WO2006137291A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの駆動回路およびそれを用いた発光装置ならびに電子機器 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータの駆動回路およびそれを用いた発光装置ならびに電子機器 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a driving method of a DC / DC converter.
  • a step-up switching power supply In order to generate a voltage higher than an input voltage, a step-up switching power supply is widely used in various electronic devices.
  • a step-up switching power supply includes a switching element and an inductor or a transformer. By turning the switching element on and off in a time-sharing manner, a back electromotive force is generated in the inductor or the transformer, and the input voltage is boosted. Output.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-201474
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-73483
  • the switching transistor When the switching transistor is controlled by the above control method, the energy stored in the transformer is transferred to the output capacitor when the switching transistor is off. At this time, if the switching transistor is turned on immediately after it has flowed to the secondary side but decreased to near 0, switching is performed with energy remaining in the transformer due to the reverse recovery time of the rectifying diode. The transistor is turned on again, and the efficiency of the DC / DC converter deteriorates.
  • the present invention has been made in view of these problems, and a comprehensive object of the present invention is to provide a DCZDC converter and a driving circuit thereof in which the residual energy of the transformer is surely discharged and the efficiency is improved.
  • One embodiment of the present invention relates to a drive circuit for controlling on / off of a switching transistor of a DC / DC converter.
  • This drive circuit is provided on the path of the current flowing through the primary coil of the transformer connected to the switching transistor, and has a first resistor with one end grounded and a first detection voltage appearing at the other end of the first resistor.
  • a first voltage comparator for comparing the first threshold voltage with a predetermined first threshold voltage, a second resistor provided on the path of the current flowing through the secondary coil of the transformer and grounded at one end, and a second A level shift circuit for shifting the second detection voltage appearing at the other end of the resistor in the positive direction; a second voltage comparator for comparing the output voltage of the level shift circuit with a predetermined second threshold voltage; And a switching control unit for controlling on / off of the switching transistor based on the output of the second voltage comparator. When the first detection voltage exceeds the first threshold voltage, the switching control unit turns off the switching transistor, and after a predetermined delay time has elapsed since the output voltage of the level shift circuit exceeded the second threshold voltage.
  • the current flowing through the secondary coil of the transformer has decreased to nearly zero. Can be detected. Furthermore, after this current drops to near zero, a predetermined delay occurs. By switching on the switching transistor after the elapsed time has elapsed, it is possible to prevent the switching transistor from being turned on while energy remains in the transformer, improving the efficiency of the DC / DC converter. be able to.
  • the switching control unit may include a delay circuit that delays the output of the second voltage comparator, and may turn on the switching transistor based on the output of the delay circuit.
  • the delay time that maximizes the efficiency of the DCZDC converter can be realized.
  • the delay circuit includes a transistor whose base terminal is connected to the output of the second voltage comparator and is grounded to the emitter, a resistor provided between the collector terminal and the power supply voltage terminal of the transistor, and a collector terminal of the transistor. And a capacitor provided between the ground terminals.
  • the switching control unit includes a latch circuit that latches the output of the second voltage comparator and a delay circuit that delays the output of the latch circuit, and turns on the switching transistor based on the output of the delay circuit.
  • the switching transistor By latching the output of the second voltage comparator, when the current flowing in the secondary coil of the transformer, that is, when the second detection voltage changes, the time until the switching transistor turns on is changed.
  • the switching transistor can be reliably turned on after a predetermined delay time has elapsed since the time when the output of the second voltage comparator was latched.
  • the delay circuit may include a logic gate provided at a subsequent stage of the latch circuit, an input terminal of the logic gate, and a capacitor provided between the ground terminals.
  • the first voltage comparator, the level shift circuit, the second voltage comparator, and the switching control unit may be integrated.
  • the integration here includes the case where all the circuit components are formed on a semiconductor substrate, and the case where the main components of the circuit are integrated as a single unit. Some resistors, capacitors, etc. may be provided outside the semiconductor substrate. Further, the switching transistor may be integrated with these circuit elements.
  • Another embodiment of the present invention is a light emitting device.
  • This light emitting device includes a switching transistor, a DC / DC converter output circuit whose boosting operation is controlled by on / off of the switching transistor, a driving circuit that controls on / off of the switching transistor, and an output voltage of the DC / DC converter output circuit
  • the DC / DC converter can boost the voltage with high efficiency.
  • the light emitting element can emit light efficiently.
  • Yet another embodiment of the present invention is an electronic device.
  • the electronic device includes an imaging unit and the light-emitting device used as a flash when imaging by the imaging unit.
  • the light emitting device is used as a flash when imaging by the imaging unit.
  • the battery voltage is boosted to drive the light emitting element.
  • the life of the battery can be extended.
  • the conversion efficiency can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electronic device equipped with a light emitting device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting device according to an embodiment.
  • 3 is a time chart showing the operation of the DC / DC converter driving IC of FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the switching control unit in FIG. 2.
  • 200 light emitting device 210 self-excited DC / DC converter, 212 light emitting element, 100 drive circuit, Trl switching transistor, 10 transformer, R1 first resistor, R2 second resistor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electronic device 300 on which the light emitting device 200 according to the embodiment is mounted.
  • the electronic device 300 is a mobile phone terminal equipped with a camera, and includes a battery 310, a communication processing unit 312, a DSP (Digital Signal Processor) 314, an imaging unit 316, and a light emitting device 200.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the battery 310 is, for example, a lithium ion battery, and outputs a voltage of about 3 to 4 V as the battery voltage Vbat.
  • the DSP 314 is a block that comprehensively controls the entire electronic device 300, and is connected to the communication processing unit 312, the imaging unit 316, and the light emitting device 200.
  • the communication processing unit 312 includes an antenna, a high frequency circuit, and the like, and is a block that performs communication with the base station.
  • the imaging unit 316 is an imaging device such as a CCD (Charge Coupled Device) or a CMOS sensor.
  • the light emitting device 200 is a light source used as a flash when the imaging unit 316 performs imaging.
  • the light emitting device 200 includes a self-excited DC / DC converter 210, a light emitting element 212, and a trigger circuit 214.
  • a self-excited DC / DC converter 210 boosts the battery voltage Vbat supplied from the battery 310 and emits light.
  • a driving voltage of about 300 V is supplied to the element 212.
  • the trigger circuit 214 is a circuit that controls the light emission timing of the light emitting device 200.
  • the light emitting element 212 emits light in synchronization with the imaging of the imaging unit 316.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the light emitting device 200.
  • the light emitting device 200 includes a drive circuit 10
  • the drive circuit 100, switching transistor Trl, transformer 10, rectifier diode 12, and output capacitor C1 shown in FIG. 2 correspond to the self-excited DCZDC converter 210 shown in FIG. Further, the trigger circuit 214 in FIG. 1 corresponds to the IGBT 214a and the light emission control unit 214b. In this embodiment, the switching transistor Trl, the transformer 10, the rectifying diode 1
  • Output capacitor C1 forms a self-excited DC / DC converter output circuit.
  • the drive circuit 100 controls the on / off state by controlling the gate voltage of the switching transistor Trl of the self-excited DC / DC converter 210.
  • the battery voltage Vbat is applied to one end of the primary side coil of the transformer 10, and the drain terminal of the switching transistor Trl is connected to the other end.
  • the switching transistor Trl is an N-channel MOS transistor, and a first resistor R1 is connected between the source terminal and the ground terminal.
  • a switching signal Vsw that is an output signal of the drive circuit 100 is applied to the gate terminal of the switching transistor Trl.
  • the switching transistor Trl When the switching transistor Trl is turned on, a current Icl that increases with time flows through the primary coil of the transformer 10.
  • the first resistor R1 is provided on the path of the current Icl flowing through the primary coil of the transformer 10 connected to the switching transistor Trl, and one end thereof is grounded.
  • the voltage appearing at the other end of the first resistor R1 is referred to as a first detection voltage Vxl, and this first detection voltage Vxl is input to the primary side detection terminal 104 of the DCZDC converter driver IC110.
  • an anode terminal of the rectifying diode 12 is connected to one end of the secondary side coil of the transformer 10.
  • An output capacitor C 1 is connected between the power sword terminal of the rectifying diode 12 and the ground terminal.
  • the second resistor R2 is provided on the path of the current flowing through the secondary coil, one end is grounded, and the other end is connected to the secondary coil of the transformer 10. This second resistance
  • the voltage appearing at the other end of the anti-R2 is referred to as a second detection voltage Vx2, and this second detection voltage Vx2 is input to the secondary detection terminal 106 of the DC / DC converter driver IC110.
  • the DCZDC converter driving IC 110 is an integrated circuit integrated on one semiconductor substrate, and in addition to the other circuit elements excluding the first resistor Rl and the second resistor R2 of the driving circuit 100, A light emission control unit 214b is included.
  • the DC / DC converter driving IC 110 includes an output terminal 102, a primary side detection terminal 104, a secondary side detection terminal 106, and a light emission control terminal 108 as input / output terminals.
  • the DCZDC converter driving IC 110 outputs a switching signal Vsw to be applied from the output terminal 102 to the gate terminal of the switching transistor Trl.
  • the primary side detection terminal 104 and the secondary side detection terminal 106 are terminals for detecting currents flowing through the primary side and secondary side coils of the transformer 10, respectively.
  • the light emission control terminal 108 is a terminal for outputting a light emission control signal SIG20 for controlling light emission of the light emitting element 212.
  • the DC / DC converter driving IC 110 includes a first voltage comparator 20, a second voltage comparator 22, a level shift circuit 24, and a switching control unit 30.
  • the first voltage comparator 20 compares the first detection voltage Vxl input from the primary side detection terminal 104 with a predetermined first threshold voltage Vthl. When Vth 1, output signal SIG1 that becomes low level is output.
  • the output signal SIG1 of the first voltage comparator 20 is the current Icl force flowing through the primary coil.
  • Ithl Vthl / Rl
  • the second voltage comparator 22 detects that the current Ic2 flowing through the secondary coil of the transformer 10 has become the second threshold current Ith2.
  • the value of the second threshold current I th2 is set to be a current in the vicinity of OA.
  • the level shift circuit 24 includes resistors R20 and R21. The level shift circuit 24 shifts the second detection voltage Vx2 input from the secondary side detection terminal 106 in the positive direction. The second detection voltage Vx2 input to the secondary side detection terminal 106 is input to the inverting input terminal of the second voltage comparator 22 via the resistor R20. Further, the reference voltage Vref is input to the inverting input terminal via the resistor R21.
  • R20 R21 holds when the input impedance of the second voltage comparator 22 is sufficiently high
  • the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22 becomes a noise level when Vx2 ' ⁇ Vth2, that is, when Vx2 ⁇ 0, and when Vx2,> Vth2, ie, Vx2> 0, one level. It becomes. In this way, the second threshold current Ith2 is set to OA.
  • the switching control unit 30 controls on / off of the switching transistor Trl based on the outputs of the first voltage comparator 20 and the second voltage comparator 22.
  • the switching control unit 30 flows to the secondary coil of the transformer 10 after the second detection voltage Vx 2 ′ that is the output of the level shift circuit 24 exceeds the second threshold voltage Vth2.
  • the output signal SIG1 of the first voltage comparator 20 is inverted by the inverter 32.
  • the output signal SIG2 of the inverter 32 is input to the set terminal of the RS flip-flop 34.
  • the output signal SIG3 of the RS flip-flop 34 is inverted by the inverter 36.
  • the output signal SIG4 of the inverter 36 is input to the preset terminal of the D flip-flop 40.
  • RS The output signal SIG3 of the flip-flop 34 is input to one of the input terminals of the NOR gate 50.
  • the other input terminal of the NOR gate 50 receives an enable signal EN for controlling on / off of the entire self-excited DC / DC converter 210.
  • the enable signal EN is at a high level, the DC / DC converter drive IC 110 drives the switching transistor Trl to perform a boost operation.
  • the output signal SIG8 of the NOR gate 50 is input to the NAND gate 44.
  • the switching control unit 30 includes a delay circuit 38 that delays the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22, and turns on the switching transistor Trl based on the output of the delay circuit 38.
  • the delay circuit 38 includes a transistor Tr2 whose base terminal is connected to the output of the second voltage comparator 22 and is emitter-grounded, a resistor R30 provided between the collector terminal and the power supply voltage terminal of the transistor Tr2, and a transistor Tr2. And a capacitor C30 provided between the collector terminal and the ground terminal.
  • the second detection voltage Vx2 reaches 0V
  • the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22 becomes low level.
  • the transistor Tr2 is turned off, and charging of the capacitor C30 is started via the resistor R30.
  • the voltage Vx4 appearing at one end of capacitor C30 increases according to the CR time constant.
  • the voltage Vx4 appearing at one end of the capacitor C30 is input to the clock terminal of the D flip-flop 40.
  • the data terminal of D flip-flop 40 is grounded and fixed at a low level.
  • the enable signal EN is input to the clear terminal of the D flip-flop 40. By inputting the enable signal EN to the clear terminal, the DC / DC converter drive IC 110 can be initialized each time the boost operation starts. Further, the output signal SIG4 of the inverter 36 is input to the preset terminal of the D flip-flop 40.
  • the inverted output signal SIG5 of the D flip-flop 40 is input to the AND gate 42.
  • the D gate 42 outputs a logical product of the inverted output signal SIG5 of the D flip-flop 40 and the enable signal EN to the NAND gate 44.
  • the NAND gate 44 outputs a negative logical product of the output of the NOR gate 50 and the output of the AND gate 42 to the inverter 46.
  • the inverter 46 inverts the output signal SIG9 of the NAND gate 44.
  • the switching signal Vsw that is the output of the inverter 46 is input to the gate terminal of the switching transistor Trl via the output terminal 102.
  • the AND gate 48 receives the output signal SIG6 of the AND gate 42 and the enable signal EN.
  • the output signal SIG7 of the AND gate 48 is input to the reset terminal of the RS flip-flop 34.
  • the light emission control unit 214b generates a light emission control signal SIG20 and controls the base voltage of the IGBT 214a.
  • FIG. 3 is a time chart showing the operation of the DC / DC converter driver IC 110 of FIG.
  • Each signal SIG1 to SIG9 corresponds to each signal shown in FIG. After time TO, enable signal EN is set to high level.
  • the switching signal Vsw is at a high level, and the switching transistor Trl is on.
  • the switching transistor Trl is turned on, the current Icl flowing through the primary side coil of the transformer 10 gradually increases, and Vxl> Vthl at time T1.
  • the output SIG1 of the first voltage comparator 20 is switched from the low level to the high level.
  • the output signal SIG2 of the inverter 32 switches from high level to low level.
  • the RS flip-flop 34 is set, and the output signal SIG3 of the RS flip-flop 34 becomes the high level.
  • the output signal SIG4 of the inverter 36 becomes low level
  • the D flip-flop 40 is preset, and the inverted output signal SIG5 of the D flip-flop 40 becomes low level.
  • the output signal SIG6 of the AND gate 42 has the same logic value as the signal SIG5 because the enable signal EN is at a high level.
  • the N0R gate 50 functions as an inverter that inverts the output signal SIG3 of the RS flip-flop 34. Therefore, when the output signal SIG3 of RS flip-flop 34 goes high at time T1, the output signal of NOR gate 50 SIG8 changes from high level to low level. At this time, since the two input signals SIG6 and SIG8 of the NAND gate 44 are both low level, the output signal SIG9 of the NAND gate 44 is high level. As a result, the switching signal Vsw output from the inverter 46 at time T1 becomes low level, and the switching transistor Trl is turned off.
  • the switching transistor Trl When the switching transistor Trl is turned off at time T1, the current Ic2 begins to flow through the secondary coil of the transformer 10. This current Ic2 becomes maximum at the moment when the switching transistor Trl is turned off, and gradually decreases as the energy stored in the transformer 10 decreases. As a result, the second detection voltage Vx2 appearing at the second resistor R2 gradually increases with time. At this time, the output voltage Vx2 ′ of the level shift circuit 24 also increases with time, reaches the second threshold voltage Vth2 at time T3, and the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22 switches from the high level to the single level. .
  • the currents Icl and Ic2 flowing through the primary side coil and the secondary side coil of the transformer 10 are respectively detected, and the switching transistor Trl Toggle on / off.
  • the switching transistor Trl By switching on and off the switching transistor Trl, electric charge is stored in the output capacitor C1, and the output voltage Vout increases.
  • the light emission control unit 214b switches the light emission control signal SIG20 to high level in synchronization with the imaging by the imaging unit 316 in FIG.
  • the IGBT 214a is turned on, and the xenon lamp as the light emitting element 212 emits light as flash.
  • DC / DC converter driving IC 110 has a predetermined delay after current Ic2 flowing in the secondary coil reaches second threshold current Ith2 set near OA at time T3. At time ⁇ 4 after time ⁇ has elapsed, switching transistor Trl is turned on. As a result, it is possible to prevent the switching transistor Trl from being turned on again in a state where energy remains in the transformer 10, so that the efficiency can be improved.
  • the delay time ⁇ generated in the delay circuit 38 is preferably set to be equal to or longer than the reverse recovery time of the rectifying diode 12. This delay time ⁇ may be determined experimentally so that the power efficiency of the switching regulator is maximized.
  • the delay time ⁇ can be set to a desired value by adjusting the values of the capacitor C30 and the resistor R30 of the delay circuit 38.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the switching control unit 30.
  • the switching control unit 30 in FIG. 4 includes an inverter 52 that inverts the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22 instead of the delay circuit 38 in FIG. 2, and further, between the output terminal of the AND gate 42 and the ground terminal. Capacitor C31 is provided.
  • the same or equivalent components and signals as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate.
  • the output voltage Vx 3 of the second voltage comparator 22 is inverted by the inverter 52 and input to the clock terminal of the D flip-flop 40.
  • the D fritz The inverted output signal SIG5 of the flop 40 goes high.
  • the inverted output signal SIG5 of the D flip-flop 40 continues to be maintained at the high level until the next D flip-flop 40 is preset. That is, the D flip-flop 40 functions as a latch circuit that latches the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22.
  • the output signal SIG6 of the AND gate 42 also attempts to transition to the high level from the low leveler.
  • the AND gate 42 charges the capacitor C31 in order to shift its output to the low level or the high level.
  • the output signal SIG6 of the AND gate 42 rises with a time constant by the capacitor C31.
  • the threshold voltage between the NAND gate 44 and the high level is reached, the output signal SIG 9 of the NAND gate 44 changes from the high level to the low level.
  • a delay occurs between the time when the output of the D flip-flop 40 changes and the time when the output of the NAND gate 44 changes. That is, the NAND gate 44 and the capacitor C31 constitute a delay circuit.
  • the current Ic2 flowing through the secondary coil of the transformer 10 may ring near the OA when the switching transistor Trl is off.
  • the output voltage Vx2 ′ of the level shift circuit 24 fluctuates in the vicinity of the second threshold voltage Vth2
  • the output voltage Vx3 of the second voltage comparator 22 is once again changed from the high level to the low level. After the transition, the signal returns to the high level again, which causes a problem that it takes a long time until the switching transistor Trl is turned on next time.
  • the second voltage comparator 22 since the delay circuit composed of the NAND gate 44 and the capacitor C31 is arranged at the subsequent stage of the D flip-flop 40, the second voltage comparator 22 once.
  • the delay circuit gives a delay time to the inverted output signal SIG5 of the D flip-flop 40, so that even if the current Ic2 flowing through the secondary side coil of the transformer 10 rings, the switching is performed after a predetermined delay time has elapsed.
  • the transistor Trl can be turned on.
  • the DC / DC converter has been described for driving the light emitting element 212.
  • the present invention is not limited to this, and drives various load circuits that require other high voltages. be able to.
  • the setting of the logical values of the high level and the low level is an example, and can be freely changed by appropriately inverting it with an inverter or the like.
  • the conversion efficiency can be improved.

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Abstract

　駆動回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタＴｒ１のオンオフを制御する。第１抵抗Ｒ１は、スイッチングトランジスタＴｒ１に接続されるトランス１０の１次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ、一端が接地される。第２抵抗Ｒ２は、トランス１０の２次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ、一端が接地される。スイッチング制御部３０は、第１検出電圧Ｖｘ１が第１しきい値電圧Ｖｔｈ１を超えると、スイッチングトランジスタＴｒ１をオフし、第２検出電圧Ｖｘ２が第２しきい値電圧を超えてから所定の遅延時間τ経過後にスイッチングトランジスタＴｒ１をオンする。

Description

DC/DCコンバータの駆動回路およびそれを用いた発光装置ならびに 電子機器
技術分野
[0001] 本発明は、スイッチング電源に関し、特に DC/DCコンバータの駆動方式に関する
背景技術
[0002] 入力電圧よりも高い電圧を生成するため、昇圧型のスイッチング電源がさまざまな 電子機器において広く用いられている。こうした昇圧型のスイッチング電源は、スイツ チング素子と、インダクタあるいはトランスを備えており、スイッチング素子を時分割的 にオンオフさせることによりインダクタあるいはトランスに逆起電力を発生させ、入力電 圧を昇圧して出力する。
[0003] 絶縁型の DC/DCコンバータでは、スイッチングトランジスタがオフすると、トランス の 1次側に電流が流れ、トランスにエネルギが蓄えられる。スイッチングトランジスタが オフすると、トランスの 2次側においてトランスに蓄えられたェネルギカ S、整流用ダイォ ードを介して充電電流として出力キャパシタに転送され、出力電圧が上昇する。トラン スに蓄えられたエネルギが出力キャパシタに転送されると、整流ダイオードに流れる 電流が 0となる。
[0004] 絶縁型の DC/DCコンバータのうち、発振器を用いず、トランスの 1次側あるいは 2 次側の状態をモニタし、これらの状態に応じて、スイッチングトランジスタのオンオフを 制御する自励式の DC/DCコンバータが知られている（たとえば特許文献 1、 2参照 ) 0
特許文献 1 :特開 2004— 201474号公報
特許文献 2：特開 2005— 73483号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] ここで、 自励式 DC/DCコンバータの制御方法として、トランスの 1次側および 2次 側に流れる電流をモニタし、 2次側に流れる電流が 0となったタイミングでスイッチング トランジスタをオンし、 1次側の電流が所定レベルに達した状態でスイッチングトランジ スタをオフするとレ、う制御方式にっレ、て考察する。
[0006] 上記制御方式によりスイッチングトランジスタを制御した場合、スイッチングトランジ スタがオフの状態において、トランスに蓄えられたエネルギが出力キャパシタに転送 される。このとき、 2次側に流れるが 0付近まで下がった状態で、直ちにスイッチングト ランジスタをオン状態に切り替えると、整流用ダイオードの逆回復時間などの影響に より、トランスにエネルギーが残留した状態でスイッチングトランジスタを再度オンする ことになり、 DC/DCコンバータの効率が悪化してしまう。
[0007] 本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、トランス の残留エネルギを確実に放出し、効率を改善した DCZDCコンバータおよびその駆 動回路の提供にある。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明のある態様は、 DC/DCコンバータのスイッチングトランジスタのオンオフを 制御する駆動回路に関する。この駆動回路は、スイッチングトランジスタに接続される トランスの 1次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ、一端が接地された第 1抵 抗と、第 1抵抗の他端に現れる第 1検出電圧と、所定の第 1しきい値電圧とを比較す る第 1電圧比較器と、トランスの 2次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ、一端 が接地された第 2抵抗と、第 2抵抗の他端に現れる第 2検出電圧を正方向にシフトす るレベルシフト回路と、レベルシフト回路の出力電圧と、所定の第 2しきい値電圧を比 較する第 2電圧比較器と、第 1、第 2電圧比較器の出力にもとづいてスイッチングトラ ンジスタのオンオフを制御するスイッチング制御部と、を備える。スイッチング制御部 は、第 1検出電圧が第 1しきい値電圧を超えると、スイッチングトランジスタをオフし、レ ベルシフト回路の出力電圧が第 2しきい値電圧を超えてから所定の遅延時間経過後
[0009] この態様によると、レベルシフト回路により正方向にシフトした電圧と、第 2しきい値 電圧を比較することにより、トランスの 2次側コイルに流れる電流が 0付近まで下がつ たことを検出することができる。さらに、この電流が 0付近まで下がった後、所定の遅 延時間の経過を待って、スイッチングトランジスタをオンに切り替えることにより、トラン スにエネルギが残留した状態で、スイッチングトランジスタをオンするのを防止するこ とができ、 DC/DCコンバータの効率を改善することができる。
[0010] スイッチング制御部は、第 2電圧比較器の出力を遅延せしめる遅延回路を含み、当 該遅延回路の出力にもとづいてスイッチングトランジスタをオンしてもよい。
第 2電圧比較器の後段に遅延回路を設け、この遅延回路の時定数を調節すること によって、 DCZDCコンバータの効率が最大となる遅延時間を実現することができる
[0011] 遅延回路は、ベース端子が第 2電圧比較器の出力に接続されェミッタ接地されたト ランジスタと、トランジスタのコレクタ端子と電源電圧端子間に設けられた抵抗と、トラ ンジスタのコレクタ端子と接地端子間に設けられたキャパシタと、を含んでもよい。 遅延回路を CR時定数回路とすることにより、抵抗値および容量値を調節することに より、遅延時間を最適な値に設定することができる。
[0012] スイッチング制御部は、第 2電圧比較器の出力をラッチするラッチ回路と、ラッチ回 路の出力を遅延せしめる遅延回路と、を含み、遅延回路の出力にもとづいてスィッチ ングトランジスタをオンしてもよレ、。
第 2電圧比較器の出力をラッチすることにより、トランスの 2次側コイルに流れる電流 、すなわち、第 2検出電圧が変動した場合に、スイッチングトランジスタがオンになるま での時間が変動するのを防止し、第 2電圧比較器の出力がラッチされた時刻から所 定の遅延時間経過後にスイッチングトランジスタを確実にオンすることができる。
[0013] 遅延回路は、ラッチ回路の後段に設けられた論理ゲートと、論理ゲートの入力端子 と、接地端子間に設けられたキャパシタと、を含んでもよい。
この場合、ラッチ回路の出力により、キャパシタが充電もしくは放電され、キャパシタ に現れる電圧が論理ゲートのしきい値電圧に達すると、論理ゲートの出力レベルが 変化する。その結果、ラッチ回路の出力レベルが変化してから論理ゲートの出カレべ ルが変化するまでに、キャパシタの容量値に応じた遅延時間を設定することができる なお、キャパシタは、ラッチ回路の直後に設けられてもよいし、他の論理ゲートを介 して、その後段に設けられてもよい。
[0014] 第 1電圧比較器、レベルシフト回路、第 2電圧比較器、スイッチング制御部は一体 集積化されてもよい。なお、ここでの集積化とは、回路の構成要素のすべてが半導体 基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含ま れ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設け られていてもよい。さらに、スイッチングトランジスタがこれらの回路要素と一体に構成 されていてもよい。
[0015] 本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、スイッチングトランジスタ を含み、当該スイッチングトランジスタのオンオフにより昇圧動作が制御される DC/ DCコンバータ出力回路と、スイッチングトランジスタのオンオフを制御する駆動回路 と、 DC/DCコンバータ出力回路の出力電圧により駆動される発光素子と、を備える
[0016] この態様によると、 DC/DCコンバータにより、高効率で昇圧することができるため
、発光素子を効率よく発光させることができる。
[0017] 本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、撮像部と、撮像部 による撮像の際、フラッシュとして用いられる上記発光装置と、を備える。発光装置は
、電池電圧を昇圧して発光素子を駆動する。
[0018] この態様によると、発光装置は効率よく発光素子を発光させることができるため、電 池の寿命を延ばすことができる。
[0019] なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装 置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 発明の効果
[0020] 本発明に係る DC/DCコンバータの駆動回路によれば、変換効率を改善すること ができる。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]実施の形態に係る発光装置を搭載した電子機器の構成を示すブロック図であ る。
[図 2]実施の形態に係る発光装置の構成を示す回路図である。 [図 3]図 2の DC/DCコンバータ駆動 ICの動作を示すタイムチャートである。
[図 4]図 2のスイッチング制御部の変形例を示す回路図である。
符号の説明
[0022] 20 第 1電圧比較器、 22 第 2電圧比較器、 24 レベルシフト回路、 30 スィ ツチング制御部、 38 遅延回路、 300 電子機器、 310 電池、 316 撮像部、
200 発光装置、 210 自励式 DC/DCコンバータ、 212 発光素子、 100 駆動回路、 Trl スイッチングトランジスタ、 10 トランス、 R1 第 1抵抗、 R2 第 2抵抗。
発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に 示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし 、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく 例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずし も発明の本質的なものであるとは限らない。
[0024] 図 1は、実施の形態に係る発光装置 200を搭載した電子機器 300の構成を示すブ ロック図である。電子機器 300は、カメラを搭載した携帯電話端末であり、電池 310、 通信処理部 312、 DSP (Digital Signal Processor) 314、撮像部 316、発光装置 200を備える。
[0025] 電池 310はたとえば、リチウムイオン電池であり、電池電圧 Vbatとして 3〜4V程度 の電圧を出力する。 DSP314は、電子機器 300全体を統括的に制御するブロックで あり通信処理部 312、撮像部 316、発光装置 200と接続されている。通信処理部 31 2は、アンテナ、高周波回路などを含み、基地局との通信を行うブロックである。撮像 部 316は、 CCD (Charge Coupled Device)や CMOSセンサなどの撮像装置で ある。発光装置 200は、撮像部 316による撮像の際に、フラッシュとして用いられる光 源である。
[0026] 発光装置 200は、 自励式 DC/DCコンバータ 210、発光素子 212、トリガ回路 214 を備える。発光素子 212としてはキセノンチューブなどが好適に用いられる。 自励式 DCZDCコンバータ 210は、電池 310から供給される電池電圧 Vbatを昇圧し、発光 素子 212に 300V程度の駆動電圧を供給する。トリガ回路 214は、発光装置 200の 発光のタイミングを制御する回路である。発光素子 212は、撮像部 316の撮像と同期 して発光する。
[0027] 図 2は、発光装置 200の構成を示す回路図である。発光装置 200は、駆動回路 10
0、スイッチングトランジスタ Trl、トランス 10、整流用ダイオード 12、出力キャパシタ C
1、発光素子 212、 IGBT214aを含む。
[0028] 図 2に示す駆動回路 100、スイッチングトランジスタ Trl、トランス 10、整流用ダイォ ード 12、出力キャパシタ C1が、図 1の自励式 DCZDCコンバータ 210に対応する。 また、図 1のトリガ回路 214は、 IGBT214a、発光制御部 214bに対応する。また、本 実施の形態において、スイッチングトランジスタ Trl、トランス 10、整流用ダイオード 1
2、出力キャパシタ C1が自励式 DC/DCコンバータ出力回路を構成する。
[0029] 駆動回路 100は、 自励式 DC/DCコンバータ 210のスイッチングトランジスタ Trl のゲート電圧を制御してオンオフを制御する。トランス 10の 1次側コイルの一端には、 電池電圧 Vbatが印加され、他端には、スイッチングトランジスタ Trlのドレイン端子が 接続される。スイッチングトランジスタ Trlは、 Nチャンネルの MOSトランジスタであり 、そのソース端子と接地端子間には、第 1抵抗 R1が接続される。また、スイッチングト ランジスタ Trlのゲート端子には、駆動回路 100の出力信号であるスイッチング信号 Vswが印加される。
[0030] スイッチングトランジスタ Trlがオンすると、トランス 10の 1次側コイルには、時間とと もに増加する電流 Iclが流れる。第 1抵抗 R1は、スイッチングトランジスタ Trlに接続 されるトランス 10の 1次側コイルに流れる電流 Iclの経路上に設けられ、一端が接地 されている。第 1抵抗 R1の他端に現れる電圧を第 1検出電圧 Vxlといい、この第 1検 出電圧 Vxlは、 DCZDCコンバータ駆動 IC110の 1次側検出端子 104に入力され る。第 1検出電圧 Vxlは、 Vxl =Icl X Rlで与えられる。
[0031] また、トランス 10の 2次側コイルの一端には、整流用ダイオード 12のアノード端子が 接続される。整流用ダイオード 12の力ソード端子と接地端子間には出力キャパシタ C 1が接続されている。第 2抵抗 R2は、 2次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ ており、一端が接地され、他端がトランス 10の 2次側コイルに接続される。この第 2抵 抗 R2の他端に現れる電圧を第 2検出電圧 Vx2といい、この第 2検出電圧 Vx2は、 D C/DCコンバータ駆動 IC110の 2次側検出端子 106に入力される。
[0032] スイッチングトランジスタ Trlがオフすると、トランス 10に蓄えられたエネルギが整流 用ダイオード 12を介して出力キャパシタ C1に転送される。このときトランス 10の 2次 側コイルに流れる電流を Ic2とすると、第 2検出電圧 Vx2は、 Vx2= _Ic2 X R2で与 られる。
[0033] DCZDCコンバータ駆動 IC110は、ひとつの半導体基板上に集積化された集積 回路であって、駆動回路 100の第 1抵抗 Rl、第 2抵抗 R2を除いたその他の回路素 子に加えて、発光制御部 214bを含んでいる。 DC/DCコンバータ駆動 IC110は、 入出力端子として出力端子 102、 1次側検出端子 104、 2次側検出端子 106、発光 制御端子 108を備える。
[0034] DCZDCコンバータ駆動 IC110は、出力端子 102からスイッチングトランジスタ Trl のゲート端子に印加すべきスイッチング信号 Vswを出力する。また、 1次側検出端子 104、 2次側検出端子 106は、それぞれトランス 10の 1次側および 2次側コイルに流 れる電流を検出するための端子である。発光制御端子 108は、発光素子 212の発光 を制御する発光制御信号 SIG20を出力するための端子である。
[0035] DC/DCコンバータ駆動 IC110は、第 1電圧比較器 20、第 2電圧比較器 22、レべ ルシフト回路 24、スイッチング制御部 30を備える。
第 1電圧比較器 20は、 1次側検出端子 104から入力された第 1検出電圧 Vxlと、所 定の第 1しきい値電圧 Vthlとを比較し、 Vxl >Vthlのときハイレベル、 Vxlく Vth 1のときローレベルとなる出力信号 SIG1を出力する。
上述のように、第 1検出電圧 Vxlは、トランス 10の 1次側コイルに流れる電流 Iclに 比例するため、第 1電圧比較器 20の出力信号 SIG1は、 1次側コイルに流れる電流 I cl力 S、 Ithl =Vthl/Rlで与えられる第 1しきい値電流 Ithlに達するとハイレベルと なる。
[0036] また、第 2電圧比較器 22は、トランス 10の 2次側コイルに流れる電流 Ic2が、第 2し きい値電流 Ith2となったことを検出する。本実施の形態において、第 2しきい値電流 I th2の値は、 OA付近の電流となるように設定される。 レベルシフト回路 24は、抵抗 R20、 R21を含む。レベルシフト回路 24は、 2次側検 出端子 106から入力された第 2検出電圧 Vx2を正方向にシフトする。 2次側検出端 子 106に入力される第 2検出電圧 Vx2は、抵抗 R20を介して第 2電圧比較器 22の反 転入力端子に入力される。また、この反転入力端子には、基準電圧 Vrefが抵抗 R21 を介して入力される。第 2電圧比較器 22の入力インピーダンスが十分に高ぐ R20 = R21が成り立つとき、レベルシフト回路 24の出力電圧 Vx2'は、 Vx2' = (Vx2 + Vre f) /2で与えられる。
[0037] 第 2電圧比較器 22の反転入力端子には、レベルシフト回路 24から出力されるレべ ルシフトされた第 2検出電圧 Vx2'が入力される。また、非反転入力端子には、基準 電圧 Vrefが抵抗 R22、 R23により分圧された第 2しきい値電圧 Vth2が入力される。 第 2しきい値電圧 Vth2は、 R22 = R23のとき、 Vth2=VrefZ2となる。第 2電圧比 較器 22は、レベルシフト回路 24の出力電圧 Vx2'と、所定の第 2しきい値電圧 Vth2 を比較する。第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3は、 Vx2' <Vth2のとき、すなわち 、 Vx2く 0のときノヽィレべノレとなり、 Vx2， >Vth2のとき、すなわち、 Vx2 >0のとき口 一レベルとなる。このようにして、第 2しきい値電流 Ith2は OAに設定される。
[0038] スイッチング制御部 30は、第 1電圧比較器 20、第 2電圧比較器 22の出力にもとづ いてスイッチングトランジスタ Trlのオンオフを制御する。
スイッチング制御部 30は、第 1検出電圧 Vxlが第 1しきい値電圧 Vthlを超えると、 すなわち、トランス 10の 1次側コイルに流れる電流 Iclが第 1しきい値電流 Ithlに達 すると、スイッチングトランジスタ Trlをオフする。
[0039] また、スイッチング制御部 30は、レベルシフト回路 24の出力である第 2検出電圧 Vx 2'が第 2しきい値電圧 Vth2を超えてから、すなわち、トランス 10の 2次側コイルに流 れる電流 Ic2が第 2しきい値電流 Ith2 = 0Aに達してから、所定の遅延時間経過後に
[0040] 第 1電圧比較器 20の出力信号 SIG1は、インバータ 32により反転される。インバー タ 32の出力信号 SIG2は、 RSフリップフロップ 34のセット端子に入力される。 RSフリ ップフロップ 34の出力信号 SIG3は、インバータ 36により反転される。インバータ 36 の出力信号 SIG4は、 Dフリップフロップ 40のプリセット端子に入力される。また、 RS フリップフロップ 34の出力信号 SIG3は、 NORゲート 50の入力端子の一方に入力さ れる。 NORゲート 50のもう一方の入力端子には、 自励式 DC/DCコンバータ 210全 体のオンオフを制御するィネーブル信号 ENが入力されている。 DC/DCコンバータ 駆動 IC110は、ィネーブル信号 ENがハイレベルのとき、スイッチングトランジスタ Trl を駆動して昇圧動作を行う。 NORゲート 50の出力信号 SIG8は、 NANDゲート 44に 入力される。
[0041] スイッチング制御部 30は、第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3を遅延せしめる遅延 回路 38を含み、遅延回路 38の出力にもとづいてスイッチングトランジスタ Trlをオン する。
遅延回路 38は、ベース端子が第 2電圧比較器 22の出力に接続され、ェミッタ接地 されたトランジスタ Tr2と、トランジスタ Tr2のコレクタ端子と電源電圧端子間に設けら れた抵抗 R30と、トランジスタ Tr2のコレクタ端子と接地端子間に設けられたキャパシ タ C30と、を含む。第 2検出電圧 Vx2が 0Vに達すると、第 2電圧比較器 22の出力電 圧 Vx3がローレベルとなる。このとき、トランジスタ Tr2がオフし、抵抗 R30を介してキ ャパシタ C30の充電が開始される。キャパシタ C30の一端に現れる電圧 Vx4は、 CR 時定数に従って上昇する。
[0042] キャパシタ C30の一端に現れる電圧 Vx4は、 Dフリップフロップ 40のクロック端子へ と入力される。 Dフリップフロップ 40のデータ端子は接地され、ローレベルに固定され ている。また、 Dフリップフロップ 40のクリア端子には、イネ一ブル信号 ENが入力され る。ィネーブル信号 ENをクリア端子に入力することにより、 DC/DCコンバータ駆動 I C110を昇圧動作の開始ごとに初期化することができる。また、 Dフリップフロップ 40 のプリセット端子には、インバータ 36の出力信号 SIG4が入力される。
[0043] Dフリップフロップ 40は、プリセット端子およびクリア端子にハイレベルが入力される 期間において、クロック端子に入力される遅延回路 38の出力電圧 Vx4がハイレベル となると、反転出力信号 SIG5としてハイレベルを出力する。また、プリセット端子に入 力されるインバータ 36の出力がハイレベルからローレベルに切り替わると、反転出力 信号 SIG5としてローレベルを出力する。
[0044] Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5は、 ANDゲート 42に入力される。 AN Dゲート 42は、 Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5とィネーブル信号 ENの論 理積を NANDゲート 44へと出力する。 NANDゲート 44は、 NORゲート 50の出力と ANDゲート 42の出力の否定論理積をインバータ 46に出力する。インバータ 46は、 NANDゲート 44の出力信号 SIG9を反転する。インバータ 46の出力であるスィッチ ング信号 Vswは、出力端子 102を介してスイッチングトランジスタ Trlのゲート端子に 入力される。 ANDゲート 48には、 ANDゲート 42の出力信号 SIG6とィネーブル信号 ENが入力される。 ANDゲート 48の出力信号 SIG7は、 RSフリップフロップ 34のリセ ット端子に入力される。
[0045] 発光制御部 214bは、発光制御信号 SIG20を生成し、 IGBT214aのベース電圧を 制御する。
[0046] 以上のように構成された発光装置 200の動作について説明する。図 3は、図 2の D C/DCコンバータ駆動 IC110の動作を示すタイムチャートである。各信号 SIG1〜S IG9は、図 2に示す各信号に対応している。時刻 TO以降において、ィネーブル信号 ENはハイレベルに設定されてレ、るものとする。
[0047] 時刻 TOに、スイッチング信号 Vswがハイレベルとなっており、スイッチングトランジス タ Trlはオンしている。スイッチングトランジスタ Trlがオンすることにより、トランス 10 の 1次側コイルに流れる電流 Iclが徐々に上昇し、時刻 T1に Vxl >Vthlとなる。
[0048] Vxl >Vthlとなると、第 1電圧比較器 20の出力 SIG1はローレベルからハイレベル に切り替わる。同時に、インバータ 32の出力信号 SIG2は、ハイレベルからローレべ ノレに切り替わる。信号 SIG2がハイレベルからローレベルに切り替わると、 RSフリップ フロップ 34がセットされ、 RSフリップフロップ 34の出力信号 SIG3はハイレベルとなる 。信号 SIG3がハイレベルになると、インバータ 36の出力信号 SIG4はローレベルとな り、 Dフリップフロップ 40がプリセットされ、 Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5 はローレベルとなる。 ANDゲート 42の出力信号 SIG6は、ィネーブル信号 ENがハイ レベルであるため、信号 SIG5と同じ論理値をとる。
[0049] ィネーブル信号 ENがハイレベルのとき、 N〇Rゲート 50は、 RSフリップフロップ 34 の出力信号 SIG3を反転するインバータとして機能する。したがって、時刻 T1に RSフ リップフロップ 34の出力信号 SIG3がハイレベルとなると、 NORゲート 50の出力信号 SIG8はハイレベルからローレベルに変化する。このとき、 NANDゲート 44の 2つの 入力信号 SIG6、 SIG8は、いずれもローレベルとなるため、 NANDゲート 44の出力 信号 SIG9はハイレベルとなる。その結果、時刻 T1にインバータ 46から出力されるス イッチング信号 Vswはローレベルとなり、スイッチングトランジスタ Trlがオフする。
[0050] 時刻 T1に ANDゲート 42の出力信号 SIG6がローレベルとなると、数ゲート分の遅 延時間経過後の時刻 T2に、 ANDゲート 48の出力信号 SIG7は、ローレベルとなる。 ANDゲート 48の出力信号 SIG7がハイレベルからローレベルに変化すると、 RSフリ ップフロップ 34力 Sリセットされる。その結果、 RSフリップフロップ 34の出力信号 SIG3 は、すぐにローレベルに戻される。 RSフリップフロップ 34の出力信号 SIG3がローレ ベノレとなると、 NORゲート 50の出力信号 SIG8はハイレベルとなる。また、インバータ 36の出力信号 SIG4、すなわち、 Dフリップフロップ 40のプリセット端子への入力もハ ィレベルとなる。
[0051] 時刻 T1にスイッチングトランジスタ Trlがオフすると、トランス 10の 2次側コイルに電 流 Ic2が流れ始める。この電流 Ic2は、スイッチングトランジスタ Trlがオフされた瞬間 に最大となり、トランス 10に蓄えられたエネルギが減少するに従って徐々に小さくなる 。その結果、第 2抵抗 R2に現れる第 2検出電圧 Vx2は時間とともに徐々に上昇する 。このとき、レベルシフト回路 24の出力電圧 Vx2 'も時間とともに上昇し、時刻 T3に第 2しきい値電圧 Vth2に達し、第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3はハイレベルから口 一レベルに切り替わる。
[0052] 時亥 IJT3に第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3がローレベルとなると、遅延回路 38 の出力電圧 Vx4は時定数をもって上昇し始める。時刻 T3から遅延時間 τ経過後の 時刻 Τ4に、 Dフリップフロップ 40のクロック端子に入力された遅延回路 38の出力電 圧 Vx4力 ハイレベルとローレベルのしきい値電圧 Vtに達すると、 Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5はハイレベルとなる。 Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5がハイレベルとなると、 ANDゲート 42の出力信号 SIG6、 ANDゲート 48の出 力信号 SIG7はいずれもハイレベルとなる。 ANDゲート 42の出力信号 SIG6がハイレ ベノレとなると、 NANDゲート 44の出力信号 SIG9はローレベルとなり、インバータ 46 の出力信号、すなわちスイッチング信号 Vswはハイレベルとなって、スイッチングトラ ンジスタ Trlは再びオンする。
[0053] このように、本実施の形態に係る DC/DCコンバータ駆動 IC110では、トランス 10 の 1次側コイル、 2次側コイルに流れる電流 Icl、 Ic2をそれぞれ検出して、スィッチン グトランジスタ Trlのオンオフを切り替える。スイッチングトランジスタ Trlのオンオフを 切り替えることにより、出力キャパシタ C1には電荷が蓄えられていき、出力電圧 Vout が上昇していく。出力電圧 Voutが所望の電圧値まで上昇すると、発光制御部 214b は、図 1の撮像部 316による撮像と同期して発光制御信号 SIG20をハイレベルに切 り替える。その結果、 IGBT214aがオンし、発光素子 212であるキセノンランプがフラ ッシュとして発光する。
[0054] 本実施の形態に係る DC/DCコンバータ駆動 IC110は、時刻 T3に 2次側コイルに 流れる電流 Ic2が OA付近に設定された第 2しきい値電流 Ith2に達してから、所定の 遅延時間 τ経過後の時刻 Τ4に、スイッチングトランジスタ Trlをオンする。その結果 、トランス 10にエネルギが残留した状態で、再度スイッチングトランジスタ Trlがオン するのを防止することができるため、効率を改善することができる。
[0055] 遅延回路 38において発生する遅延時間 τは、整流用ダイオード 12の逆回復時間 以上となるように設定するのが望ましい。この遅延時間 τは、スイッチングレギユレ一 タの電源効率が最大となるように、実験的に定めてもよい。遅延時間 τは、遅延回路 38のキャパシタ C30、抵抗 R30の値を調節することにより所望の値に設定することが できる。
[0056] 図 4は、スイッチング制御部 30の変形例を示す回路図である。図 4のスイッチング制 御部 30は、図 2の遅延回路 38に代えて、第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3を反転 するインバータ 52を備え、さらに ANDゲート 42の出力端子と接地端子間にキャパシ タ C31を備える。図 4において、図 2と同一または同等の構成要素および信号には同 一の符号を付し、適宜説明を省略する。
[0057] 図 4のスイッチング制御部 30において、第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3は、ィ ンバータ 52によって反転され、 Dフリップフロップ 40のクロック端子に入力される。そ の結果、トランス 10の 2次側コイルに流れる電流 Ic2がしきい値電流に達し、第 2電圧 比較器 22の出力電圧 Vx3がハイレベルからローレベルへ遷移するとすぐに、 Dフリツ プフロップ 40の反転出力信号 SIG5はハイレベルとなる。
Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5は、次に Dフリップフロップ 40がプリセッ トされるまでの期間、ハイレベルを維持し続ける。すなわち、 Dフリップフロップ 40は、 第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3をラッチするラッチ回路として機能する。
[0058] Dフリップフロップ 40の反転出力信号 SIG5がローレベルからハイレベルに遷移す ると、 ANDゲート 42の出力信号 SIG6も、ローレべルカ、らハイレベルに遷移しようとす る。このとき、 ANDゲート 42は、その出力をローレべルカ、らハイレベルに遷移させる ために、キャパシタ C31を充電する。その結果、 ANDゲート 42の出力信号 SIG6は、 キャパシタ C31によって時定数をもって上昇していく。その後、 NANDゲート 44の口 一レベルとハイレベルのしきい値電圧に達すると、 NANDゲート 44の出力信号 SIG 9は、ハイレベルからローレベルへと変化する。このように、 Dフリップフロップ 40の出 力が変化してから、 NANDゲート 44の出力が変化するまでの間に遅延が発生する。 すなわち、 NANDゲート 44とキャパシタ C31は遅延回路を構成している。
[0059] トランス 10の卷き数や結合係数によっては、スイッチングトランジスタ Trlがオフの 状態において、トランス 10の 2次側コイルに流れる電流 Ic2が OA付近でリンギングす る場合がある。このような場合、レベルシフト回路 24の出力電圧 Vx2'が第 2しきい値 電圧 Vth2付近で変動することになるため、第 2電圧比較器 22の出力電圧 Vx3がー 度ハイレベルからローレベルへと遷移した後に、再びハイレベルに戻ってしまレ、、スィ ツチングトランジスタ Trlが次にオンするまでの時間が長くなつてしまうという問題が発 生する。
[0060] 図 4のスイッチング制御部 30によれば、 Dフリップフロップ 40の後段に NANDゲー ト 44およびキャパシタ C31で構成される遅延回路を配置しているため、一度、第 2電 圧比較器 22の出力電圧 Vx3がハイレベルからローレベルへと遷移すると、その状態 が Dフリップフロップ 40によってラッチされる。遅延回路は、この Dフリップフロップ 40 の反転出力信号 SIG5に対して遅延時間を与えることにより、トランス 10の 2次側コィ ルに流れる電流 Ic2がリンギングした場合でも、所定の遅延時間経過後にスィッチン グトランジスタ Trlをオンすることができる。
[0061] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せに レ、ろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当 業者に理解されるところである。
[0062] 実施の形態において、 DC/DCコンバータは、発光素子 212を駆動する場合につ いて説明したが、これには限定されず、その他の高電圧を必要とするさまざまな負荷 回路を駆動することができる。
[0063] また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例で あって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能 である。
[0064] 実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用 を示しているにすぎないことはいうまでもなぐ実施の形態には、請求の範囲に規定さ れた本発明の思想を離脱しなレ、範囲にぉレ、て、多くの変形例や配置の変更が可能 であることはいうまでもない。
産業上の利用可能性
[0065] 本発明に係る DC/DCコンバータの駆動回路によれば、変換効率を改善すること ができる。

Claims

請求の範囲
[1] DCZDCコンバータのスイッチングトランジスタのオンオフを制御する駆動回路であ つて、
前記スイッチングトランジスタに接続されるトランスの 1次側コイルに流れる電流の経 路上に設けられ、一端が接地された第 1抵抗と、
前記第 1抵抗の他端に現れる第 1検出電圧と、所定の第 1しきい値電圧とを比較す る第 1電圧比較器と、
前記トランスの 2次側コイルに流れる電流の経路上に設けられ、一端が接地された 第 2抵抗と、
前記第 2抵抗の他端に現れる第 2検出電圧を正方向にシフトするレベルシフト回路 と、
前記レベルシフト回路の出力電圧と、所定の第 2しきい値電圧を比較する第 2電圧 比較器と、
前記第 1、第 2電圧比較器の出力にもとづレ、て前記スイッチングトランジスタのオン オフを制御するスイッチング制御部と、を備え、
前記スイッチング制御部は、前記第 1検出電圧が前記第 1しきい値電圧を超えると 、前記スイッチングトランジスタをオフし、前記レベルシフト回路の出力電圧が前記第 2しきい値電圧を超えてから所定の遅延時間経過後に前記スイッチングトランジスタ をオンすることを特徴とする駆動回路。
[2] 前記スイッチング制御部は、
前記第 2電圧比較器の出力を遅延せしめる遅延回路を含み、当該遅延回路の出 力にもとづいて前記スイッチングトランジスタをオンすることを特徴とする請求項 1に記 載の駆動回路。
[3] 前記遅延回路は、
ベース端子が前記第 2電圧比較器の出力に接続され、ェミッタ接地されたトランジ スタと、
前記トランジスタのコレクタ端子と電源電圧端子間に設けられた抵抗と、 前記トランジスタのコレクタ端子と接地端子間に設けられたキャパシタと、 を含むことを特徴とする請求項 2に記載の駆動回路。
[4] 前記スイッチング制御部は、
前記第 2電圧比較器の出力をラッチするラッチ回路と、
前記ラッチ回路の出力を遅延せしめる遅延回路と、
を含み、前記遅延回路の出力にもとづいて前記スイッチングトランジスタをオンする ことを特徴とする請求項 1に記載の駆動回路。
[5] 前記遅延回路は、
前記ラッチ回路の後段に設けられた論理ゲートと、
前記論理ゲートの入力端子と、接地端子間に設けられたキャパシタと、 を含むことを特徴とする請求項 4に記載の駆動回路。
[6] 前記第 1電圧比較器、前記レベルシフト回路、前記第 2電圧比較器、前記スィッチ ング制御部は一体集積化されたことを特徴とする請求項 1に記載の駆動回路。 動作が制御される DC/DCコンバータ出力回路と、
前記スイッチングトランジスタのオンオフを制御する請求項 1から 6のいずれかに記 載の駆動回路と、
前記 DC/DCコンバータ出力回路の出力電圧により駆動される発光素子と、 を備えることを特徴とする発光装置。
[8] 撮像部と、
前記撮像部による撮像の際、フラッシュとして用いられる請求項 7に記載の発光装 置と、
を備え、前記発光装置は、電池電圧を昇圧して前記発光素子を駆動することを特 徴とする電池駆動型の電子機器。
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