WO2007077936A1 - ステッピングモータの駆動方法および駆動装置 - Google Patents

ステッピングモータの駆動方法および駆動装置 Download PDF

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WO2007077936A1
WO2007077936A1 PCT/JP2006/326283 JP2006326283W WO2007077936A1 WO 2007077936 A1 WO2007077936 A1 WO 2007077936A1 JP 2006326283 W JP2006326283 W JP 2006326283W WO 2007077936 A1 WO2007077936 A1 WO 2007077936A1
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WO
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power supply
voltage
stepping motor
speed
switching
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/326283
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English (en)
French (fr)
Inventor
Masaaki Matsubara
Kazuaki Sato
Mikio Umehara
Toshiaki Tsuzaki
Original Assignee
Minebea Motor Manufacturing Corporation
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Publication date
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
    • H02P8/16—Reducing energy dissipated or supplied
    • H02P8/165—Reducing energy dissipated or supplied using two level supply voltage

Definitions

  • the present invention relates to a driving method and a driving apparatus for a stepping motor, and more particularly to a driving method and a driving apparatus using a two-voltage power supply at startup.
  • the frequency of the coil current and the rotor speed are proportional.
  • the frequency of the coil current increases, so the angular velocity ⁇ (electrical angle) increases.
  • the reactance ⁇ L which is the product of the winding inductance L and the angular velocity ⁇ , increases, and the reactance ⁇ L becomes almost the impedance of the coil. This makes it difficult for current to flow through the coil, thus reducing torque.
  • an IC such as a drive circuit integrated on one chip may be destroyed by an induced current or heat generation.
  • the surface temperature of the stepping motor is detected and the surface temperature is detected.
  • the degree exceeds a predetermined value the voltage applied to the motor is switched to a voltage value lower than the voltage value at the steady state, and the pulse width of the drive pulse supplied to the motor is widened during that low voltage value.
  • Patent Document 1 JP-A-8-280194
  • an object of the present invention is to provide a stepping motor drive method that suppresses an increase in coil current at startup, shortens startup time, and prevents abnormal temperature rise, and It is to provide a driving device.
  • the stepping motor drive method and drive apparatus of the present invention employs a drive mode in which the applied voltage is switched from a low voltage to a high voltage in at least two stages during acceleration during startup.
  • the driving method of the stepping motor is controlled by the control means until the power supply switching at which the motor rotation speed reaches the predetermined rotation speed, the power supply switching means is turned OFF and only the first voltage power supply is connected to the power supply path.
  • the power supply switching means is turned on and control is performed so that a second voltage power source having a voltage higher than the first voltage is connected to the power supply path.
  • the stepping motor drive device includes at least a first voltage power source and a second voltage power source higher than the first voltage that are switchably connected to a power supply path to the motor coil, and the power source circuit
  • a drive device having a control circuit for controlling a switching circuit, wherein the control circuit turns off the power supply switching circuit until the power is switched to a predetermined rotational speed of the motor, and the first voltage power supply Is connected to the power supply path, and when the rotation speed of the motor exceeds a predetermined number of rotations, the power supply switching circuit is turned on to control to connect the second voltage power supply to the power supply path.
  • the first voltage is a voltage value at which the value of the drive current at the start-up is a current value that does not become an overcurrent.
  • the stepping motor drive device described in (3) or (4) above has the first half of the starting characteristics until the start of power switching, and the second half of the starting power until the completion of starting to shift to power steady switching.
  • the stepping motor drive unit described in (5) above is the total time of the elapsed time from the beginning of startup to the time of power supply switching plus the elapsed time until the completion of startup when the power supply switching power also shifts to steady operation. Is controlled by adjusting the slope of the latter half of the characteristic curve.
  • the voltage of the first voltage power source is an applied voltage that does not satisfy the rotational speed during steady operation.
  • the stepping motor drive device is characterized in that the power supply switching circuit is a dual power supply switching circuit.
  • the stepping motor driving method and driving device of the present invention have the following effects.
  • (1) The start-up current value can be reduced because the start-up is started at a low voltage (first voltage). In the latter half of startup, startup is continued at a high voltage (second voltage), so the startup time up to a predetermined number of revolutions can be shortened compared to starting up at a low voltage throughout the startup period.
  • the operating speed in steady state can be set higher than the voltage difference compared to the case where the entire startup period is continued at a low voltage.
  • FIG. 1 is a characteristic diagram of two-voltage control according to the present invention.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing the motor current versus speed characteristic of Table 2 of the present invention as a graph.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram illustrating the maximum speed versus applied voltage characteristic of Table 3 of the present invention as a graph.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a stepping motor driving apparatus according to the present invention.
  • FIG. 5 is a pattern diagram of speed 'voltage control (program control) according to the present invention.
  • FIG. 6 is a voltage control flow of a speed measurement example of the present invention and a speed control flow including the voltage control flow.
  • FIG. 7 is a voltage control flow of the elapsed time measurement example of the present invention and a speed control flow including the voltage control flow.
  • the gist of the present invention is to perform at least two-voltage control when the stepping motor is started.
  • Start-up complete refers to the period from the start (start of rotation) to the steady drive state where the rotation speed is constant. Startup is also called startup.
  • the two-voltage control adopts the following control mode.
  • FIG. 1 is a characteristic diagram of the two-voltage control of the present invention.
  • the data collection motor is an outer rotor type equipped with a weight for generating vibration, and is a stepping motor having a diameter ( ⁇ ) of 10 mm and a height (H) of 3 mm.
  • the applied voltages are 2.2 V (low voltage) and 2.8 V (high voltage).
  • the activation time represents the elapsed time from the start of activation.
  • FIG. 1 is a characteristic diagram showing the rotation speed vs. startup time characteristic of Table 1 as a graph.
  • the applied voltage to the motor is set to a low voltage in the first half of the startup to prevent the occurrence of an overcurrent at the beginning of startup.
  • the current is improved so that the start-up time up to a predetermined number of revolutions is shortened.
  • the number of revolutions after the start-up is the same for the applied voltage 2.2V characteristic and the applied voltage 2.8V characteristic. This is because of this. Basically, it is appropriately performed by selecting an applied voltage and selecting an arbitrary current value control mode.
  • the slope of the characteristic curve varies depending on the value of the applied voltage.
  • the interval from the time when the power supply switching speed (5000 rpm) is reached to the start-up completion (8500 rpm arrival) time is 2.2 hours for the 2V characteristics and 2.8 hours for the 2.8V characteristics.
  • B time is shorter than A time. Therefore, the slope of the 2.8V characteristic curve is larger than the 2.2V characteristic curve.
  • Applied voltage is an arbitrary number of 2 or more Voltage value.
  • the total startup time can be set to a desired time by combining characteristic curves with different slopes.
  • the current value at the beginning of startup can be adjusted with applied voltage so as not to become overcurrent.
  • Speed represents the number of revolutions per minute (min) (rpm).
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing the motor current versus speed characteristic of Table 2 of the present invention as a graph.
  • the high voltage in Table 2 and Figure 2 is 2.6V, which is different from the high voltage of 2.8V in Table 1 and Figure 1, but is a relative comparison with the low voltage of 2.2V.
  • Fig. 2 shows that the frequency of the current increases in proportion to the increase in speed. This is a reasonable characteristic that matches the characteristic that the impedance increases with the increase and therefore the current value decreases.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram illustrating the maximum speed versus applied voltage characteristic of Table 3 of the present invention as a graph.
  • the applied voltage characteristics at the maximum speed in FIG. 3 are characteristics that are substantially linear and proportional.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the stepping motor driving apparatus of the present invention.
  • FIG. 4 shows an example of a two-power supply switching system.
  • the stepping motor drive device 21 of FIG. 4 includes an MPU (microprocessor) 22 and a driving circuit force of the stepping motor.
  • the MPU 22 and the drive circuit are mounted on one chip.
  • the drive circuit includes a control signal generation circuit 23, a switching circuit 24, a current chopper circuit 27 serving as a two power supply switching circuit, and a power cut-off circuit 28.
  • the drive circuit is connected to a high voltage power supply VH and a low voltage power supply VL.
  • the MPU 22 and the control signal generation circuit 23 are collectively referred to as a control circuit 30.
  • the high voltage power supply VH is connected by the transistor 31 of the current chopper circuit 27 so that the power feeding path to the coil 8 can be cut off.
  • the low voltage power supply VL is connected to the power supply path via the diode 38 so that it becomes effective when the high voltage power supply VH is disconnected from the power supply path. When shutting off both power supplies, turn off the transistor 37 of the power shutoff circuit 28.
  • the control signal generation circuit 23 creates various signals based on the control command from the MPU 22, and supplies them to the elements to be controlled (transistors 34, 37, reference voltage Vr, power transistors 25a, 25b, 25c, 25d), etc. Output.
  • the current chopper circuit 27 includes a comparator 36 that compares the voltage detected by the resistor R with the current flowing through the switching circuit 24 and the reference voltage Vr controlled by the control signal generation circuit 23.
  • Clamp diode 35 that clamps the base potential of transistor 34 and transistor 34 to control the base current of transistor 31 in response to the output, and the base is biased by bias resistor 33 and clamp diode 32 and connected to the collector of transistor 34 Transistor 31 is formed.
  • the collector of the transistor 31 is connected to a high voltage power supply VH, and the emitter is connected to a low voltage power supply VL.
  • control signal generation circuit 23 (1) In order to apply a drive pulse to the one-phase bipolar coil 8, a gate signal (drive pulse) is output to each of the power transistors 25a to 25d of the switching circuit 24 at a predetermined timing.
  • the reference voltage Vr of the current chopper circuit 27 Output a signal that forcibly changes to low voltage or zero volts
  • the reference voltage Vr of the comparator 36 can be generated with a desired torque. Output a signal to set the voltage corresponding to the constant current value
  • an OFF signal is output to transistor 37 of power supply cutoff circuit 28.
  • Any transistor or switching element used in the power supply path may be used as long as it is a power transistor having a large current capacity such as a MOSFET.
  • the reference voltage Vr has a voltage value that changes according to the signal from the control signal generation circuit 23.
  • the coil 8 for one phase of the motor is a bipolar coil system in one pair of the series circuit of the power transistors 25a and 25b, 25c and 25d, and the series circuit of the two clamp diodes 26. It is connected. Coil 8 constitutes the coil of the one-phase stepping motor shown in Fig. 1.
  • the current chopper circuit 27 detects the current flowing through the coil 8 as a voltage with the resistor R, and compares the detected voltage with the reference voltage Vr with the comparator 36. Then, the base potential of the transistor 34 clamped by the clamp diode 35 is controlled by the deviation, and the high voltage power supply VH is switched to the switching circuit 24 and supplied, and the current flowing through the coil 8 is set to a constant value. At this time, the reference voltage Vr of the comparator 36 is set to a voltage corresponding to a constant current value that can generate a desired torque.
  • the power transistors 25a, 25b, 25c and 25d are gate-controlled through the control signal generation circuit 23 by the control signal from the MPU 22.
  • the MPU 22 controls the reference voltage Vr of the comparator 36 and turns on / off the transistor 31 to connect or disconnect the high voltage power supply VH from the power supply path.
  • the current-chever circuit 27 forces the reference voltage Vr of the current-chever circuit 27 to a low voltage or zero volt in accordance with the timing when the supply of the drive pulse from the control signal generation circuit 23 is OFF (stopped).
  • transistor 34 is always ON and transistor 31 is always OFF, and the power applied to coil 8 is switched to low-voltage power supply VL.
  • the power cutoff circuit 28 receives the OFF signal from the control signal generation circuit 23 at its transistor 37 and drops the power supply voltage applied to the coil 8 to 0 (zero) V.
  • the MPU 22 performs a chiseling operation of the transistor 31 via the control signal generation circuit 23 according to a program such as a stop control program, a drive control program, a constant current control program, etc., and performs, for example, PWM (pulse width) control. Constant current control is preferred to increase the generated torque.
  • Voltage control at startup and speed control including this voltage control are executed in accordance with a program included in MPU22. Each control is executed by counting the elapsed time or the number of revolutions. Each will be explained separately.
  • FIG. 5 (a) is a speed control characteristic diagram
  • FIG. 5 (b) is a voltage control characteristic diagram.
  • the sample extracted from the characteristics shown in Fig. 5 has a diameter ( ⁇ ) of 10mm, a height of 3mm, and a rotational speed of 85mm.
  • a low voltage (2.2V) power source is connected to the power supply path to the coil 8 at the time of tl, and the frequency of the drive pulse is increased.
  • the rotational speed increases to 5000 rpm at t2.
  • the frequency of the drive pulse is increased.
  • the rotation speed increases to 8500rpm and maintains this rotation speed. This is because the rotational speed is approximately proportional to the applied voltage, and for example, from the characteristics shown in FIG. 2, a current having a current value corresponding to the rotational speed flows. Therefore, control with constant rotation speed or constant current value is performed.
  • the starting characteristic is a force that looks like a straight line.
  • the angle of inclination of the characteristic curve increases during the starting time of 190 ms.
  • the startup speed increases from 5000 rpm to 5000 rpm, and 8500 rp from 5000 rpm force.
  • constant speed control or constant current control corresponding to the speed is performed.
  • stop position control is performed as necessary. Stop position control stops the drive pulse at t4 and switches the applied voltage to 2.6V force 2.2V. 2.
  • 2V voltage is applied, braking is applied for t4 force t5.
  • 2.2V power is cut off.
  • time t5 the rotation is maintained for a while so that it does not appear in the characteristic curve due to the inertia of the rotor. Then stop at a stable position.
  • FIG. 6 is a voltage control flow of a rotation speed measurement example of the present invention and a speed control flow including the voltage control flow.
  • Fig. 6 (a) shows the voltage control flow
  • Fig. 6 (b) shows the speed control flow.
  • step Sl (1) Set a table indicating the relationship between the power supply switching speed (5000 rpm) and the drive pulse frequency and speed (step Sl).
  • the power supply switching speed is stored in the register of MPU22.
  • a table representing the relationship between the frequency of the drive pulse and the rotational speed is stored in the register of the MPU 22.
  • a control command is output from the MPU 22, the reference voltage Vr of the comparator 36 is adjusted by the signal from the control signal generation circuit 23, and the transistor 34 is set to be turned ON by the output of the comparator 36. Set 31 to be OFF. At the same time, the control signal generating circuit 23 turns on the transistor 37 with a signal of 23 power.
  • the drive pulse counter of the MPU 22 or the control signal generation circuit 23 is reset.
  • Step S3 Determine whether the measured rotational speed is smaller than the power supply switching speed (measured rotational speed minus power supply switching speed). If the result is YES, go back to the beginning of step S3. If the result is NO, go to step S4. (Step S3).
  • the drive pulse is counted by the MPU 22 or the control signal generation circuit 23, and when the measured drive pulse count value is equal to or greater than the number of pulses corresponding to the power supply switching speed, the next step is performed. Proceed to step S4, and when the measured drive pulse count value is less than the number of pulses corresponding to the power supply switching speed, return to the beginning of step S3 again and repeat the determination.
  • step S4 Connect the high-voltage power supply to the feed path (step S4).
  • the reference voltage Vr of the comparator 36 is controlled by the signal from the control signal generation circuit 23 according to the command of the MPU 22 or by the signal of the control signal generation circuit 23, and the transistor 34 is turned off by the output of the comparison 36. Turn ON 31 and connect the high-voltage power supply VH to the power supply path.
  • the speed control flow is obtained by adding the procedure indicated by the dotted line to the voltage control flow.
  • step Sl ′ (1) Set a table indicating the relationship between the power supply switching speed (5000 rpm), the driving speed (8500 rpm), and the frequency and speed of the driving pulse in the register (step Sl ′). Store the power switching speed (5000 rpm) in the MPU22 register. The drive speed (8500rpm) is stored in the MPU22 register. A table indicating the relationship between the frequency of the drive pulse and the rotation speed is stored in the MPU22 register.
  • the rotational speed is set to 5000 rpm which is a timing for switching the power supply voltage from a low voltage to a high voltage, and 8500 rpm which is a rated rotational speed. Set the current value corresponding to the rated speed.
  • Step S2 A low voltage power supply is connected to the power supply path. At the same time, the rotation speed measurement is started. (Step S2).
  • a control signal is output from the control signal generation circuit 23 in accordance with the program execution of the MPU 22, and the reference voltage Vr of the comparator 36 is reduced to zero volts. Based on the output of the comparator 36, the transistor 34 for cutting out the base current bow I is turned on, and the transistor 31 constituting the power supply path of the high voltage power supply VH is turned off.
  • the rotational speed counter of the MPU 22 or the control signal generation circuit 23 is reset.
  • the transistor 37 of the power supply path is turned ON, and the low voltage power supply VL (2.2 v) is connected to the power supply path to the coil 8 Connect.
  • drive pulses are supplied to the respective transistors 25a to 25d of the switching circuit 24 so as to sequentially increase the frequency.
  • Step S3 It is determined whether or not the measured rotational speed is smaller than the power supply switching rotational speed (measured rotational speed is less than power supply switching rotational speed). If the result is YES, go back to the beginning of step S3. If the result is NO, go to step S4. (Step S3).
  • the frequency of the drive pulses (supply pulses) supplied to the transistors 25a to 25d by the MPU 22 (the number of drive pulses corresponding to the measured rotational speed) is stored in the register of the MPU 22.
  • V compare the frequency of the drive pulse (set pulse) (number of drive pulses according to the power supply switching speed). If the number of supplied pulses is less than the set number of pulses, return to the beginning of step S3. If the number of supply pulses is equal to or greater than the number of set pulses, the process proceeds to the next step.
  • the number of rotations uses a relationship that depends on the frequency (number) of drive pulses.
  • step S4 Connect the high-voltage power supply to the feed path (step S4).
  • step S3 When it is determined in step S3 that the supply pulse has a frequency of 5000 rpm or higher corresponding to the set pulse, the MPU 22 raises the reference voltage V r of the comparator 36 from the + input level via the control signal generation circuit. Reduce the output of the comparator 36 to one level, turn off the transistor 34, turn on the transistor 31, and connect the high voltage power supply (2.6V) to the power supply path to the coil 8.
  • step S5 If the result is YES, go back to the beginning of step S5. If the result is NO, go to step S6. (Step S5).
  • the frequency of the drive pulses (supply pulses) supplied to the transistors 25a to 25d by the MPU 22 (the number of drive pulses corresponding to the measured rotational speed) is stored in the MPU 22 register.
  • step S5 Compare the frequency of the V and drive pulses (set pulse) (the number of drive pulses according to the drive speed) and if the number of supplied pulses is less than the set number of pulses, return to the beginning of step S5. If the number of supply pulses is equal to or greater than the number of set pulses, the process proceeds to the next step.
  • the number of rotations uses a relationship that depends on the frequency (number) of drive pulses.
  • step S6 Switch to constant current control of the current value corresponding to the drive speed (step S6).
  • the MPU 22 shifts to constant current control at a current value corresponding to a constant drive rotational speed.
  • the MP U22 is controlled by controlling the reference voltage Vr of the comparator 36 via the control signal generation circuit.
  • stop control can also be performed by the same control circuit.
  • the following control flow is executed by executing the program of MPU22.
  • Optimal braking time means braking that takes enough time to stop at a stable position at a predetermined time after releasing the braking rather than continuing to brake until it completely stops and then rotating to a stable position with inertia. .
  • the stable position means a position that can start in the correct direction of rotation without causing a displacement of the stop position. Any type of transistor can be used.
  • the current value increases as the applied voltage increases.
  • the current value will decrease, and the power consumption per predetermined start-up time will increase the applied voltage. This can be reduced compared to increasing the value.
  • FIG. 7 is a voltage control flow of the elapsed time measurement example of the present invention and a speed control flow including the voltage control flow.
  • Fig. 7 (a) shows the voltage control flow
  • Fig. 7 (b) shows the speed control flow.
  • the flow in FIG. 7 is an example in which the object to be determined in the flow in FIG. 6 is changed from the number of revolutions in FIG.
  • the start-up time is set so that the start-up characteristics shown in Fig. 5 are achieved by selecting the applied voltage in two stages (referred to as "mode setting"). And the number of revolutions can be set.
  • Mode setting is performed on the MPU 22.
  • the power switching time is stored in the MPU22 register. Set the timer.
  • Step S 12 (2) Low voltage power supply VL is connected to the power supply path. At the same time, measurement of elapsed time is started. (Step S 12).
  • a control command is output from the MPU 22, the reference voltage Vr of the comparator 36 is adjusted by the signal from the control signal generation circuit 23, and the transistor 34 is set to be turned ON by the output of the comparator 36. Set 31 to be OFF. At the same time, the control signal generator 23 Transistor 37 is turned on by a strong signal.
  • the elapsed time counter of the MPU 22 or the control signal generation circuit 23 is reset.
  • Step S13 The measurement time is shorter than the power supply switching time! If the result of the determination is YES, return to the beginning of step S13. If the determination is NO, go to step S14. (Step S13).
  • the elapsed time is counted by the MPU 22 or the control signal generation circuit 23, and when the measured elapsed time count value is equal to or longer than the power supply switching time, the process proceeds to the next step S14, and the measured elapsed time count value is measured. When is less than the power switching time, return to the beginning of step S13 again and repeat the judgment.
  • the reference voltage Vr of the comparator 36 is controlled by the signal from the control signal generation circuit 23 according to the command of the MPU 22 or by the signal of the control signal generation circuit 23, and the transistor 34 is turned OFF at the output of the comparator 36. Turn on transistor 31 and connect high-voltage power supply VH to the power supply path.
  • the speed control flow is obtained by adding the procedure indicated by the dotted line to the voltage control flow.
  • the mode is set in the MPU 22.
  • Step S 12 (2) Low voltage power supply VL is connected to the power supply path. At the same time, measurement of elapsed time is started. (Step S 12).
  • a control signal is output from the control signal generation circuit 23, and the reference voltage Vr of the comparator 36 is lowered to zero volts.
  • the base current is output from the output of comparator 36 Turn off transistor 34 for bow I cutting, and turn off transistor 31 that configures the power supply path of high-voltage power supply VH.
  • the transistor 37 in the power supply path is turned on, and the low voltage power supply VL (2.2 V) is connected to the power supply path to the coil 8.
  • Step S13 Determine whether the elapsed time is shorter than the power switching time (elapsed time is power switching time). If the result of the determination is YES, return to the beginning of step S13. If the determination is NO, go to step S14. (Step S13).
  • step S13 Compare the elapsed time from the beginning of startup with the MPU22 and the power switching time stored in the MPU22 register. If the elapsed time is longer than the power switching time, proceed to the next step S14. Return to the beginning of step S13.
  • the MPU 22 compares the reference voltage Vr of the comparator 36 above the + input level via the control signal generation circuit 23. Reduce the output of device 36 to one level, turn transistor 34 OFF, turn transistor 31 ON, and connect the high-voltage power supply VH (2.6 V) to the power supply path to coil 8.
  • Step S15 Whether the elapsed time is shorter than the activation completion time (elapsed time is equal to the activation completion time) or not is determined. If the determination is YES, go back to the beginning of step S15. If the result of the determination is NO, go to step S16. (Step S15).
  • step S15 Compare the elapsed time from the beginning of startup with the MPU22 and the startup completion time stored in the register of the MPU22. If the elapsed time is longer than the startup completion time, proceed to the next step S16. Return to the beginning of step S15.
  • step S15 When it is determined in step S15 that the elapsed time is less than the start completion time, the MPU 22 switches to constant current control at a current value corresponding to the drive rotational speed. MPU22 for constant current control This is done by controlling the reference voltage Vr of the comparator 36 via the control signal generation circuit. stop
  • the control example described above can also adopt a control mode in which power sources with different voltages of 3 or more, which are examples of 2 power source switching control, are sequentially connected to the power feeding path.
  • the securing of a plurality of different voltages may be configured, for example, by dividing a high voltage by resistance.
  • the stepping motor driving method and driving device of the present invention can be applied to a stepping motor for vibration generation such as a cellular phone, and can shorten the start-up time and the current at start-up.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)

Abstract

　高電圧電源と低電圧電源をモータのコイルへの給電路に切換可能に接続する２電源切換回路と、前記２電源切換回路を制御する制御回路を有する駆動装置であって、前記制御回路は、モータの回転数が所定回転数になる電源切換時までは前記２電源切換回路をＯＦＦにして低電圧電源のみを給電路に接続し、モータが所定回転数以上になったとき２電源切換回路をＯＮにして前記給電路に前記高電圧電源を接続するように制御する。

Description

明 細 書
ステッピングモータの駆動方法および駆動装置
技術分野
[0001] 本発明はステッピングモータの駆動方法および駆動装置に関し、特には起動時の 2電圧電源を用いた駆動方法および駆動装置に関する。
背景技術
[0002] ステッピングモータは同期電動機なので、コイル電流の周波数と回転子速度は比 例する。 8000〜10000rpmでの高速回転〖こなると、コイル電流の周波数が増大す るため、角速度 ω (電気角）が増大する。これに伴って、卷線インダクタンス Lと角速 度 ωとの積であるリアクタンス ω Lが増大し、リアクタンス ω Lがコイルのインピーダンス のほとんどになる。このため、コイルには電流が流れにくくなり、従って、トルクが減少 する。
[0003] 定電圧 (V)での高速駆動時、 1相のコイルの電流は、大略 VZ ω Lとなる。
[0004] 当初から回転子速度が遅い間は、前記のとおりコイル電流の周波数と回転子速度 は比例することから、角速度 ωは小さく、リアクタンス co Lは小さな値になる。コイルの 抵抗分を考慮しても、コイルのインピ—ダンスは小さいので、コイルには大きな電流が 流れる。
[0005] また、前記起動から回転子速度が遅い間は、駆動パルスの間隔も長くなり、定速ま での起動時間が長いため、大きな電流が流れる。
[0006] この大きな電流により、 1チップに集積された駆動回路等の IC等が誘導電流や発 熱等で破壊される恐れがある。
[0007] 従来、サーマルラインプリンタに使用する紙送り用ステッピングモータおよびカートリ ッジ駆動用ステッピングモータの駆動装置にお 、て、トルクを上げるために電流値を 増加させようとすると、抵抗分での発熱が多くなり、また、同じくトルクを上げるために コイルの卷回数を多くしょうとすると、線材の長さが長くなるためインピーダンスが増加 し、同じく発熱が多くなる問題があった。
[0008] このような問題を解決するために、ステッピングモータの表面温度を検知し、表面温 度が所定値以上となったとき、モータへの印加電圧を定常時の電圧値よりも低い電 圧値に切換え、その低 、電圧値の間モータに供給する駆動パルスのパルス幅を広 げる手段を採用し、これにより、モータの相電流を低く抑え、モータの発熱を抑制する 技術が提案されている (例えば、特許文献 1参照)。
[0009] 上記特許文献 1の技術は、ステッピングモータの電流を実質的に 2段階に切換制御 して異常状態にならないように抑制している力 モータの表面温度が所定値以上に ならないと電流を切り換る制御が実行されないという問題がある。特に、ステッピング モータを表面温度が低い状態で起動する場合、起動初期の立ち上げ期間、上記の とおり大きな電流がコイルに流れるにもかかわらず、電流値を低く抑えることができな かった。また、温度計測手段が故障したり、計測温度の設定値が適切でないときは、 適切な電流制御ができな力つた。
[0010] また、電流が大きな値にならないようにするために、起動電流の値を小さくすると、 起動時間が長くなる問題がある。
特許文献 1：特開平 8 - 280194号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0011] 本発明の目的は、前記問題点に鑑み、起動時のコイル電流が大きくなることを抑制 し、起動時間を短縮し、異常な温度上昇を防止するようにしたステッピングモータの 駆動方法および駆動装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0012] 本発明のステッピングモータの駆動方法および駆動装置は、起動時の加速途中で 印加電圧を低電圧から高電圧へ少なくとも 2段階に切り換る駆動態様を採用する。
[0013] 具体的には、以下のようになる。
(1) ステッピングモータの駆動方法は、制御手段により、モータの回転数が所定回 転数になる電源切換時までは電源切換手段を OFFにして第 1の電圧電源のみを給 電路に接続し、前記モータの回転数が所定回転数以上になったとき前記電源切換 手段を ONにして前記給電路に前記第 1の電圧より高い電圧の第 2の電圧電源を接 続するように制御することを特徴とする。 (2) 上記（1)記載のステッピングモータの駆動方法にぉ 、て、前記電源切替手段 力^電源切替手段であることを特徴とする。
(3) ステッピングモータの駆動装置は、少なくとも第 1の電圧電源と該第 1の電圧より 高い第 2の電圧電源をモータのコイルへの給電路に切換可能に接続する電源切換 回路と、前記電源切換回路を制御する制御回路を有する駆動装置であって、前記制 御回路は、モータの回転数が所定回転数になる電源切換時までは前記電源切換回 路を OFFにして第 1の電圧電源のみを給電路に接続し、モータの回転数が所定回 転数以上になったとき前記電源切換回路を ONして前記給電路に前記第 2の電圧電 源を接続するように制御することを特徴とする。
(4) 上記（3)記載のステッピングモータの駆動装置において、前記第 1の電圧は、 起動当初における駆動電流の値が過電流とならない電流値になる電圧値としたこと を特徴とする。
(5) 上記（3)又は (4)記載のステッピングモータの駆動装置は、起動当初力も電源 切換時までの前半の起動特性と、電源切換時力 定常運転に移行する起動完了時 までの後半の起動特性によりステッピングモータの起動を行う駆動装置であって、前 記起動特性を回転数の経過時間による変化を示す特性曲線として表したとき、前記 後半の特性曲線の傾きを前記前半の特性曲線の傾きより大にしたことを特徴とする。
(6) 上記（5)記載のステッピングモータの駆動装置は、起動当初から電源切換時ま での経過時間に、電源切換時力も定常運転に移行する起動完了時までの経過時間 を加えた合計時間を、前記後半の特性曲線の傾きを調整することにより制御するよう にしたことを特徴とする。
(7) 上記（3)乃至（6)の 、ずれか 1項記載のステッピングモータの駆動装置は、前 記第 1の電圧電源の電圧を定常運転時の回転数に満たない印加電圧としたことを特 徴とする。
(8) 上記（3)ないし (8)のいずれか 1項記載のステッピングモータの駆動装置は、前 記電源切替回路が、 2電源切替回路であることを特徴とする。
発明の効果
本発明のステッピングモータの駆動方法および駆動装置は、以下の効果を奏する (1) 起動前半は低電圧 (第 1の電圧)で起動するため、起動電流の値を低減するこ とができる。起動後半は高電圧 (第 2の電圧)で起動を継続するため、起動期間全般 を低電圧で起動する場合と比べ、所定回転数までの起動時間を短縮することができ る。
(2) 起動後半は高電圧で起動するので、起動期間全般を低電圧で継続する場合と 比べ、定常状態での使用回転数を電圧差分高く設定することができる。
図面の簡単な説明
[0015] [図 1]本発明の 2電圧制御の特性図である。
[図 2]本発明の表 2のモータ電流対スピード特性をグラフとして表した特性図である。
[図 3]本発明の表 3の最大スピード対印加電圧特性をグラフとして図示した特性図で ある。
[図 4]本発明のステッピングモータの駆動装置の回路図である。
[図 5]本発明の速度'電圧制御（プログラム制御）のパターン図である。
[図 6]本発明の回転数計測例の電圧制御フローおよびその電圧制御フローを含む速 度制御フローである。
[図 7]本発明の経過時間計測例の電圧制御フローおよびその電圧制御フローを含む 速度制御フローである。
符号の説明
[0016] 8 コイル
21 ステッピングモータの駆動装置
22 MPU
23 制御信号発生回路
24 スイッチング回路
25a, 25b、 25c、 25d ノ ヮ一卜ランジスタ
26、 32、 35、 38 ダイオード、
27 電流チヨツバ回路
28 電源遮断回路 30 制御回路
31、 34、 37 トランジスタ
33 バイアス抵抗
36 比較器
発明を実施するための最良の形態
[0017] 本発明は、ステッピングモータの起動時に、少なくとも 2電圧制御を行うことを要旨と する。「起動完了」とは、起動当初（回転開始)から加速して回転数が一定になる定常 駆動状態までの間をいう。起動は立ち上げともいう。
[0018] ここでいう 2電圧制御は以下のような制御態様を採る。
[0019] 図 1は、本発明の 2電圧制御の特性図である。
[0020] データ採取用のモータは、振動発生用のウェイトを取り付けたアウターロータ型で、 直径（ φ )が 10mm、高さ（H)が 3mmのステッピングモータとする。
[0021] 印加電圧は 2. 2V (低電圧）と 2. 8V (高電圧）とする。
[0022] (1)回転数対起動時間特性：
起動時間は起動開始からの経過時間を表す。
[0023] [表 1]
Figure imgf000008_0001
[0024] 図 1は表 1の回転数対起動時間特性をグラフとして表した特性図である。
[0025] 図 1では、モータへの印加電圧を起動前半で低電圧にし、起動当初の過電流の発 生を防止し、起動途中から後半は印加電圧を切り換えて高電圧にして、駆動電流を 大電流にし、所定回転数までの立ち上げ時間が短くなるように改善している。
[0026] なお、起動完了後の回転数が、印加電圧 2. 2Vの特性と印加電圧 2. 8Vの特性で 同じになっているのは、起動特性の比較のために同じになるように制御したためであ る。基本的には、印加電圧の選択および任意の電流値制御の態様の選択を行うこと により適宜行われる。
[0027] 図中、特性曲線は説明の都合上 2本だけ示されているが、採り得る電圧の間隔に 応じて複数の特性曲線を考慮の対象とすることができる。
[0028] 特性曲線は印加電圧の値に応じて傾きが異なる。電源切換回転数（5000rpm)に なる時間から起動完了（8500rpm到達)時間までの間隔は、 2. 2V特性では A時間 を要し、 2. 8V特性では B時間を要する。 A時間より B時間の方が短い。従って、傾き は、 2. 2Vの特性曲線より 2. 8Vの特性曲線が大きい。印加電圧を連続的に切り換る ことにより、異なる傾きの特性曲線とすることができる。印加電圧は、 2以上の任意数 の電圧値とすることができる。また、特性曲線を連続的に組み合わせる場合、全起動 時間を、傾きの異なる特性曲線を組み合わせることにより、所望の時間とすることがで きる。
また、起動当初の電流値を過電流とならないように印加電圧で調整することができる
(2電圧切換制御）
図 1中の電圧切換タイミング（5000rpmに達した） 0. 130秒の点 P1でステッピング モータへの印加電圧を 2. 2V (低電圧)から 2. 8V (高電圧）に切り換る。
[0029] その結果、特性としては、 2. 2V (低電圧）の特性の略下半分の特性 T1に続けて 2
. 8V (高電圧)の特性の略上半分の特性 T2が続く合成特性となる。
[0030] このため、回転数が所定回転数になったとき、印加電圧を低電圧のみとした場合の 起動時間と比べ、 tl (秒)だけ短縮される。従って、加速時間を短くすることができ、 起動完了を早くすることができる。
(2)モータ電流対スピード特性：
スピードは 1分間（min)あたりの回転数 (rpm)を表す。
[0031] [表 2]
Figure imgf000010_0001
[0032] 図 2は本発明の表 2のモータ電流対スピード特性をグラフとして表した特性図である 。表 2および図 2の高電圧は 2. 6Vになっていて、表 1および図 1の高電圧の 2. 8Vと 異なるが、低電圧の 2. 2Vとの相対的な比較であるので、それぞれの特性の傾向は 変わらない。
[0033] 図 2の特性から以下のことがわかる。
(a)全体の傾向として、印加電圧を高くすると電流値が大きくなる。
(b)全体の傾向として、スピードが大きな値になるにつれて、モータ電流は小さくなる 。但し、微視的にみれば、全体の傾向に反し、多少変動するところもある (スピードの 速い領域で特性曲線が一旦最小電流となった後微増するデータもあるが、これは全 体の傾向には影響しな 、変動分とみることができる）。
[0034] 図 2の特性は、スピードの増加に比例して電流の周波数が増加し、その周波数の 増加によりインピーダンスが増加し、従って電流値が減少する特性に整合するもので 、合理的な特性である。
(3)最大スピード対印加電圧特性：
[表 3]
Figure imgf000011_0001
[0036] 図 3は本発明の表 3の最大スピード対印加電圧特性をグラフとして図示した特性図 である。
[0037] 図 3の最大スピードの印加電圧特性は、略直線で比例する特性を示す。
[0038] 図 3から、印加電圧が高いほど、最大スピード、換言すれば 1分間あたりの回転数 が大きな値になる。
[0039] (4)上記（1)〜（3)の特性のまとめ：
以上説明したそれぞれの特性を基に前記目的を達成する手段をまとめると、以下 のようになる。
(a)起動時前半の印加電圧を低電圧にし、起動時前半のモータ電流を低く抑えて過 電流状態の発生を抑制し、消費電力を少なくする。
[0040] 例えば、起動当初の電流値が、モータの定格電流を超える過電流又はコイルの温 度が定格を超える過電流とならな 、電流値とする。
(b)起動時後半の加速途中で印加電圧を高電圧に切り換え、過電流状態の発生無 くして定常時の高い回転数を確保する。ウェイトを取り付けた振動モータとしてのトル クを確保する。
(c)回転数の起動当初からの経過時間変化特性における、電圧切換時以後で一定 回転数になるまでの傾きを、電圧切換時以前の特性曲線の傾きより大にする。
[0041] 起動当初から一定回転数になるまでの時間を、電圧切換時以後で一定回転数に なるまでの傾きを、印加電圧をそれまでの低電圧以上に換えて大にし、立ち上げ時 間を電圧切換前の低電圧だけによる立ち上げ時間より短くする。
実施例 1
[0042] 図 4は、本発明のステッピングモータの駆動装置の回路図である。
[0043] 図 4は、 2電源切換方式の例を示す。
[0044] 図 4のステッピングモータの駆動装置 21は、 MPU (マイクロプロセッサ） 22と、ステ ッビングモータの駆動回路力も構成される。 MPU22と該駆動回路は 1チップ上に搭 載される。該駆動回路は、制御信号発生回路 23、スイッチング回路 24、 2電源切換 回路となる電流チヨツバ回路 27、電源遮断回路 28からなる。該駆動回路は、高電圧 電源 VHと低電圧電源 VLに接続されて ヽる。 MPU22と制御信号発生回路 23をまと めて制御回路 30と表す。
[0045] 高電圧電源 VHは電流チヨッパ回路 27のトランジスタ 31によりコイル 8への給電路 を遮断可能に接続されている。低電圧電源 VLは、高電圧電源 VHが給電路から遮 断されたとき有効になるように、ダイオード 38を介して給電路に接続されている。両電 源を遮断するときは、電源遮断回路 28のトランジスタ 37を OFFにする。
[0046] 制御信号発生回路 23は、 MPU22からの制御指令に基づいて各種信号を作成し 、制御対象の素子（トランジスタ 34, 37、基準電圧 Vr、パワートランジスタ 25a、 25b、 25c、 25d)等へ出力する。
[0047] 電流チヨッパ回路 27は、スイッチング回路 24に流れる電流を抵抗 Rで検出した電 圧と、制御信号発生回路 23により制御される基準電圧 Vrとを比較する比較器 36と、 比較器 36の出力を受けてトランジスタ 31のベース電流を制御するためトランジスタ 3 4およびトランジスタ 34のベース電位をクランプするクランプダイオード 35と、ベース がバイアス抵抗 33とクランプダイオード 32によりバイアスされると共にトランジスタ 34 のコレクタに接続されたトランジスタ 31とからなる。トランジスタ 31のコレクタには高電 圧電源 VHが接続され、ェミッタには低電圧電源 VLが接続される。
[0048] 具体的には、制御信号発生回路 23は、 (1) 1相のバイポーラ方式のコイル 8に駆動パルスを印加するために、スイッチング回 路 24のパワートランジスタ 25a〜25dそれぞれに所定のタイミングでゲート信号（駆動 パルス）を出力し、
(2)電流チヨッパ回路 27のトランジスタ 34を常時 ONにし、トランジスタ 31を常時 OF Fにして、コイル 8に印加される電源を低電圧電源 VLに切り替えるために、電流チヨ ツバ回路 27の基準電圧 Vrを低電圧又はゼロボルトに強制的に変更する信号を出力 し、
(3)コイル 8に流れる電流を一定値の電流とするために、コイル 8に印加される電源が 高電圧電源 VHのとき、比較器 36の基準電圧 Vrを所望のトルクを発生することがで きる定電流値に対応する電圧に設定する信号を出力し、
(4)コイル 8に力かる電源電圧を 0 (ゼロ) Vに落とすために、電源遮断回路 28のトラン ジスタ 37に OFF信号を出力する。
[0049] 給電路に使用するトランジスタやスイッチング素子としては、例えば MOSFETのよ うな電流容量の大きなパワートランジスタであれば任意のものでょ 、。基準電圧 Vrは 制御信号発生回路 23からの信号に応じて電圧値が変化する形態のものとする。
[0050] スイッチング回路 24は、パワートランジスタ 25aと 25b、 25cと 25dのそれぞれの直 列回路と、 2個のクランプダイオード 26の直列回路の 1対にモータ 1相分のコイル 8が バイポーラコイル方式に接続されている。コイル 8は図 1の 1相のステッピングモータ のコイルを構成する。
[0051] 電流チヨッパ回路 27は、コイル 8に印加される電源が高電圧電源 VHのとき、コイル 8に流れる電流を抵抗 Rで電圧として検出し、検出電圧を比較器 36で基準電圧 Vrと 比較し、その偏差分でクランプダイオード 35でクランプされたトランジスタ 34のベース 電位を制御し、高電圧電源 VHをスイッチング回路 24へ切り替えて供給し、コイル 8 に流れる電流を一定値の電流とする。このとき、比較器 36の基準電圧 Vrを所望のト ルクを発生することができる定電流値に対応する電圧に設定する。 MPU22からの制 御信号により、制御信号発生回路 23を介してパワートランジスタ 25a、 25b、 25cと 25 dがゲート制御される。 MPU22は、比較器 36の基準電圧 Vrを制御し、トランジスタ 3 1を ON, OFFして高電圧電源 VHの給電路への接続又は遮断を行う。 [0052] また、電流チヨツバ回路 27は、制御信号発生回路 23からの駆動パルスの供給を O FF (停止）するタイミングに合わせて電流チヨツバ回路 27の基準電圧 Vrを低電圧又 はゼロボルトに強制的に変更する信号を受けて、トランジスタ 34を常時 ON、トランジ スタ 31を常時 OFFにして、コイル 8に印加される電源を低電圧電源 VLに切り替える
[0053] 電源遮断回路 28は、そのトランジスタ 37に制御信号発生回路 23からの OFF信号 を受けて、コイル 8にかかる電源電圧を 0 (ゼロ） Vに落とす。
[0054] MPU22は、停止制御プログラム、駆動制御プログラム、定電流制御プログラム等 のプログラムに従って制御信号発生回路 23を介してトランジスタ 31をチヨツバ動作さ せ、例えば PWM (パルス幅)制御する。発生トルクを大きくするために定電流制御が 好ましい。
[0055] 以下に説明する起動時の電圧制御およびこの電圧制御を含む速度制御は MPU2 2が備えるプログラムに従って実行される。それぞれの制御は経過時間又は回転数 をカウントして実行する。それぞれ分けて説明する。
[0056] 図 5は、本発明の速度'電圧制御（プログラム制御）の特性図である。
[0057] 図 5 (a)は速度制御特性図であり、図 5 (b)は電圧制御特性図である。
[0058] 図 5の特性を抽出したサンプルは、直径（ φ )が 10mm、高さが 3mm、回転数が 85
OOrpmのステッピングモータである。
[0059] 速度'電圧制御は、まず、 tlの時点でコイル 8への給電路に低電圧 (2. 2V)電源を 接続し、駆動パルスの周波数を上昇させてゆく。この低電圧電源の接続から 110ms 経過した時点 t2で回転数が 5000rpmまで上昇する。この経過時間（110ms)または この回転数（5000rpm)を検出したとき、コイル 8への給電路に高電圧（2. 6V)電源 を接続する。更に駆動パルスの周波数を上昇させてゆく。経過時間が 190ms経過し た時点 t3で回転数が 8500rpmまで上昇しこの回転数を維持する。このことは、回転 数は印加電圧に略比例し、例えば図 2の特性から、回転数に応じた電流値の電流が 流れる。そこで、回転数一定又は電流値一定の制御を行うことになる。
[0060] 起動特性は、直線のように見える力 起動時間 190msの間に特性曲線の傾きの角 度カ^噴次大さくなる Orpm力ら 5000rpmまでの立ち上げと、 5000rpm力ら 8500rp mまでの立ち上げを連続して行う。その後、回転数一定制御又は回転数に対応した 定電流制御を行う。その後、必要に応じて停止位置制御を行う。停止位置制御は、 t 4の時点で駆動パルスを停止し、印加電圧を 2. 6V力 2. 2Vへ切り換える。 2. 2V の電圧が印加されている時点 t4力 t5の間制動が掛かる。時点 t5で 2. 2Vの電源が 遮断される。時点 t5以降、回転はロータの慣性により特性曲線に現れない程度で少 しの間維持される。その後安定位置で停止する。
[0061] 図 6は、本発明の回転数計測例の電圧制御フローおよびその電圧制御フローを含 む速度制御フローである。図 6 (a)は電圧制御フローで、図 6 (b)は速度制御フロー である。
[0062] a)電圧制御フロー（回転数計測例）
スタート
(1)電源切換回転数（5000rpm)および駆動パルスの周波数と回転数の関係を表 すテーブルをレジスタに設定する（ステップ Sl)。
[0063] MPU22のレジスタに電源切換回転数を記憶する。
[0064] MPU22のレジスタに駆動パルスの周波数と回転数の関係を表すテーブルを記憶 する。
(2)低電圧電源を給電路に接続する。同時に、回転数の計測を開始する。（ステップ S2)。
[0065] MPU22から制御指令を出力し、制御信号発生回路 23からの信号により比較器 3 6の基準電圧 Vrを調整し、比較器 36の出力によりトランジスタ 34を ONになるように 設定し、トランジスタ 31を OFFになるように設定する。同時に、制御信号発生回路 23 力もの信号によりトランジスタ 37を ONにする。
[0066] 同時に MPU22又は制御信号発生回路 23の駆動パルスのカウンタをリセットする。
(3)計測回転数が電源切換回転数よりも小 (計測回転数く電源切換回転数)か否か 判断する。判断の結果が YESの場合にはステップ S3のはじめに戻る。判断の結果 が NOの場合にはステップ S4へ進む。（ステップ S3)。
[0067] MPU22又は制御信号発生回路 23で、駆動パルスをカウントし、計測した駆動パ ルスのカウント値が電源切換回転数に対応するパルス数以上になったとき、次のステ ップ S4へ進み、計測した駆動パルスのカウント値が電源切換回転数に対応するパル ス数に満たないとき、再度ステップ S3のはじめに戻り、判断を繰り返す。
(4)高電圧電源を給電路に接続する (ステップ S4)。
[0068] MPU22の指令による制御信号発生回路 23からの信号により又は制御信号発生 回路 23の信号により、比較器 36の基準電圧 Vrを制御して比較 36の出力でトランジ スタ 34を OFFにし、トランジスタ 31を ONにして、高電圧電源 VHを給電路に接続す る。
ストップ
b)速度制御フロー（回転数計測例）
速度制御フローは、電圧制御フローに、点線で示した手順を追加したものとなってい る。
[0069] スタート
(1)電源切換回転数 (5000rpm)、駆動回転数 (8500rpm)および駆動パルスの周 波数と回転数の関係を表すテーブルをレジスタに設定する (ステップ Sl ' )。電源切 換回転数（5000rpm)を MPU22のレジスタに記憶する。駆動回転数（8500rpm)を MPU22のレジスタに記憶する。駆動パルスの周波数と回転数の関係を表すテープ ルを MPU22のレジスタに記憶する。
[0070] 回転数は、例えば電源電圧を低電圧から高電圧に切換るタイミングとなる 5000rp m、定格回転数となる 8500rpmに設定する。定格回転数に対応する電流値を設定 する。
[0071] (2)低電圧電源を給電路に接続する。同時に、回転数の計測を開始する。（ステップ S2)。
[0072] MPU22のプログラム実行に従って制御信号発生回路 23から制御信号を出力し、 比較器 36の基準電圧 Vrをゼロボルトに下げる。比較器 36の出力によりベース電流 弓 Iき抜き用のトランジスタ 34を ON〖こなるようにし、高電圧電源 VHの給電路を構成す るトランジスタ 31を OFFになるようにする。
[0073] MPU22又は制御信号発生回路 23の回転数のカウンタをリセットする。
[0074] 給電路のトランジスタ 37を ONにし、コイル 8への給電路に低電圧電源 VL (2. 2v) を接続する。
[0075] 同時に、スイッチング回路 24のそれぞれのトランジスタ 25a〜25dに順次周波数を 上げるように駆動パルスを供給する。
[0076] (3)計測回転数が電源切換回転数よりも小 (計測回転数く電源切換回転数)か否か 判断する。判断の結果が YESの場合にはステップ S3のはじめに戻る。判断の結果 が NOの場合にはステップ S4へ進む。（ステップ S3)。
[0077] MPU22でトランジスタ 25a〜25dに供給される前記駆動パルス（供給パルス）の周 波数 (計測回転数に対応した駆動パルスの数）と、 MPU22のレジスタに記憶されて
V、る駆動パルス (設定パルス)の周波数 (電源切換回転数に応じた駆動パルスの数） を比較し、供給パルスの数が設定パルスの数に満たな 、場合はステップ S3のはじめ へ戻り、供給パルスの数が設定パルスの数以上の場合は次のステップへ進む。回転 数は駆動パルスの周波数 (数）に応じて決まる関係を利用する。
(4)高電圧電源を給電路に接続する (ステップ S4)。
[0078] ステップ S3で比較して 、る供給パルスが設定パルスに対応する周波数 5000rpm 以上と判断したとき、 MPU22は制御信号発生回路を介して比較器 36の基準電圧 V rを +入力レベルより上げて比較器 36の出力を一レベルに下げ、トランジスタ 34を O FF〖こし、トランジスタ 31を ONにし、コイル 8への給電路に高電圧電源（2. 6V)を接 続する。
(5)計測回転数が駆動回転数よりも小 (計測回転数 <駆動回転数)か否か判断する
。判断の結果が YESの場合にはステップ S5のはじめに戻る。判断の結果が NOの場 合にはステップ S 6へ進む。（ステップ S 5)。
[0079] MPU22でトランジスタ 25a〜25dに供給される前記駆動パルス（供給パルス）の周 波数 (計測回転数に対応した駆動パルスの数）と、 MPU22のレジスタに記憶されて
V、る駆動パルス (設定パルス)の周波数 (駆動回転数に応じた駆動パルスの数)を比 較し、供給パルスの数が設定パルスの数に満たな 、場合はステップ S5のはじめへ戻 り、供給パルスの数が設定パルスの数以上の場合は次のステップへ進む。回転数は 駆動パルスの周波数 (数）に応じて決まる関係を利用する。
(6)駆動回転数に対応する電流値の定電流制御に切換る (ステップ S6)。 [0080] 供給パルスが設定パルスの周波数 8500rpm以上と判断したとき、 MPU22は一定 の駆動回転数に対応する電流値での定電流制御に移行する。定電流制御は、 MP U22が制御信号発生回路を介して比較器 36の基準電圧 Vrを制御することにより行 ストップ
上記フローでは、回転数が駆動パルスの数に比例することから、モータの回転数の カウントを駆動パルスの数のカウントで置き換えている力 これ以外に、直接、モータ の回転軸に設けた回転計で計測することもできる。
[0081] 以上述べた起動制御の他に、同じ制御回路により、停止制御を行うこともできる。
[0082] 停止制御フロー
MPU22のプログラム実行により以下の制御フローを実行する。
[0083] スタート
(1)それぞれのステッピングモータに合わせた最適制動時間を予め記憶しておく。
(2)制御信号発生回路 23は、
(a)タイマーをスタートし、
(b)スイッチング回路 24のパワートランジスタ 25a、 25b、 25c、 25dそれぞれへの 駆動パルスの供給を OFFにし、回転数を Orpmへ下げる。
[0084] (c)同時に、比較器 36の基準電圧 Vrを +入力より大きな電圧値にする信号を出 力し、比較器 36の出力を反転し、トランジスタ 34を ONにし、トランジスタ 31を OFFに して高電圧電源 VH (2. 6V)をコイル 8への給電路から遮断する。低電圧電源 VL (2 . 2V)が給電路に接続され、モータが制動状態になる。
(3)タイマーが最適制動時間（例えば、 30ms)になったとき、トランジスタ 37に OFF 信号を出力し、コイル 8への給電路に接続されている低電圧電源 VL (2. 2V)を遮断 し、モータの制動を解除する。その後モータが惰性で安定位置まで回転し停止する。 ストップ
最適制動時間は、完全に停止するまで制動を掛け続けるのではなぐ制動を解除 した後、惰性で安定位置まで回転し、所定時間に安定位置に停止することができる 程度の時間掛ける制動を意味する。特に、ウェイトを取り付けた振動モータにとって 重要な意味がある。安定位置は、停止位置の位置ずれを起こさず、正しい回転方向 に起動ができる位置を意味する。トランジスタは任意の種類のトランジスタを用いるこ とがでさる。
[0085] (実施例 1の効果）
回転数又は速度が同じ場合、印加電圧の増加につれて電流値が増加する。起動 時、回転数又は速度を所定の値まで立ち上げてゆくとき、印加電圧を低くすると、電 流値は小さくなり、所定の立ち上げ時間当たりの消費電力は、印加電圧を高くし、電 流値を大きくした場合と比べ少なくできる。
実施例 2
[0086] 図 7は、本発明の経過時間計測例の電圧制御フローおよびその電圧制御フローを 含む速度制御フローである。図 7 (a)は電圧制御フローで、図 7 (b)は速度制御フロ 一である。
[0087] 図 7のフローは、図 6のフローにおいて、判断する対象を図 6の回転数から起動当 初からの経過時間に変更した例となっている。この場合、印加電圧を 2段階に選択す ることにより、図 5に例示する起動特性となるように立ち上げ時間を設定する（「モード 設定」という。 ) oモード設定により、起動力 の経過時間と回転数の関係を設定する ことができる。
[0088] c)電圧制御フロー (経過時間計測例）
スタート
(1)モード設定を行い、電源切換時間（110ms)をレジスタに設定し、タイマーをセッ トする (ステップ S 11)。
[0089] MPU22にモード設定を行う。 MPU22のレジスタに電源切換時間を記憶する。タ イマ一をセットする。
(2)低電圧電源 VLを給電路に接続する。同時に、経過時間の計測を開始する。（ス テツプ S 12)。
[0090] MPU22から制御指令を出力し、制御信号発生回路 23からの信号により比較器 3 6の基準電圧 Vrを調整し、比較器 36の出力によりトランジスタ 34を ONになるように 設定し、トランジスタ 31を OFFになるように設定する。同時に、制御信号発生回路 23 力もの信号によりトランジスタ 37を ONにする。
[0091] 同時に MPU22又は制御信号発生回路 23の経過時間のカウンタをリセットする。
(3)計測時間が電源切換時間よりも短!、 (計測時間く電源切換時間)力否力判断す る。判断の結果が YESの場合にはステップ S 13のはじめに戻る。判断の結果が NO の場合にはステップ S 14へ進む。 （ステップ S 13)。
[0092] MPU22又は制御信号発生回路 23で、経過時間をカウントし、計測した経過時間 のカウント値が電源切換時間以上になったとき、次のステップ S 14へ進み、計測した 経過時間のカウント値が電源切換時間に満たないとき、再度ステップ S 13のはじめに 戻り、判断を繰り返す。
(4)高電圧電源を給電路に接続する (ステップ S 14)。
[0093] MPU22の指令による制御信号発生回路 23からの信号により又は制御信号発生 回路 23の信号により、比較器 36の基準電圧 Vrを制御して比較器 36の出力でトラン ジスタ 34を OFFにし、トランジスタ 31を ONにして、高電圧電源 VHを給電路に接続 する。
ストップ
d)速度制御フロー (経過時間計測例）
速度制御フローは、電圧制御フローに、点線で示した手順を追加したものとなって いる。
[0094] スタート
(1)モード設定を行い、電源切換時間（110ms)をレジスタに設定し、タイマーをセッ トする (ステップ Sl l ' )。
[0095] MPU22にモード設定を行う。電源切換時間（110ms)を MPU22のレジスタに記 憶する。起動完了時間（190ms)を MPU22のレジスタに記憶する。タイマーをセット する。
[0096] (2)低電圧電源 VLを給電路に接続する。同時に、経過時間の計測を開始する。 （ス テツプ S 12)。
[0097] MPU22のプログラム実行に従って制御信号発生回路 23から制御信号を出力し、 比較器 36の基準電圧 Vrをゼロボルトに下げる。比較器 36の出力によりベース電流 弓 Iき抜き用のトランジスタ 34を ON〖こなるようにし、高電圧電源 VHの給電路を構成す るトランジスタ 31を OFFになるようにする。
[0098] MPU22又は制御信号発生回路 23の経過時間のカウンタをリセットする。
[0099] 給電路のトランジスタ 37を ONにし、コイル 8への給電路に低電圧電源 VL (2. 2V) を接続する。
[0100] 同時に、スイッチング回路 24のそれぞれのトランジスタ 25a〜25dに順次周波数を 上げるように駆動パルスを供給する。
[0101] (3)経過時間が電源切換時間よりも短い (経過時間く電源切換時間)か否カゝ判断す る。判断の結果が YESの場合にはステップ S 13のはじめに戻る。判断の結果が NO の場合にはステップ S 14へ進む。 （ステップ S 13)。
[0102] MPU22で起動当初からの経過時間と、 MPU22のレジスタに記憶されている電源 切換時間を比較し、経過時間が電源切換時間以上の場合は次のステップ S 14へ進 み、満たない場合はステップ S 13のはじめへ戻る。
[0103] (4)高電圧電源を給電路に接続する (ステップ S 14)。
[0104] ステップ S13で比較している経過時間が電源切換時間と同じと判断したとき、 MPU 22は制御信号発生回路 23を介して比較器 36の基準電圧 Vrを +入力レベルより上 げて比較器 36の出力を一レベルに下げ、トランジスタ 34を OFFにし、トランジスタ 31 を ONにし、コイル 8への給電路に高電圧電源 VH (2. 6V)を接続する。
[0105] (5)経過時間が起動完了時間よりも短い (経過時間く起動完了時間)か否力,断す る。判断の結果が YESの場合にはステップ S 15のはじめに戻る。判断の結果が NO の場合にはステップ S 16へ進む。 （ステップ S 15)。
[0106] MPU22で起動当初からの経過時間と、 MPU22のレジスタに記憶されている起動 完了時間を比較し、経過時間が起動完了時間以上の場合は次のステップ S16へ進 み、満たない場合はステップ S 15のはじめへ戻る。
[0107] (6)駆動回転数 (8500rpm)に対応する電流値の定電流制御に切り換る (ステップ S 16)。
[0108] ステップ S15で経過時間が起動完了時間に満たないと判断したとき、 MPU22は駆 動回転数に対応する電流値での定電流制御に切り換る。定電流制御は、 MPU22 が制御信号発生回路を介して比較器 36の基準電圧 Vrを制御することにより行う。 ストップ
以上述べた制御例は 2電源切換制御の例である力 3以上の電圧の異なる電源を 順次給電路に接続する制御態様も採り得る。複数の異なる電圧の確保は、例えば、 高電圧を抵抗分割することにより構成してもよい。
本出願は、 2005年 12月 28日出願の日本特許出願 (特願 2005-377884)に基づくも のであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
産業上の利用可能性
本発明のステッピングモータの駆動方法や駆動装置は、携帯電話等の振動発生用 ステッピングモータに適用でき、起動時間を短縮し、起動時の電流を低減することが できる。

Claims

請求の範囲
[1] 制御手段により、モータの回転数が所定回転数になる電源切換時までは電源切換 手段を OFFにして第 1の電圧電源のみを給電路に接続し、前記モータの回転数が 所定回転数以上になつたとき前記電源切換手段を ONにして前記給電路に前記第 1 の電圧より高い第 2の電圧電源を接続するように制御することを特徴とするステツピン グモータの駆動方法。
[2] 前記電源切替手段が、 2電源切替手段であることを特徴とする請求項 1記載のステ ッビングモータの駆動方法。
[3] 少なくとも第 1の電圧電源と該第 1の電圧より高い第 2の電圧電源をモータのコイル への給電路に切換可能に接続する電源切換回路と、前記電源切換回路を制御する 制御回路を有する駆動装置であって、前記制御回路は、モータの回転数が所定回 転数になる電源切換時までは前記電源切換回路を OFFにして前記第 1の電圧電源 のみを給電路に接続し、モータの回転数が所定回転数以上になったとき前記電源切 換回路を ONにして前記給電路に前記第 2の電圧電源を接続するように制御すること を特徴とするステッピングモータの駆動装置。
[4] 前記第 1の電圧は、起動当初における駆動電流の値が過電流とならない電流値に なる電圧値としたことを特徴とする請求項 3記載のステッピングモータの駆動装置。
[5] 起動当初から電源切換時までの前半の起動特性と、電源切換時から定常運転に 移行する起動完了時までの後半の起動特性によりステッピングモータの起動を行う 駆動装置であって、前記起動特性を回転数の経過時間による変化を示す特性曲線 として表したとき、前記後半の特性曲線の傾きを前記前半の特性曲線の傾きより大に したことを特徴とする請求項 3又は 4記載のステッピングモータの駆動装置。
[6] 起動当初力も電源切換時までの経過時間に、電源切換時力も定常運転に移行す る起動完了時までの経過時間を加えた合計時間を、前記後半の特性曲線の傾きを 調整することにより制御するようにしたことを特徴とする請求項 5記載のステッピングモ ータの駆動装置。
[7] 前記第 1の電圧電源の電圧を定常運転時の回転数に満たない印加電圧としたこと を特徴とする請求項 3乃至 6のいずれか 1項記載のステッピングモータの駆動装置。 前記電源切替回路が、 2電源切替回路であることを特徴とする請求項 3乃至 7の 、 ずれ力 1項記載のステッピングモータの駆動装置。
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