には位相ロックループ (PLL)回路で構成されている。
[0009] フィードバック回路 123は、共振周波数シフト検出回路 121で検出される共振周波 数シフトに基づき、共振周波数シフトを一定に保っためのフィードバック信号を生成 する。フィードバック信号は走査制御部 125に供給される。
[0010] 走査制御部 125は、スキャナ 127を制御して、試料ステージ 103を XYZ方向に走 查する。スキャナ 127は例えば圧電素子（ピエゾ素子）で構成される。走査制御部 12 5は、上位の制御部の指令でスキャナ 127を XY方向に駆動する。同時に、走査制御 部 125は、フィードバック回路 123からのフィードバック信号に基づいて、共振周波数 シフトを一定に保つようにスキャナ 127を Z方向に駆動する。
[0011] フィードバック信号は、共振周波数シフトに応じた信号であり、共振周波数のシフト 量はカンチレバー 101と試料の相互作用に応じて増減し、すなわち、カンチレバー 1 01と試料の距離に応じて変化する。したがって、フィードバック信号力も試料の凹凸 形状を測定することができる。
[0012] FM—AFMは、上記のように、自励発振しているカンチレバー 101と試料の相互作 用による共振周波数シフトを検出するように構成されている。この共振周波数シフトは 、探針と試料が非接触状態にある場合にも生じる。具体的には、探針と試料の間に 相互作用として引力が働いて、共振周波数が減少する。そこで、 FM— AFMは、非 接触（noncontact) AFMとして利用されている。
[0013] また、探針と試料が接触する場合には、相互作用として斥力が働いて共振周波数 が増大し、この共振周波数シフトが検出される。この共振周波数シフトは、振幅変化 よりも探針 ·試料間の相互作用に敏感である。このことを利用して、 FM— AFMは、 振幅変化を利用する通常の ACモード AFM (タッピングモード AFM)よりも高!/、解像 度を得ること力 Sでさる。
[0014] なお、従来の FM—AFMは、例えば、特開 2004— 226237号公報に開示されて いる。
[0015] 従来の一般的な FM— AFMは、上述したように、 PLL回路を用いて共振周波数シ フトを検出している。 PLL回路を用いるのは、共振周波数の小さい変化を高感度に 検出するためである。
[0016] しかし、 PLL回路は、複数周期にわたる長い期間のレバー振動から共振周波数シ フトを検出するものであり、検出速度が遅ぐこのことが FM— AFMの高速イメージン グを不可能にしている。例えば、生体分子の機能動態を観察する場合には短時間で の観察が必要である。しかし、 PLL回路を使っていると、高速化の要求に応えること は難しい。
[0017] また、 PLL回路は、下記のように、感度に関しても不利である。探針と試料の相互 作用はカンチレバー振動の 1周期の間にも増減しており、探針と試料が離れていると きには相互作用が弱まる。しかし、 PLL回路は、カンチレバー振動の複数周期にお ける平均的な共振周波数シフトを検出する。すなわち、 PLL回路は、相互作用が弱 い期間も含めた平均的な共振周波数シフトを検出しており、このことが共振周波数シ フトの検出感度を低下させる要因になる。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0018] 本発明は、上記背景の下でなされたものである。本発明の一の目的は、共振周波 数シフトを高速に検出できる原子間力顕微鏡を提供することにある。本発明の一の目 的は、共振周波数シフトを高感度に検出できる原子間力顕微鏡を提供することにあ 課題を解決するための手段
[0019] 本発明の一の態様は、カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、カンチレバー と試料の相互作用による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間カ顕 微鏡であって、カンチレバーの変位を検出する変位センサと、変位センサの検出信 号に基づレ、てカンチレバーと試料の相互作用による共振周波数シフトを検出する共 振周波数シフト検出部ほたは共振周波数シフト検出手段）と、を備え、共振周波数 シフト検出部は、変位センサの検出信号から、カンチレバーの振動に応じた周期を 有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位相変化が制限された基準信号を 抽出する基準信号抽出部 (または基準信号抽出手段）と、変位センサの検出信号か ら、カンチレバーの振動に応じた周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応 じて位相がシフトする位相シフト信号を抽出する位相シフト信号抽出部ほたは位相 シフト信号抽出手段）と、基準信号抽出部と位相シフト信号抽出部により抽出された 基準信号と位相シフト信号に基づいて、基準信号に対する位相シフト信号の位相差 を求めることにより、共振周波数シフトを求める位相検出部ほたは位相検出手段）と 、を有する。
[0020] このように、本発明によれば、センサの検出信号から抽出した上記の基準信号と位 相シフト信号の位相差を求めることで、共振周波数シフトが検出される。このような構 成により、従来のように PLL回路を用いなくても、共振周波数シフトを検出でき、例え ば、カンチレバー振動の 1周期毎の検出が可能になる。したがって、高速に共振周波 数シフトを検出できる。
[0021] 本発明において、基準信号抽出部および位相シフト信号抽出部は互いに特性の 異なる基準信号抽出バンドパスフィルタおよび位相シフト信号抽出バンドパスフィル タでよぐ位相シフト信号抽出バンドパスフィルタは、カンチレバーの自由振動の共振 周波数近傍にピーク周波数を有してよぐ基準信号抽出バンドパスフィルタは、カン チレバーの自由振動の共振周波数からずれた位置にピーク周波数を有してよぐ位 相シフト信号抽出バンドパスフィルタと比較して基準信号抽出バンドパスフィルタの Q 値が小さく設定されてよい。 [0022] 位相検出部は、基準信号における振動波形の正負反転ポイントと位相シフト信号 における振動波形の正負反転ポイントとの位相差を検出してよい。
[0023] 位相検出部は、基準信号から正負反転ポイントに矩形端が位置する基準矩形波を 生成する基準矩形波生成部 (または基準矩形波生成手段）と、位相シフト信号から正 負反転ポイントに矩形端が位置する位相シフト矩形波を生成する位相シフト矩形波 生成部ほたは位相シフト矩形波生成手段）と、を有し、基準矩形波と位相シフト矩形 波の位相差を検出してよい。
[0024] 位相検出部は、さらに、基準矩形波と位相シフト矩形波の差分矩形波を求める差 分矩形波生成部（または差分矩形波生成手段）と、差分矩形波を積分する差分矩形 波積分部（または差分矩形波積分手段）と、差分矩形波の一矩形を積分した後のタ イミングで積分値を取得する積分値取得部ほたは積分値取得手段)と、を備え、積 分値を、基準矩形波と位相シフト矩形波の位相差として検出してよい。
[0025] 本発明の原子間力顕微鏡は、位相シフト矩形波生成部により生成された位相シフト 矩形波に基づき、位相シフト矩形波の矩形端力 遅延したトリガー位置にて、積分値 取得のトリガー信号を積分値取得部に供給するトリガー信号供給部（またはトリガー 信号供給手段)を有してよい。
[0026] 本発明の原子間力顕微鏡は、基準信号抽出部と位相シフト信号抽出部により抽出 された基準信号および位相シフト信号の位相を調整する位相調整部（または位相調 整手段)を備え、位相調整部は、調整前の基準信号および位相シフト信号の 1周期 の振動波形上に定められた共振周波数シフトの検出ポイントを、正負反転ポイントへ 移動するように、基準信号および位相シフト信号の位相を調整し、位相検出部は、位 相調整部による位相調整後の基準信号と位相シフト信号を用いて、基準信号の正負 判定ポイントと位相シフト信号の正負反転ポイントの位相差を検出してよい。
[0027] 検出ポイントは、調整前の位相シフト信号の 1周期の振動波形に沿った共振周波数 シフトの増減に基づき、 1周期の振動波形上で共振周波数シフトが最大になるポイン トに設定されてよい。
[0028] 検出ポイントは、調整前の基準信号および位相シフト信号の振幅波形上でカンチレ バーと試料が接近または接触するポイントに設定されてよい。 [0029] 位相調整部は、カンチレバーの共振周波数が自由振動の共振周波数である場合 に基準信号と位相シフト信号の位相が一致するように基準信号および位相シフト信 号の少なくとも一方の位相を調整してよい。
[0030] 本発明の別の態様は、カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、カンチレバー と試料の相互作用による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間カ顕 微鏡の共振周波数シフト検出装置であって、カンチレバー変位の検出信号から、力 ンチレバーの振動に応じた周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位 相変化が制限された基準信号を抽出する基準信号抽出部と、検出信号から、カンチ レバーの振動に応じた周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じて位相 力 Sシフトする位相シフト信号を抽出する位相シフト信号抽出部と、基準信号抽出部と 位相シフト信号抽出部により抽出された基準信号と位相シフト信号に基づいて、基準 信号に対する位相シフト信号の位相差を求めることにより、共振周波数シフトを求め る位相検出部と、を有する。
[0031] 本発明の別の態様は、カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、カンチレバー と試料の相互作用による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間カ顕 微鏡の共振周波数シフト検出方法であって、カンチレバー変位の検出信号から、力 ンチレバーの振動に応じた周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位 相変化が制限された基準信号を抽出し、検出信号から、カンチレバーの振動に応じ た周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じて位相がシフトする位相シフ ト信号を抽出し、基準信号と位相シフト信号に基づいて、基準信号に対する位相シフ ト信号の位相差を求めることにより、共振周波数シフトを求める。
発明の効果
[0032] 本発明によれば、共振周波数シフトを高速に検出できる原子間力顕微鏡を提供で きる。また、本発明によれば、共振周波数シフトを高感度に検出できる原子間力顕微 鏡を提供できる。
[0033] 以下に説明するように、本発明には他の態様が存在する。したがって、この発明の 開示は、本発明の一部の態様の提供を意図しており、ここで記述され請求される発 明の範囲を制限することは意図していない。 図面の簡単な説明
[0034] [図 1]図 1は、従来の FM— AFMの構成を示す図である。
[図 2]図 2は、本発明の実施の形態に係る FM— AFMの構成を示す図である。
[図 3]図 3は、共振周波数シフト検出回路の構成を示す図である。
[図 4]図 4は、共振周波数シフト検出回路の第 1バンドパスフィルタおよび第 2バンドパ スフィルタの特性を示す図である。
[図 5]図 5は、共振周波数シフト検出回路の位相検出部による検出処理を示す図であ
[図 6]図 6は、共振周波数シフト検出回路の位相調整部による位相調整機能を示す 図である。
発明を実施するための最良の形態
[0035] 以下に本発明の詳細な説明を述べる。ただし、以下の詳細な説明と添付の図面は 発明を限定するものではない。代わりに、発明の範囲は添付の請求の範囲により規 定される。
[0036] 図 2は、本実施の形態に係る原子間力顕微鏡 (AFM)の構成を示している。まず、 AFM1の全体的な構成と動作を説明する。
[0037] 図 2に示すように、 AFM1は、概略的には、まず、試料を保持する試料ステージ 3と 、試料に近接して配置されるカンチレバー 5とを備え、カンチレバー 5はホルダ 7に保 持されている。 AFM1は、試料ステージ 3を XYZ方向に走査するための構成として、 スキャナ 9および走査制御部 11を備える。また、 AFM1は、カンチレバー 5の変位を 検知するために、レーザユニット 13および変位センサ 15を有する。さらに、変位セン サ 15の検出信号に基づいてカンチレバー 5を共振周波数で自励発振させるレバー 駆動部として、レバー用ピエゾ素子 17およびレバー駆動制御部 19が設けられている
〇
[0038] また、 AFM1は、共振周波数シフト検出回路 21とフィードバック回路 23を有する。
共振周波数シフト検出回路 21は、変位センサ 15の検出信号に基づいてカンチレバ 一 5と試料の相互作用による共振周波数シフトを検出する。フィードバック回路 23は 、共振周波数シフトを一定に保つようにスキャナ 7を制御するためのフィードバック信 号を生成する。さらに、 AFM1は、装置全体を制御するコンピュータ 25と、コンビユー タ 25から供給される観察画像を表示するモニタ 27とを有する。
[0039] 上記構成のうちで、試料ステージ 3はスキャナ 9に取り付けられている。スキャナ 9は 、ァクチユエータとしてピエゾ素子（圧電素子）を有しており、試料ステージ 3を X、 Y、 Ζ方向に動力、して、試料をカンチレバー 5に対して相対的に走査する。 ΧΥ方向は、 水平面上で直交する方向である。 Ζ方向は鉛直方向であり、試料の凹凸方向（高さ 方向）である。スキャナ 9の駆動は、走査制御部 11によって制御される。
[0040] カンチレバー 5は、窒化シリコン製であり、 自由端に探針 (プローブ）を有している。
本実施の形態では、カンチレバー 5が微小である。通常のカンチレバーでは、長さが 数百 であり、幅が数十 である。これに対して、本実施の形態では、長さが十 μ m以下であり、幅も数 mである。一例としては、長さが 7 μ mであり、幅が 2 μ mで ある。本実施の形態では、このような微小カンチレバーを用いることで、共振周波数シ フトの検出感度が向上している。微小カンチレバーの利点については後述にて説明 する。
[0041] 変位センサ 15は、レーザユニット 13と共に、光てこ式の変位センサを構成している 。レーザユニット 13は、レーザ光をカンチレバー 5に照射する。レーザ光はカンチレ バー 5で反射して変位センサ 15に届く。変位センサ 15は、フォトダイオードで構成さ れた分割ダイオードセンサであり、カンチレバー 5の変位を表す信号を出力する。図 では、センサに関連したレンズ等の光学系の構成は省略されている。
[0042] レバー駆動制御部 19は、微分回路 31およびピエゾ駆動回路 33で構成されており 、カンチレバー 5が共振周波数で自励発振するようにレバー用ピエゾ素子 17を制御 する。変位センサ 15の検出信号は、微分回路 31にて微分される。ピエゾ駆動回路 3 3は増幅器を有し、微分信号にゲインをかける。ピエゾ駆動回路 33の出力が、駆動 信号としてレバー用ピエゾ素子 17に供給され、レバー用ピエゾ素子 17がホルダ 7を 駆動することにより、ホルダ 7と共にカンチレバー 5を振動させる。これにより、カンチレ バー 5は共振周波数で自励発振する。
[0043] 共振周波数シフト検出回路 21は、上述したように、変位センサ 15の検出信号に基 づいて、共振周波数のシフト量を検出する。従来の共振周波数シフト検出回路 21は 既に説明したように PLL回路で構成されている。これに対して、本実施の形態では、 共振周波数シフト検出回路 21が、 PLL回路を用いることなく、高速かつ高感度に共 振周波数シフトを検出する。共振周波数シフト検出回路 21の構成については後述に て詳細に説明する。
[0044] 共振周波数シフト検出回路 21で検出された共振周波数シフトは、フィードバック回 路 23に出力される。また、フィードバック回路 23には、コンピュータ 25から共振周波 数シフトの目標値が入力される。フィードバック回路 23は、共振周波数シフトの検出 値と目標値の差分に応じたフィードバック信号を生成する。
[0045] フィードバック信号は走査制御部 11に供給されて、フィードバック走査に利用される 。フィードバック走査では、カンチレバー 5の共振周波数シフトを一定に保つように、 Z 走査が行われる。また、フィードバック信号はコンピュータ 25に供給されて、試料画像 の生成処理に使用される。
[0046] コンピュータ 25は、 AFM1の全体を制御している。コンピュータ 25はユーザインタ 一フェース機能も提供し、ユーザの各種の指示がコンピュータ 25に入力され、コンビ ユータ 25はユーザの入力に従って AFM1を制御する。また、コンピュータ 25は試料 表面の画像を生成してモニタ 27に出力する。
[0047] 次に、 AFM1の全体的な動作を説明する。走査制御部 11にコンピュータ 25から X Y方向の走査の制御信号が供給される。走査制御部 11は制御信号に従ってスキヤ ナ 9の駆動を制御し、スキャナ 9に XY方向の走査を行わせる。
[0048] XY方向の走査中、カンチレバー 5の変位が変位センサ 15により検出される。そし て、変位センサ 15の検出信号がレバー駆動制御部 19で処理されて駆動信号が生 成され、駆動信号がレバー用ピエゾ素子 17に供給され、これによりカンチレバー 5が 自励発振する。このようにして、カンチレバー 5が自励発振した状態で、カンチレバー 5と試料が相対的に XY方向に走査される。
[0049] カンチレバー 5が自励発振すると、カンチレバー 5の共振周波数は、カンチレバー 5 と試料の相互作用によってシフトする。この共振周波数シフトが共振周波数シフト検 出回路 21により検出される。そして、フィードバック回路 23が、コンピュータ 25から供 給される目標値に基づき、共振周波数シフトの検出値と目標値の差分に応じたフィ ードバック信号を生成する。フィードバック信号が走査制御部 11に供給され、走査制 御部 11は、フィードバック信号に従って、共振周波数シフトの検出値と目標値が一致 するようにスキャナ 9の駆動を制御する。このフィードバック制御により、カンチレバー 5と試料の距離が一定に保たれる。
[0050] このようにして、カンチレバー 5と試料の距離を一定に保つ Z走査を行いながら、 XY 走査が行われる。 Z走査のフィードバック信号は、フィードバック回路 23からコンビュ ータ 25にも供給される。フィードバック信号は、試料の Z方向の高さに対応している。 また、試料上の XY方向の位置は、コンピュータ 25が発生して走査制御部 11に供給 する XY走査の制御信号により特定される。コンピュータ 25は、 XY走査の制御デー タと、入力されるフィードバック信号とに基づいて、試料表面の画像を生成してモニタ 27に表示する。 3次元画像が好適に生成され、表示される。
[0051] 以上に、本実施の形態における AFM1の全体的な構成と動作について説明した。
次に、本発明の特徴的な構成である共振周波数シフト検出回路 21につ!/、て説明す
[0052] 図 3は、共振周波数シフト検出回路 21の構成を示している。共振周波数シフト検出 回路 21は、大きく分けると、第 1バンドパスフィルタ 41 (位相シフト信号抽出部として 機能する）、第 2バンドパスフィルタ 43 (基準信号抽出部として機能する）、位相調整 部 45および位相検出部 47で構成されている。以下、各部の構成について詳細に説 明する。
[0053] 第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンドパスフィルタ 43は、カンチレバー 5から入 力される検出信号にフィルタ処理を施す。第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンド パスフィルタ 43の特性は以下のように異なって設定されている。
[0054] 図 4は、第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンドパスフィルタ 43の特性を示して いる。ライン L1は第 1バンドパスフィルタ 41の特性であり、ライン L2は第 2バンドパス フィルタ 43の特性であり、図示のように両フィルタの特性は異なっている。
[0055] 図 4の特性を得るために、第 1バンドパスフィルタ 41のピーク周波数は、カンチレバ 一 5の自由振動の共振周波数 F0の近傍に設定されている。また、第 1バンドパスフィ ルタ 41の Q値は大きく設定されている。一方、第 2バンドパスフィルタ 43のピーク周波 数は、カンチレバー 5の自由振動の共振周波数 F0からずれた位置 (離れた位置）に 設定されており、本実施の形態の例では、自由振動の共振周波数 F0より高い側に 離されている。また、第 2バンドパスフィルタ 43の Q値は第 1バンドパスフィルタ 41の Q 値と比べて小さく設定されて!/、る。
[0056] 上記のようにピーク周波数と Q値が設定されているので、図 4に示すように、第 1バ ンドパスフィルタ 41においては、カンチレバー 5の自由振動の共振周波数 F0の近傍 で、ゲインが急峻に変化し、位相も急峻に変化する。一方、第 2バンドパスフィルタ 43 においては、カンチレバー 5の自由振動の共振周波数 F0の近傍では、ゲインの変化 力小さぐ位相の変化も小さい（ただし、 Q値を小さくしているので、共振周波数 F0か らピーク周波数がずれているにも拘わらず、共振周波数 F0においても、ある程度の 大きさのゲインが確保されており、これにより、ゲインが小さすぎることによる S/N悪 化を回避している）。
[0057] ここで、図 4において、 "F1"は、カンチレバー 5の探針と試料との相互作用で共振 周波数シフトが生じたときの共振周波数の位置を示している。この例では、カンチレ バー 5と試料が接触し、相互作用として斥力が働き、共振周波数が増大している。
[0058] 図 4から分かるように、共振周波数がシフトすると、第 1バンドパスフィルタ 41を通つ た信号の位相は大きく遅れる。しかし、第 2バンドパスフィルタ 43を通った信号の位相 はほとんど変化しない。
[0059] 以上より、第 1バンドパスフィルタ 41は、変位センサ 15の検出信号から、カンチレバ 一 5の振動に応じた周期を有し、カンチレバー 5の共振周波数シフトに応じて位相が シフトする信号を抽出する構成であり、本発明の位相シフト信号抽出部（または位相 シフト信号抽出手段）および位相シフト信号抽出バンドパスフィルタに相当する。
[0060] 一方、第 2バンドパスフィルタ 43は、変位センサ 15の検出信号から、カンチレバー 5 の振動に応じた周期を有し、カンチレバー 5の共振周波数シフトに応じた位相変化が 制限された信号を抽出する構成であり、本発明の基準信号抽出部 (または基準信号 抽出手段）および基準信号抽出バンドパスフィルタに相当する。
[0061] 以下、第 1バンドパスフィルタ 41を通過した信号を、 "位相シフト信号"といい、第 2 バンドパスフィルタ 43を通過した信号を、 "基準信号"という。上記のように、位相シフ ト信号と基準信号では、周期が同じであるが、共振周波数シフトに対する応答が異な
[0062] 図 3に戻り、位相調整部 45は、第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンドパスフィ ルタ 43により抽出された位相シフト信号および基準信号の位相を調整する構成であ る。位相調整部 45は 2つの位相調整回路 51、 53を有する。位相調整回路 51は第 1 バンドパスフィルタ 41と接続され、位相シフト信号の位相を調整する。位相調整回路 53は第 2バンドパスフィルタ 43と接続され、基準信号の位相を調整する。位相調整 回路 51、 53は位相シフタで構成されてよい。位相調整部 45の機能については後述 にて説明する。位相調整後の位相シフト信号と基準信号は位相検出部 47に入力さ れる。
[0063] 位相検出部 47は、第 1バンドパスフィルタ 41と第 2バンドパスフィルタ 43により抽出 された基準信号と位相シフト信号に基づいて、基準信号に対する位相シフト信号の 位相差を求める構成である。上述したように、共振周波数がシフトしたとき、位相シフ ト信号の位相はシフトするが、基準信号の位相は変わらない。したがって、基準信号 に対する位相シフト信号の位相差は、共振周波数シフトの大きさを表して!/、る。
[0064] 位相検出部 47は、図 3に示すように、第 1コンパレータ 61、第 2コンパレータ 63、減 算回路 65、積分回路 67、サンプルホールド回路 69およびトリガー信号供給部 71で 構成されている。位相検出部 47の処理は、図 5に示されている。以下、図 5を参照し ながら、図 3の位相検出部 47の各部構成について説明する。
[0065] 第 1コンパレータ 61および第 2コンパレータ 63は、ゼロクロスコンパレータであり、図 5に示すように、位相シフト信号および基準信号から位相シフト矩形波 aおよび基準 矩形波 bを生成する。位相シフト矩形波 aの正負は、位相シフト信号の振動波形の正 負に合わせて切り替わる。すなわち、位相シフト信号の正の部分では位相シフト矩形 波 aも正であり、位相シフト信号の負の部分では位相シフト矩形波 aも負である。同様 に、基準矩形波 bの正負は、基準信号の振動波形の正負に合わせて切り替わる。減 算回路 65は、位相シフト矩形波 aと基準矩形波 bの差分を求めて、図 5の差分矩形波 cを出力する。そして、積分回路 67は、差分矩形波 cを積分する。積分信号 dは、図 示のように、差分矩形波 cの矩形期間（矩形信号がゼロ以外の期間）に増減し、矩形 と矩形の間の期間に平らになる。
[0066] ここで、基準矩形波 bの位相は、基準信号の位相と同じであり、共振周波数シフトが 生じてもほとんど変わらない。一方、位相シフト矩形波 aの位相は、位相シフト信号の 位相と同じであり、共振周波数シフトに応じて変化する。位相シフト矩形波 aの位相が 変わると、差分矩形波 cの矩形幅が増減し、そして、積分信号 dの凹凸量が変わる。し たがって、積分信号 dの平坦部分の電圧が、基準矩形波 bに対する位相シフト矩形 波 aの位相差を表し、すなわち共振周波数のシフト量を表す。そこで、積分信号 dの 平坦部分の電圧が適当なタイミングでサンプルホールド回路 69により取得され、矩 形波間の位相差として、すなわち、共振周波数シフトの検出値として出力される。
[0067] トリガー信号供給部 71は、積分値取得のトリガー信号をサンプルホールド回路 69 に供給する回路である。トリガー信号供給部 71はトリガー生成回路 73とトリガー遅延 回路 75で構成される。トリガー生成回路 73は、位相シフト矩形波 aに基づき、位相シ フト矩形波 aがプラスからマイナスに遷移するときに同期してトリガー信号を生成する。 トリガー信号はパルス信号である。トリガー遅延回路 75は、トリガー信号にわずかの 遅延を生じさせる。遅延量は、差分矩形波 cの矩形間の間隔より狭く設定される。この トリガー信号がサンプルホールド回路 69に供給される。これにより、積分信号の平坦 部分で確実に積分値がホールドされる。
[0068] 上記構成において、第 1コンパレータ 61は、位相シフト信号の振動波形の正負反 転ポイントに矩形端が位置する位相シフト矩形波 aを生成する構成であり、本発明の 位相シフト矩形波生成部ほたは位相シフト矩形波生成手段）に相当する。第 2コン パレータ 63は、基準信号の振動波形の正負反転ポイントに矩形端が位置する基準 矩形波 bを生成する構成であり、本発明の基準矩形波生成部（または基準矩形波生 成手段）に相当する。減算回路 65は、基準矩形波 bと位相シフト矩形波 aの差分矩形 波 cを求める構成であり、本発明の差分矩形波生成部（または差分矩形波生成手段） に相当する。積分回路 67は、差分矩形波 cを積分する構成であり、本発明の差分矩 形波積分部（または差分矩形波積分手段）に相当する。サンプルホールド回路 69は 、差分矩形波 cの一矩形を積分した後のタイミングで積分値を取得する構成であり、 本発明の積分値取得部ほたは積分値取得手段）に相当する。さらに、トリガー信号 供給部 71は、位相シフト矩形波 aの矩形端力 遅延したトリガー位置にてトリガー信 号を供給する構成であり、本発明のトリガー信号供給部 (またはトリガー信号供給手 段）に相当する。
[0069] 以上の構成により、位相検出部 47は、カンチレバー 5の共振周波数シフトを検出す ること力 Sできる。位相検出部 47は、カンチレバー振動の 1周期毎に共振周波数シフト を検出でき、したがって、従来の PLL回路を利用した場合に比べて遥かに高速に共 振周波数を検出できる。
[0070] 次に、位相調整部 45の機能について説明する。位相調整部 45は、以下の 2つの 位相調整を行うように構成されている。
[0071] 「第 1の位相調整機能」
図 4を参照すると、カンチレバー 5の自由振動の共振周波数 FOにおいて、第 2バン ドパスフィルタ 43を通った基準信号の位相は、第 1バンドパスフィルタ 41を通った位 相シフト信号の位相よりも進んでいる。したがって、カンチレバー 5の共振周波数が自 由振動の共振周波数 FOであるときでも、図 5の積分信号 dの平坦部分はゼロではな い。
[0072] そこで、本実施の形態では、位相調整部 45が位相調整を行って、カンチレバー 5 の共振周波数が自由振動の共振周波数 FOである場合に基準信号と位相シフト信号 の位相を一致させる。この位相調整では、基準信号と位相シフト信号の少なくとも一 方の位相が調整される。本実施の形態の場合には、位相調整回路 53が基準信号の 位相を遅らせる。
[0073] このような位相調整により、カンチレバー 5の共振周波数が自由振動の共振周波数 FOであるときに、図 5の差分矩形波が常にゼロになり、積分信号も常にゼロになり、 位相検出部 47の出力値がゼロになる。これにより、共振周波数シフトを用いた後段の 制御処理や画像生成処理が容易になる。
[0074] 「第 2の位相調整機能」
FM— AFMは、既に説明したように、探針 ·試料間に働く相互作用に応じた共振周 波数シフトを検出する。相互作用の大きさは、細かく見ると、カンチレバー 5の 1周期 の振動の中でも増減する。実質的には、相互作用は、探針が試料にかなり近づいた ときにだけ生じると考えられる。
[0075] ところ力 従来の PLL回路は、 1周期以上の期間、実際には複数周期の期間にお ける平均的な共振周波数シフトを検出している。したがって、 PLL回路は、相互作用 が弱い期間も含めた平均的な共振周波数シフトを検出しており、このことが共振周波 数シフトの検出感度を低下させる要因になる。
[0076] 特に、カンチレバーの振幅が大きいと、振動中のほとんどの時間は相互作用が無く
、共振周波数がシフトしている時間がわずかである。これでは、従来の PLL回路によ る共振周波数シフトの検出は困難である。そこで、相互作用の力の場を敏感に検出 するために、従来の FM— AFMでは、カンチレバーの振幅を小さくする必要がある。 しかし、振幅を小さくすると幾つかの点で不利である。例えば、振幅を小さくすると、フ イードバック帯域が下がる。また、探針 ·試料間の吸着により探針が試料力 解離せ ず、振幅がゼロになってしまう可能性がある。また、振幅計測の S/Nが悪くなる。
[0077] 一方、本実施の形態の共振周波数シフト検出回路 21は、振動周期内の相互作用 の増減と以下のように関係する。
[0078] 本実施の形態では、第 1コンパレータ 61および第 2コンパレータ 63にて、ゼロクロス コンパレータにより矩形波が作られる。そして、矩形波のゼロクロス位置が、減算回路
65および積分回路 67を使って特定されている。
[0079] 矩形波のゼロクロス位置は、第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンドパスフィルタ
43を通った位相シフト信号および基準信号のゼロクロス位置（正負反転ポイント）と一 致している。したがって、本実施の形態の構成は、位相シフト信号と基準信号のゼロ クロス位置の位相差を検出してレ、る。
[0080] し力、し、このゼロクロス位置は、カンチレバー 5の振幅中心に相当しており、探針と 試料の接近ポイントとは離れており、したがって、共振周波数シフトが大きいポイントと 離れている。このことは、共振周波数のシフト量検出の感度を低下させる要因になる
[0081] そこで、本実施の形態では、位相調整部 45が、上記の感度低下を防ぐために位相 調整を行う。
[0082] 図 6は、本実施の形態の位相調整を示している。図 6の上段は、位相調整前の位相 シフト信号の振動波形を示している。本実施の形態では、調整前の位相シフト信号 の 1周期の振動波形上に、共振周波数シフトの検出ポイント Pdが設定される。検出ポ イント Pdは、好ましくは、調整前の位相シフト信号の 1周期の振動波形に沿った共振 周波数シフトの増減に基づき、 1周期の振動波形上で共振周波数シフトが最大にな るポイントに設定される。
[0083] 具体的には、図示のように、検出ポイント Pdは、調整前の位相シフト信号の振幅波 形上でカンチレバー 5と試料が接近または接触するポイントに設定される。本実施の 形態では、カンチレバー 5と試料が接触するので、検出ポイント Pdは接触位置である 。カンチレバー 5と試料が接触しない非接触 AFMの場合、検出ポイント Pdは、接近 位置に設定される。いずれにせよ、検出ポイント Pdは、共振周波数シフトの増減を考 慮し、共振周波数シフトが最大の位置になるように、振動波形上でのカンチレバー 5 と試料の最接近地点またはその近傍に設定されることが好適である。
[0084] 図 6の下段は、位相調整後の位相シフト信号を示している。位相調整は、検出ボイ ント Pdをゼロクロス位置 PO (正負反転ポイント）へ移動するように行われる。具体的に は、検出ポイント Pdが振動波形の最下点 (谷底）なので、位相は 1/4周期（90度）遅 らされる。
[0085] 図 6は位相シフト信号の位相調整を示しているが、基準信号に対しても同じ検出ポ イント Pdが設定され、同じ位相調整が行われる。
[0086] 位相シフト信号および基準信号は、それぞれ、位相調整回路 51および位相調整回 路 53により調整される。位相調整後の位相シフト信号と基準信号が位相検出部 47に 入力される。そして、位相検出部 47は、位相調整後の基準信号と位相シフト信号を 用いて、基準信号のゼロクロス位置と位相シフト信号のゼロクロス位置の位相差を検 出する。
[0087] このように、本実施の形態では、検出ポイント Pdがゼロクロス位置 POに移るように位 相調整が行われる。したがって、探針と試料の相互作用が大きくなる瞬間の共振周 波数シフトを検出でき、検出感度を大幅に向上できる。
[0088] 従来の PLL回路では、前述のように、カンチレバーの振幅が大きいと共振周波数シ フトの検出感度が低下した。本実施の形態では、カンチレバーの振幅が大きくても、 共振周波数シフトを高感度に検出することが可能になる。
[0089] また、 FM—AFMではカンチレバーの Q値が大きぐそのためにカンチレバーの振 幅の応答は遅く（ただし共振周波数シフトは Q値に無関係で速い）、それにより走査 速度が律せられる。そのため、画像 1ピクセルに対応する時間内でカンチレバーは複 数回振動していることになる。位相調整によるゼロクロス点の移動は一瞬で起こるわ けではないが、複数回の振動のなかで完全に移動するため、十分に効果的である。
[0090] 上述した第 1の位相調整と第 2の位相調整は一緒に同時に行われる。本実施の形 態の例の場合、第 1の位相調整では、基準信号のみの位相が遅らされる。さらに、第 2の位相調整により、基準信号と位相シフト信号の位相が同じだけ遅らされる。したが つて、基準信号の位相は、第 1および第 2の位相調整の調整量の和に相当する調整 を受ける。位相シフト信号は、第 2の位相調整だけを受ける。
[0091] 以上に、共振周波数シフト検出回路 21の各部構成について説明した。次に共振周 波数シフト検出回路 21の動作を説明する。変位センサ 15の検出信号は、カンチレバ 一 5の振動波形の信号である。この検出信号が、第 1バンドパスフィルタ 41と第 2バン ドバスフィルタ 43に通されて、位相シフト信号と基準信号が生成される。位相シフト信 号と基準信号に対して、位相調整部 45にて上述の位相調整が行われ、位相調整後 の両信号が位相検出部 47に供給される。
[0092] 位相検出部 47では、位相シフト信号と基準信号から、第 1コンパレータ 61および第 2コンパレータ 63により、位相シフト矩形波と基準矩形波が生成される。両矩形波か ら差分矩形波が減算回路 65により生成され、積分回路 67により差分矩形波が積分 される。そして、トリガー信号供給部 71が供給するトリガー信号のタイミングで、サンプ ルホールド回路 69により積分値がホールドされる。そして、ホールドされた積分値が 、基準信号と位相シフト信号の位相差として、すなわち、共振周波数シフトの値として 、共振周波数シフト検出回路 21から出力される。
[0093] 「微小カンチレバーについて」
次に、本実施の形態で採用されている微小カンチレバーの利点について説明する 。既に述べたように、通常のカンチレバーでは、長さが数百 mであり、幅が数十 mである。これに対して、本実施の形態の微小カンチレバーでは、長さが十 m以下 であり、幅も数 m以下である。好ましくは長さが十 m以下であり、幅が 2 m以下 であり、一例としては、長さが 7 mであり、幅が 2 mである。
[0094] カンチレバーの運動方程式を質点系で近似すると、下記の式で表される。
國
z + yz + kz = f{t)+F(z(t)) (1)
[0095] ここで、 f(t)はカンチレバーの励振信号であり、 F(z(t))は探針'試料間に働く力で ある。 F(z)は下記の式により近似される。
[数 2]
Fyz } « 0 +k'z
[0096] そして、運動方程式は、下式のように変形される。
國 nu + yi + (k-k')z = f(t)+F0 . ^
[0097] その結果、共振周波数 fcのシフト量 Δ fcは、下式で表される。
[数 4コ
4.«-÷ 1 ÷ (3)
k
[0098] 上式に示されるように、シフト量 Afcは、 fc/k (ばね定数 kに対する共振周波数 fc の比）に比例する。この比 fc/kは、通常のカンチレバーと比べて微小カンチレバー で大幅に大きぐ概ね 1000倍以上といえる。したがって、微小カンチレバーを用いる と、大きな共振周波数シフトが起こる。共振周波数シフトが大きいと、検出感度も増大 する。また、従来の PLL回路のような遅い検出回路を使わずとも、上述のように好適 に共振周波数を検出できる。
[0099] ただし、本発明の範囲内で、カンチレバーは微小でなくてもよい。以下、カンチレバ 一に求められる fc/kの値につ!/、て検討しておく。
[0100] ここでは、周波数シフト検出感度（ノイズレベルと等価な周波数シフト量）を 29Hzと する（この感度は、図 6の位相調整を行わない場合の測定結果に基づいており、位相 調整を行うと感度はさらに上がる）。また、探針'試料間に働く力の場の勾配係数 k'を 0. 00088N/mとする（この値も測定結果に基づいている、 k'は実際には試料と針 に依存する、ここでは上記数値を検討に使うことにする)。
[0101] これらの数値を、前出の A fc = (— l/2) X fc X k' /kに代入すると、 fc/k= 66, 000[m/(s ' N)]になる。
[0102] カンチレバーが小さレ、ほど、 fc/kは大きくなる。そこで、上記の計算を前提とすると 、カンチレバーのサイズは、 fc/kが 66, 000[m/(s ' N)]以上になるように設定されれ ばよい。共振周波数シフト検出回路のノイズを減らしたり、前述の位相調整を行うこと により、さらに感度が上昇する。この場合、 fc/kがさらに小さくても、すなわち、カン チレバーがより大きくても、共振周波数シフトを検出可能である。そして、市販の通常 サイズのカンチレバーでも、共振周波数シフトを検出可能と考えられる。
[0103] ただし、既に説明したように、微小カンチレバーを用いる方が、 fc/kが大きぐ共振 周波数シフトも大きくなり、感度も向上できる。そこで、上記の fc/kの下限値（66, 0 00[m/(s ' N)])を考慮すると、微小カンチレバーの fc/kは下限値の 10倍以上である ことが好ましいと考えられる。すなわち、微小カンチレバーの fc/kは 660, 000[m/(s •N)]以上ということができる。
[0104] 本実施の形態の例では、前述のように、カンチレバーの長さが 7 mであり、幅が 2
^ mである。この場合、 fc/kは 6, 000, 000である。この値は、上記の下限値の 91 倍である。したがって、本実施の形態の微小カンチレバーを用いると、高感度の検出 が可能になる。
[0105] 以上に、微小カンチレバーの利点について説明した。最後に、本実施の形態の変 形例について説明する。
[0106] 本実施の形態では、カンチレバー 5のァクチユエ一タカ ピエゾ素子であった。しか し、本発明はこれに限定されない。例えば、ァクチユエータは、磁場を利用してもよい (この場合、カンチレバーに磁気コートが施される）。また例えば、ァクチユエータは、 レーザを照射してもよい (この場合、光照射の熱膨張を利用してカンチレバーが駆動 される）。
[0107] 本実施の形態では、カンチレバー 5を自励発振させるために、微分回路 31が設け られた。変形例では、位相シフタが設けられる。位相シフタの位相調整によっても、力 ンチレバー 5の自励発振を起こすことができる。
[0108] 本実施の形態では、バンドパスフィルタによって、センサの検出信号から位相シフト 信号および基準信号が抽出された (具体的には、図 4の第 1バンドパスフィルタ 41お よび第 2バンドパスフィルタ 43)。バンドパスフィルタは、共振周波数シフトを位相シフ トに変換する構成として適している。ただし、共振周波数シフトを位相シフトに変換で きれば、位相シフト信号および基準信号はバンドパスフィルタ以外の構成により生成 されてもよく、例えばローパスフィルが用いられてもよい。すなわち、位相シフト信号抽 出部 (または位相信号抽出手段）および基準信号抽出部 (または基準信号抽出手段 )カ、バンドパスフィルタに限定されなくてよい。
[0109] 本実施の形態では、位相シフト矩形波および基準矩形波は、矩形端で正負が逆転 する信号であった。より詳細には、元の位相シフト信号および基準信号がサイン波で あり、サイン波の正の期間では矩形波も正であり、負の期間では矩形波も負であった 。しかし、矩形波は上記に限定されない。例えば、正だけの矩形波が用いられてもよ い。この場合、図 3の第 1コンパレータ 61および第 2コンパレータ 63は、元のサイン波 の正の部分では正の矩形信号を出し、サイン波の負の部分ではゼロの信号を出す。 また例えば、負だけの矩形波が用いられてもよい。本発明の範囲で、矩形波の矩形 端が元の信号の正負反転ポイントに位置して!/、れば、上述の共振周波数シフト検出 処理を fiうこと力 Sできる。
[0110] 本実施の形態では、トリガー信号供給部 71は、位相シフト矩形波の矩形端から少し 遅延したタイミングで、トリガー信号をサンプルホールド回路 69に供給した。この際、 まず、位相シフト矩形波の矩形端にてトリガー信号が生成され、それからトリガー信号 が遅延された。しかし、変形例では、先に位相シフト矩形波に遅延処理が施され、そ れから矩形端でトリガー信号が生成されてもょレ、。
[0111] 以上に本発明の実施の形態に係る AFMについて説明した。本発明によれば、変 位センサの検出信号から基準信号および位相シフト信号が抽出される。基準信号は 、カンチレバーの振動に応じた周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じ た位相変化が制限された信号である。位相シフト信号は、カンチレバーの振動に応じ た周期を有し、カンチレバーの共振周波数シフトに応じて位相がシフトする信号であ る。そして、基準信号と位相シフト信号に基づいて、基準信号に対する位相シフト信 号の位相差を求めることにより、共振周波数シフトが求められる。
[0112] このように、本発明によれば、センサの検出信号から抽出した上記の基準信号と位 相シフト信号の位相差を求めることで、共振周波数シフトが検出される。このような構 成により、従来のように PLL回路を用いなくても、共振周波数シフトを検出できる。上 記の例では、カンチレバー振動の 1周期に 1回の検出が可能になる。したがって、高 速に共振周波数シフトを検出できる。
[0113] また、本発明によれば、位相シフト信号抽出バンドパスフィルタおよび基準信号抽 出バンドパスフィルタにより基準信号および位相シフト信号が生成されてよい。位相 シフト信号抽出バンドパスフィルタおよび基準信号抽出バンドパスフィルタは、上記の 実施の形態では図 3の第 1バンドパスフィルタ 41および第 2バンドパスフィルタ 43で ある。これらバンドパスフィルタは互いに異なる特性を有している。図 4に示すように、 位相シフト信号抽出バンドパスフィルタは、カンチレバーの自由振動の共振周波数 近傍にピーク周波数を有し、基準信号抽出バンドパスフィルタは、カンチレバーの自 由振動の共振周波数からずれた位置にピーク周波数を有し、位相シフト信号抽出バ ンドパスフィルタと比較して基準信号抽出バンドパスフィルタの Q値が小さく設定され ている。このような 2つのフィルタ特性を利用することにより、図 4を用いて説明したよう に、共振周波数シフトへの応答が制限された基準信号と共振周波数シフトに敏感に 応答する位相シフト信号とを適切に生成でき、共振周波数シフトの検出感度も向上 できる。
[0114] また、本発明の AFMは、基準信号における振動波形の正負反転ポイントと位相シ フト信号における振動波形の正負反転ポイントとの位相差を検出してよい。正負反転 ポイントは上記のゼロクロス位置に相当する。基準信号と位相シフト信号の正負反転 ポイントは正確に特定でき、したがって、これら正負反転ポイントの位相差である共振 周波数シフトも正確に検出することができる。
[0115] また、本発明によれば、基準信号および位相シフト信号から上記のように基準矩形 波と位相シフト矩形波が生成されてよい。基準矩形波は、基準信号の正負反転ボイ ントに矩形端が位置する矩形波である。位相シフト矩形波は、位相シフト信号の正負 反転ポイントに矩形端が位置する矩形波である。そして、基準矩形波と位相シフト矩 形波の位相差が検出される。このような矩形波を用いることにより、基準信号と位相シ フト信号の正負反転ポイントを正確に特定でき、共振周波数シフトも正確に検出する こと力 Sでさる。
[0116] また、本発明によれば、基準矩形波と位相シフト矩形波の差分矩形波が求められ、 差分矩形波が積分され、差分矩形波の一矩形を積分した後のタイミングで積分値が 取得されてよい。積分値は、基準矩形波と位相シフト矩形波の位相差に応じた値で ある。このような差分処理、積分処理および積分値取得処理により、基準矩形波と位 相シフト矩形波の位相差を正確に検出でき、共振周波数シフトを正確に検出できる。
[0117] また、本発明によれば、位相シフト矩形波に基づき、位相シフト矩形波の矩形端か ら遅延したトリガー位置にて、積分値取得のトリガー信号が供給されてよい。このトリ ガー信号のタイミングは、図 5の積分信号の平坦部分に対応しており、したがって、共 振周波数シフトの大きさに応じた値に積分信号が確実に達したタイミングである。この ようなトリガー信号を用いることにより、適切なタイミングで差分矩形波の積分値を取 得して、共振周波数シフトを正確に検出できる。
[0118] また、本発明によれば、基準信号および位相シフト信号の位相が調整される。上記 の例では、位相調整は、基準信号と位相シフト信号の抽出後に図 3の位相調整部 45 により行われる。位相調整は、調整前の基準信号および位相シフト信号の 1周期の 振動波形上に定められた共振周波数シフトの検出ポイントを、正負反転ポイントへ移 動するように、基準信号および位相シフト信号の位相を調整する。この位相調整は、 上述の「第 2の位相調整機能」に相当する。後段の位相検出は、位相調整後の基準 信号と位相シフト信号を用いて、基準信号の正負判定ポイントと位相シフト信号の正 負反転ポイントの位相差を検出する。
[0119] このように、本発明によれば、振動波形上に設定された検出ポイントを正負反転ポ イントに移動するように位相調整が行われ、それから、正負反転ポイントを対象として 位相が検出される。したがって、探針と試料の相互作用が大きくなる瞬間の共振周波 数シフトを検出でき、検出感度を大幅に向上できる。 [0120] この点に関し、従来の PLL回路は、共振周波数シフトが 1周期の中で増減するにも 拘わらず、 1周期以上の期間の平均的な共振周波数シフトを検出しており、そのため に感度が制限されていた。本発明では、検出ポイントの瞬間的な共振周波数シフトを 検出できるので、検出感度を向上できる。
[0121] さらに、従来の PLL回路は、平均的な共振周波数シフトを検出するので、カンチレ バーの振幅が大きいと検出感度が低下した。振幅が大きいと、波形上のわずかな期 間でしか共振周波数がシフトしないからである。本発明では、瞬間的な共振周波数シ フトを検出できるので、カンチレバーの振幅が大きくても、共振周波数シフトを高感度 に検出することが可能になる。
[0122] 本発明によれば、検出ポイントは、調整前の位相シフト信号の 1周期の振動波形に 沿った共振周波数シフトの増減に基づき、 1周期の振動波形上で共振周波数シフト が最大になるポイントに設定されてよい。このように検出ポイントを設定することにより 、共振周波数シフトが大きくなるタイミングで検出を行うことができ、検出感度を向上 できる。
[0123] 本発明によれば、検出ポイントは、調整前の基準信号および位相シフト信号の振幅 波形上でカンチレバーと試料が接近または接触するポイントに設定されてよ!/、。接触 タイプの AFMであれば接触ポイントに検出ポイントが設定され、非接触タイプの AF Mであれば接近ポイントに検出ポイントが設定される。 V、ずれにせよ振動波形上での 探針 ·試料の最接近ポイントに検出ポイントを設定することが好ましい。このようなボイ ント設定により、共振周波数シフトが大きくなるタイミングで検出を行うことができ、検 出感度を向上できる。
[0124] 本発明によれば、もう一つの位相調整機能が提供されてよい。この位相調整機能 は、上述した「第 1の位相調整機能」に対応しており、カンチレバーの共振周波数が 自由振動の共振周波数である場合に基準信号と位相シフト信号の位相が一致する ように基準信号および位相シフト信号の少なくとも一方の位相を調整する。このような 位相調整により、カンチレバーの共振周波数が自由振動の共振周波数であるときに 、共振周波数シフトの検出値がゼロになる。これにより、共振周波数シフトを用いた後 段の制御処理や画像生成処理が容易になる。 [0125] 以上に現時点で考えられる本発明の好適な実施の形態を説明した力 本実施の形 態に対して多様な変形が可能なことが理解され、そして、本発明の真実の精神と範 囲内にあるそのようなすべての変形を添付の請求の範囲が含むことが意図されてい 産業上の利用可能性
[0126] 以上のように、本発明にかかる原子間力顕微鏡は、高速かつ高感度に共振周波数 シフトを検出でき、生体分子などの観察を可能にするための技術として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、前記カンチレバーと試料の相互作用 による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間力顕微鏡であって、 前記カンチレバーの変位を検出する変位センサと、
前記変位センサの検出信号に基づレ、て前記カンチレバーと試料の相互作用による 共振周波数シフトを検出する共振周波数シフト検出部と、
を備え、
前記共振周波数シフト検出部は、
前記変位センサの検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、 前記カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位相変化が制限された基準信号を抽 出する基準信号抽出部と、
前記変位センサの検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、 前記カンチレバーの共振周波数シフトに応じて位相がシフトする位相シフト信号を抽 出する位相シフト信号抽出部と、
前記基準信号抽出部と前記位相シフト信号抽出部により抽出された前記基準信号 と前記位相シフト信号に基づ!/、て、前記基準信号に対する前記位相シフト信号の位 相差を求めることにより、共振周波数シフトを求める位相検出部と、
を有することを特徴とする原子間力顕微鏡。
[2] 前記基準信号抽出部および前記位相シフト信号抽出部は互いに特性の異なる基 準信号抽出バンドパスフィルタおよび位相シフト信号抽出バンドパスフィルタであり、 前記位相シフト信号抽出バンドパスフィルタは、前記カンチレバーの自由振動の共 振周波数近傍にピーク周波数を有し、前記基準信号抽出バンドパスフィルタは、前 記カンチレバーの自由振動の共振周波数からずれた位置にピーク周波数を有し、前 記位相シフト信号抽出バンドパスフィルタと比較して前記基準信号抽出バンドパスフ ィルタの Q値が小さく設定されて!/、ることを特徴とする請求項 1に記載の原子間カ顕 微鏡。
[3] 前記位相検出部は、前記基準信号における振動波形の正負反転ポイントと前記位 相シフト信号における振動波形の正負反転ポイントとの位相差を検出することを特徴 とする請求項 1に記載の原子間力顕微鏡。
[4] 前記位相検出部は、
前記基準信号から前記正負反転ポイントに矩形端が位置する基準矩形波を生成 する基準矩形波生成部と、
前記位相シフト信号から前記正負反転ポイントに矩形端が位置する位相シフト矩形 波を生成する位相シフト矩形波生成部と、
を有し、前記基準矩形波と前記位相シフト矩形波の位相差を検出することを特徴と する請求項 3に記載の原子間力顕微鏡。
[5] 前記位相検出部は、さらに、
前記基準矩形波と前記位相シフト矩形波の差分矩形波を求める差分矩形波生成 部と、
前記差分矩形波を積分する差分矩形波積分部と、
前記差分矩形波の一矩形を積分した後のタイミングで積分値を取得する積分値取 得部と、
を備え、前記積分値を、前記基準矩形波と前記位相シフト矩形波の位相差として 検出することを特徴とする請求項 4に記載の原子間力顕微鏡。
[6] 前記位相シフト矩形波生成部により生成された前記位相シフト矩形波に基づき、前 記位相シフト矩形波の矩形端力 遅延したトリガー位置にて、積分値取得のトリガー 信号を前記積分値取得部に供給するトリガー信号供給部を有することを特徴とする 請求項 5に記載の原子間力顕微鏡。
[7] 前記基準信号抽出部と前記位相シフト信号抽出部により抽出された前記基準信号 および前記位相シフト信号の位相を調整する位相調整部を備え、
前記位相調整部は、調整前の前記基準信号および前記位相シフト信号の 1周期の 振動波形上に定められた共振周波数シフトの検出ポイントを、前記正負反転ポイント へ移動するように、前記基準信号および前記位相シフト信号の位相を調整し、 前記位相検出部は、前記位相調整部による位相調整後の前記基準信号と前記位 相シフト信号を用いて、前記基準信号の正負判定ポイントと前記位相シフト信号の正 負反転ポイントの位相差を検出することを特徴とする請求項 3に記載の原子間カ顕 微鏡。
[8] 前記検出ポイントは、調整前の前記位相シフト信号の 1周期の振動波形に沿った共 振周波数シフトの増減に基づき、 1周期の振動波形上で前記共振周波数シフトが最 大になるポイントに設定されていることを特徴とする請求項 7に記載の原子間力顕微 鏡。
[9] 前記検出ポイントは、調整前の前記基準信号および前記位相シフト信号の振幅波 形上で前記カンチレバーと前記試料が接近または接触するポイントに設定されてい ることを特徴とする請求項 7に記載の原子間力顕微鏡。
[10] 前記位相調整部は、さらに、前記カンチレバーの共振周波数が自由振動の共振周 波数である場合に前記基準信号と前記位相シフト信号の位相が一致するように前記 基準信号および前記位相シフト信号の少なくとも一方の位相を調整することを特徴と する請求項 7に記載の原子間力顕微鏡。
[11] 前記基準信号抽出部と前記位相シフト信号抽出部により抽出された前記基準信号 および前記位相シフト信号の少なくとも一方の位相を調整する位相調整部を備え、 前記位相調整部は、前記カンチレバーの共振周波数が自由振動の共振周波数で ある場合に前記基準信号と前記位相シフト信号の位相が一致するように位相調整を 行うことを特徴とする請求項 1に記載の原子間力顕微鏡。
[12] カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、前記カンチレバーと試料の相互作用 による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間力顕微鏡の共振周波 数シフト検出装置であって、
カンチレバー変位の検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、 前記カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位相変化が制限された基準信号を抽 出する基準信号抽出部と、
前記検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、前記カンチレバ 一の共振周波数シフトに応じて位相がシフトする位相シフト信号を抽出する位相シフ ト信号抽出部と、
前記基準信号抽出部と前記位相シフト信号抽出部により抽出された前記基準信号 と前記位相シフト信号に基づ!/、て、前記基準信号に対する前記位相シフト信号の位 相差を求めることにより、共振周波数シフトを求める位相検出部と、
を有することを特徴とする原子間力顕微鏡の共振周波数シフト検出装置。
カンチレバーを共振周波数で自励発振させ、前記カンチレバーと試料の相互作用 による共振周波数シフトに基づいて試料の情報を得る原子間力顕微鏡の共振周波 数シフト検出方法であって、
カンチレバー変位の検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、 前記カンチレバーの共振周波数シフトに応じた位相変化が制限された基準信号を抽 出し、
前記検出信号から、前記カンチレバーの振動に応じた周期を有し、前記カンチレバ 一の共振周波数シフトに応じて位相がシフトする位相シフト信号を抽出し、
前記基準信号と前記位相シフト信号に基づいて、前記基準信号に対する前記位相 シフト信号の位相差を求めることにより、共振周波数シフトを求める、
ことを特徴とする原子間力顕微鏡の共振周波数シフト検出方法。
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