WO2006134830A1 - 無線パラメータ群を生成する装置、送信機及び受信機 - Google Patents

無線パラメータ群を生成する装置、送信機及び受信機 Download PDF

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Mamoru Sawahashi
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    • H04L27/2607Cyclic extensions

Definitions

  • the present invention relates to an apparatus for generating a group of radio parameters, a transmitter, and a receiver.
  • Multicell multiple cells covering a wide area are prepared to enable high-speed packet transmission to mobile stations that move at high speed. Since indoor radio waves are greatly attenuated, an access point is provided indoors that does not support wireless communication at an outdoor base station. In addition, from the standpoint of increasing the utilization efficiency of communication resources, communication by packet transmission is performed even in a wireless section other than conventional circuit-switched communication.
  • Non-Patent Document 1 for communication between devices higher than the base station and mobile stations, in particular for data transmission in the downlink direction, a multicast method or a broadcast method that uses only the multicast method is also used (a future communication system).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • a symbol is formed by adding a guard interval part to an effective symbol part including information to be transmitted, and a plurality of symbols are formed during a predetermined transmission time interval (TTI: Transmission Time Interval). Sent.
  • TTI Transmission Time Interval
  • Sent The guard interval part is created with a part of the information contained in the effective symbol part.
  • the guard interval is also called a cyclic prefix (CP) or overhead.
  • Non-Patent Document 1 Otsu: “Systems beyond IMT—Challenge to 2000: Wireless Power Approach— ⁇ , ITU Journal, Vol. 33, No. 3, pp. 26— 30, Mar. 200 3
  • the above transmission time interval ( ⁇ ) defines various units in information transmission.
  • a packet transmission unit a data modulation scheme in MCS (Modulation and Coding Scheme), and a channel code rate update unit.
  • the TTI determines the error correction coding unit, retransmission unit in automatic repeat request (ARQ), packet scheduling unit, and so on.
  • Control channels such as MCS information, retransmission information, scheduling information, etc. are used to demodulate the data channel and therefore need to be transmitted along with the data channel transmitted every TTI.
  • user Can transmit information over one or more TTIs depending on the information content to be communicated. Therefore, when multiple TTIs are used for data transmission, control channels are multiplexed and transmitted by each TTI.
  • An OFDM mobile communication system is being studied in which a wide frequency band is divided into a plurality of frequency blocks, and an information transmission unit in the frequency direction is defined by the frequency blocks.
  • a frequency block is also called a chunk, and one frequency block includes one or more subcarriers.
  • Users can transmit information using one or more frequency blocks, depending on what they communicate. Since the data channel is transmitted for each frequency block, when a plurality of frequency blocks are used for data transmission, the control channel is multiplexed and transmitted in each frequency block. This control channel may include frequency block allocation information in addition to the above MCS information. Again, if the same user transmits data in multiple frequency blocks (see Figure 2), a control channel may not necessarily be required for each frequency block. Such a situation is not preferable from the viewpoint of data transmission efficiency!
  • the present invention has been made to address at least one of the above-described problems, and the problem is that a transmission device, a reception device, and a transmission device that improve information transmission efficiency in an OFDM mobile communication system It is to provide a device for generating radio parameters for this purpose.
  • an OFDM transmission apparatus In the present invention, an OFDM transmission apparatus is used.
  • the transmitting apparatus multiplexes the control channel and the data channel for each transmission time interval, means for performing data modulation and channel coding on the data channel with the modulation multi-level number and the channel code rate updated every transmission time interval. And means for adjusting the length of the transmission time interval.
  • the transmission efficiency of information in an OFDM mobile communication system is improved. Can be raised.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a state in which a control channel and a data channel are transmitted.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which a control channel and a data channel are transmitted.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram (part 1) of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram (part 2) of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between two types of TTIs and frames.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a state in which a control channel and a data channel are transmitted.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a state in which a control channel and a data channel are transmitted.
  • FIG. 9 is a diagram showing symbol formats respectively defined by symbol parameter groups derived by one embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing various symbol parameter groups derived by one embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing symbol formats respectively defined by symbol parameter groups derived by one embodiment of the present invention.
  • turbo encoder 324 data modulator; 326 interleaver; 328 serial-parallel converter (SZP); 342 convolutional encoder; 344 QPSK modulator; 346 interleaver; 348 serial-parallel converter (SZP);
  • 502 antenna 504 low noise amplifier; 506 mixer; 508 local oscillator; 510 bandpass filter; 512 automatic gain controller; 514 quadrature detector; 516 local oscillator; 518 analog-to-digital converter; 520 symbol timing detector; Guard interval removal unit; 524 Fast Fourier transform unit; 526 Demultiplexer;
  • the transmission time interval (TTI) is changed according to the communication status.
  • the control channel is multiplexed to the data channel every TTI.
  • the control channel may be multiplexed on some subcarriers.
  • the control channel may include modulation multi-level number and channel code rate information.
  • the communication device may store two or more parameter groups that define two or more types of symbols, each of which has a different length of the guard interval portion and the same effective symbol portion. Symbols can be set quickly according to the communication status.
  • a group of radio parameters used in an OFDM mobile communication system that transmits or receives a plurality of symbols each having a guard interval portion and an effective symbol portion for each transmission time interval.
  • a generating device is used.
  • This apparatus has an effective symbol part having the same period as the period of the effective symbol part defined by one set of symbol parameter groups, and has a period different from the period of the guard interval part defined by the one set of symbol parameter groups.
  • the ratio of the guard interval part in one symbol determined by one set of symbol parameters is equal to the ratio of the guard interval part in one symbol determined by another set of symbol parameters.
  • And means for deriving another set of symbol parameters defining symbols having different symbol lengths The length of the transmission time interval, the length of the symbol or the transmission time interval, and the length of both symbols are adjusted so that an integer number of symbols are communicated during one transmission time interval. As a result, the number of subcarriers used, the loss rate (the proportion of the guard interval in the symbol), and TTI of 1 or more are set to the desired values.
  • a wireless parameter group is efficiently derived. For example, as long as the period of the effective symbol part, that is, the subcarrier interval is equal, the radio communication apparatus performs modulation and demodulation processing (fast inverse Fourier transform and fast Fourier transform) of the OFDM system regardless of which symbol parameter group is used. There is no need to change the signal processing method. Further, if the loss rate is kept constant, the data transmission efficiency can be kept constant regardless of which symbol parameter group is used.
  • the symbol parameter group is derived so that the subcarrier spacing and the loss rate become desired values.
  • the number of subcarriers determined by one set of symbol parameter groups may be set to an integer multiple of the number of subcarriers determined by another set of symbol parameters.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • FIG. 3 is a schematic block diagram (part 1) of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • This transmitter is typically provided in the base station, but a similar transmitter may be provided in the mobile station.
  • the base station includes N data channel processing units 302-1 and a control channel processing unit.
  • ⁇ N have similar structure and function, so 302-1 is described as a representative
  • the data channel processing unit 302-1 includes a turbo encoder 322, a data modulator 324, an interleaver 326, and a serial / parallel conversion unit (SZP) 328.
  • Control channel processor 304 Includes a convolutional encoder 342, a QPSK modulator 344, an interleaver 346, and a serial-parallel converter (SZP) 348.
  • N data channel processing units 302-1 to N transmit the traffic information data to OFDM
  • the turbo encoder 322 performs code encoding for improving error tolerance of traffic information data.
  • the data modulator 324 modulates the traffic information data with an appropriate modulation scheme such as QPSK, 16QAM, 64QAM, or the like. When adaptive modulation and coding (AMC) is performed, this modulation method is changed as appropriate.
  • Interleaver 326 rearranges the order of traffic information data according to a predetermined pattern.
  • the serial / parallel converter (S / P) 328 converts a serial signal sequence (stream) into a parallel signal sequence. The number of parallel signal sequences may be determined according to the number of subcarriers.
  • the operation in the data channel processing unit is performed at every transmission time interval notified from the ⁇ adjustment unit 321.
  • Control channel processing section 304 performs baseband processing for transmitting control information data in the OFDM scheme.
  • the convolutional encoder 342 performs code encoding for improving error tolerance of the control information data.
  • the QPSK modulator 344 modulates the control information data using the QPSK modulation method. Any suitable modulation method may be adopted, but since the amount of control information data is relatively small, in this embodiment, a QPSK modulation method with a small number of modulation multi-values is adopted.
  • the interleaver 346 rearranges the order in which the control information data is arranged according to a predetermined pattern.
  • a serial-parallel converter (SZP) 348 converts a serial signal sequence into a parallel signal sequence. The number of parallel signal sequences may be determined according to the number of subcarriers.
  • a multiplexing unit (MUX) 306 multiplexes processed traffic information data such as modulation and coding and processed control information data for each transmission time interval, and outputs the multiplexed data.
  • a pilot channel is input to the multiplexing unit 306 and is also multiplexed.
  • the pilot channel may be input to the serial / parallel converter 348 and the pilot channel may be multiplexed in the frequency axis direction. Multiplexing may be performed in either the time direction, the frequency direction, or the two directions of time and frequency.
  • the fast inverse Fourier transform unit 308 performs fast inverse Fourier transform on the signal input thereto, and O Performs FDM modulation.
  • Guard inverter insertion section 310 creates a symbol in the OFDM scheme by adding a guard interval to the modulated signal. As is well known, the guard interval is obtained by duplicating the beginning or end of the symbol to be transmitted.
  • the digital-analog converter (DZA) 312 converts a baseband digital signal into an analog signal.
  • Symbol parameter adjustment section 320 adjusts parameters of symbols used for communication.
  • the symbol parameter (group) includes information defining the OFDM symbol format, and includes a guard interval period T, an effective symbol period, one symbol
  • the symbol parameter adjustment unit 320 sets an appropriate symbol parameter group according to the communication status or according to an instruction from another device. For example, the symbol parameter adjustment unit 320 may use different symbol parameter groups depending on whether or not the communication to be performed is a multicast system. For example, when a multicast method is used, a symbol parameter group that defines a shorter guard interval is used, and when a multicast method is used, a longer guard interval is used. The specified symbol parameters may be used.
  • the symbol parameter adjustment unit 320 may calculate and derive an appropriate symbol parameter group each time, or store a plurality of sets of symbol parameter groups in a memory in advance, and if necessary, store them. One set of may be selected. How the symbol parameters are derived will be described later.
  • ⁇ adjustment unit 321 determines the length of transmission time interval ( ⁇ ), and determines the determined transmission time interval length to each of data channel processing units 302-1 to ⁇ and multiplexing unit 306.
  • the length of the fence is determined according to information determined by the application such as the traffic size, base station information such as the frequency bandwidth to be used, service type information such as multicast and broadcast, etc. It may be determined.
  • the length of the transmission time interval is determined by the transmission side and then controlled The receiving side may be notified by a signal.
  • the transmission time interval may be set, for example, when a call is established.
  • FIG. 4 shows a schematic block diagram (No. 2) of the transmitter according to the embodiment of the present invention, and shows the digital analog conversion unit 312 and subsequent parts (RF transmission unit) in FIG.
  • the RF transmission unit includes a quadrature modulator 402, a local oscillator 404, a non-frequency filter 406, a mixer 408, a local oscillator 410, a bandpass filter 412, and a power amplifier 414.
  • the quadrature modulator 402 generates an in-phase component (I) and a quadrature component (Q) of an intermediate frequency from the signal input thereto.
  • the bandpass filter 406 removes excess frequency components for the intermediate frequency band.
  • the mixer 408 uses the local oscillator 410 to convert (up-convert) an intermediate frequency signal into a high frequency signal.
  • the bandpass filter 412 removes excess frequency components.
  • the power amplifier 414 amplifies the power of the signal for wireless transmission from the antenna 416.
  • the traffic information data input to the data channel processing unit in FIG. 3 is encoded by the turbo encoder 322, modulated by the data modulation unit 324, rearranged by the interleaver 326, and directly converted. Parallelized by parallel translation 328.
  • control information data is encoded, modulated, interleaved, and parallelized.
  • the data channel and the control channel are multiplexed for each transmission time interval for each subcarrier by the multiplexing unit 306, and the OFDM scheme is modulated by the high-speed inverse Fourier transform unit 308, and a guard interval is added to the modulated signal.
  • the baseband OFDM symbol is output.
  • the baseband signal is converted into an analog signal, quadrature modulated by the quadrature modulator 402 of the RF processing unit in FIG. 4, appropriately amplified after band limitation, and wirelessly transmitted.
  • FIG. 5 shows a schematic block diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • a receiver is typically provided in a mobile station, but may be provided in a base station.
  • the receiver includes an antenna 502, a low noise amplifier 504, a mixer 506, a local oscillator 508, a band pass filter 510, an automatic gain control unit 512, a quadrature detector 514, a local oscillator 516, and an analog.
  • PZS parallel series Conversion unit
  • the low noise amplifier 504 appropriately amplifies the signal received by the antenna 502.
  • the amplified signal is converted to an intermediate frequency by mixer 506 and local oscillator 508 (down-conversion).
  • the band pass filter 510 removes unnecessary frequency components.
  • the automatic gain controller 512 controls the gain of the amplifier so that the signal level is properly maintained.
  • the quadrature detector 514 uses the local oscillator 516 to perform quadrature demodulation based on the in-phase component (I) and the quadrature component (Q) of the received signal.
  • the analog / digital conversion unit 518 converts an analog signal into a digital signal.
  • Symbol timing detection section 520 detects the timing of symbols (symbol boundaries) based on the digital signal! /.
  • Guard inverter removing section 522 removes a portion of the received signal power corresponding to the guard interval.
  • the fast Fourier transform section 524 performs fast Fourier transform on the input signal, and performs demodulation of the OFDM scheme.
  • the demultiplexer 526 separates the pilot channel, the control channel, and the data channel that are multiplexed on the received signal. This separation method is performed corresponding to multiplexing on the transmission side (contents of processing in the multiplexing unit 306 in FIG. 1).
  • Channel estimation section 528 estimates the state of the propagation path using the pilot channel and outputs a control signal for adjusting the amplitude and phase so as to compensate for channel fluctuation. This control signal is output for each subcarrier.
  • Channel compensator 530 adjusts the amplitude and phase of the data channel for each subcarrier according to the information of channel estimator 528.
  • Parallel / serial converter (P / S) 532 converts a parallel signal sequence into a serial signal sequence.
  • Channel compensation section 534 adjusts the amplitude and phase of the control channel for each subcarrier according to the information from channel estimation section 528.
  • the dintarber 536 changes the order in which the signals are arranged according to a predetermined pattern for each transmission time interval.
  • the predetermined pattern is performed by the transmitting interleaver (326 in Fig. 1). It corresponds to the reverse pattern of the rearrangement.
  • Data demodulator 537 demodulates the received signal at every transmission time interval in accordance with the modulation method performed on the transmission side.
  • the turbo decoder 538 and the Viterbi decoder 540 decode the traffic information data and the control information data, respectively.
  • Symbol parameter adjustment section 542 sets symbol parameters used for communication in the same manner as symbol parameter adjustment section 320 in FIG.
  • the symbol parameter adjustment unit 542 may calculate and derive an appropriate symbol parameter group each time, or may store a plurality of sets of symbol parameter groups in a memory in advance and add them as necessary. May be accessed. How the symbol parameter group is derived will be described later.
  • ⁇ adjuster 544 determines the length of the transmission time interval, and notifies demultiplexer 526, dintarber 536, data demodulator 537, turbo decoder 538, symbol parameter adjuster 542, and the like.
  • the length of the transmission time interval is determined on the transmission side and then notified to the reception side by some control signal.
  • the transmission time interval may be set, for example, when a call is established.
  • a signal received by the antenna is converted into a digital signal through processing such as amplification, frequency conversion, band limitation, quadrature demodulation, and the like in the RF receiver.
  • the signal from which the guard interval is removed is demodulated by the OFDM method by the fast Fourier transform unit 524.
  • the demodulated signal is separated by a separation unit 536 into a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • the noise channel is input to the channel estimation unit, and a compensation signal for compensating for propagation path fluctuation is also output for each subcarrier.
  • the data channel is compensated for each subcarrier using the compensation signal and converted to a serial signal.
  • the converted signal is rearranged by a dinger 526 in a reverse pattern to the rearrangement performed by the interleaver, demodulated by the data modulator 537, and decoded by the turbo decoder 538.
  • the control channel is compensated for the channel fluctuation by the compensation signal and is decoded by the Viterbi decoder 540. Thereafter, signal processing using the restored data and the control channel is performed.
  • FIG. 6 shows a state of data transmission performed in the present embodiment.
  • the transmission time interval ⁇ is not fixed to one type, and two types of long and short ⁇ can be used depending on the communication status.
  • the frame length is fixed to meet the requirement to ensure backward compatibility with existing communication systems.
  • the long transmission time interval is twice as long as the short one.
  • the frame length is 10 ms
  • the short TTI is 0.5 ms
  • the long TTI is 1. Oms.
  • the former contains 20 TTI in one frame, and the latter contains only 10 TTI in one frame.
  • only two types of TTIs are available, but more TTIs may be provided.
  • defines various units in information transmission, for example, a packet transmission unit, a data modulation method and channel code rate update unit in the MCS method, and an error correction coding unit.
  • the TTI determines the retransmission unit, packet scheduling unit, etc. in automatic retransmission control (ARQ).
  • ARQ automatic retransmission control
  • Control channels such as MCS information, retransmission information, scheduling information, etc. are used to demodulate the data channel and therefore need to be transmitted along with the data channel transmitted every TTI. In this case, if a longer TTI is used, the frequency of control channel insertion is reduced, and the information transmission efficiency can be improved (see Fig. 7).
  • Such a technique can also be applied to a case where a wide frequency band is divided into a plurality of frequency blocks (or chunks) and an information transmission unit in the frequency direction is defined by the frequency block. That is, when the same user transmits data in multiple frequency blocks, the control channel may not be transmitted in all chunks, but the control channel may be transmitted in only one chunk (see Fig. 8). ).
  • the insertion rate of the control channel is suppressed from becoming unnecessarily large, and the information transmission efficiency is improved. Can do.
  • the quality of transmission efficiency is directly related to the transmission delay, so TTI adjustment is particularly advantageous when the frequency band is relatively narrow. is there.
  • the symbol parameter group shall specify the subcarrier interval, sampling frequency, period of effective symbol part, period of guard interval part, number of symbols included in 1TTI, and so on. However, not all of these parameters can be set independently. For example, the subcarrier interval and the period of the effective symbol part have a reciprocal relationship with each other. In addition, one symbol period (the total period of the guard interval part and the effective symbol part) multiplied by the number of symbols is one power period. In the description below, three methods are described for deriving the second symbol parameter group as well as the first symbol parameter group power.
  • the first symbol parameter group is set as follows.
  • Subcarrier spacing 22.5 kHz
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Period of guard interval 32 samples (5.5 s)
  • the loss rate is the ratio of the guard interval part in one symbol. This part is a redundant part from the viewpoint of improving data transmission efficiency. Between the loss rate r ?, the period T of the guard interval part, and the period T of the effective symbol part,
  • the first method for deriving the symbol parameter group reduces the number of symbols in 1 TTI and increases the period of the guard interval part while maintaining the subcarrier interval constant. For example, in the first symbol parameter, the power of 10 symbols in 1 TTI Reduced to Bol. The reduced period of one symbol (288 samples) is divided into nine equal parts, and these are added to the guard interval part. As a result, as shown in FIG. 9B, nine symbols are included in one TTI, although the period of the effective symbol part (256 samples) is the same, but the period of the guard interval part is wide.
  • the second symbol parameter group derived in this way has the following values.
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Period of guard interval 64 samples (11.1 / z s)
  • the second symbol parameter group has the following values (Fig. 9 (C))
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Period of guard interval 104 samples (18. l / z s)
  • symbol parameter groups having different numbers of symbols in 1 TTI are derived. You can. In this case, since the period of the effective symbol part is always maintained constant, the subcarrier interval can be maintained constant. In other words, the symbol parameter groups derived by this method are different from each other in the period and the number of symbols of the force guard interval part that defines the same subcarrier interval.
  • the second method for deriving the symbol parameter group changes the number of symbols in one TTI while maintaining the loss rate constant.
  • the ratio of the guard interval part and the effective symbol part must be kept constant in order to make the loss rate constant.
  • the first symbol parameter group as shown in Fig. 9 (D)
  • the period of the guard interval part and the effective symbol part are each doubled, and the number of symbols in 1 TTI is increased to five. Can do.
  • the second symbol parameter group has the following values.
  • the periods of the guard interval part and the effective symbol part are each increased by a factor of 4, and the number of symbols in 1TTI is increased. 2. It can be 5 pieces.
  • the second symbol parameter group has the following values. However, in this case, it is desirable to extend the period of 1TTI from 0.5 ms to, for example, 1. Oms so that an integer number of symbols is included in one TTI.
  • the loss rate can be kept constant, so that a symbol parameter group having the same data transmission efficiency can be derived.
  • the loss rate gradually increases as the number of symbols in the TTI decreases.
  • Valid symbol period 512 samples (88. 8 / z s)
  • Period of guard interval 128 samples (22.2 s)
  • Duration of one frame 10 ms o
  • the third symbol parameter group derived in this way has the same loss rate (20%) as the symbol parameter group shown in FIG. 9B, and is shown in FIG. 9D. It has the same subcarrier spacing (11.25 kHz) as the symbol parameter group. However, the guard interval period (128 samples) by the third symbol parameter group is longer than any of the samples shown in Fig. 9 (B) and Fig. 9 (D) (64 samples). Need attention. According to the third method, it is possible to efficiently derive a symbol parameter group having a certain relationship between the subcarrier spacing and the loss rate. However, since these symbol parameter groups are all for a common sampling frequency, it is not necessary to change the clock frequency for each parameter set.
  • eight of the nine symbol parameter groups can be derived by applying the first and Z or the second method to the first symbol parameter group.
  • the power of deriving a new symbol parameter group by reducing the subcarrier interval and the number of symbols according to the reference symbol parameter group, and deriving a new symbol parameter group by increasing them. May be.
  • the length of the transmission time interval ⁇ is changed, and in the second embodiment, the length of the guard interval part and the length of the Z or effective symbol part are changed.
  • the first symbol parameter group is set as follows. It shall be assumed. This is similar to that described in connection with FIG. 9 (A), except that 1T TI is extended to 1. Oms.
  • Subcarrier spacing 22.5 kHz
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Period of guard interval 32 samples (5.5 s)
  • the first method of deriving the symbol parameter group is to extend the TTI period, maintain the subcarrier interval constant, reduce the number of symbols in 1 TTI, and reduce the period of the guard inverter section. Increase. For example, in the first symbol parameter, 20 symbols are included in 1 TTI, but this is reduced to 19 symbols. The reduced period for one symbol (288 samples) is divided into 19 equal parts and added to the guard interval part. As a result, as shown in Fig. 11 (B), the effective symbol period (256 samples) is the same, but 19 symbols with a wider guard interval period are included in one TTI.
  • the second symbol parameter group derived in this way has the following values.
  • Subcarrier spacing 22.5 kHz
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Guard interval duration 47. 16 samples (8. 187 s)
  • the second symbol parameter group has the following values (FIG. 9C).
  • Valid symbol period 256 samples (44.4 s)
  • Period of guard interval 64 samples (11.1 / z s)
  • symbol parameter groups having different numbers of symbols in 1 TTI can be derived.
  • the subcarrier interval can be maintained constant.
  • the symbol parameter groups derived by this method are different from each other in the period and the number of symbols of the force guard interval part that defines the same subcarrier interval.
  • 1 or 2 symbols are reduced from one TTI, and the reduced symbol period is the guard interval of the remaining symbols. Is equally distributed.
  • the transmission time interval is extended twice as compared with the example shown in Fig. 9.
  • the second method for deriving the symbol parameter group is to extend the period of 1TTI and change the number of symbols in 1TTI while maintaining the loss rate constant.
  • the ratio of the guard interval part and the effective symbol part must be kept constant.
  • the first symbol parameter group as shown in Fig. 11 (D)
  • the period of the guard interval part and the effective symbol part are each doubled, and the number of symbols in 1 TTI is increased to 10. Can do.
  • the second symbol parameter group has the following values.
  • 1 symbol period 576 samples
  • the periods of the guard interval part and the effective symbol part are each increased by four times, and the number of symbols in 1TTI is increased. You can also scratch 5 pieces.
  • the second symbol parameter group has the following values.
  • the loss rate can be kept constant, so that a symbol parameter group having the same data transmission efficiency can be derived.
  • the loss rate gradually increases as the number of symbols in the TTI decreases.
  • the number of symbols in 1TT I is 2.5, but in the example of Fig. 11 (E), it is 5.
  • the number of symbols in the TTI can be adjusted to an integer number by increasing the length of the TTI.
  • the third method for deriving the symbol parameter group is to combine the first method and the second method while extending the TTI period.
  • the first method is applied to the first symbol parameter group to derive the second symbol parameter group
  • the second method is applied to the second symbol parameter group to obtain the third symbol parameter group.
  • Is derived For example, suppose that the first method is applied to the first symbol parameter group to obtain the second symbol parameter group that defines the symbol format as shown in FIG. 11 (B).
  • the loss rate due to this second symbol parameter group was 15.5%.
  • the number of symbols is changed while keeping the loss rate constant. For example, if the period of the guard interval part and the period of the effective symbol part are each doubled, the third symbol parameter group has the following values (FIG. 11 (F)).
  • Valid symbol period 512 samples (88. 8 / z s)
  • Period of guard interval 94.3 samples (16. 37 s)
  • Duration of one frame 10ms o
  • the third symbol parameter group derived in this way is a symbol group shown in Fig. 11 (B). It has the same loss rate (15.5%) as the Vol parameter group, and the same subcarrier spacing (11.25 kHz) as the symbol parameter group shown in Fig. 11 (D). However, it should be noted that the period of the guard interval (94.3 samples) according to the third symbol parameter group is longer than those shown in Fig. 11 (B) and Fig. 11 (D). Cost. According to the third method, it is possible to efficiently derive a symbol parameter group having a certain relationship between the subcarrier spacing and the loss rate. However, since all these symbol parameter groups are for a common sampling frequency, there is no need to change the clock frequency for each parameter set. Furthermore, the number of symbols included in 1TTI can be adjusted to an integer number.

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Abstract

 送信装置は、送信時間間隔毎に更新される変調多値数及びチャネル符号化率でデータチャネルに対するデータ変調及びチャネル符号化を行う手段と、送信時間間隔毎に制御チャネル及びデータチャネルを多重化する手段と、送信時間間隔の長さを調整する手段とを有する。時間方向及び/又は周波数方向の情報伝送単位を通信状況に応じて大きくすることで、制御チャネルの挿入頻度を少なくし、データ伝送効率を向上させることができる。

Description

明 細 書
無線パラメータ群を生成する装置、送信機及び受信機
技術分野
[0001] 本発明は、無線パラメータ群を生成する装置、送信機及び受信機に関する。
背景技術
[0002] 映像通信やデータ通信が主に行われる移動通信システムでは、従来の移動通信 システム(IMT— 2000)をはるかにしのぐ能力が求められ、大容量化、高速化、ブロ ードバンドィ匕等を十分に達成する必要がある。この種のシステムでは、屋内や屋外で の様々な通信環境が想定される。屋外では例えば高速移動する移動局に対する高 速パケット伝送を可能にするため、広範な領域を網羅する複数のセル (マルチセル) が用意される。屋内では電波の減衰が大きいので、屋外基地局で無線通信をサポー トするのではなぐアクセスポイントが屋内に設けられる。また、通信リソースの利用効 率を高める等の観点から、従来の回線交換型の通信ではなぐ無線区間でもパケット 伝送による通信が行われる。更に、基地局より上位の装置と移動局との間の通信、特 に下り方向のデータ伝送では、ュ-キャスト方式だけでなぐマルチキャスト方式ゃブ ロードキャスト方式も行われる(将来的な通信システムの動向については、例えば非 特許文献 1参照。)。
[0003] 一方、広帯域の移動通信システムでは、マルチパス環境による周波数選択性フエ 一ジングの影響が顕著になる。このため、直交周波数分割多重化(OFDM : Orthog onal Frequency Division Multiplexing)方式力 次世代の通 f¾方式に有 視されている。 OFDM方式では、伝送すべき情報を含む有効シンボル部にガードィ ンターバル部を付加することで 1つのシンボルが形成され、所定の送信時間間隔 (T TI : Transmission Time Interval)の間に複数個のシンボルが送信される。ガー ドインターバル部は、有効シンボル部に含まれている情報の一部で作成される。ガー ドインターバル部は、サイクリックプレフィックス(CP : cyclic prefix)又はオーバーへ ッドとも呼ばれる。
[0004] 受信側では、様々な伝搬遅延を有するパスが受信される。 OFDM方式では、伝搬 遅延量がガードインターバル部の期間内に収まっていれば、シンボル間干渉を効果 的に抑制することができる。従って、ガードインターバルの期間を比較的長くすること で、様々な遅延波を有効に合成することができる。このことは、非常に大きなセル半 径で通信が行われる場合や、マルチキャスト方式で様々なセルから移動局へ同一の 情報が同時に伝送される場合に特に有利である。しカゝしながら、ガードインターバル 部の内容は有効シンボル部の一部にすぎないので、ガードインターバル部の期間を 長くすることは、情報の伝送効率の観点からは望ましくない。市街地や屋内のような 伝搬遅延の比較的短い環境や、ュニキャスト方式が行われる環境等では、比較的短 V、期間のガードインターバル部でも通信品質が十分に保たれる力もしれな 、。従って 、様々な通信環境に最適な 1種類のガードインターバル部を設定することはできな ヽ
。このような観点からは、長短様々なガードインターバル部を有するシンボルを規定 する無線パラメータ群を多数用意し、その都度最適なシンボルフォーマットで無線通 信を行うことも考えられる。し力しながら、多種多様なシンボルフォーマットに合わせて 行う信号処理の負担は極めて大きぐ装置構成が比較的簡易な移動局にとっては不 利になる。動作周波数 (クロック周波数)に選択肢のない移動局では、可能な信号処 理に関する制約が厳しいので、そのような簡易な移動局では特に不利になる。
非特許文献 1 :大津: "Systems beyond IMT— 2000へのチャレンジ〜ワイヤレス 力ものアプローチ〜〃, ITUジャーナル, Vol. 33, No. 3, pp. 26— 30, Mar. 200 3
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
ところで、上記の送信時間間隔 (ΤΠ)は情報伝送における様々な単位を規定し、 例えば、パケットの送信単位、 MCS (Modulation and Coding Scheme)にお けるデータ変調方式及びチャネル符号ィ匕率の更新単位、誤り訂正符号化の単位、 自動再送制御(ARQ : Automatic Repeat reQuest)における再送単位、パケット スケジューリングの単位等が TTIによって決まる。 MCS情報、再送情報、スケジユー リング情報等のような制御チャネルは、データチャネルを復調するのに使用されるの で、 TTI毎に送信されるデータチャネルと共に伝送される必要がある。一方、ユーザ は、通信する情報内容に応じて、 1つ又は複数の TTIにわたつて情報を伝送すること ができる。従って、データ伝送に複数の TTIが使用される場合には、 TTIの各々で制 御チャネルが多重化されて伝送される。しかしながら、同一のユーザが時間的に連 続的にデータを伝送する場合には(図 1参照)、無線パラメータを TTI毎に変える必 要性は少ないので、制御チャネルは必ずしも TTI毎に必要ではないかもしれない。こ のような状況は、データ伝送効率の観点からは好ま 、とは言えな 、。
[0006] 広帯域の周波数帯域が複数の周波数ブロックに分割され、周波数方向の情報伝 送単位がその周波数ブロックで規定される OFDM方式の移動通信システムが検討 されている。周波数ブロックはチャンク(chunk)とも呼ばれ、 1つの周波数ブロックは 1以上のサブキャリアを含む。ユーザは、通信する内容に応じて、 1以上の周波数ブ ロックを用いて情報を伝送することができる。データチャネルは周波数ブロック毎に伝 送されるので、データ伝送に複数の周波数ブロックが使用される場合には、周波数 ブロックの各々で制御チャネルが多重化されて伝送される。この制御チャネルには、 上記の MCS情報等に加えて周波数ブロックの割り当て情報等が含まれてもよい。こ の場合についても、同一のユーザが複数の周波数ブロックでデータを伝送する場合 には(図 2参照)、制御チャネルは必ずしも周波数ブロック毎に必要ではないかもしれ な ヽ。このような状況もデータ伝送効率の観点から好ま ヽとは言えな!/、。
[0007] 本発明は、上記問題点の少なくとも 1つに対処するためになされたものであり、その 課題は、 OFDM方式の移動通信システムにおける情報の伝送効率を向上させる送 信装置、受信装置及びそのための無線パラメータを生成する装置を提供することで ある。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明では、 OFDM方式の送信装置が使用される。送信装置は、送信時間間隔 毎に更新される変調多値数及びチャネル符号ィ匕率でデータチャネルに対するデー タ変調及びチャネル符号化を行う手段と、送信時間間隔毎に制御チャネル及びデー タチャネルを多重化する手段と、送信時間間隔の長さを調整する手段とを有する。 発明の効果
[0009] 本発明によれば、 OFDM方式の移動通信システムにおける情報の伝送効率を向 上させることができる。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]制御チャネルとデータチャネルが伝送される様子を示す図である。
[図 2]制御チャネルとデータチャネルが伝送される様子を示す図である。
[図 3]本発明の一実施例による送信機の概略ブロック図(その 1)を示す。
[図 4]本発明の一実施例による送信機の概略ブロック図(その 2)を示す。
[図 5]本発明の一実施例による受信機の概略ブロック図を示す。
[図 6]長短 2種類の TTI及びフレームの関係を示す図である。
[図 7]制御チャネルとデータチャネルが伝送される様子を示す図である。
[図 8]制御チャネルとデータチャネルが伝送される様子を示す図である。
[図 9]本発明の一実施例により導出されるシンボルパラメータ群でそれぞれ規定され るシンボルフォーマットを示す図である。
[図 10]本発明の一実施例により導出される様々なシンボルパラメータ群を示す図で ある。
[図 11]本発明の一実施例により導出されるシンボルパラメータ群でそれぞれ規定され るシンボルフォーマットを示す図である。
符号の説明
[0011] 302— 1〜N データチャネル処理部; 304 制御チャネル処理部; 306多重部
D
; 308 高速逆フーリエ変換部; 310 ガードインターバル揷入部; 312 ディジタ ルアナログ変換部(DZA) ; 320 シンボルパラメータ調整部; 321 ΤΠ調整部;
322 ターボ符号器; 324 データ変調器; 326 インターリーバ; 328 直並列 変換部(SZP) ; 342 畳込み符号器; 344 QPSK変調器; 346 インターリー バ; 348 直並列変換部 (SZP) ;
402 Ε¾β^402; 404 ^ ^; 406 ノ ンドノ スフイノレ夕; 408 ミ キサ; 410 局部発振器; 412 バンドパスフィルタ; 414 電力増幅器;
502 アンテナ; 504 低雑音増幅器; 506 ミキサ; 508 局部発振器; 510 帯域通過フィルタ; 512 自動利得制御部; 514 直交検波器; 516 局部発 振器; 518 アナログディジタル変換部; 520 シンボルタイミング検出部; 522 ガードインターバル除去部; 524 高速フーリエ変換部; 526 デマルチプレクサ;
528 チャネル推定部; 530 チャネル補償部; 532 並直列変換部(PZS) ; 534 チャネル補償部; 536 ディンタリーノ ; 538 ターボ符号器; 540 ビタビ デコーダ; 542 シンボルパラメータ調整部; 544 TTI調整部
発明を実施するための最良の形態
[0012] 本発明の一態様によれば、送信時間間隔 (TTI)が通信状況に応じて変更される。
制御チャネルは TTI毎にデータチャネルに多重化される。制御チャネルは、一部の サブキャリアに多重化されてもよい。時間方向及び Z又は周波数方向の情報伝送単 位を通信状況に応じて大きくすることで、制御チャネルの挿入頻度を少なくし、デー タ伝送効率を向上させることができる。
[0013] 制御チャネルは、変調多値数及びチャネル符号ィ匕率の情報を含んでもよ!ヽ。通信 装置はは、ガードインターバル部の期間の長さが異なり有効シンボル部の期間の長 さが等しい 2種類以上のシンボルをそれぞれ規定する 2種類以上のパラメータ群を格 納してもょ 、。通信状況に相応 、シンボルを速やかに設定することができる。
[0014] 本発明の一態様によれば、ガードインターバル部及び有効シンボル部を有するシ ンボルを送信時間間隔毎に複数個送信又は受信する OFDM方式の移動通信シス テムで使用される無線パラメータ群を生成する装置が使用される。本装置は、 1組の シンボルパラメータ群により定められる有効シンボル部の期間と同じ期間の有効シン ボル部を有し、該 1組のシンボルパラメータ群により定められるガードインターバル部 の期間とは異なる期間のガードインターバル部を有するシンボルを規定する別の 1組 のシンボルパラメータ群を導出する手段を有する。本装置は、 1組のシンボルパラメ ータ群により定められる 1シンボル中のガードインターバル部の占める割合と別の 1組 のシンボルパラメータ群により定められる 1シンボル中のガードインターバル部の占め る割合が等しく且つシンボルの長さが異なるシンボルを規定する別の 1組のシンボル パラメータ群を導出する手段を有する。 1つの送信時間間隔の間に整数個のシンポ ルが通信されるように、送信時間間隔の長さ、シンボルの長さ又は送信時間間隔及 びシンボル双方の長さが調整される。これにより、使用されるサブキャリア数、損失率 (シンボル中でガードインターバル部の占める割合)及び TTIの 1以上が所望の値に なる無線パラメータ群が効率的に導出される。例えば、有効シンボル部の期間即ち サブキャリア間隔が等しければ、何れのシンボルパラメータ群が使用されても、無線 通信機は、 OFDM方式の変調及び復調処理 (高速逆フーリエ変換及び高速フーリ ェ変換)における信号処理方法を変えなくて済む。また、損失率は一定に維持されと 、何れのシンボルパラメータ群が使用される場合でもデータ伝送効率を一定に維持 することができる。
[0015] 本発明の一態様によれば、サブキャリア間隔及び損失率が所望の値になるように、 シンボルパラメータ群が導出される。例えば、ある 1組のシンボルパラメータ群で定め られるサブキャリア数は、別の 1組のシンボルパラメータ群で定められるサブキャリア 数の整数倍に設定されてもよい。これにより、サブキャリア間隔及び損失率を制御し ながら、ガードインターバル部の期間が大きく異なるシンボルパラメータ群を導出する ことができる。損失率を一定にしながら導出されたシンボルが 1つの送信時間間隔の 中に非整数個含まれるようになった場合は、送信時間間隔を延長することで、送信時 間間隔当たりのシンボル数を整数個に合わせることができる。これは信号処理の簡易 化を図る観点力も好ましい。
実施例 1
[0016] 以下の実施例では、下りリンクに直交周波数分割多重化 (OFDM)方式を採用す るシステムが説明される力 他のマルチキャリア方式のシステムに本発明が適用され てもよい。
[0017] 図 3は、本発明の一実施例による送信機の概略ブロック図(その 1)を示す。この送 信機は典型的には基地局に設けられるが、同様の送信機が移動局に備えられてもよ い。基地局は、 N個のデータチャネル処理部 302— 1 、制御チャネル処理部
D 〜Nと
D
304と、多重部(MUX) 306と、高速逆フーリエ変換部(IFFT) 308と、ガードインタ 一バル揷入部 310と、ディジタルアナログ変換部(DZA) 312と、シンボルパラメータ 調整部 320と、 TTI調整部 321とを有する。 N個のデータチャネル処理部 302— 1
D
〜N は同様な構成及び機能を有するので、 302— 1がそれらを代表して説明される
D
。データチャネル処理部 302— 1は、ターボ符号器 322と、データ変調器 324と、イン ターリーバ 326と、直並列変換部(SZP) 328とを有する。制御チャネル処理部 304 は、畳込み符号器 342と、 QPSK変調器 344と、インターリーバ 346と、直並列変換 部(SZP) 348とを有する。
[0018] N個のデータチャネル処理部 302— 1〜Nは、トラフィック情報データを OFDM
D D
方式で伝送するためのベースバンド処理を行う。ターボ符号器 322は、トラフィック情 報データの誤り耐性を高めるための符号ィ匕を行う。データ変調器 324は、 QPSK、 1 6QAM、 64QAM等のような適切な変調方式で、トラフィック情報データを変調する 。適応変調符号化(AMC : Adaptive Modulation and Coding)が行われる場 合には、この変調方式は適宜変更される。インターリーバ 326は、トラフィック情報デ ータの並ぶ順序を所定のパターンに従って並べ換える。直並列変換部 (S/P) 328 は、直列的な信号系列 (ストリーム)を並列的な信号系列に変換する。並列的な信号 系列数は、サブキャリア数に応じて決定されてもよい。データチャネル処理部での動 作は、 ΤΠ調整部 321から通知される送信時間間隔毎になされる。
[0019] 制御チャネル処理部 304は、制御情報データを OFDM方式で伝送するためのベ ースバンド処理を行う。畳込み符号器 342は、制御情報データの誤り耐性を高めるた めの符号ィ匕を行う。 QPSK変調器 344は、制御情報データを QPSK変調方式で変 調する。適切ないかなる変調方式が採用されてもよいが、制御情報データの情報量 は比較的少ないので、本実施例では、変調多値数の少ない QPSK変調方式が採用 されている。インターリーバ 346は、制御情報データの並ぶ順序を所定のパターンに 従って並べ換える。直並列変換部 (SZP) 348は、直列的な信号系列を並列的な信 号系列に変換する。並列的な信号系列数は、サブキャリア数に応じて決定されてもよ い。
[0020] 多重部(MUX) 306は、変調及び符号化等の処理済みのトラフィック情報データと 、処理済みの制御情報データとを送信時間間隔毎に多重化し、出力する。本実施例 では、多重部 306に、パイロットチャネルが入力され、これも多重化される。他の実施 例では、図中破線で示されるように、ノ ィロットチャネルが直並列変換部 348に入力 され、パイロットチャネルが周波数軸方向に多重化されてもよい。多重化は、時間方 向、周波数方向又は時間及び周波数の 2方向の何れかの手法でなされてもよい。
[0021] 高速逆フーリエ変換部 308は、そこに入力された信号を高速逆フーリエ変換し、 O FDM方式の変調を行う。
[0022] ガードインターノ レ揷入部 310は、変調済みの信号にガードインターバルを付加す ることで、 OFDM方式におけるシンボルを作成する。周知のように、ガードインターバ ルは、伝送するシンボルの先頭又は末尾の一部を複製することによって得られる。
[0023] ディジタルアナログ変換部(DZA) 312は、ベースバンドのディジタル信号をアナ口 グ信号に変換する。
[0024] シンボルパラメータ調整部 320は、通信に使用されるシンボルのパラメータを調整 する。シンボルパラメータ(群)は、 OFDM方式のシンボルのフォーマットを規定する 情報を含み、ガードインターバル部の期間 T 、有効シンボル部の期間、 1シンボル
GI
中のガードインターバル部の占める割合、サブキャリア間隔 Δ f等の値を特定する一 群の情報を含む。なお、有効シンボル部の期間はサブキャリア間隔の逆数 lZ Afに 等しい。シンボルパラメータ調整部 320は、通信状況に応じて或いは他の装置力もの 指示に応じて、適切なシンボルパラメータ群を設定する。例えば、シンボルパラメータ 調整部 320は、行われる通信がマルチキャスト方式である力否かに応じて、使用する シンボルパラメータ群を使い分けてもよい。例えば、ュ-キャスト方式が行われている 場合には、より短期間のガードインターバル部を規定するシンボルパラメータ群が使 用され、マルチキャスト方式が行われる場合には、より長期間のガードインターバル 部を規定するシンボルパラメータ群が使用されてもょ ヽ。シンボルパラメータ調整部 3 20は、適切なシンボルパラメータ群を、その都度計算して導出してもよいし、或いは シンボルパラメータ群の複数の組を予めメモリに記憶させておき、必要に応じてそれ らの内の 1組が選択されてもよい。シンボルパラメータ群がどのように導出されるかに ついては、後述される。
[0025] ΤΤΙ調整部 321は、送信時間間隔 (ΤΤΙ)の長さを決定し、決定された送信時間間 隔の長さをデータチャネル処理部 302— 1〜Νの各々に、多重部 306に及びシンポ
D
ルパラメータ調整部 320に通知する。 ΤΤΙの長さは、トラフィックサイズのようなアプリ ケーシヨンにより決定される情報、使用する周波数帯域幅のような基地局情報、マル チキャストゃュ-キャストやブロードキャストのようなサービス種別情報等に応じて決 定されてもよい。送信時間間隔の長さは、送信側で決定された後に、何らかの制御 信号により受信側に通知されてもよい。送信時間間隔は例えば呼の確立時に設定さ れてもよい。
[0026] 図 4は、本発明の一実施例による送信機の概略ブロック図(その 2)を示し、図 1のデ イジタルアナログ変換部 312以降の部分 (RF送信部)を示す。 RF送信部は、直交変 調器 402と、局咅発振器 404と、ノ ンドノ スフイノレタ 406と、ミキサ 408と、局咅発振 器 410と、バンドパスフィルタ 412と、電力増幅器 414とを有する。
[0027] 直交変調器 402は、そこに入力された信号から、中間周波数の同相成分 (I)及び 直交成分 (Q)を生成する。バンドパスフィルタ 406は、中間周波数帯域に対する余 分な周波数成分を除去する。ミキサ 408は、局部発振器 410を用いて、中間周波数 の信号を高周波数の信号に変換 (アップコンバート)する。バンドパスフィルタ 412は 余分な周波数成分を除去する。電力増幅器 414は、アンテナ 416から無線送信を行 うために、信号の電力を増幅する。
[0028] 概して、図 3のデータチャネル処理部に入力されたトラフィック情報データは、ター ボ符号器 322で符号ィ匕され、データ変調部 324で変調され、インターリーバ 326で並 ベ換えられ、直並列変翻328で並列化される。制御情報データも同様に、符号ィ匕 され、変調され、インターリーブされ、並列化される。データチャネル及び制御チヤネ ルは、多重部 306でサブキャリア毎に送信時間間隔毎に多重化され、高速逆フーリ ェ変換部 308で OFDM方式の変調が行われ、変調後の信号にガードインターバル が付カ卩され、ベースバンドの OFDMシンボルが出力される。ベースバンドの信号は、 アナログ信号に変換され、図 4の RF処理部の直交変調器 402で直交変調され、帯 域制限の後に適切に増幅されて無線送信される。
[0029] 図 5は、本発明の一実施例による受信機の概略ブロック図を示す。このような受信 機は、典型的には移動局に設けられるが、基地局に備えられてもよい。受信機は、ァ ンテナ 502と、低雑音増幅器 504と、ミキサ 506と、局部発振器 508と、帯域通過フィ ルタ 510と、自動利得制御部 512と、直交検波器 514と、局部発振器 516と、アナ口 グディジタル変換部 518と、シンボルタイミング検出部 520と、ガードインターバル除 去部 522と、高速フーリエ変換部 524と、デマルチプレクサ 526と、チャネル推定部 5 28と、チャネル補償部 530と、並直列変換部(PZS) 532と、チャネル補償部 534と 、ディンタリーノ 536と、データ復調部 537と、ターボ符号器 538と、ビタビデコーダ 5 40と、シンボルパラメータ調整部 542と、 TTI調整部 544とを有する。
[0030] 低雑音増幅器 504は、アンテナ 502で受信した信号を適切に増幅する。増幅後の 信号は、ミキサ 506及び局部発振器 508により中間周波数に変換される(ダウンコン バート)。帯域通過フィルタ 510は、不要な周波数成分を除去する。自動利得制御部 512は、信号レベルが適切に維持されるように、増幅器の利得が制御される。直交検 波器 514は、局部発振器 516を用いて、受信した信号の同相成分 (I)及び直交成分 (Q)に基づいて、直交復調する。アナログディジタル変換部 518は、アナログ信号を ディジタル信号に変換する。
[0031] シンボルタイミング検出部 520は、ディジタル信号に基づ!/、て、シンボル(シンボル 境界)のタイミングを検出する。
[0032] ガードインターノ レ除去部 522は、受信した信号力もガードインターバルに相当す る部分を除去する。
[0033] 高速フーリエ変換部 524は、入力された信号を高速フーリエ変換し、 OFDM方式 の復調を行う。
[0034] デマルチプレクサ 526は、受信した信号に多重化されて!/、るパイロットチャネル、制 御チャネル及びデータチャネルを分離する。この分離方法は、送信側の多重化(図 1 の多重部 306での処理内容)に対応して行われる。
[0035] チャネル推定部 528は、パイロットチャネルを用いて伝搬路の状況を推定し、チヤネ ル変動を補償するように、振幅及び位相を調整するための制御信号を出力する。こ の制御信号は、サブキャリア毎に出力される。
[0036] チャネル補償部 530は、データチャネルの振幅及び位相を、チャネル推定部 528 力 の情報に従ってサブキャリア毎に調整する。
[0037] 並直列変換部 (P/S) 532は、並列的な信号系列を直列の信号系列に変換する。
[0038] チャネル補償部 534は、制御チャネルの振幅及び位相を、チャネル推定部 528か らの情報に従ってサブキャリア毎に調整する。
[0039] ディンタリーバ 536は、信号の並ぶ順序を所定のパターンに従って送信時間間隔 毎に変更する。所定のパターンは、送信側のインターリーバ(図 1の 326)で行われる 並べ換えの逆パターンに相当する。
[0040] データ復調器 537は、送信側で行われた変調方式に合わせて受信信号の復調を 送信時間間隔毎に行う。
[0041] ターボ復号器 538及びビタビデコーダ 540は、トラフィック情報データ及び制御情 報データをそれぞれ復号する。
[0042] シンボルパラメータ調整部 542は、図 1のシンボルパラメータ調整部 320と同様に、 通信に使用されるシンボルパラメータを設定する。シンボルパラメータ調整部 542は 、適切なシンボルパラメータ群を、その都度計算して導出してもよいし、或いはシンポ ルパラメータ群の複数の組を予めメモリに記憶させておき、必要に応じてそれらにァ クセスしてもよい。シンボルパラメータ群がどのように導出されるかについては、後述さ れる。
[0043] ΤΠ調整部 544は、送信時間間隔の長さを決定し、分離部 526、ディンタリーバ 53 6、データ復調器 537、ターボ復号器 538及びシンボルパラメータ調整部 542等に通 知する。送信時間間隔の長さは、送信側で決定された後に、何らかの制御信号によ り受信側に通知されてもょ 、。送信時間間隔は例えば呼の確立時に設定されてもよ い。
[0044] アンテナで受信された信号は、 RF受信部内で増幅、周波数変換、帯域制限、直交 復調等の処理を経てディジタル信号に変換される。ガードインターバルの除去された 信号に対して、高速フーリエ変換部 524によって OFDM方式の復調が行われる。復 調後の信号は、分離部 536でパイロットチャネル、制御チャネル及びデータチャネル にそれぞれ分離される。ノィロットチャネルは、チャネル推定部に入力され、伝搬路 の変動を補償するための補償信号がそこ力もサブキャリア毎に出力される。データチ ャネルはその補償信号を用いてサブキャリア毎に補償され、直列的な信号に変換さ れる。変換後の信号は、ディンタリーバ 526で、インターリーバで施された並べ換えと 逆パターンで並べ換えられ、データ変調器 537で復調され、ターボ復号器 538で復 号される。制御チャネルも同様に、補償信号によりチャネル変動が補償され、ビタビ デコーダ 540で復号される。以後、復元されたデータ及び制御チャネルを利用する 信号処理が行われる。 [0045] 図 6は、本実施例でなされるデータ伝送の様子を示す。本実施例では、送信時間 間隔 ΤΠは 1種類に固定されてはおらず、長短 2種類の ΤΠを通信状況に応じて使 い分けることができる。但し、既存の通信システムとの後方互換性を確保する等の要 請を満たすため、フレーム長は一定に固定される。図示の例では、長い送信時間間 隔は、短いものの 2倍の長さを有する。例えば、フレーム長が 10msであり、短い TTI が 0. 5msであり、長い TTIが 1. Omsである。前者は 1フレーム内に 20TTIを含み、 後者は 1フレーム内に 10TTIしか含まない。説明の便宜上、図示の例では TTIの長 さは 2種類しか用意されて ヽな 、が、より多くの長さの TTIが用意されてもょ 、。
[0046] 上述したように、 ΤΠは情報伝送における様々な単位を規定し、例えば、パケットの 送信単位、 MCS法におけるデータ変調方式及びチャネル符号ィ匕率の更新単位、誤 り訂正符号化の単位、自動再送制御 (ARQ)における再送単位、パケットスケジユー リングの単位等が TTIによって決まる。 MCS情報、再送情報、スケジューリング情報 等のような制御チャネルは、データチャネルを復調するのに使用されるので、 TTI毎 に送信されるデータチャネルと共に伝送される必要がある。この場合に、より長い TTI が使用されるならば、制御チャネルの挿入頻度も少なくなり、情報の伝送効率を向上 させることができる(図 7参照)。
[0047] このような手法は、広帯域の周波数帯域が複数の周波数ブロック(又はチャンク)に 分割され、周波数方向の情報伝送単位がその周波数ブロックで規定される場合に応 用することもできる。即ち、同一のユーザが複数の周波数ブロックでデータを伝送す る場合に、総てのチャンクで制御チャネルを伝送せず、 1つのチャンクだけで制御チ ャネルが伝送されてもょ 、(図 8参照)。
[0048] 時間方向及び Z又は周波数方向の情報伝送単位を柔軟に変更できるようにするこ とで、制御チャネルの挿入率が不必要に大きくなることを抑制し、情報の伝送効率を 向上させることができる。特に、図 7に示されるように使用可能な周波数帯域が狭い 場合には、伝送効率の良否は伝送遅延に直結するので、 TTIの調整は比較的周波 数帯域が狭!ヽ場合に特に有利である。
実施例 2
[0049] 次に、シンボルパラメータ調整部 320 (図 3)及び 542 (図 5)で設定されるシンボル パラメータ群の内容及び導出法が説明される。シンボルパラメータ群は、サブキャリア 間隔、サンプリング周波数、有効シンボル部の期間、ガードインターバル部の期間、 1TTIに含まれるシンボル数等を指定するものとする。但し、これらのパラメータの総 てが独立に設定可能であるわけではない。例えば、サブキャリア間隔と有効シンボル 部の期間は、互いに逆数の関係にある。また、 1シンボルの期間(ガードインターバル 部と有効シンボル部の合計期間)にシンボル数を乗じたもの力 1つの ΤΠの期間に なる。以下の説明では、第 1のシンボルパラメータ群力も第 2のシンボルパラメータ群 を導出する 3つの方法が説明される。
[0050] まず、図 9 (A)に示されるように、第 1のシンボルパラメータ群が次のように設定され ているものとする。
[0051] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 = 32サンプル(5. 5 s)
1シンボルの期間 = 288サンプル(ガードインターバル部 +有効シンボル部) 損失率 = 32/288 = 11. 1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 10
1TTIの期間 = 0. 5ms
1フレームの期間 = 10mso
なお、損失率とは 1シンボル中のガードインターバル部の占める割合である。この部 分はデータ伝送効率を向上させる観点からは冗長な部分になる。損失率 r?と、ガー ドインターバル部の期間 T と、有効シンボル部の期間 T との間には、
GI eff
7] =Τ / (Τ +Τ ) Χ 100[%]
GI GI eff
の関係が成立する。
[0052] (1)シンボルパラメータ群を導出する第 1の方法は、サブキャリア間隔を一定に維持 しつつ、 1TTI中のシンボル数を減らし、ガードインターバル部の期間を増やす。例え ば、第 1のシンボルパラメータでは 1TTIに 10シンボル含まれている力 これが 9シン ボルに減らされる。減らした 1シンボル(288サンプル)分の期間が 9等分され、それら がガードインターバル部にそれぞれ追加される。その結果、図 9 (B)に示されるように 、有効シンボル部の期間(256サンプル)は等しいが、ガードインターバル部の期間 が広くなつたシンボルが 1TTI中に 9個含まれる。このようにして導出された第 2のシン ボルパラメータ群は、次のような値を有する。
[0053] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 64サンプル(11. 1 /z s)
1シンボルの期間 = 320サンプル
損失率 = 64/320 = 20%
1TTIに含まれるシンボル数 = 9
1TTIの期間 = 0. 5ms
1フレームの期間 = 10mso
[0054] この第 1の手法により、 1TTI中のシンボル数が 8に減らされた場合、第 2のシンボル パラメータ群は次のような値を有する(図 9 (C) )
[0055] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 104サンプル(18. l /z s)
1シンボルの期間 = 360サンプノレ
損失率 = 104/360 = 28. 9%
1TTIに含まれるシンボル数 = 8
1TTIの期間 = 0. 5ms
1フレームの期間 = 10ms
[0056] 以下同様にして、 1TTI中のシンボル数の異なるシンボルパラメータ群を導出するこ とができる。この場合において、有効シンボル部の期間は常に一定に維持されるので 、サブキャリア間隔を一定に維持することができる。即ち、この手法で導出されたシン ボルパラメータ群は、いずれも同じサブキャリア間隔を規定する力 ガードインターバ ル部の期間及びシンボル数は互いに異なる。
[0057] (2)シンボルパラメータ群を導出する第 2の方法は、損失率を一定に維持しながら 1 TTI中のシンボル数を変更する。損失率の定義力も理解できるように、損失率を一定 にするには、ガードインターバル部及び有効シンボル部の割合が一定に維持されな ければならない。例えば、第 1のシンボルパラメータ群に対して、図 9 (D)に示される ように、ガードインターバル部及び有効シンボル部の期間をそれぞれ 2倍に増やし、 1TTI中のシンボル数を 5つにすることができる。この場合の第 2のシンボルパラメータ 群は次のような値を有する。
[0058] サブキャリア間隔 = 11. 25 ( = 22. 5 ÷ 2) kHz
全サブキャリア数 = 400 ( = 200 X 2)
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 512 ( = 256 X 2)サンプル(88. 8 /z s) ガードインターバル部の期間 = 64 ( = 32 X 2)サンプル(11. 1 s)
1シンボルの期間 = 576サンプル
損失率 = 64/576 = 11. 1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 5
1TTIの期間 = 0. 5ms
1フレームの期間 = 10mso
[0059] 更に、第 1のシンボルパラメータ群に対して、図 9 (E)に示されるように、ガードインタ 一バル部及び有効シンボル部の期間をそれぞれ 4倍に増やし、 1TTI中のシンボル 数を 2. 5個にすることもできる。この場合の第 2のシンボルパラメータ群は次のような 値を有する。但し、この場合は整数個のシンボルが 1つの TTIに含まれるように、 1T TIの期間を 0. 5msから例えば 1. Omsに延長することが望ましい。
[0060] サブキャリア間隔 = 5. 625 ( = 22. 5 ÷ 4) kHz
全サブキャリア数 = 800 ( = 200 X 4) サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 1024 ( = 256 X 4)サンプル(177. 8 /z s) ガードインターバル部の期間 = 128 ( = 32 X 4)サンプル(22. 2 s)
1シンボルの期間 = 1152サンプル
損失率 = 128/1152 = 11. 1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 2. 5
1TTIの期間 = 0. 5ms
1フレームの期間 = 10mso
[0061] この手法によれば、損失率を一定に維持することができるので、データ伝送効率の 等しいシンボルパラメータ群を導出することができる。第 1の手法では、 TTI中のシン ボル数が減るにつれて、損失率は徐々に大きくなつてしまう。
[0062] (3)シンボルパラメータ群を導出する第 3の方法は、第 1の手法と第 2の手法の組み 合わせである。例えば、第 1のシンボルパラメータ群に第 1の手法を適用して第 2のシ ンボルパラメータ群を導出し、その第 2のシンボルパラメータ群に第 2の手法を適用す ることで第 3のシンボルパラメータ群が導出される。例えば、第 1のシンボルパラメータ 群に第 1の手法を適用して、図 9 (B)に示されるようなシンボルフォーマットを規定す る第 2のシンボルパラメータ群が得られたとする。この第 2のシンボルパラメータ群によ る損失率は 647320 = 20%であった。この第 2のシンボルパラメータ群に対して、損 失率を一定にしつつシンボル数が変更される。例えば、ガードインターバル部の期間 及び有効シンボル部の期間をそれぞれ 2倍に増やすと、第 3のシンボルパラメータ群 は次のような値になる(図 9 (F) )。
[0063] サブキャリア間隔 = 11. 25kHz
全サブキャリア数 = 400
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 512サンプル(88. 8 /z s)
ガードインターバル部の期間 = 128サンプル(22. 2 s)
1シンボルの期間 = 640サンプル
損失率 = 128/640 = 20% 1TTIに含まれるシンボル数 = 4. 5
1TTIの期間 = 0. 5ms。
[0064] 1フレームの期間 = 10mso
[0065] この場合、整数個のシンボルが 1つの TTIに含まれるように、 1TTIの期間を例えば 1. Omsに延長することが望ましい。
[0066] このようにして導出された第 3のシンボルパラメータ群は、図 9 (B)に示されるシンポ ルパラメータ群と同じ損失率(20%)を有し、図 9 (D)に示されるシンボルパラメータ 群と同じサブキャリア間隔(11. 25kHz)を有する。し力しながら、第 3のシンボルパラ メータ群によるガードインターバル部の期間(128サンプル)は、図 9 (B)及び図 9 (D) に示される何れのもの(64サンプル)よりも長い点に留意を要する。第 3の手法によれ ば、サブキャリア間隔及び損失率に一定の関係を有するシンボルパラメータ群を効 率的に導出することができる。し力も、これらのシンボルパラメータ群は、総て共通す るサンプリング周波数に対するものであるので、クロック周波数をパラメータセット毎に 変える必要はない。
[0067] 図 10は、 TTI = 0. 5msの場合のシンボルパラメータ群の幾つかを示す。図示され て 、る全 9組のシンボルパラメータ群の内 8組は、第 1のシンボルパラメータ群に第 1 及び Z又は第 2の手法を適用することで導出できる。本実施例によれば、サブキヤリ ァ間隔及び損失率に関して一定の関係を有するシンボルパラメータ群を糸且織的且つ 効率的に導出することができる。なお、本実施例では、基準となるシンボルパラメータ 群によるサブキャリア間隔やシンボル数を減らすようにして新たなシンボルパラメータ 群が導出された力 それらを増やすようにして新たなシンボルパラメータ群が導出さ れてもよい。
実施例 3
[0068] 実施例 1では送信時間間隔 ΤΠの長さが変更され、実施例 2ではガードインターバ ル部の長さ及び Z又は有効シンボル部の長さが変更された。これらの手法はそれぞ れ単独に使用されてもょ 、し、以下に説明されるように組み合わせて使用されてもよ い。
[0069] まず、図 11 (A)に示されるように、第 1のシンボルパラメータ群が次のように設定さ れているものとする。これは、図 9 (A)に関連して説明されたものと同様であるが、 1T TIが 1. Omsに拡張されている点が異なる。
[0070] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 = 32サンプル(5. 5 s)
1シンボルの期間 = 288サンプル(ガードインターバル部 +有効シンボル部) 損失率 = 32/288 = 11. 1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 20
1TTIの期間 = 1. Oms
1フレームの期間 = 10mso
[0071] (1)シンボルパラメータ群を導出する第 1の方法は、 TTIの期間を延長し、サブキヤ リア間隔を一定に維持しつつ、 1TTI中のシンボル数を減らし、ガードインターノ レ部 の期間を増やす。例えば、第 1のシンボルパラメータでは 1TTIに 20シンボル含まれ ているが、これが 19シンボルに減らされる。減らした 1シンボル(288サンプル)分の 期間が 19等分され、それらがガードインターバル部にそれぞれ追加される。その結 果、図 11 (B)に示されるように、有効シンボル部の期間(256サンプル)は等しいが、 ガードインターバル部の期間が広くなつたシンボルが 1TTI中に 19個含まれる。この ようにして導出された第 2のシンボルパラメータ群は、次のような値を有する。
[0072] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 = 47. 16サンプル(8. 187 s)
1シンボルの期間 = 303サンプル
損失率 = 47/303 = 15. 5%
1TTIに含まれるシンボル数 = 19 ITTIの期間 = 1. Oms
1フレームの期間 = 10mso
[0073] この第 1の手法により、 1TTI中のシンボル数が 18に減らされた場合、第 2のシンポ ルパラメータ群は次のような値を有する(図 9 (C) )。
[0074] サブキャリア間隔 = 22. 5kHz
全サブキャリア数 = 200
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 256サンプル(44. 4 s)
ガードインターバル部の期間 = 64サンプル(11. 1 /z s)
1シンボルの期間 = 320サンプル
損失率 = 64/320 = 20. 0%
1TTIに含まれるシンボル数 = 18
1TTIの期間 = 1. Oms
1フレームの期間 = 10mso
[0075] 以下同様にして、 1TTI中のシンボル数の異なるシンボルパラメータ群を導出するこ とができる。この場合において、有効シンボル部の期間は常に一定に維持されるので 、サブキャリア間隔を一定に維持することができる。即ち、この手法で導出されたシン ボルパラメータ群は、いずれも同じサブキャリア間隔を規定する力 ガードインターバ ル部の期間及びシンボル数は互いに異なる。図 9 (B) , (C)及び図 11 (B) , (C)の例 では共に 1つの TTIの中から 1, 2シンボルが減らされ、減らされたシンボルの期間が 残りのシンボルのガードインターバルに等しく分配される。しかし、図 11に示される例 では、図 9に示される例の場合に比べて送信時間間隔が 2倍に延長されている。その 結果、図 9 (B)の例での損失率は 20%であったのに対して、図 11 (B)の例での損失 率は 15. 5%に抑えられている。更に、図 9 (C)の例での損失率は 28. 9%であった 力 図 11 (C)に示される例では 20. 0%に抑えられている。このように、 TTI長を長く することで、実施例 2の第 1の手法に関する損失率を改善することができる。
[0076] (2)シンボルパラメータ群を導出する第 2の方法は、 1TTIの期間を延長し、損失率 を一定に維持しながら 1TTI中のシンボル数を変更する。損失率の定義から理解でき るように、損失率を一定にするには、ガードインターバル部及び有効シンボル部の割 合が一定に維持されなければならない。例えば、第 1のシンボルパラメータ群に対し て、図 11 (D)に示されるように、ガードインターバル部及び有効シンボル部の期間を それぞれ 2倍に増やし、 1TTI中のシンボル数を 10個にすることができる。この場合 の第 2のシンボルパラメータ群は次のような値を有する。
[0077] サブキャリア間隔 = 11.25 ( = 22.5 ÷ 2) kHz
全サブキャリア数 = 400 ( = 200X2)
サンプリング周波数 = 5.76MHz = 3/2X3.84MHz
有効シンボル部の期間 = 512( = 256X2)サンプル(88.8/zs) ガードインターバル部の期間 = 64( = 32X2)サンプル(11.1 s) 1シンボルの期間 = 576サンプル
損失率 = 64/576 = 11.1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 10
1TTIの期間 = 1. Oms
1フレームの期間 = 10mso
[0078] 更に、第 1のシンボルパラメータ群に対して、図 11 (E)に示されるように、ガードイン ターバル部及び有効シンボル部の期間をそれぞれ 4倍に増やし、 1TTI中のシンポ ル数を 5個〖こすることもできる。この場合の第 2のシンボルパラメータ群は次のような値 を有する。
[0079] サブキャリア間隔 = 5.625 ( = 22.5 ÷ 4) kHz
全サブキャリア数 = 800 ( = 200X4)
サンプリング周波数 = 5.76MHz = 3/2X3.84MHz
有効シンボル部の期間 = 1024( = 256X4)サンプル(177.8/zs) ガードインターバル部の期間 = 128( = 32X4)サンプル(22.2 s) 1シンボルの期間 = 1152サンプル
損失率 = 128/1152 = 11. 1%
1TTIに含まれるシンボル数 = 5
1TTIの期間 = 1. Oms 1フレームの期間 = 10mso
[0080] この手法によれば、損失率を一定に維持することができるので、データ伝送効率の 等しいシンボルパラメータ群を導出することができる。第 1の手法では、 TTI中のシン ボル数が減るにつれて、損失率は徐々に大きくなつてしまう。図 9 (E)の例では、 1TT I中のシンボル数が 2. 5個であつたが、図 11 (E)の例では 5個になっている。このよう に、実施例 2の方法だけでは TTI中のシンボル数が非整数個になったとしても、 TTI の長さを増やすことで TTI中のシンボル数を整数個に合わせることができる。
[0081] (3)シンボルパラメータ群を導出する第 3の方法は、 TTIの期間を延長しつつ、第 1 の手法と第 2の手法を組み合わせることである。例えば、第 1のシンボルパラメータ群 に第 1の手法を適用して第 2のシンボルパラメータ群を導出し、その第 2のシンボルパ ラメータ群に第 2の手法を適用することで第 3のシンボルパラメータ群が導出される。 例えば、第 1のシンボルパラメータ群に第 1の手法を適用して、図 11 (B)に示されるよ うなシンボルフォーマットを規定する第 2のシンボルパラメータ群が得られたとする。こ の第 2のシンボルパラメータ群による損失率は 15. 5%であった。この第 2のシンボル ノ メータ群に対して、損失率を一定にしつつシンボル数が変更される。例えば、ガ ードインターバル部の期間及び有効シンボル部の期間をそれぞれ 2倍に増やすと、 第 3のシンボルパラメータ群は次のような値になる(図 11 (F) )。
[0082] サブキャリア間隔 = 11. 25kHz
全サブキャリア数 = 400
サンプリング周波数 = 5. 76MHz = 3/2 X 3. 84MHz
有効シンボル部の期間 = 512サンプル(88. 8 /z s)
ガードインターバル部の期間 = 94. 3サンプル(16. 37 s)
1シンボルの期間 = 606. 3サンプル
損失率 = 94. 3/606. 3 = 15. 5%
1TTIに含まれるシンボル数 = 9
1TTIの期間 = 1. 0mso
[0083] 1フレームの期間 = 10mso
[0084] このようにして導出された第 3のシンボルパラメータ群は、図 11 (B)に示されるシン ボルパラメータ群と同じ損失率(15. 5%)を有し、図 11 (D)に示されるシンボルパラ メータ群と同じサブキャリア間隔(11. 25kHz)を有する。し力しながら、第 3のシンポ ルパラメータ群によるガードインターバル部の期間(94. 3サンプル)は、図 11 (B)及 び図 11 (D)に示される何れのものよりも長い点に留意を要する。第 3の手法によれば 、サブキャリア間隔及び損失率に一定の関係を有するシンボルパラメータ群を効率 的に導出することができる。し力も、これらのシンボルパラメータ群は、総て共通する サンプリング周波数に対するものであるので、クロック周波数をパラメータセット毎に 変える必要はない。更に、 1TTIに含まれるシンボル数を整数個に合わせることがで きる。
[0085] 以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれに限定されるわけでは なぐ本発明の要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。説明の便宜上、 本発明が幾つかの実施例に分けて説明されてきたが、各実施例の区分けは本発明 に本質的ではなぐ 1以上の実施例が必要に応じて使用されてよい。
[0086] 本国際出願は 2005年 6月 14日に出願された日本国特許出願第 2005— 174396 号に基づく優先権を主張するものであり、その全内容が本国際出願に援用される。

Claims

請求の範囲
[1] 直交周波数多重化 (OFDM)方式の移動通信システムで使用される送信装置であ つて、
送信時間間隔毎に更新される変調多値数及びチャネル符号ィヒ率でデータチヤネ ルに対するデータ変調及びチャネル符号化を行う手段と、
送信時間間隔毎に制御チャネル及びデータチャネルを多重化する手段と、 送信時間間隔の長さを調整する手段と、
を有することを特徴とする送信装置。
[2] 一部のサブキャリアに制御チャネルが多重化される
ことを特徴とする請求項 1記載の送信装置。
[3] 前記制御チャネルは、変調多値数及びチャネル符号ィ匕率の情報を少なくとも含む ことを特徴とする請求項 1記載の送信装置。
[4] ガードインターバル部及び有効シンボル部を有するシンボルを送信時間間隔毎に 複数個送信する手段と、
ガードインターバル部の期間の長さが異なり有効シンボル部の期間の長さが等しい 2種類以上のシンボルをそれぞれ規定する 2種類以上のパラメータ群を格納する手 段と、
を有することを特徴とする請求項 1記載の送信装置。
[5] 直交周波数多重化 (OFDM)方式の移動通信システムで使用される受信装置であ つて、
送信時間間隔毎に制御チャネル及びデータチャネルを分離する手段と、 送信時間間隔毎に更新される変調多値数及びチャネル符号ィヒ率でデータチヤネ ルに対するデータ復調及びチャネル復号化を行う手段と、
送信時間間隔の長さを調整する手段と、
を有することを特徴とする受信装置。
[6] 前記制御チャネルは、変調多値数及びチャネル符号ィ匕率の情報を少なくとも含む ことを特徴とする請求項 5記載の受信装置。
[7] ガードインターバル部及び有効シンボル部を有するシンボルを送信時間間隔毎に 複数個受信する手段と、
ガードインターバル部の期間の長さが異なり有効シンボル部の期間の長さが等しい
2種類以上のシンボルをそれぞれ規定する 2種類以上のパラメータ群を格納する手 段と、
を有することを特徴とする請求項 5記載の受信装置。
ガードインターバル部及び有効シンボル部を有するシンボルを送信時間間隔毎に 複数個送信又は受信する直交周波数時分割多重化 (OFDM)方式の移動通信シス テムで使用される無線パラメータ群を生成する装置であって、
1組のシンボルパラメータ群により定められる有効シンボル部の期間と同じ期間の 有効シンボル部を有し、該 1組のシンボルパラメータ群により定められるガードインタ 一バル部の期間とは異なる期間のガードインターバル部を有するシンボルを規定す る別の 1組のシンボルパラメータ群を導出する手段と、
1組のシンボルパラメータ群により定められる 1シンボル中のガードインターバル部 の占める割合と別の 1組のシンボルパラメータ群により定められる 1シンボル中のガー ドインターバル部の占める割合が等しく且つシンボルの長さが異なるシンボルを規定 する別の 1組のシンボルパラメータ群を導出する手段と、
を有し、 1つの送信時間間隔の間に整数個のシンボルが通信されるように、送信時 間間隔の長さ、シンボルの長さ又は送信時間間隔及びシンボル双方の長さが調整さ れることを特徴とする無線パラメータ群を生成する装置。
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