JP2008252315A - 無線装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数選択性フェージングの影響による復調性能の劣化を防止し、復調性能の向上を図る。
【解決手段】ＯＦＤＭ方式のサブキャリアに割り当てる８ＰＳＫ方式の変調シンボル間で同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）を入れ替えるように構成したことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、多値の位相偏移変調（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）方式と直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式を組み合わせた無線装置に関する。

従来、多値ＰＳＫ方式とＯＦＤＭ方式を組み合わせた無線装置が、例えば非特許文献１，２などに開示されている。例えば非特許文献１は、８ＰＳＫ方式とＯＦＤＭ方式を組み合わせた無線装置を開示している。図９は、従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。図９において、８ＰＳＫ変調器１１は、入力される送信ビット列を複素平面上の変調シンボルにマッピングし、複素変調シンボルの、同相成分（Ｉチャネル）の信号（Ｉ信号）と直交成分（Ｑチャネル）の信号（Ｑ信号）を出力する。Ｉ信号とＱ信号は、それぞれ別系列で、同様に、ＯＦＤＭシンボルに変換する処理が施される。

直並列変換器１２ａは、Ｉ信号を変調シンボルのＮ個分を蓄え、変調シンボルＮ個分のＩ信号を並列出力する。その直並列変換器１２ａのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、逆離散フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１３ａのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番に接続されている。ＩＦＦＴ１３ａの入力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、ＯＦＤＭ方式のサブキャリアＳＣ_１〜ＳＣ_Ｎに対応する。従って、直並列変換器１２ａの出力ポート１番〜Ｎ番から出力されたＩ信号は、その順番に、サブキャリアＳＣ_１〜ＳＣ_Ｎに割り当てられる。なお、サブキャリアＳＣ_１〜ＳＣ_Ｎは周波数の並びになっている。

ＩＦＦＴ１３ａは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個のＩ信号を逆離散フーリエ変換し、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルのＩチャネルのサンプル値を生成し、並列出力する。そのＩＦＦＴ１３ａのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、並直列変換器１４ａのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番に接続されている。並直列変換器１４ａは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個のＯＦＤＭシンボルサンプル値（Ｉチャネル）を時系列順に直列出力する。ガードインターバル（ＧＩ）挿入器１５ａは、そのＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｉチャネル）にガードインターバルを挿入する。ガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｉチャネル）は、Ｄ／Ａ変換器１６ａにより、デジタル信号からアナログ信号に変換され、ＩチャネルのＯＦＤＭ信号として合成器１７に入力される。

Ｑ信号についてもＩ信号と同様にして、各部１２ｂ，１３ｂ，１４ｂ，１５ｂによりガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｑチャネル）が作成され、Ｄ／Ａ変換器１６ｂによりアナログ信号に変換されてから、ＱチャネルのＯＦＤＭ信号として合成器１７に入力される。合成器１７は、ＩチャネルのＯＦＤＭ信号とＱチャネルのＯＦＤＭ信号を複素平面上で合成する処理を行い、複素ＯＦＤＭ信号を生成し出力する。この複素ＯＦＤＭ信号において、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号は、同じサブキャリアに割り当てられている。

上述のように例えば非特許文献１，２等に開示された従来の多値ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置は、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号を同じサブキャリアに割り当てている。
山岡智也、他３名,"非線形増幅ひずみの存在する衛星回線における符号化8PSK/OFDM伝送の非線形増幅ひずみ補償法",電子情報通信学会論文誌 B Vol.J90-B No.2 pp.138-147,2007年2月 China Unicom, Huawei Technologies, KDDI, LG Electronics, Lucent Technologies, Motorola, Nortel Networks, QUALCOMM Incorporated, RITT, Samsung Electronics, ZTE Corporation, "Joint Proposal for 3GPP2 Physical Layer for FDD Spectra",3GPP2 TSG-C WG3, C30-20060731-040, 2006年7月

しかし、上述した従来の多値ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置では、周波数選択性フェージングによって復調性能が劣化するという問題がある。図１０は、従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置に係る周波数選択性フェージングの影響を説明するための概念図である。図１０において、８ＰＳＫのコンスタレーション（信号点配置）では、ＩチャネルとＱチャネルから成る複素平面において、同一円上に等間隔で８個の複素変調シンボルが配置される。送信側では、複素変調シンボルをサブキャリアにマッピングする。このとき、同じ複素変調シンボルのＩ信号とＱ信号は、同じサブキャリアにマッピングされる。従って、同じ複素変調シンボルのＩ信号とＱ信号は、同じサブキャリアで伝送される。受信側では、マルチパス伝送路を通ってきた各サブキャリアの信号を受信するが、周波数選択性フェージングの影響によってサブキャリア間で受信強度が異なる。図１０の例では、サブキャリアＳＣ_Ｎの受信強度は良好であるが、サブキャリアＳＣ_２の受信強度は周波数選択性フェージングの影響によって弱くなっている。すると、サブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションは、図１０に示されるように、複素平面上で受信点が配置される同一円が小さくなる。この結果、複素平面上での受信点間の距離が短くなるので、雑音に弱くなり、復調性能の劣化につながる。同様の問題は、電波伝搬特性の時間変動が発生する場合にも起こり得る。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、周波数選択性フェージングの影響、又は、電波伝搬特性の時間変動の影響による復調性能の劣化を防止し、復調性能の向上を図ることのできる多値ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係る無線装置は、多値位相偏移変調方式と直交周波数分割多重方式を組み合わせた無線装置において、直交周波数分割多重方式のサブキャリアに割り当てる変調シンボル間で同相成分と直交成分を入れ替えるように構成したことを特徴とする。

本発明に係る無線装置においては、同じ変調シンボルの同相成分と直交成分をそれぞれ割り当てる前記サブキャリア間の周波数間隔を離したことを特徴とする。

本発明に係る無線装置においては、前記変調シンボル間で同相成分と直交成分を入れ替える信号入れ替え手段と、周波数選択性フェージングを観測する観測手段と、前記観測結果に基づいて、前記信号入れ替え手段を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る無線装置は、多値位相偏移変調方式の無線装置において、同じ変調シンボルの同相成分と直交成分を時間的に異なる無線フレームに格納するように構成したことを特徴とする。

本発明によれば、周波数選択性フェージングの影響、又は、電波伝搬特性の時間変動の影響による復調性能の劣化を防止し、復調性能の向上を図ることができる。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。図２は、同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。なお、図１において図９の各部に対応する部分には同一の符号を付している。

まず、図１を参照して、本発明の第１実施形態に係る送信系構成を説明する。図１に示される８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置は、図９の従来の送信系構成とほぼ同様であるが、ＯＦＤＭ方式のサブキャリアに割り当てる変調シンボル間で同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）を入れ替えるように構成した点が異なっている。

図１において、８ＰＳＫ変調器１１は、入力される送信情報ビット列を複素平面上の変調シンボルにマッピングし、複素変調シンボルのＩ信号とＱ信号を出力する。Ｉ信号とＱ信号は、それぞれ別系列で、ＯＦＤＭシンボルに変換する処理が施される。

Ｉ信号については、図９の従来の送信系構成と同様に、直並列変換器１２ａ、ＩＦＦＴ１３ａ、並直列変換器１４ａおよびＧＩ挿入器１５ａにより、ガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｉチャネル）が作成され、Ｄ／Ａ変換器１６ａによりアナログ信号に変換されてから、ＩチャネルのＯＦＤＭ信号として合成器１７に入力される。

一方、Ｑ信号については、直並列変換器１２ｂ、ＩＦＦＴ１３ｂ、並直列変換器１４ｂおよびＧＩ挿入器１５ｂにより、ガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｑチャネル）が作成されるが、Ｉ信号とはサブキャリアへの割り当て方が異なる。以下、Ｑ信号に係る詳細構成を説明する。

直並列変換器１２ｂは、Ｑ信号を変調シンボルのＮ個分を蓄え、変調シンボルＮ個分のＱ信号を並列出力する。その直並列変換器１２ｂのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、ＩＦＦＴ１３ｂのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番のいずれかに接続されている。但し、その接続は、Ｉ信号に係る直並列変換器１２ａとＩＦＦＴ１３ａ間とは異なっており、全てが異なっていてもよく、或いは、一部のみが異なっていてもよい。図１の例では、全て異なる接続になっている。

ＩＦＦＴ１３ａ，１３ｂの入力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、ＯＦＤＭ方式のサブキャリアＳＣ_１〜ＳＣ_Ｎに対応する。また、サブキャリアＳＣ_１〜ＳＣ_Ｎは周波数の並びになっている。このため、Ｑ信号に係る直並列変換器１２ｂとＩＦＦＴ１３ｂ間の接続を、Ｉ信号に係る直並列変換器１２ａとＩＦＦＴ１３ａ間とは異なるようにすれば、サブキャリアへの割り当て方がＩ信号とＱ信号で変わってくる。サブキャリアに割り当てる変調シンボル間のＩ信号とＱ信号の入れ替えは、Ｎ個の全ての変調シンボルに対して行ってもよく、或いは、Ｎ個中の一部の変調シンボルに対して行ってもよい。

なお、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号をそれぞれ割り当てるサブキャリア間の周波数間隔は、隣接させるのではなく、できるだけ離すことが好ましい。この理由は、周波数間隔が離れているほど、周波数選択性フェージングの影響が異なることが期待できるからである。

図１の例では、直並列変換器１２ｂの出力ポート１番〜Ｎ／２番はＩＦＦＴ１３ｂの入力ポート（Ｎ／２＋１）番〜Ｎ番に接続され、直並列変換器１２ｂの出力ポート（Ｎ／２＋１）番〜Ｎ番はＩＦＦＴ１３ｂの入力ポート１番〜Ｎ／２番に接続されている。これにより、図１の例では、Ｎ個の全ての変調シンボルについてサブキャリアに割り当てるＩ信号とＱ信号を入れ替えるとともに、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号をそれぞれ割り当てるサブキャリア間の周波数間隔を、Ｎ個全ての変調シンボルに関して最大限離すようにしている。

ＩＦＦＴ１３ｂは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個のＱ信号を逆離散フーリエ変換し、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルのＱチャネルのサンプル値を生成し、並列出力する。ＩＦＦＴ１３ｂ以降の動作は、図９の従来の送信系構成と同様であり、並直列変換器１４ｂおよびＧＩ挿入器１５ｂにより、ガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭシンボルサンプル値列（Ｑチャネル）が作成され、Ｄ／Ａ変換器１６ｂによりアナログ信号に変換されてから、ＱチャネルのＯＦＤＭ信号として合成器１７に入力される。

合成器１７は、ＩチャネルのＯＦＤＭ信号とＱチャネルのＯＦＤＭ信号を複素平面上で合成する処理を行い、複素ＯＦＤＭ信号を生成し出力する。この複素ＯＦＤＭ信号において、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号が異なるサブキャリアに割り当てられているものが存在する。図１の例では、全ての変調シンボルのＩ信号とＱ信号は、異なるサブキャリアに割り当てられる。

次に、図２を参照して、本発明の第１実施形態に係る受信系構成を説明する。図２の受信系構成は、図１の送信系構成に対応している。
図２において、分離器２１は、受信された複素ＯＦＤＭ信号を複素平面上でＩチャネルとＱチャネルに分離する処理を行い、Ｉ信号とＱ信号を出力する。Ｉ信号とＱ信号は、それぞれ別系列で、受信シンボルに変換する処理が施される。

Ｉ信号は、Ａ／Ｄ変換器２２ａによりデジタルに変換されてから、ＧＩ除去器２３ａによりガードインターバルが除去されて直並列変換器２４ａに入力される。直並列変換器２４ａは、ＧＩ除去器２３ａ出力後のＯＦＤＭシンボルのＩチャネルの受信サンプル値をＮ個分蓄え、ＯＦＤＭシンボルＮ個分の受信サンプル値（Ｉチャネル）を並列出力する。その直並列変換器１２ａのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、離散フーリエ変換器（ＦＦＴ）２５ａのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番に接続されている。

ＦＦＴ２５ａは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個のＯＦＤＭシンボル受信サンプル値（Ｉチャネル）を離散フーリエ変換し、Ｎ個の受信シンボルのＩ信号を生成し、並列出力する。そのＩＦＦＴ２５ａのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、その順番に、並直列変換器２６ａのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番に接続されている。並直列変換器２６ａは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個の受信シンボルのＩ信号を８ＰＳＫ復調器２７に直列出力する。

Ｑ信号についてもＩ信号と同様にして、各部２２ｂ，２３ｂ，２４ｂにより、ＯＦＤＭシンボルＮ個分の受信サンプル値（Ｑチャネル）が作成され、ＦＦＴ２５ｂに入力される。ＦＦＴ２５ｂは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個のＯＦＤＭシンボル受信サンプル値（Ｑチャネル）を離散フーリエ変換し、Ｎ個の受信シンボルのＱ信号を生成し、並列出力する。そのＦＦＴ２５ｂのＮ個の出力ポート１番〜Ｎ番は、並直列変換器２６ｂのＮ個の入力ポート１番〜Ｎ番のいずれかに接続されている。但し、その接続は、Ｉ信号に係るＦＦＴ２５ａと並直列変換器２６ａ間とは異なり、送信側の図１の直並列変換器１２ｂとＩＦＦＴ１３ｂ間の接続に対応させる。これにより、送信側での変調シンボル間のＩ信号とＱ信号の入れ替えが復元される。並直列変換器２６ｂは、入力ポート１番〜Ｎ番に並列入力されたＮ個の受信シンボルのＱ信号を８ＰＳＫ復調器２７に直列出力する。８ＰＳＫ復調器２７は、入力された受信シンボルのＩ信号とＱ信号に基づいて受信点を判定し、受信ビット列を出力する。

図３は、本実施形態に係る周波数選択性フェージングの影響を説明するための概念図である。
図３において、送信側では、８ＰＳＫのコンスタレーションによる複素変調シンボルを複素変調シンボル間でＩ信号とＱ信号を入れ替えてＯＦＤＭ方式のサブキャリアにマッピングする。これにより、本実施形態では、同じ複素変調シンボルのＩ信号とＱ信号が異なるサブキャリアで伝送される。図３には、８ＰＳＫのコンスタレーションと、ＩＱ入れ替え後のコンスタレーションとが示されている。

受信側では、マルチパス伝送路を通ってきた各サブキャリアの信号を受信するが、周波数選択性フェージングの影響によってサブキャリア間で受信強度が異なる。図３の例では、サブキャリアＳＣ_Ｎの受信強度は良好であるが、サブキャリアＳＣ_２の受信強度は周波数選択性フェージングの影響によって弱くなっている。すると、サブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションは、図３に示されるように、複素平面上で受信点が配置される同一円が小さくなる。ここで、受信側でＩ信号とＱ信号を受信シンボル間で入れ替え、送信側のＩ信号とＱ信号の入れ替え前の関係に、受信シンボルのＩ信号とＱ信号を復元することにより、図３に示されるＩＱ復元後のサブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションが得られる。このＩＱ復元後のサブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションでは、楕円上に等間隔で８個の複素変調シンボルが配置される。この結果、複素平面上での受信点間の距離を大きくとることができるので、雑音に強くなり、復調性能の向上につながる。

上述したように本実施形態によれば、周波数選択性フェージングの影響による復調性能の劣化を防止し、復調性能の向上を図ることができる。

［第２実施形態］
図４は、本発明の第２実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。図５は、同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。なお、図４、図５において図１、図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。

図４において第２実施形態の送信系構成では、Ｑ信号に係る直並列変換器１２ｂとＩＦＦＴ１３ｂ間に、Ｎ×Ｎのスイッチ３１を設けている。これにより、直並列変換器１２ｂとＩＦＦＴ１３ｂ間は、任意に接続することができる。制御部３２はスイッチ３１を制御する。周波数選択性フェージング観測部３３は、周波数選択性フェージングを観測する。制御部３２は、周波数選択性フェージング観測部３３による観測結果に基づいて、直並列変換器１２ｂとＩＦＦＴ１３ｂ間の接続の仕方を決定する。これにより、周波数選択性フェージングの状態に応じたＩ信号とＱ信号の入れ替えを行うことができる。制御部３２は、Ｉ信号とＱ信号の入れ替えの情報（ＩＱ入れ替え情報）を受信側へ送る。

図５において第２実施形態の受信系構成では、Ｑ信号に係るＦＦＴ２５ｂと並直列変換器２６ｂ間に、Ｎ×Ｎのスイッチ４１を設けている。これにより、ＦＦＴ２５ｂと並直列変換器２６ｂ間は、任意に接続することができる。制御部４２は、送信側から送られてきたＩＱ入れ替え情報に従ってスイッチ４１を制御する。

上述の第２実施形態によれば、周波数選択性フェージングの状態に応じたＩ信号とＱ信号の入れ替えを行うことができる。

なお、周波数選択性フェージングの観測は受信側で行い、その結果を送信側に送るようにしてもよい。この場合、受信側で、周波数選択性フェージングの状態に応じてＩ信号とＱ信号の入れ替え方を決定し、ＩＱ入れ替え情報を送信側に送ってもよい。時分割複信（Time Division Duplex：ＴＤＤ）方式の場合は、無線伝送の双方向で同じ周波数を利用するので、送信側または受信側のいずれでも、周波数選択性フェージングの観測を行うことができる。

図６は、本発明に係るマルチパス伝送路におけるビット誤り率特性のシミュレーション結果を示すグラフ図である。図６において、横軸は搬送波電力対雑音電力比（Carrier to Noise power Ratio：ＣＮＲ）、縦軸はビット誤り率を示す。
シミュレーション条件は、
・マルチパスモデルはPedestrian-B
・情報ビット長は1440
・符号化方式はターボ符号、Max-log-MAP復号、符号化率は３／４
・FFTサイズは５１２ポイント
・全サブキャリア数は４８０、使用サブキャリア数は８０（６サブキャリア毎に割当て）
・サブキャリア間隔は１５ｋＨｚ
・ガードインターバル長は６．５μＳ
である。
また、サブキャリアに割り当てるＩ信号とＱ信号の入れ替え方はランダムとした。

図６において、波形３００は本発明に係るビット誤り率特性のシミュレーション結果であり、波形３１０は従来のビット誤り率特性のシミュレーション結果である。図６から明らかなように本発明によれば、従来に比して良好なビット誤り率特性が得られる。なお、上述の図１に示されるように、Ｉ信号とＱ信号をそれぞれ割り当てるサブキャリア間の距離を最大かつ等間隔に保つようにした場合についても図６とほぼ同じシミュレーション結果が得られた。

［第３実施形態］
第３実施形態では、電波伝搬特性の時間変動に対処する。その方法は、上述の周波数選択性フェージングに対処する方法を応用することで実現できる。周波数選択性フェージングに対処する方法では、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号を異なるサブキャリアに割当てて伝搬される周波数の距離をとるようにしたが、本実施形態では、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号を時間的に異なる無線フレームに格納して伝搬時点の時間の距離をとるようにする。これにより、図３に示されるのと同様のコンスタレーションの改善を図ることができる。

図７は、本発明の第３実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。図８は、同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。

図７において、本実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置は、図９に示される従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置とほぼ同様であるが、８ＰＳＫ変調器１１と直並列変換器１２ａ，１２ｂ間にそれぞれバッファメモリ５０ａ，５０ｂを設けている。バッファメモリ５０ａ，５０ｂは、８ＰＳＫ変調器１１から出力された信号を（バッファメモリ５０ａはＩ信号を，バッファメモリ５０ｂはＱ信号を）、それぞれ蓄積する。この蓄積量は少なくとも１無線フレーム分である。そして、バッファメモリ５０ａ，５０ｂから信号を読み出す際に、Ｉ信号側とＱ信号側で、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号が時間的に異なる無線フレームに格納されるように、読み出し方を変える。例えば、バッファメモリ５０ａからは、先入れ先出し方式で読み出し、８ＰＳＫ変調器１１からの出力順通りに無線フレームに格納されるようにする。一方、バッファメモリ５０ａからは、先入れ後出し方式で読み出し、８ＰＳＫ変調器１１からの出力順とは無線フレーム単位で逆順に無線フレームに格納されるようにする。これにより、同じ変調シンボルのＩ信号とＱ信号は、時間的に異なる無線フレームに格納され、時間をおいて伝搬されることになる。

図８の受信系構成は、図７の送信系構成に対応しており、従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置とほぼ同様であるが、並直列変換器２６ａ，２６ｂと８ＰＳＫ復調器２７間にそれぞれバッファメモリ６０ａ，６０ｂを設けている。バッファメモリ６０ａ，６０ｂは、図７の送信側のバッファメモリ５０ａ，５０ｂに対応するものであり、送信側で無線フレームに格納されたＩ信号とＱ信号の入れ替えを復元するためのものである。バッファメモリ６０ａ，６０ｂは、並直列変換器２６ａ，２６ｂから出力された信号をそれぞれ蓄積する。そして、バッファメモリ６０ａ，６０ｂからの信号の読み出しは、送信側のバッファメモリ５０ａ，５０ｂでの読み出しの際の順序逆転を元に戻すようにする。これにより、送信側でのＩ信号とＱ信号の入れ替えが復元される。

本実施形態によれば、受信側では、電波伝搬特性の時間変動を有する電波伝搬路を通ってきた各無線フレームの信号を受信するが、電波伝搬特性の時間変動の影響によって無線フレーム間で受信強度が異なる。例えば、ある時点の無線フレームＦｒ_１の受信強度は良好であったとしても、異なる時点の無線フレームＦｒ_２の受信強度は電波伝搬特性の時間変動の影響によって弱くなっていたとする。すると、無線フレームＦｒ_２に係るコンスタレーションは、図３に示されるサブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションと同様に、複素平面上で受信点が配置される同一円が小さくなる。ここで、受信側でＩ信号とＱ信号の時間系列を送信側での入れ替え前の元の時間系列に復元することにより、図３に示されるＩＱ復元後のサブキャリアＳＣ_２に係るコンスタレーションと同様に、楕円上に等間隔で８個の複素変調シンボルが配置されたコンスタレーションが得られる。この結果、複素平面上での受信点間の距離を大きくとることができるので、雑音に強くなり、復調性能の向上につながる。

なお、上述の第３実施形態は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア方式に限定されず、シングルキャリア方式の無線装置にも適用可能である。

以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述の実施形態ではＱ信号の方のサブキャリアへの割当てや時間系列を変更するようにしたが、Ｉ信号の方を変更するようにしてもよい。

また、ＯＦＤＭ方式のサブキャリアに割り当てる変調シンボルのＩ信号とＱ信号を入れ替える手段としては、上述の実施形態に限定されない。例えば、ビット列の順番を並び替えるインターリーバを利用してもよい。

なお、振幅位相変調（Amplitude Phase Shift Keying：ＡＰＳＫ）方式は、ＰＳＫ方式の一種であり、本発明は、多値ＡＰＳＫ方式にも同様に適用することができる。

本発明の第１実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。 同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。 同実施形態に係る周波数選択性フェージングの影響を説明するための概念図である。 本発明の第２実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。 同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。 本発明に係るマルチパス伝送路におけるビット誤り率特性のシミュレーション結果を示すグラフ図である。 本発明の第３実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。 同実施形態に係る８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の受信系構成の一部を示すブロック図である。 従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置の送信系構成の一部を示すブロック図である。 従来の８ＰＳＫ／ＯＦＤＭ無線装置に係る周波数選択性フェージングの影響を説明するための概念図である。

符号の説明

１１…８ＰＳＫ変調器、１２ａ，１２ｂ，２４ａ，２４ｂ…直並列変換器、１３ａ，１３ｂＩＦＦＴ、１４ａ，１４ｂ，２６ａ，２６ｂ…並直列変換器、１５ａ，１５ｂ…ＧＩ挿入器、１６ａ，１６ｂ…Ｄ／Ａ変換器、１７…合成器、２１…分離器、２２ａ，２２ｂ…Ａ／Ｄ変換器、２２ａ，２２ｂ…ＧＩ除去器、２５ａ，２５ｂ…ＦＦＴ、２７…８ＰＳＫ復調器、３１，４１…スイッチ、３２，４２…制御器、３３…周波数選択性フェージング観測部、５０ａ，５０ｂ，６０ａ，６０ｂ…バッファメモリ

Claims (4)

1. 多値位相偏移変調方式と直交周波数分割多重方式を組み合わせた無線装置において、
   直交周波数分割多重方式のサブキャリアに割り当てる変調シンボル間で同相成分と直交成分を入れ替えるように構成したことを特徴とする無線装置。
2. 同じ変調シンボルの同相成分と直交成分をそれぞれ割り当てる前記サブキャリア間の周波数間隔を離したことを特徴とする請求項１に記載の無線装置。
3. 前記変調シンボル間で同相成分と直交成分を入れ替える信号入れ替え手段と、
   周波数選択性フェージングを観測する観測手段と、
   前記観測結果に基づいて、前記信号入れ替え手段を制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線装置。
4. 多値位相偏移変調方式の無線装置において、
   同じ変調シンボルの同相成分と直交成分を時間的に異なる無線フレームに格納するように構成したことを特徴とする無線装置。

Images