WO2006098301A1 - マルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法 - Google Patents

マルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法 Download PDF

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WO2006098301A1
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signal
noise power
propagation path
time interval
estimation unit
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Kimihiko Imamura
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Sharp Corp
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Definitions

  • the present invention relates to a multicarrier signal receiver and a multicarrier signal receiving method for receiving radio waves transmitted using a multicarrier system.
  • weighting is performed for each carrier (hereinafter sometimes referred to as “subcarrier”) and demodulation is performed. Therefore, receivers that can increase the maximum transmission rate (maximum throughput) are being investigated.
  • the MMSE Minimum Mean Square Er
  • the weighting coefficient w is used to obtain the weighting coefficient w from the propagation path estimate h and m noise power estimate N.
  • Non-Patent Document 1 A CDMA multicarrier signal receiver using the above MMSE combining method is described in Non-Patent Document 1.
  • Non-patent Document 2 a frame configuration has been proposed in which a PICH is inserted at the center of a frame just by inserting a pilot channel PICH before and after the frame.
  • Non-Patent Document 1 "Science Technical Report RCS2001 _166" The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers issued in January 2001
  • Non-Patent Document 2 "Science Technical Report RCS2002_85" The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers issued in June 2002
  • the conventional method cannot accurately determine the effective weighting coefficient w due to the inability to accurately determine the noise, and therefore the maximum threshold m as expected.
  • the time interval between frames is usually designed so that the fluctuation of the propagation path is sufficiently small even when the fluctuation of the propagation path is fast (the maximum Doppler frequency is large). In most cases, the force of a slight monotonic change before and after the frame will not adversely affect the demodulation of the received signal.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to obtain a maximum throughput by accurately obtaining noise power and performing appropriate weighting even when the propagation path changes rapidly.
  • An object of the present invention is to provide a multicarrier signal receiver and a multicarrier signal receiving method capable of realizing an increase.
  • the multicarrier signal receiver uses the pilot channel included in the first time interval to calculate the propagation path estimation value from the received signal and the reference signal. And the channel estimation value calculated by the channel estimation unit, and the received signal located in the vicinity of an intermediate point of the first time interval among signals included in the first time interval.
  • a multicarrier signal receiver comprising: a noise power estimation unit that calculates a noise power estimation value from the reference signal.
  • the multicarrier signal receiver calculates a demodulation channel estimation value from the received signal and the reference signal using a pilot channel included in the first time interval.
  • a replica generation unit that calculates a replica generation channel estimation value from a received signal and a reference signal using a demodulation channel estimation unit that performs demodulation and a pilot channel included in a small time interval in the first time interval. Included in the small time interval, and the replica creation propagation path estimation value calculated by the replica creation propagation path estimation section.
  • a multi-carrier signal receiver comprising: a noise power estimator that calculates a noise power estimation value from the received signal and the reference signal.
  • the multicarrier signal receiver uses the pilot channel included in the first time interval to calculate the demodulation channel estimation value from the received signal and the reference signal.
  • a replica for calculating a replica creation propagation path estimation value from the received signal and the reference signal using a propagation path estimation unit and a pilot channel included in a plurality of small time intervals in the first time interval.
  • a noise power estimation unit that calculates a noise power estimated value by calculating a noise power component for each of a plurality of small time intervals and calculating an average of the noise power components.
  • Yaria is a signal receiver.
  • the noise power estimator uses a range of the received signal and the reference signal located near the intermediate point as a propagation path fluctuation speed.
  • the noise power estimation value may be calculated depending on the value.
  • the replica creation propagation path estimation unit and the noise power estimation unit use the range of each small time interval within the propagation speed of the propagation path.
  • the replica creation propagation path estimation value and the noise power estimation value may be calculated depending on the above.
  • the first time interval may be a time interval of one frame.
  • the propagation path estimation unit uses the pilot channel included in the first time interval to propagate the propagation path from the received signal and the reference signal.
  • the propagation path estimated value calculated in the first step by the noise power estimating unit, and the signal included in the first time interval, And a second step of calculating an estimated noise power value from the received signal and the reference signal, which is located near the midpoint of the time interval of 1. This is a method for receiving a signal.
  • the multicarrier signal receiving method uses the pilot channel included in the first time interval to demodulate the received signal and the reference signal by the demodulation channel estimation unit.
  • the second step of calculating the replica creation channel estimation value from the reference signal, and the noise power estimation unit includes the replica generation channel estimation value calculated in the second step and the small time interval.
  • a third step of calculating an estimated noise power value from the received signal and the reference signal is
  • the multicarrier signal reception method uses the pilot channel included in the first time interval to demodulate the received signal and the reference signal by the demodulation channel estimation unit.
  • the range of the received signal and the reference signal located in the vicinity of the intermediate point is set as a propagation path fluctuation speed.
  • the noise power estimation value may be calculated depending on the difference.
  • the range of each small time interval depends on a fluctuation speed of a propagation path.
  • the replica creation propagation path estimation value and the noise power estimation value may be calculated.
  • the first time interval may be a time interval of one frame.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a frame received by a multicarrier signal receiver, expanded in three axis directions: time, frequency, and code.
  • FIG. 2 is a diagram showing in detail the structure of a frame received by a multicarrier signal receiver in the time axis direction.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of a multicarrier signal receiver.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a baseband signal processing unit.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a channel estimation unit in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a propagation path estimation unit in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a noise power estimation unit in the first embodiment.
  • FIG. 8A is a diagram for explaining the effect of the first embodiment.
  • FIG. 8B is a diagram for explaining the effect of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing in detail in the time axis direction the configuration of a frame received by a multicarrier signal receiver in a modification of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing in detail in the time axis direction the configuration of a frame received by the multicarrier signal receiver in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a channel estimation unit in the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing in detail the configuration of a frame received by the multicarrier signal receiver in the modification of the second embodiment in the time axis direction.
  • FIG. 13 is a diagram showing in detail the structure of a frame received by the multicarrier signal receiver in the third embodiment in the time axis direction.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a channel estimation unit in the third embodiment.
  • FIG. 15] is a block diagram showing the configuration of the replica creation propagation path estimation unit in the third embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a noise power estimation unit in the third embodiment. It is a figure.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a frame received by a multicarrier signal receiver.
  • the pilot channel PICH for channel estimation is time-multiplexed before and after one frame and near the middle (that is, PICH (1) at the 1st, 26th, 27th, and 52th symbols) PICH (26), PICH (27), PICH (52)), and there is a data traffic channel DTCH that transmits data between them (that is, DTCH (2-25, 28-51) ) To DTCH (25), DTCH (28) to DTCH (51)).
  • This point is shown in the time axis direction of Fig. 1.
  • a plurality of subcarriers are arranged in the frequency axis direction.
  • a plurality of data traffic channels DTCH are transmitted at the same frequency and the same time using different orthogonal codes. This point is shown in the code axis direction orthogonal to the time axis direction and the frequency axis direction.
  • FIG. 2 shows the frame configuration of FIG. 1 taken out.
  • all pilot channels PICH that is, PI CH (1), PICH (26), PICH (27), PICH (52)
  • PICH that is, PI CH (1), PICH (26), PICH (27), PICH (52)
  • the noise power estimate N is derived using the time interval t 'l located near the midpoint of the time interval tl, i.e., the pilot channel PICH (i.e., PICH (26), PICH (27)).
  • the vicinity of the intermediate point means a small time interval including the intermediate point of the first time interval tl.
  • a small time interval is a time in a frame, and a time interval that is small enough to ignore the channel fluctuation component during that time. For example, if the length of one frame is equivalent to 52 symbols, the length is about 2 to 10 symbols.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of the multicarrier signal receiver.
  • the multicarrier signal receiver includes an antenna unit 301, a radio frequency conversion unit 302, a baseband signal processing unit 303, and a media access control unit 304.
  • the radio frequency conversion unit 302 converts the frequency of the signal input from the antenna unit 301 to the radio frequency conversion unit 302, and the baseband signal processing unit 303 applies the baseband signal output from the radio frequency conversion unit 302 to the baseband signal.
  • Received signal data is extracted by performing numerical computation.
  • the media access control unit 304 determines whether the received signal data extracted from the baseband signal processing unit 303 is a control channel or transmission data such as an audio signal, and receives an appropriate signal. It is controlled so that it can be performed, and transmission data is transferred to the upper layer.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the baseband signal processing unit 303 in FIG.
  • An A / D (Analog / Digital) converter 305 converts the received signal output from the radio frequency converter 302 (FIG. 2) into a digital signal.
  • the filter unit 306 extracts only a signal in a desired band from the signal output from the A / D (Analog / Digital) conversion unit 305.
  • a GI (Guard Interval) removal unit 307 removes GI from the signal output from the filter unit 306.
  • a Fast Fourier Transform (FFT) unit 308 frequency-converts the signal output from the GI removal unit 307 force, and demultiplexes the signal component y (i) of each subcarrier.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • Despreading section 309 multiplies the signal output from fast Fourier transform section 308 by spreading code s for each subcarrier.
  • the weighting unit 310 is output from the despreading unit 309.
  • the received signal is multiplied by a weighting coefficient w for each subcarrier.
  • a P / S (Parallel / Serial) converter 312 performs parallel-serial conversion on the signal output from the adder 311.
  • the decoder unit 313 performs demodulation and error on the signal output from the PZS conversion unit 312. Corrected decoding is performed and demodulated data is output.
  • the channel estimation unit 314 also outputs the output y (i) of the fast Fourier transform unit 308 and the reference signal m.
  • m m mux is estimated for the channel estimation value h, the noise power estimation value N, and the code multiplexing number C.
  • the weighting coefficient calculation unit 315 receives information h N, m, output from the channel estimation unit 314.
  • the weighting coefficient w is calculated based on C and output to the weighting unit 310.
  • the weighting coefficient w is expressed by the following equation.
  • the subscript m (m is a positive integer) is the subcarrier number, and i is the symbol number of the received frame.
  • y (i) is the i-th symbol m in the received frame.
  • the superscript * indicates conjugate.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of channel estimation section 314 (FIG. 4).
  • the channel estimation unit 314 includes a propagation path estimation unit 316, a noise power estimation unit 317, and a code multiplexing number estimation unit 318.
  • the propagation path estimation unit 316 uses the reference signal d (i) and the received signal y (i) to estimate the propagation path m m
  • the reference signal d (i) is a known i-th scram in the frame m m
  • the noise power estimation unit 317 uses the propagation path estimation value h output from the propagation path estimation unit 316, the reference signal d (i), and the received signal y (i) to estimate the noise power m m m
  • the code multiplex number estimation unit 318 estimates the code multiplex number C using the noise power estimation value N and the received signal y (i).
  • the code multiplex number C is the code multiplex m mux mux
  • a notification may be sent from the transmitter using a control signal.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit 316 (FIG. 5).
  • the propagation path estimation unit 316 has a signal selection unit 31, multipliers 32 and 33, and an averaging unit 34.
  • the signal selection unit 31 calculates all pilot channels P m m m from d * (i) that is a conjugate of the received signal y (i) and the reference signal d (i).
  • the multiplier 32 multiplies the signal output from the signal selector 31 by c *, which is the conjugate of the scrambling code c.
  • the signal selector 31 has mm
  • Received signal y (i) is input, and corresponding to pilot channel PICH of received signal y (i) m m
  • the received signal y (l), y (26), y (27) is sent from the signal selector 31 to the multiplier 33.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of noise power estimation section 317 (FIG. 5).
  • the noise power estimation unit 317 includes a signal selection unit 171a, multipliers 41 and 42, a subtractor 43, a squarer 44, and an averaging unit 172a.
  • the signal selector 171a generates a pilot m m from the received signal y (i) and the reference signal d (i).
  • the signal selection unit 171a receives a reference signal d (i) which is a known sequence m
  • the multiplier 41 multiplies the above signal output from the signal selection unit 171a by the scrambling code c.
  • the multiplier 42 includes a signal output from the multiplier 41 and a propagation path estimation unit 316 m
  • a replica signal is created by multiplying the channel estimation value h estimated in step 1. This replica m
  • the force signal indicates an ideal received signal to be received in a noise-free propagation state.
  • the subtractor 43 converts the replica signal output from the multiplier 42 into the pilot channel PI located near the midpoint of the frame of the received signal y (i) output from the signal selection unit 171a.
  • the selection unit 171a outputs y (26) and y (27) to the subtracter 43.
  • the squarer 44 squares the signal output from the subtracter 43 and outputs (y (i) -h-c-d (i)) 2 is output.
  • the averaging unit 172a outputs mmm from the squarer 44.
  • Noise power estimate N ⁇ (y (i) -h-c-d (i
  • the PICH corresponding to the position before and after the frame (that is, the PICH at the first symbol and the 52nd sym- ponon) is not used, and the PICH located at the middle point of the frame (that is, the 26th symbol). And the 27th symbol (PICH), the noise power can be estimated more accurately, and the weighting coefficient w used during demodulation can be accurately determined m.
  • 8A and 8B are diagrams for schematically explaining the operational effects of the present embodiment.
  • the horizontal axis (I axis) represents the signal intensity modulated with a cosine wave with respect to the received signal
  • the vertical axis (Q axis) represents the signal intensity modulated with a sine wave.
  • the signal power of the data traffic channel DTCH is shown superimposed on the corresponding signal strength position by a circle indicated by a dotted line.
  • the received signal y
  • the + and X symbols are located farther away from the origin than the dotted circle. Furthermore, as shown in the figure, when PICH corresponding to the position before and after the frame (that is, PICH of the first symbol and the 52nd symbol) is used (see FIG. 8A), the channel fluctuation component is enlarged. There is a drawback that an apparently large noise power estimate N is obtained compared to the original noise power. On the other hand, when PICH located near the midpoint of the frame (that is, PICH at the 26th and 27th symbols) is used (see Fig. 8B), the channel fluctuation component is hardly included, and the noise power The noise power estimate N is obtained accurately.
  • the maximum transmission rate (maximum throughput) can be increased.
  • taking a large amount of power for the pilot channel PICH works effectively when determining the channel estimation value h accurately.
  • FIG. 9 is a diagram showing a frame configuration in the above case.
  • the channel estimation value h is derived using all the pilot channels PICH included in the two frames having the first time interval t2, and in the vicinity of the intermediate point of the time interval t2.
  • d (i, j) is the reference signal of the m-th sub-carrier in the j-th sym-
  • D * (i, j) is the conjugate of the reference signal d (i, j)
  • y (i, j) is the m-th symbol in the j-th symbol of the i-th frame
  • the received signal of the mth subcarrier is the received signal of the mth subcarrier.
  • the configuration of the receiver of this modification is the same as that shown in FIGS. 3 and 4, and includes the antenna unit, radio frequency conversion unit, baseband signal processing unit, media access control unit, and their interconnections shown in FIG. .
  • the configuration of the baseband signal processing unit of the present modification is the same as that of Fig. 4, and the A / D conversion unit, filter unit, GI removal unit, fast Fourier transform unit, despreading shown in Fig. 4 Unit, weighting unit, addition unit, P / S conversion unit, decoder unit, channel estimation unit, weighting coefficient calculation unit and their interconnections.
  • the configuration of the channel estimation unit is the same as that in FIG. 5, and includes the propagation path estimation unit, noise power estimation unit, code multiplexing number estimation unit and their interconnections shown in FIG.
  • the configuration of the propagation path estimation unit is the same as that in FIG. 6, and the signal selection unit shown in FIG. It has a calculator, an averaging unit and its interconnection. However, for the reference signal d (i) m, the signal selection unit does not have the conjugate dl), d * (1, 26), d * (1, 27), d * (mmmm).
  • the signal selector selects all pilot channel signals y (1, 1) m m
  • the configuration of the noise power estimation unit is the same as that of FIG. 7, and includes the signal selection unit, two multipliers, a subtractor, a squarer, an averaging unit and their interconnections shown in FIG. However, for the reference signal d (i), the signal selection unit does not have the 52nd symbol in the first frame and one symposium in the second frame.
  • the second reference signal d (1, 52), d (2, 1) is output.
  • the signal selection unit receives the received signal m m
  • the signal y (1, 52), y (2, 1) is output. Therefore, the averaging unit calculates the received signal and lev m m
  • the noise power estimation value N is obtained using two consecutive symbols of PICH. However, if the propagation path fluctuation is small, noise power estimation is performed using more PICHs. Since the noise power estimate N can be obtained more accurately by obtaining the value N, the pilot channel for obtaining the noise power estimate N depends on the propagation speed of the propagation path. You can change the range of Le PICH.
  • the noise power estimation value N obtained using the conventional method with the noise power estimation value N obtained using the method of the present embodiment, if the difference between them is large, the channel fluctuation is large. You can estimate the speed of channel fluctuation, such as judging it is fast.
  • m is used to calculate the noise power estimation value N and the propagation path estimation value h.
  • pilot channels used for the purpose are continuous is not limited to this. If a pilot channel located near the midpoint of the frame is used, a plurality of non-consecutive pilot channels can be used.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a frame received by the multicarrier signal receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • the demodulation channel estimation value h is derived, and m
  • replica creation channel estimation values h ′ and m noise using the continuous pilot channel PIC H for example, PICH (1), PICH (2)
  • PIC H for example, PICH (1), PICH (2)
  • the small time interval is the same as that described above in the description of the first embodiment.
  • the configuration of the CDMA multi-carrier signal receiver of the present embodiment is the same as that of FIG. 3, and includes the antenna unit, radio frequency conversion unit, baseband signal processing unit, media access control unit shown in FIG. With its interconnection.
  • the configuration of the baseband signal processing unit of the present embodiment is the same as that shown in Fig. 4.
  • the A / D conversion unit, filter unit, GI removal unit, fast Fourier transform unit, and despreading unit shown in Fig. 4 are also used.
  • the channel estimation unit of the present embodiment has a configuration different from that of the first embodiment, and this is shown in a block diagram as a channel estimation unit 14 in FIG.
  • the channel estimation unit 14 includes a demodulation channel estimation unit 16, a noise power estimation unit 17, a replica creation channel estimation unit 19, and a code multiplexing number estimation unit 18.
  • the demodulation channel estimation unit 16 uses the first time interval tl Determine the demodulation channel estimation value h using the reference signal d (i) and m received signal y (i) for all pilot channels contained in one powerful frame (this demodulation channel estimation mm
  • the value h is passed directly to the weighting factor calculator (weighting factor calculator 315 in Fig. 4) m
  • the replica creation channel estimation unit 19 obtains a replica creation channel estimation value h ′ using a part of the reference signal d (i) and m received signal y (i) in the frame.
  • the force generation propagation path estimation unit 19 includes d (l) and d (m m corresponding to the first and second symbols.
  • the noise power estimation unit 17 performs noise power estimation using the replica generation channel estimation value h ′ output from the replica generation channel estimation unit 19, the reference signal d (i), and the received signal y (i). mmm
  • the code multiplex number estimation unit 18 estimates the code multiplex number C using the noise power estimation value N output from the noise power estimation unit 17 and the received signal y (i).
  • the demodulation channel estimation unit 16, the noise power estimation unit 17, and the replica creation channel estimation unit 19 use the symbol signal corresponding to the PICH in the frame, respectively, and the demodulation channel estimation value h and noise.
  • the power estimate N and the replica creation propagation path estimate h ′ are obtained mm.
  • the code multiplexing number C is notified from the transmitter using a control signal.
  • the configuration of the demodulation channel estimation unit 16 is the same as that of the channel estimation unit 316 (see FIG. 6) according to the first embodiment, and includes a signal selection unit, two multipliers, an averaging unit shown in FIG. With its interconnection. However, for the reference signal d (i), the signal selector d * (mml), d * (2), d * (27), d * (28), d, which are conjugates of all reference signals. * (53), d * (54) is output.
  • the selector selects all pilot channel signals y (l), y (2) m m m
  • the averaging unit is all m m m m m
  • replica creation propagation path estimation unit 19 (FIG. 11) will be described.
  • the configuration of the replica creation propagation path estimation unit 19 is the same as that of the propagation path estimation unit 316 (see FIG. 6) according to the first embodiment, and includes a signal selection unit, two multipliers, and an averaging unit shown in FIG. With its interconnection To do.
  • the signal selection unit performs a reference signal m that is a known sequence.
  • the selector selects the signal y corresponding to PICH in the received signal y (i).
  • the replica creation propagation path estimation value h ′ (h ′ (l) + h ′ (2)) ⁇ 2 is obtained.
  • the configuration of the noise power estimation unit 17 is the same as that in FIG. 7, and includes a signal selection unit, two multipliers, a subtracter, a squarer, an averaging unit and their interconnections shown in FIG. However, for the reference signal d (i), the signal selection unit 1 m m of the frame from the reference signal d (i) which is a known sequence.
  • the signal selector selects one symbol m of the frame for the received signal y (i).
  • Estimating the estimated value N makes it possible to estimate the noise power more accurately, and to accurately determine the weighting coefficient w used during demodulation.
  • PICH that is, the first symbol and Using the second symbol (PICH), the propagation path estimation value h ′ for replica creation
  • the channel fluctuation component is hardly included, and the noise power is the majority.
  • the multicarrier signal receiver according to the present embodiment when used, it is more resistant to time fluctuations in the propagation path than that according to the prior art, and the Even if the power is increased, the correct weighting coefficient w can be calculated.
  • FIG. 12 is a diagram showing the configuration of a frame received by the multicarrier signal receiver according to this modification.
  • the demodulation channel estimation value h is derived using all the PICH included in the two frames consisting of the first time interval t2, and the time interval t
  • 3 includes an antenna unit, a radio frequency conversion unit, a baseband signal processing unit, a media access control unit and their interconnections shown in FIG.
  • the configuration of the baseband signal processing unit of the present embodiment is the same as that of FIG. 4, and the A / D conversion unit, filter unit, GI removal unit, fast Fourier transform unit, despreading unit shown in FIG. A weighting unit, an addition unit, a P / S conversion unit, a decoder unit, a channel estimation unit, a weighting coefficient calculation unit, and their interconnections.
  • the configuration of the channel estimator is the same as in Fig. 11, and the demodulation channel estimator, replica creation channel estimator, noise power estimator, code multiplex number estimator and their interconnections shown in Fig. 11 are used. Have a continuation. However, the following points are different.
  • the configuration of the demodulation channel estimator is the same as that of FIG. 6, and the signal selector shown in FIG. It has two multipliers, an averaging part and its interconnection, but the signal selection part has all reference signals d (1, l), d (1, 2) for reference signal d (i) , D (1, 27), d (1, 2 mmmmm
  • the signal selector selects m m for the received signal y (i).
  • the averaging unit corresponds to all pilot channels m
  • N 12.
  • the configuration of the replica creation propagation path estimation unit is the same as that of the propagation path estimation unit 316 according to the first embodiment.
  • the signal selector selects the signals y (1, 53), y (1, 54), y (2, l) corresponding to PICH among the received mm signals y (i). ), Y (2 mmmmm
  • the configuration of the noise power estimation unit is the same as that of Fig. 7, and includes a signal selection unit, two multipliers, a subtractor, a squarer, an averaging unit and their interconnections shown in Fig. 7, except that The signal selection unit determines the reference signal d (i) from the reference signal d (i), which is a known sequence, by the mm of the first frame.
  • the signal selector selects the 53 symposium of the first frame for the received signal y (i).
  • the averaging unit calculates the square of the difference between the received signal and the replica signal for each subkey.
  • the replica creation channel estimation value h ′ and the noise power estimation value N are estimated to be more m
  • Accurate noise power can be estimated, and the weighting coefficient w used during demodulation can be accurately determined m.
  • the channel estimation value h is obtained from the PICH of the entire frame m
  • the channel fluctuation component is hardly included, and the noise power is large.
  • the multicarrier signal receiver of the present modification when used, it becomes stronger against the time variation of the propagation path as compared with the prior art, and correct weighting even if the power of PICH is increased.
  • the coefficient w can be calculated. As mentioned earlier, the PICH power m
  • the force S shown in the case of two consecutive frames is not limited to such a configuration, and may be applied to a case of n consecutive frames (n is an integer of 2 or more). it can.
  • the temporal position of the PICH for performing the replica creation propagation path estimation and noise power estimation may be at any position in the frame. In other words, even if it is located at a small time interval near the leading edge of the frame, it is located at a small time interval near the middle point of the frame, or it is located at a small time interval near the trailing edge of the frame. It ’s good.
  • the replica m is estimated more accurately (without being affected by noise) by using more PICHs to obtain the propagation path estimation value h ′ for replica creation.
  • the force creation propagation path estimation value h ′ can be obtained and depends on the propagation speed of the propagation path.
  • the noise power estimation value N, the demodulation channel estimation value h, the demodulation m channel estimation value h, and the replica creation channel estimation value h ′ are used to calculate.
  • the force described for the case where a number of pilot channels are contiguous is not limited to this, and it is also possible to use a plurality of discontinuous pilot channels.
  • FIG. 13 is a diagram showing a frame configuration according to the third embodiment of the present invention.
  • the demodulation channel estimation value h is derived, and a plurality of small time intervals t'4 in the time interval tl , T'5, t6 to m
  • Channel creation value h for replica creation using consecutive PICH included for example, PICH (1) and PICH (2), PICH (27) and PICH (28), PICH (53) and PICH (54))
  • the small time interval is the same as that described above in the description of the first embodiment.
  • the configuration of the CDMA multi-carrier signal receiver of this embodiment is the same as that of FIG. 3, and includes the antenna unit, radio frequency conversion unit, baseband signal processing unit, media access control unit shown in FIG. With its interconnection.
  • the configuration of the baseband signal processing unit of the CDMA multicarrier signal receiver of the present embodiment is the same as that of FIG. 4, and the A / D conversion unit, filter unit, GI removal unit, high speed shown in FIG. Fourier transform unit, despreading unit, weighting unit, addition unit, P / S conversion unit, decoder unit, channel estimation unit, weighting coefficient calculation unit and their interconnections
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the channel estimation unit 14a according to this embodiment.
  • the channel estimation unit 14a includes a demodulation channel estimation unit 16a, a noise power estimation unit 17a, a replica creation channel estimation unit 1 9a and a code multiplex number estimation unit 18a.
  • the demodulation channel estimation unit 16a uses the reference signal d (im
  • the carry path estimation unit 19a obtains the propagation path estimation values h ′, h ′ ′ '' for mm replica creation from a part of the reference signal d (i) and the received signal y (i) in the frame, and estimates the noise power.
  • the replica creation propagation path estimator 19a has d * (l), d * (2) and y (l), y (2) corresponding to the first symbol and the second symposium, and the 27th symposium. , 28 simponore mmmm
  • the noise power estimator 17a includes the replica creation channel estimation values h ′, h '', h ′ '' obtained by the replica creation channel estimation unit 19a, the reference signal d (i), and the received signal y (i). Using mmmmm
  • the code multiplex number estimation unit 18a estimates the code multiplex number C using the noise power estimation value N and the received signal y (i).
  • the demodulation channel estimation unit 16a and the noise power estimation unit 17a obtain the channel estimation value h and the noise power estimation value N using a symbol signal corresponding to PICH in the frame.
  • the code multiplex number C may be notified from the transmitter using a control signal.
  • the configuration of the demodulation channel estimation unit 16a is the same as that shown in Fig. 6, and includes the signal selection unit, two multipliers, an averaging unit, and their interconnections shown in Fig. 6. However, the signal selector does not use the conjugate d * (l), d * (2), d * (2 mm m m m for all reference signals for the reference signal conjugate d * (i).
  • the signal selector selects all pilot channels y (l), y (2), y (27), y (28), y (5 m m m m m m m m
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of the replica creation propagation path estimation unit 19a according to the present embodiment.
  • the replica creation propagation path estimation unit 19a includes a signal selection unit 191, multipliers 221, 222, and average unit 192c-1, 192c-2, 192c-3.
  • Signal selector 191 is known From the reference signal d (i), which is the conjugate of d (i), only the signal corresponding to PICH mm
  • the signal selection unit 191 sends a multiplier 221 to d * (l), d * (2), d * (27), d * (28), d * (53), d * (54) Is output.
  • Multiplier 22 m m m m m m m m m
  • the signal selection unit 191 also multiplies the signal corresponding to PICH in the received signal y (i) by the multiplier 22.
  • the signal selection unit 191 sends y (l), y (
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the noise power estimation unit 17a according to this embodiment.
  • the noise power estimation unit 17a includes a signal selection unit 171b, multipliers 2311, 2312, 2321, 2322, 2 331, 2332, subtracters 2313, 2323, 2333, white multipliers 2314, 2324, 2334, and an average unit 172b. Have.
  • the signal selection unit 171b obtains the first section m of the frame from the reference signal d (i) that is a known sequence.
  • multiplier 2311 Only the signal corresponding to PICH included in interval t 4 is output to multiplier 2311.
  • d (l) and d (2) are output from the signal selection unit 171b to the multiplier 2311.
  • the multiplier 2311 multiplies the signal output from the signal selection unit 171b by the scrambling code c.
  • the multiplier 2312 converts the signal output from the multiplier 2311 into m
  • a replica signal is generated by multiplying the replica generation channel estimation value h ′ estimated by the replica generation channel estimation unit 19a.
  • the signal selection unit 171b includes the PICH m included in the first interval t′4 of the received signal y (i).
  • the multiplier 2314 squares the signal output from the subtractor 2313 and outputs a signal (y (i) -h '-c -d (i)) 2 mmmm to the averaging unit 172b.
  • the averaging unit 172b obtains the signals output from the squarers 2314, 2324, and 2334 for each subcarrier, and then multiplies the number of PICH symbols selected by the signal selection unit 171b (6 in FIG. 16) by the number of subcarriers Nc.
  • the noise power estimate N per subcarrier is calculated by averaging the values.
  • M can be estimated, and the weighting coefficient w used during demodulation can be accurately determined.
  • the multicarrier signal receiver according to the present embodiment when used, it is more resistant to time fluctuations in the propagation path than that according to the conventional technology, and the power of the PICH is increased. It is possible to calculate the correct weighting coefficient w. As mentioned earlier, m
  • the noise power estimation value N is obtained using a plurality of discrete PICHs, a more accurate value can be obtained, and the correct weighting coefficient w can be calculated m. This leads to improved characteristics.
  • the force s described for a continuous channel is not limited to this.
  • a program for realizing functions such as a propagation path estimation unit, a noise power estimation unit, and a replication power generation propagation path estimation unit is recorded on a computer-readable recording medium.
  • the program recorded on this recording medium can be read into the computer system and executed to control the multicarrier signal receiver.
  • the “computer system” here includes hardware such as ⁇ S and peripheral equipment.
  • Computer-readable recording medium refers to a storage device such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM or a CD-ROM, or a hard disk incorporated in a computer system.
  • a “computer-readable recording medium” means that a program is dynamically held for a short time, like a communication line when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. And those that hold a program for a certain period of time, such as volatile memory inside a computer system as a server or client in that case.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. .
  • the present invention relates to a multi-carrier that receives radio waves transmitted using a multi-carrier scheme.
  • the present invention relates to a signal receiver and a multicarrier signal receiving method, which are applied to a mobile phone or the like.
  • noise power can be accurately obtained, so that appropriate weighting can be performed and an increase in maximum throughput can be realized.

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Abstract

　伝搬路の変動の速い場合においても、雑音電力を正確に求め、適切な重み付けを行うことにより、最大スループットの増大を実現できるマルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法を提供する。パイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より伝搬路推定値を算出する伝搬路推定部と、伝搬路推定部が算出した伝搬路推定値と、小時間間隔に含まれる受信信号と参照信号より雑音電力推定値を算出する雑音電力推定部とを有することを特徴とするマルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法である。 

Description

明 細 書
マルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、マルチキャリア方式を使用して送信される電波を受信するマルチキヤリ ァ信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法に関する。
本願は， 2005年 3月 14日に出願された特願 2005— 071579号に対して優先権を 主張するものであって，その内容をここに援用する。
背景技術
[0002] 近年、 CDMA (Code Division Multiple Access：符号分割多重接続）方式のマルチ キャリア信号受信機において、キャリア（以下で、「サブキャリア」ということがある。 )毎 に重み付けをし、復調を行うことによって最大伝送速度（最大スループット）の増大を 実現できる受信機が検討されている。重み付けの方法としては、伝搬路推定値 h と m 雑音電力推定値 Nから重み付け係数 w を求める MMSE (Minimum Mean Square Er
m
ror:最小平均自乗誤差)合成の方法が良レ、特性を得られるとされてレ、る。
上記 MMSE合成の方法を用いた CDMA方式のマルチキャリア信号受信機につ レ、ては非特許文献 1に記載されてレ、る。
[0003] また、フレームの前後にパイロットチャンネル PICHを揷入するだけでなぐフレーム の中心に PICHを揷入するフレーム構成も提案されている（非特許文献 2)。
非特許文献 1：「信学技報 RCS2001 _ 166」社団法人電子情報通信学会 2001年 1 0月発行
非特許文献 2 :「信学技報 RCS2002_85」社団法人電子情報通信学会 2002年 06 月発行
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] しかし、従来の方法では、雑音を正確に求めることができないことに起因して有効な 重み付け係数 w を正確に求めることができず、したがって期待したほどに最大スノレ m
一プットの増大を実現できないとの欠点があった。 すなわち、フレームの時間間隔は、伝搬路の変動の速い（最大ドップラー周波数が 大きレ、)場合にぉレ、ても伝搬路の変動が十分に小さくなるよう設計されるのが通常で あるため、ほとんどの場合は、フレームの前後で単調なわずかな変化が生じる力 こ れが受信信号の復調時に悪影響となることはない。しかしながら、伝搬路推定値 h と
m 実際の伝搬路の差が、フレームの中間点近傍では非常に小さいのに対し、フレーム の前後では多少の差が生じ、この差が雑音電力推定値に大きく利いてしまって、上 記欠点をもたらす原因となる。その他に、パイロットチャネル PICHの電力をデータトラ フィックチャネル DTCHの電力に比べて大きくした場合は、チャネル変動成分が、 PI CHの電力に比例するのに対し、雑音電力は PICHの電力とは独立であるため、チヤ ネル変動成分が雑音成分に比して拡大されて観測されてしまい、上記欠点の原因と なる。
[0005] 本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、伝搬路の変動の速 い場合においても、雑音電力を正確に求め、適切な重み付けを行うことにより、最大 スループットの増大を実現できるマルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号 受信方法を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0006] 本発明の第 1の態様によるマルチキャリア信号受信機は、第 1の時間間隔に含まれ るパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より伝搬路推定値を算出する伝 搬路推定部と、前記伝搬路推定部が算出した前記伝搬路推定値と、前記第 1の時間 間隔に含まれる信号のうち、前記第 1の時間間隔の中間点近傍に位置する、前記受 信信号と前記参照信号より雑音電力推定値を算出する雑音電力推定部とを有するこ とを特徴とするマルチキャリア信号受信機である。
[0007] また、本発明の第 2の態様によるマルチキャリア信号受信機は、第 1の時間間隔に 含まれるパイロットチャネルを用いて、前記受信信号と前記参照信号より復調用伝搬 路推定値を算出する復調用伝搬路推定部と、前記第 1の時間間隔の中の小時間間 隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号よりレプリカ作成用伝 搬路推定値を算出するレプリカ作成用伝搬路推定部と、前記レプリカ作成用伝搬路 推定部が算出した前記レプリカ作成用伝搬路推定値と、前記小時間間隔に含まれる 、前記受信信号と前記参照信号より、雑音電力推定値を算出する雑音電力推定部と を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信機である。
[0008] また、本発明の第 3の態様によるマルチキャリア信号受信機は、第 1の時間間隔に 含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より復調用伝搬路推定値 を算出する復調用伝搬路推定部と、前記第 1の時間間隔の中の複数の小時間間隔 に含まれるパイロットチャネルをそれぞれ用いて、前記受信信号と前記参照信号より レプリカ作成用伝搬路推定値を算出するレプリカ作成用伝搬路推定部と、前記レプリ 力作成用伝搬路推定部が算出した前記レプリカ作成用伝搬路推定値と、前記複数 の小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照信号より、前記複数の小時間間 隔毎に雑音電力成分を求め、前記雑音電力成分の平均を求めることにより、雑音電 力推定値を算出する雑音電力推定部とを有することを特徴とするマルチキャリア信号 受信機である。
[0009] また、本発明の第 1の態様によるマルチキャリア信号受信機において、前記雑音電 力推定部は、前記中間点近傍に位置する前記受信信号及び前記参照信号の範囲 を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記雑音電力推定値を算出するようにして も良い。
また、本発明の第 2又は第 3の態様によるマルチキャリア信号受信機において、前 記レプリカ作成用伝搬路推定部及び前記雑音電力推定部は、前記各小時間間隔の 範囲を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記レプリカ作成用伝搬路推定値及 び前記雑音電力推定値を算出するようにしても良い。
また、本発明の第 1ないし第 3の態様によるマルチキャリア信号受信機において、前 記第 1の時間間隔は、 1フレームの時間間隔であっても良レ、。
[0010] また、本発明の第 1の態様によるマルチキャリア信号受信方法は、伝搬路推定部に より、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号よ り伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、雑音電力推定部により、前記第 1のステ ップで算出した前記伝搬路推定値と、前記第 1の時間間隔に含まれる信号のうち、前 記第 1の時間間隔の中間点近傍に位置する、前記受信信号と前記参照信号より雑 音電力推定値を算出する第 2のステップとを有することを特徴とするマルチキャリア信 号受信方法である。
[0011] また、本発明の第 2の態様によるマルチキャリア信号受信方法は、復調用伝搬路推 定部により、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照 信号より復調用伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、レプリカ作成用伝搬路推 定部により、前記第 1の時間間隔の中の小時間間隔に含まれるパイロットチャネルを 用いて、前記受信信号と前記参照信号よりレプリカ作成用伝搬路推定値を算出する 第 2のステップと、雑音電力推定部により、前記第 2のステップで算出した前記レプリ 力作成用伝搬路推定値と、前記小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照 信号より、雑音電力推定値を算出する第 3のステップとを有することを特徴とするマル チキャリア信号受信方法である。
[0012] また、本発明の第 3の態様によるマルチキャリア信号受信方法は、復調用伝搬路推 定部により、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照 信号より復調用伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、レプリカ作成用伝搬路推 定部により、前記第 1の時間間隔の中の複数の小時間間隔に含まれるパイロットチヤ ネルを用いて、前記受信信号と前記参照信号よりレプリカ作成用伝搬路推定値を算 出する第 2のステップと、雑音電力推定部により、前記第 2のステップで算出した前記 レプリカ作成用伝搬路推定値と、前記複数の小時間間隔に含まれる、前記受信信号 と前記参照信号より、前記複数の小時間間隔毎に雑音電力成分を求め、前記雑音 電力成分の平均を求めることにより、雑音電力推定値を算出する第 3のステップとを 有することを特徴とするマルチキャリア信号受信方法である。
[0013] また、本発明の第 1の態様によるマルチキャリア信号受信方法において、前記第 2 のステップでは、前記中間点近傍に位置する前記受信信号及び前記参照信号の範 囲を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記雑音電力推定値を算出するようにし ても良い。
また、本発明の第 2又は第 3の態様によるマルチキャリア信号受信方法において、 前記第 2のステップ及び前記第 3のステップでは、前記各小時間間隔の範囲を伝搬 路の変動速度に依存して変えて、前記レプリカ作成用伝搬路推定値及び前記雑音 電力推定値を算出するようにしても良レ、。 また、本発明の第 1ないし第 3の態様によるマルチキャリア信号受信方法において、 前記第 1の時間間隔は、 1フレームの時間間隔であっても良レ、。
発明の効果
[0014] 本発明によれば、マルチキャリア信号受信機において、雑音電力を正確に求めるこ とができることに起因して、適切な重み付けを行うことができ最大スループットの増大 を実現できる。
図面の簡単な説明
[0015] [図 1]マルチキャリア信号受信機により受信するフレームの構成を、時間、周波数、コ ードの 3軸方向に展開して示す図である。
[図 2]マルチキャリア信号受信機により受信するフレームの構成を、時間軸方向に詳 細に示す図である。
[図 3]マルチキャリア信号受信機の基本的構成を示すブロック図である。
[図 4]ベースバンド信号処理部の構成を示すブロック図である。
[図 5]第 1の実施形態におけるチャネル推定部の構成を示すブロック図である。
[図 6]第 1の実施形態における伝搬路推定部の構成を示すブロック図である。
[図 7]第 1の実施形態における雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。
[図 8A]第 1の実施形態の効果を説明するための図である。
[図 8B]第 1の実施形態の効果を説明するための図である。
[図 9]第 1の実施形態の変形例におけるマルチキャリア信号受信機により受信するフ レームの構成を、時間軸方向に詳細に示す図である。
[図 10]第 2の実施形態におけるマルチキャリア信号受信機により受信するフレームの 構成を、時間軸方向に詳細に示す図である。
[図 11]第 2の実施形態におけるチャネル推定部の構成を示すブロック図である。
[図 12]第 2の実施形態の変形例におけるマルチキャリア信号受信機により受信するフ レームの構成を、時間軸方向に詳細に示す図である。
[図 13]第 3の実施形態におけるマルチキャリア信号受信機により受信するフレームの 構成を、時間軸方向に詳細に示す図である
[図 14]第 3の実施形態におけるチャネル推定部の構成を示すブロック図である。 園 15]第 3の実施形態におけるレプリカ作成用伝搬路推定部の構成を示すブロック 図である。
[図 16]第 3の実施形態における雑音電力推定部の構成を示すブロック図である。す 図である。
符号の説明
14、 14a' ··チャネル推定部、
16、 16a* ··復調用伝搬路推定部、
17、 17a' ··雑音電力推定部、
18、 18a' ··コード多重数推定部、
19、 19a' ··レプリカ作成用伝搬路推定部、
171a, 171b…信号選択部、
172a, 17213···平均化部、
191···信号選択部、
192c— 1〜： 192c— 3···平均ィ匕部、
31···信号選択部、
32〜33···乗算器、
34···平均化部、
41、 42···乗算器、
43···減算器、
44···自乗器、
221、 222…乗算器、
301···アンテナ部、
302···無線周波数変換部、
303· · 'ベースバンド信号処理部、
304· · 'メディアアクセスコントロール部、
305***A/D変換部、
306···フィルタ部、
307***GI除去部、 308 · •高速フーリエ変換部、
309 · •逆拡散部、
310 · '重み付け部、
311 · •加算部、
312 · •P/S変換部、
313 · •デコーダ部、
314· 'チャネル推定部、
315 · •重み付け係数演算部、
316 · •伝搬路推定部、
317 · •雑音電力推定部、
318 · •コード多重数推定部
発明を実施するための最良の形態
[0017] (第 1の実施形態）
図 1は、マルチキャリア信号受信機により受信するフレームの構成を示す図である。 図では、 1フレームの前後及び真ん中付近に伝搬路推定のためのパイロットチャネル PICHが時間多重されており（つまり、 1シンポノレ目、 26シンポノレ目、 27シンポノレ目、 52シンボル目の PICH (1)、 PICH (26)、 PICH (27)、 PICH (52) )、その間にデー タの伝送を行うデータトラフィックチャネル DTCHが存在する（つまり、 2〜25シンポ ノレ目、 28〜51シンポノレ目の DTCH (2)〜DTCH (25)、 DTCH (28)〜DTCH (51 ) )。この点を図 1の時間軸方向に示す。また周波数軸方向には複数のサブキャリア が並んでいる。また、異なる直交コードを用いて複数のデータトラフィックチャンネル D TCHが同一周波数、同一時間で伝送される。この点を時間軸方向と周波軸方向と に直交するコード軸方向に示す。
[0018] 図 2は、図 1のフレーム構成を取り出して示したものである。前述のように、第 1の時 間間隔 tlからなる 1フレームに含まれる全てのパイロットチャンネル PICH (つまり、 PI CH (1)、 PICH (26)、 PICH (27)、 PICH (52) )を用いて、伝搬路推定値 h を導出
m し、また、時間間隔 tlの中間点近傍に位置する時間間隔 t' l、すなわち、パイロットチ ヤンネル PICH (つまり、 PICH (26)、 PICH (27) )を用いて雑音電力推定値 Nを導 出する。なお、本願明細書において、中間点近傍とは、第 1の時間間隔 tlの中間点 を含む小時間間隔のことをいうものとする。なお、小時間間隔とは、フレーム中の時間 であって、その間のチャネル変動成分が無視可能な程度に小さい時間間隔をレ、う。 例えば、 1フレームの長さが 52シンボルに相当する場合には、 2〜： 10シンボル程度 の長さをいう。
図 3は、マルチキャリア信号受信機の概略の構成を示すブロック図である。このマル チキャリア信号受信機は、アンテナ部 301、無線周波数変換部 302、ベースバンド信 号処理部 303、メディアアクセスコントロール部 304を有する。無線周波数変換部 30 2では、アンテナ部 301より無線周波数変換部 302に入力された信号の周波数変換 を行い、ベースバンド信号処理部 303では前記無線周波数変換部 302より出力され たベースバンド信号に対して数値演算処理を行うことにより受信信号データを取り出 す。また、メディアアクセスコントロール部 304では、前記ベースバンド信号処理部 30 3より取り出された受信信号データが、制御チャンネルであるか音声信号などの伝送 データであるかの判断をし、適切な信号を受信できるように制御したり、上位層に伝 送データの受け渡しをしたりする。
図 4は、図 2のベースバンド信号処理部 303の構成を示すブロック図である。 A/D (Analog/Digital)変換部 305は、無線周波数変換部 302 (図 2)から出力される受信 信号をデジタル信号に変換する。フィルタ部 306は、 A/D (Analog/Digital)変換部 3 05から出力される信号から所望帯域の信号のみを取り出す。 GI (Guard Interval :ガ ードインターバル）除去部 307は、フィルタ部 306から出力される信号から GIを除去 する。高速フーリエ変換（FFT : Fast Fourier Transform)部 308は、 GI除去部 307力 ら出力される信号を周波数変換して、各サブキャリアの信号成分 y (i)を分波して取 m
り出す。逆拡散部 309は、高速フーリエ変換部 308から出力される信号に対して、サ ブキャリア毎に拡散コード s の乗算を行う。重み付け部 310は、逆拡散部 309から出 m
力される信号に対して、サブキャリア毎に重み付け係数 w を乗算する。加算部 311
m
は、重み付け部 310から出力される信号をサブキャリア毎に加算する。 P/S (Parallel /Serial)変換部 312は、加算部 311から出力される信号をパラレル—シリアル変換す る。デコーダ部 313は、 PZS変換部 312から出力される信号に対して復調及び誤り 訂正復号を行い、復調データを出力する。
また、チャネル推定部 314は、高速フーリエ変換部 308の出力 y (i)及び参照信号 m
d (i)を用いて、伝搬路推定値 h 、雑音電力推定値 N、コード多重数 C の推定を m m mux 行う。重み付け係数演算部 315は、チャネル推定部 314から出力される情報 h N、 m、
C に基づいて重み付け係数 w を計算し、重み付け部 310に出力する。
mux m
なお、一例として重み付け係数 w は、以下の式で表される。
m
Figure imgf000010_0001
なお、下付き文字の m(mは正の整数)はサブキャリア番号、 iは受信フレームのシン ボルの番号である。したがって、例えば、 y (i)は受信フレーム内の i番目のシンボル m
における m番目のサブキャリアの受信信号を示す。また、上付き文字の *は、共役を 示す。
[0020] 図 5は、チャネル推定部 314 (図 4)の構成を示すブロック図である。チャネル推定 部 314は、伝搬路推定部 316、雑音電力推定部 317、コード多重数推定部 318を有 する。伝搬路推定部 316は、参照信号 d (i)及び受信信号 y (i)を用いて伝搬路推 m m
定値 h を求める。なお、参照信号 d (i)は、既知の、フレーム内の i番目のスクランプ m m
リングコード c を乗算する前のパイロットチャンネル PICHシンボルであって m番目の m
サブキャリアのものを示す。雑音電力推定部 317は、伝搬路推定部 316から出力さ れる伝搬路推定値 h 、参照信号 d (i)及び受信信号 y (i)を用いて雑音電力推定 m m m
値 Nを求める。また、コード多重数推定部 318は、雑音電力推定値 N及び受信信号 y (i)を用いてコード多重数 C を推定する。なお、コード多重数 C は、コード多重 m mux mux
数推定部 318により推定せずに、制御信号を用いて送信機から通知してもよい。
[0021] 図 6は、伝搬路推定部 316 (図 5)の構成を示すブロック図である。伝搬路推定部 31 6は、信号選択部 31、乗算器 32、 33、平均化部 34を有する。信号選択部 31は、受 信信号 y (i)及び参照信号 d (i)の共役である d * (i)から、全パイロットチャンネル P m m m
ICHに相当する 1、 26、 27、 52番目のシンボルのみを取り出す。したがって、信号選 択部 31には、既知の系列である参照信号 d (i)の共役である d * (i)が入力され、 PI
m m
CHに相当する信号のみが乗算器 32に出力される。ここでは、全ての参照信号 d (1
m
)、 d (26) , d (27) , d (52)の共役 d * (l)、 d * (26)、 d * (27)、 d * (52)が乗 m m m m m m m 算器 32に対して出力される。乗算器 32では、信号選択部 31から出力される信号と、 スクランプリングコード c の共役である c *とが乗算される。また、信号選択部 31には m m
、受信信号 y (i)が入力され、受信信号 y (i)のうちノ ィロットチャネル PICHに相当 m m
する信号が乗算器 33に出力される。
つまり、信号選択部 31から乗算器 33に対して、受信信号 y (l)、y (26) , y (27)
m m m
、 y (52)の信号が出力される。したがって、乗算器 33から平均化部 34に対して、 c m m
* ' d * (i) -y (i)の信号が出力される。
m m
平均化部 34では、平均値が求められ、伝搬路推定値 h =∑c * - d * (i) -y (i) /
m m m m
Npとして出力される。ここでは、サブキャリア毎に 4シンボル分平均化され、したがつ て Np = 4である。したがって、伝搬路推定値 h (h = (h (l) +h (26) +h (27)
m m m m m
+h (52) ) /4)が求められる。
m
図 7は、雑音電力推定部 317 (図 5)の構成を示すブロック図である。雑音電力推定 部 317は、信号選択部 171a、乗算器 41、 42、減算器 43、 自乗器 44、平均化部 17 2aを有する。信号選択部 171aは、受信信号 y (i)及び参照信号 d (i)から、パイロッ m m
トチャンネル PICHの中間点近傍に位置する 26、 27番目のシンボルのみを取り出す 。したがって、信号選択部 171aには、既知の系列である参照信号 d (i)が入力され m
、フレームの中間点近傍に位置する PICHに相当する信号のみを乗算器 41に出力 する。ここでは、信号選択部 171aから乗算器 41に対して、参照信号 d (26) , d (2
m m
7)が出力される。
乗算器 41は、信号選択部 171aから出力される上述の信号と、スクランブリングコー ド c を乗算する。乗算器 42は、乗算器 41から出力される信号と、伝搬路推定部 316 m
で推定した伝搬路推定値 h を乗算することによりレプリカ信号を作成する。このレプリ m
力信号は、雑音のない伝搬状態において受信すべき理想の受信信号を示す。
減算器 43は、乗算器 42から出力されるレプリカ信号を、信号選択部 171aから出力 される、受信信号 y (i)のうちフレームの中間点近傍に位置するパイロットチャネル PI
m
CHに相当する信号力 減算して、 y (i) -h - c - d (i)を算出する。ここでは、信号 m m m m
選択部 171aから減算器 43に対して、 y (26)、 y (27)が出力される。
m m
自乗器 44は、減算器 43から出力される信号を自乗し、平均化部 172aに対して (y (i) -h - c - d (i) ) 2という信号を出力する。平均化部 172aは、自乗器 44から出力 m m m
される信号を各サブキャリアについて求めて、次に信号選択部 171aで選択された PI CHシンボル数 (図 7では 2)とサブキャリア数 Ncを乗算した値で平均化することにより 1 サブキャリア当りの雑音電力を算出し、雑音電力推定値 N=∑(y (i) -h - c - d (i
m m m m
) ) 2/ (2Nc)として出力する。
[0023] この様にフレームの前後の位置に相当する PICH (つまり、 1シンボル目と 52シンポ ノレ目の PICH)を使用せず、フレームの中間点近傍に位置する PICH (つまり、 26シン ボル目と 27シンボル目の PICH)を使用して、雑音電力の推定を行うことにより、より 正確な雑音電力の推定が可能となり、復調時に使用する重み付け係数 w を正確に m 求めることが可能となる。
図 8A及び図 8Bは、本実施形態の作用効果を図式的に説明するための図である。 図 8A,図 8Bにおいて、横軸（I軸）には、受信信号について、コサイン波で変調され た信号強度を取り、縦軸 (Q軸）にはサイン波で変調された信号強度を取る。また、デ 一タトラフィックチャネル DTCHの信号電力を、対応する信号強度の位置に、点線で 示す円によって重ねて示す。それ以外にも、ノ ィロットチャネル PICHの受信信号 (y
(i) )を +記号で示し、パイロットチャネル PICHのレプリカ信号 (h - c - d (i) )を X m m m m 記号で示す。伝搬路推定値 h をより高精度に求めるために、 PICHには、 DTCHに m
比べて大きな送信電力を割り当てているので、図において、 +記号、 X記号の位置 は、点線の円よりも原点からより離れて位置する。さらに、図に示すように、フレームの 前後の位置に相当する PICH (つまり 1シンボル目と 52シンボル目の PICH)を使用し た場合（図 8A参照）には、チャネル変動成分が拡大されることに基づいて大部分とな り、本来の雑音電力に比べて、見かけ上大きな雑音電力推定値 Nが求まってしまう欠 点がある。これに対して、フレームの中間点近傍に位置する PICH (つまり、 26シンポ ル目と 27シンボル目の PICH)を使用した場合（図 8B参照）には、チャネル変動成分 はほとんど含まれず、雑音電力が大部分となって、雑音電力推定値 Nが正確に求ま る。
[0024] これにより、本実施形態によるマルチキャリア信号受信機を用いた場合には、従来 技術による方式と比べて、伝搬路の時間変動に対して対応可能なことに起因して、 P ICHの電力を大きくとっても正しい重み付け係数 w を算出することが可能となって、 m
所期のとおり、最大伝送速度 (最大スループット）の増大を実現できる。なお、先に述 ベたとおりパイロットチャンネル PICHの電力を大きく取ることは、伝搬路推定値 h を m 正確に求める際に有効に働く。
[0025] (第 1の実施形態の変形例）
次に、図 2に示すフレーム構成の信号が 2フレーム続いて受信され、この 2フレーム に含まれるパイロットチャネル PICHを用いて伝搬路推定値 h を求める場合について m
示す。
図 9は、上記の場合のフレームの構成を示す図である。ここでは、図 9に示すように 、第 1の時間間隔 t2からなる 2フレームに含まれる全てのパイロットチャネル PICHを 用いて、伝搬路推定値 h を導出し、また、時間間隔 t2の中間点近傍に位置する小 m
時間間隔 t'2、すなわち PICH (つまり、 PICH (1 , 52) , PICH (2, 1) )を用いて雑音 電力推定値 Nを導出する場合について説明する。なお、図中の PICH (i, j)は iフレ ーム目の jシンボル目のパイロットチャネルを示す。また、以下の説明において、 h (i
m
, j)は iフレーム目の jシンポノレ目力 導出された m番目のサブキャリアの伝搬路推定 値 h 、 d (i, j)は レーム目の jシンポノレ目における m番目のサブキャリアの参照信 m m
号、 d * (i, j)は参照信号 d (i, j)の共役、 y (i, j)は iフレーム目の jシンボル目にお m m m
ける m番目のサブキャリアの受信信号を示す。
本変形例の受信機の構成は、図 3、 4と同様であり、図 3に示すアンテナ部、無線周 波数変換部、ベースバンド信号処理部、メディアアクセスコントロール部とその相互接 続とを有する。
[0026] また、本変形例のベースバンド信号処理部の構成は、図 4と同様であり、図 4に示 す A/D変換部、フィルタ部、 GI除去部、高速フーリエ変換部、逆拡散部、重み付け 部、加算部、 P/S変換部、デコーダ部、チャネル推定部、重み付け係数演算部とそ の相互接続とを有する。
[0027] 次に、チャネル推定部の構成は、図 5と同様であり、図 5に示す伝搬路推定部、雑 音電力推定部、コード多重数推定部とその相互接続とを有する。
[0028] また、伝搬路推定部の構成は、図 6と同様であり、図 6に示す信号選択部、 2つの乗 算器、平均化部とその相互接続とを有する。ただし、信号選択部は、参照信号 d (i) m については、全ての参照信号の共役 d l)、d *(1, 26)、d *(1, 27)、d *( m m m m
1, 52), d *(2, l)、d *(2, 26), d * (2, 27), d * (2, 52)を出力する。また、信 m m m m
号選択部は、受信信号 y (i)については、全てのパイロットチャネルの信号 y (1, 1) m m
、y (1, 26), y (1, 27), y (1, 52), y (2, l)、y (2, 26)、 y (2, 27)、 y (2, m m m m m m m
52)を出力する。したがって、平均化部は、全てのパイロットチャネルに相当するシン ボルについての伝搬路推定値の 8シンボル分の平均を伝搬路推定値 h (h =∑c m m m
*d *(i)y (i)ZN )として出力する。すなわち、 N =8である。
m m p p
[0029] 雑音電力推定部の構成は、図 7と同様であり、図 7に示す信号選択部、 2つの乗算 器、減算器、 自乗器、平均化部とその相互接続とを有する。ただし、信号選択部は、 参照信号 d (i)については、 1フレーム目の 52シンボル目と、 2フレーム目の 1シンポ m
ル目の参照信号 d (1, 52), d (2， 1)を出力する。また、信号選択部は、受信信号 m m
y (i)については、 1フレーム目の 52シンボル目と、 2フレーム目の 1シンボル目の受 m
信信号 y (1, 52), y (2， 1)を出力する。したがって、平均化部は、受信信号とレブ m m
リカ信号との差の自乗を各サブキャリアについて求めて、次に PICHシンボル数 (この 変形例では 2)とサブキャリア数 Ncを乗算した値で平均化した 1サブキャリア当りの雑 音電力 N(N=∑(y (i)-h -c -d (i))2/(2N))を出力する。
m m m m c
[0030] この様に 2フレームの中間点近傍に位置する PICH以外の PICHを使用せず、 2フ レームの中間点近傍に位置する PICH (つまり、 1フレーム目の 52シンボル目と 2フレ ーム目の 1シンボル目）を使用して、雑音電力推定値 Nの推定を行うことにより、より 正確な雑音電力の推定が可能となり、復調時に使用する重み付け係数 w を正確に m 求めることが可能となる。
[0031] なお、上記説明では連続した 2フレームを例に挙げて説明した力 S、これは連続した nフレーム（nは 2以上の整数）において、上記と同様の処理を行うこともできる。
[0032] また、上記説明では、連続する 2シンボルの PICHを用いて、雑音電力推定値 Nを 求めていたが、伝搬路変動が小さい場合には、より多くの PICHを用いて、雑音電力 推定値 Nを求めることにより、より正確に雑音電力推定値 Nを求めることができること から、伝搬路の変動速度に依存して、雑音電力推定値 Nを求めるパイロットチャンネ ル PICHの範囲を変えてもょレ、。
[0033] また、従来の方法を用いて求めた雑音電力推定値 Nと、本実施形態の方法を用い て求めた雑音電力推定値 Nを比較することにより、これらの差が大きければチャネル 変動が速いと判断するなど、チャネル変動の速さを推定してもよレ、。
[0034] なお、上述した実施形態では、雑音電力推定値 N、伝搬路推定値 h を算出するた m
めに使用する複数のパイロットチャネルが連続している場合について説明した力 こ れに限定されるものではなレ、。フレームの中間点近傍に位置するパイロットチャネル を使用するのであれば、連続していない複数のパイロットチャネルを使用することもで きる。
[0035] (第 2の実施形態）
図 10は、本発明の第 2の実施形態によるマルチキャリア信号受信機により受信する フレームの構成を示す図である。ここでは、第 1の時間間隔 tlからなる 1フレームに含 まれる全てのパイロットチャネル PICHを用いて、復調用伝搬路推定値 h を導出し、 m
また、時間間隔 11の中の小時間間隔 t 3に含まれる連続するパイロットチャネル PIC H (例えば、 PICH (1)、 PICH (2) )を用いてレプリカ作成用伝搬路推定値 h '及び m 雑音電力推定値 Nを導出する場合について説明する。なお、小時間間隔とは、第 1 の実施形態の説明の個所において上述したものと同様である。
[0036] 本実施形態の CDMA方式のマルチキャリア信号受信機の構成は、図 3と同様であ り、図 3に示すアンテナ部、無線周波数変換部、ベースバンド信号処理部、メディア アクセスコントロール部とその相互接続とを有する。
[0037] また、本実施形態のベースバンド信号処理部の構成は、図 4と同様であり、図 4に 示す A/D変換部、フィルタ部、 GI除去部、高速フーリエ変換部、逆拡散部、重み付 け部、加算部、 P/S変換部、デコーダ部、チャネル推定部、重み付け係数演算部と その相互接続とを有する。
[0038] しかし、本実施形態のチャネル推定部は第 1の実施形態のものとは異なった構成を 有し、これを図 11にチャネル推定部 14としてブロック図で示す。チャネル推定部 14 は、復調用伝搬路推定部 16、雑音電力推定部 17、レプリカ作成用伝搬路推定部 19 、コード多重数推定部 18を有する。復調用伝搬路推定部 16は、第 1の時間間隔 tl 力 なる 1フレームに含まれる全てのパイロットチャネルに関する参照信号 d (i)及び m 受信信号 y (i)を用いて復調用伝搬路推定値 h を求める (この復調用伝搬路推定 m m
値 h は、重み付け係数演算部（図 4の重み付け係数演算部 315)へ直接引き渡され m
る。）。レプリカ作成用伝搬路推定部 19は、フレーム中の一部の参照信号 d (i)及び m 受信信号 y (i)を用いてレプリカ作成用伝搬路推定値 h 'を求める。ここでは、レプリ m m
力作成用伝搬路推定部 19には、 1シンボル目、 2シンボル目に相当する d (l)、 d ( m m
2)及び y (1)及び y (2)が入力される。
m m
雑音電力推定部 17は、レプリカ作成用伝搬路推定部 19から出力されるレプリカ作 成用伝搬路推定値 h 'と、参照信号 d (i)、受信信号 y (i)を用いて雑音電力推定 m m m
値 Nを求める。コード多重数推定部 18は、雑音電力推定部 17から出力される雑音電 力推定値 Nと、受信信号 y (i)を用いてコード多重数 C を推定する。
m mux
なお、復調用伝搬路推定部 16、雑音電力推定部 17、レプリカ作成用伝搬路推定 部 19は、フレーム中の PICHに相当するシンボルの信号を用いてそれぞれ復調用伝 搬路推定値 h及び雑音電力推定値 N及びレプリカ作成用伝搬路推定値 h 'を求め m m ている。なお、コード多重数 C は制御信号を用いて送信機から通知するようにして mux
も良い。
[0039] 次に、復調用伝搬路推定部 16の構成について詳細に説明する。復調用伝搬路推 定部 16の構成は、第 1の実施形態による伝搬路推定部 316 (図 6参照）と同様であり 、図 6に示す信号選択部、 2つの乗算器、平均化部とその相互接続とを有する。ただ し、信号選択部は、参照信号 d (i)については、全ての参照信号の共役である d * ( m m l)、d * (2)、 d * (27)、d * (28)、d * (53)、 d * (54)を出力する。また、信号選 m m m m m
択部は、受信信号 y (i)については、全てのパイロットチャネルの信号 y (l)、y (2) m m m
、y (27) , y (28)、 y (53) , y (54)を出力する。したがって、平均化部は、全ての m m m m
パイロットチャネルに相当するシンボルについての伝搬路推定値の 6シンボル分の平 均を伝搬路推定値 h (h =∑c *d * (i) y (i) ZN )として出力する。
m m m m m p
[0040] レプリカ作成用伝搬路推定部 19 (図 11)の構成について説明する。レプリカ作成用 伝搬路推定部 19の構成は、第 1の実施形態による伝搬路推定部 316 (図 6参照）と 同様であり、図 6に示す信号選択部、 2つの乗算器、平均化部とその相互接続とを有 する。ただし、信号選択部は、参照信号 d (i)については、既知の系列である参照信 m
号 d (i)の共役である d *(i)から、 d *(l)、d * (2)のみを出力する。また、信号選 m m m m
択部は、受信信号 y (i)については、受信信号 y (i)のうち PICHに相当する信号 y
m m m
(l)、y (2)のみを出力する。したがって、平均化部は、伝搬路推定値 h '=∑c *· m m m d *(i)-y (i)/2という信号を出力する。つまり、サブキャリア毎に 2シンボル分平均 m m
化され、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '=(h '(l)+h '(2))Ζ2が求められる。
m m m
[0041] 雑音電力推定部 17の構成は、図 7と同様であり、図 7に示す信号選択部、 2つの乗 算器、減算器、 自乗器、平均化部とその相互接続とを有する。ただし、信号選択部は 、参照信号 d (i)については、既知の系列である参照信号 d (i)から、フレームの 1シ m m
ンボル目と 2シンボル目のパイロットチャネル PICHに相当する信号 d (l)、d (2)を m m 出力する。また、信号選択部は、受信信号 y (i)については、フレームの 1シンボル m
目と 2シンボル目に含まれるパイロットチャネル PICHに相当する信号 y (1)、 y (2)
m m を出力する。したがって、平均化部は、受信信号とレプリカ信号との差の自乗を各サ ブキャリアについて求めて、次に PICHシンボル数 (この実施形態では 2)とサブキヤリ ァ数 Ncを乗算した値で平均化した 1サブキャリア当りの雑音電力 N(N=∑ (y (i)
m h '-c -d (i))2/(2N))を出力する。
m m m c
[0042] この様にフレームの一部に含まれるパイロットチャネル PICH (つまり、 1シンポノレ目と
2シンボル目の PICH)を使用して、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '及び雑音電力 m
推定値 Nの推定を行うことにより、より正確な雑音電力の推定が可能となり、復調時に 使用する重み付け係数 w を正確に求めることが可能となる。
m
すなわち、従来技術におけるように、フレーム全体のパイロットチャネル PICHから 伝搬路推定値 h を求め、フレーム全体の PICHから雑音電力を推定した場合には、 m
伝搬路の微小な変動が雑音電力推定に影響を与え、正しい雑音電力を求められな 力、つたのに対し、本実施形態におけるように、フレームの一部に含まれる PICH (つま り 1シンボル目と 2シンボル目の PICH)を使用して、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '
m 及び雑音電力推定値 Nを求めた場合には、チャネル変動成分はほとんど含まれず、 雑音電力が大部分となる。また、重み付け係数 w =h */(C -h 2 + N)の h とそ m m mux m m の共役 h *として、上述の全てのパイロットチャネルについての平均値としての復調 m 用伝搬路係数 h とその共役 h *を用いるので、重み付け係数 w 力はり正確に求まる m m m
[0043] これにより、本実施形態によるマルチキャリア信号受信機を用いた場合には、従来 技術によるものと比べて、伝搬路の時間変動に対してより強くなり、ノ ィロットチヤネノレ PICHの電力を大きくとっても正しい重み付け係数 w を算出することが可能となる。
m
なお、先に述べたとおり PICHの電力を大きく取ることは、伝搬路推定値 h を正確に m 求める際に有効に働く。
[0044] (第 2の実施形態の変形例）
次に、上述した図 10に示すフレーム構成の信号が 2フレーム続いて受信され、 2フ レームに含まれる PICHを用いて復調用伝搬路推定値 h を求める場合について説 m
明する。
図 12は、本変形例によるマルチキャリア信号受信機により受信するフレームの構成 を示す図である。ここでは、図に示すように、第 1の時間間隔 t2からなる 2フレームに 含まれる全ての PICHを用いて、復調用伝搬路推定値 h を導出し、また、時間間隔 t
m
2の中の小時間間隔 t'3に含まれる連続するパイロットチャネル PICH (例えば、 PIC H (l , 53)、 PICH (1, 54) , PICH (2, 1)、 PICH (2, 2) )を用いてレプリカ作成用 伝搬路推定値 h '及び雑音電力推定値 Nを導出する場合について説明する。
m
[0045] 本変形例の CDMA方式のマルチキャリア信号受信機の構成は、図 3と同様であり
、図 3に示すアンテナ部、無線周波数変換部、ベースバンド信号処理部、メディアァ クセスコントロール部とその相互接続とを有する。
[0046] また、本実施形態のベースバンド信号処理部の構成は、図 4と同様であり、図 4に 示す A/D変換部、フィルタ部、 GI除去部、高速フーリエ変換部、逆拡散部、重み付 け部、加算部、 P/S変換部、デコーダ部、チャネル推定部、重み付け係数演算部と その相互接続とを有する。
[0047] チャネル推定部の構成は、図 11と同様であり、図 11に示す復調用伝搬路推定部、 レプリカ作成用伝搬路推定部、雑音電力推定部、コード多重数推定部とその相互接 続とを有する。ただし、以下の点で相違する。
[0048] まず、復調用伝搬路推定部の構成は、図 6と同様であり、図 6に示す信号選択部、 2つの乗算器、平均化部とその相互接続とを有するが、しかし、信号選択部は、参照 信号 d (i)については、全ての参照信号 d (1, l)、d (1, 2)、d (1, 27), d (1, 2 m m m m m
8)、d (1, 53), d (1, 54), d (2, l)、d (2， 2)、 d (2， 27), d (2, 28), d (2 m m m m m m m
, 53)、d (2， 54)の共役を出力する。また、信号選択部は、受信信号 y (i)につい m m
ては、全てのパイロットチャネルの y (1, l)、y (1, 2)、y (1, 27)、y (l， 28)、y m m m m m
(1, 53), y (1, 54), y (2, l)、y (2, 2)、 y (2, 27)、 y (2, 28)、 y (2, 53)、 m m m m m m y (2, 54)を出力する。したがって、平均化部は、全てのパイロットチャネルに相当す m
るシンボルについての伝搬路推定値の 12シンボル分の平均を伝搬路推定値 h (h m m
=∑c *d *(i)y (i)ZN )として出力する。ただし、 N =12である。
m m m p p
[0049] レプリカ作成用伝搬路推定部の構成は、第 1の実施形態による伝搬路推定部 316
(図 6参照）と同様であり、図 6に示す信号選択部、 2つの乗算器、平均化部とその相 互接続とを有するが、しかし、信号選択部は、参照信号 d (i)については、既知の系 m
列である参照信号 d (i)の共役である d *(i)から、 d *(1， 53), d *(1， 54), d *( m m m m m
2, l)、d *(2, 2)を出力する。また、信号選択部は、受信信号 y (i)については、受 m m 信信号 y (i)のうち PICHに相当する信号 y (1, 53), y (1, 54)、 y (2， l)、y (2 m m m m m
, 2)を出力する。したがって、平均化部は、伝搬路推定値 h ， =∑c *'d *(i)-y (i m m m m
)/4という信号を出力する。つまり、フレーム毎に 4シンボル分平均化され、伝搬路 推定値 h ， = (h ， (1, 53) +h ， (1, 54) +h ， (2, 1) +h ， (2, 2))/4が求めら m m m m m
れる。
[0050] 雑音電力推定部の構成は、図 7と同様であり、図 7に示す信号選択部、 2つの乗算 器、減算器、 自乗器、平均化部とその相互接続とを有するが、ただし、信号選択部は 、参照信号 d (i)については、既知の系列である参照信号 d (i)から、 1フレーム目の m m
53シンボル目と 54シンポノレ目、 2フレーム目の 1シンボル目と 2シンボル目のパイロッ トチャネル PICHに相当する信号 d (1, 53), d (1, 54), d (2, l)、d (2, 2)を出 m m m m
力する。また、信号選択部は、受信信号 y (i)については、 1フレーム目の 53シンポ m
ノレ目と 54シンポノレ目、 2フレーム目の 1シンボル目と 2シンボル目に含まれるパイロッ トチャネル PICHに相当する信号 y (1， 53), y (1, 54)、 y (2, l)、y (2, 2)を出 m m m m
力する。したがって、平均化部は、受信信号とレプリカ信号との差の自乗を各サブキ ャリアについて求め、次に PICHシンボル数 (この変形例では 4)とサブキャリア数 Nc を乗算した値で平均化した 1サブキャリア当りの雑音電力 N=∑ (y (i)— h ' - c - d
m m m m
(i) ) 2/ (4Nc)を出力する。
[0051] この様にフレームの一部に含まれる PICH (つまり、 1フレーム目の 53シンボル目と
54シンボル目、及び 2フレーム目の 1シンポノレ目と 2シンボル目の PICH)を使用して 、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '及び雑音電力推定値 Nを推定することにより、より m
正確な雑音電力を推定することが可能となり、復調時に使用する重み付け係数 w を m 正確に求めることができる。
従来技術の説明で述べたようにフレーム全体の PICHから伝搬路推定値 h を求め m
、フレーム全体の PICHから雑音電力を推定した場合には、伝搬路の微小な変動が 雑音電力推定に影響を与え、正しい雑音電力を求められなかったのに対し、本変形 例のように、フレームの一部に合まれる PICH (つまり 1フレーム目の 53シンボル目と 54シンボル目、及び 2フレーム目の 1シンポノレ目と 2シンボル目の PICH)を使用して 、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '及び雑音電力推定値 Nを求めた場合には、チヤ m
ネル変動成分はほとんど含まれず、雑音電力が大部分となる。
[0052] これにより、本変形例のマルチキャリア信号受信機を用いた場合には、従来技術と 比べて、伝搬路の時間変動に対してより強くなり、 PICHの電力を大きくとっても正し い重み付け係数 w を算出することが可能となる。なお、先に述べたとおり PICHの電 m
力を大きく取ることは、伝搬路推定値 h を正確に求める際に有効に働く。
m
[0053] なお、上記説明では連続した 2フレームの場合を示した力 S、このような構成に限定さ れるものではなぐ連続した nフレーム（nは 2以上の整数）の場合に適用することもで きる。
また、上記第 2の実施形態より明ら力、なように、上記レプリカ作成用伝搬路推定及び 雑音電力推定を行う PICHの時間的な位置は、フレームのどの位置にあってもよい。 つまり、フレームの先端近傍の小時間間隔に位置していても、フレームの中間点近傍 の小時間間隔に位置してレ、ても、フレームの後端近傍の小時間間隔に位置してレ、て あよい。
[0054] また、上述した実施形態では、連続する 2シンボルまたは 4シンボルのパイロットチヤ ネル PICHを用いて、レプリカ作成用伝搬路推定値 h '及び雑音電力推定値 Nを求 m
めていたが、伝搬路変動が小さい場合には、より多くの PICHを用いて、レプリカ作成 用伝搬路推定値 h 'を求めることにより、より正確に (雑音の影響を受けずに)レプリ m
力作成用伝搬路推定値 h 'を求めることができ、伝搬路の変動速度に依存して、レブ m
リカ作成用伝搬路推定値 h '及び雑音電力推定値 Nを求める PICHの範囲を変える m
ことちできる。
[0055] なお、上述した実施形態では、雑音電力推定値 N、復調用伝搬路推定値 h 、復調 m 用伝搬路推定値 h 、レプリカ作成用伝搬路推定値 h 'を算出するために使用する複 m m
数のパイロットチャネルが連続している場合について説明した力 これに限定されるも のではなぐ連続していない複数のパイロットチャネルを使用することも可能である。
[0056] (第 3の実施形態）
図 13は、本発明の第 3の実施形態によるフレーム構成を示す図である。ここでは、 第 1の時間間隔 tlからなる 1フレームに含まれる全ての PICHを用いて、復調用伝搬 路推定値 h を導出し、また、時間間隔 tlの中の複数の小時間間隔 t'4、 t'5、 t 6に m
含まれる連続する PICH (例えば、 PICH (1)及び PICH (2)、 PICH (27)及び PICH (28)、 PICH (53)及び PICH (54) )をそれぞれ用いてレプリカ作成用伝搬路推定 値 h '、 h ' '、 h ' ' '及び雑音電力推定値 Nを導出する場合について説明する。な m m m
お、小時間間隔とは、第 1の実施形態の説明個所において上述のものと同様である。
[0057] 本実施形態の CDMA方式のマルチキャリア信号受信機の構成は、図 3と同様であ り、図 3に示すアンテナ部、無線周波数変換部、ベースバンド信号処理部、メディア アクセスコントロール部とその相互接続とを有する。
また、本実施形態の上記 CDMA方式のマルチキャリア信号受信機のベースバンド 信号処理部の構成は、図 4と同様であり、図 4に示す A/D変換部、フィルタ部、 GI 除去部、高速フーリエ変換部、逆拡散部、重み付け部、加算部、 P/S変換部、デコ ーダ部、チャネル推定部、重み付け係数演算部とその相互接続とを有する
[0058] ただし、チャネル推定部は図 14に示す構成を示す。すなわち、図 14は、本実施形 態によるチャネル推定部 14aの構成を示すブロック図である。チャネル推定部 14aは 、復調用伝搬路推定部 16a、雑音電力推定部 17a、レプリカ作成用伝搬路推定部 1 9a、コード多重数推定部 18aを有する。復調用伝搬路推定部 16aは、参照信号 d (i m
)及び受信信号 y (i)を用いて復調用伝搬路推定値 h を求める。レプリカ作成用伝 m m
搬路推定部 19aは、フレーム中の一部の参照信号 d (i)及び受信信号 y (i)からレ m m プリカ作成用伝搬路推定値 h '、h ' '''を求め、雑音電力推定部 17aに対し m m m
て出力する。ここでは、レプリカ作成用伝搬路推定部 19aは、 1シンボル目、 2シンポ ノレ目に相当する d *(l)、 d *(2)及び y (l)、y (2)と、 27シンポノレ目、 28シンポノレ m m m m
目に木目当する d *(27)、 d *(28)及び y (27)、 y (28)と、 53シンポノレ目、 54シン m m m m
ボル目に相当する d *(53), d *(54)及び y (53), y (54)を用いてレプリカ作成 m m m m
用伝搬路推定値 h ''、h '''を求める。
m m m
雑音電力推定部 17aは、レプリカ作成用伝搬路推定部 19aで求めたレプリカ作成 用伝搬路推定値 h '、h ''、h '''、参照信号 d (i)及び受信信号 y (i)を用いて雑 m m m m m
音電力推定値 Nを求める。コード多重数推定部 18aは、雑音電力推定値 N及び受信 信号 y (i)を用いてコード多重数 C を推定する。
m mux
なお、復調用伝搬路推定部 16a、雑音電力推定部 17aは、フレーム中の PICHに 相当するシンボルの信号を用いて伝搬路推定値 h 、雑音電力推定値 Nを求める。
m
なお、コード多重数 C は制御信号を用いて送信機から通知するようにしてもよい mux
[0059] また、復調用伝搬路推定部 16aの構成は、図 6と同様であり、図 6に示す信号選択 部、 2つの乗算器、平均化部とその相互接続とを有する。ただし、信号選択部は、参 照信号の共役 d * (i)については、全ての参照信号の共役 d *(l)、 d *(2)、 d *(2 m m m m
7)、 d *(28)、 d *(53)、 d * (54)を出力する。また、信号選択部は、受信信号 y ( m m m m i)については、全てのパイロットチャネルの y (l)、y (2)、y (27)、 y (28), y (5 m m m m m
3)、 y (54)を出力する。したがって、平均化部は、全てのパイロットチャネルに相当 m
するシンボルについての伝搬路推定値の 6シンボル分の平均を伝搬路推定値 h = ( m h (1) +h (2) +h (27) +h (28) +h (53) +h (54) ) Z6として出力する。 m m m m m m
[0060] 図 15は、本実施形態によるレプリカ作成用伝搬路推定部 19aの構成を示すブロッ ク図である。レプリカ作成用伝搬路推定部 19aは、信号選択部 191、乗算器 221、 2 22、平均ィ匕部 192c— 1、 192c— 2、 192c— 3を有する。信号選択部 191は、既知 の系列である参照信号 d (i)の共役である d (i)から、 PICHに相当する信号のみ m m
乗算器 221に対して出力する。ここでは、信号選択部 191は乗算器 221に対して、 d *(l), d *(2), d *(27), d *(28), d *(53)、d * (54)を出力する。乗算器 22 m m m m m m
1は、信号選択部 191から出力される信号と、スクランプリングコード c の共役である c
m
*を乗算する。
m
また、信号選択部 191は、受信信号 y (i)のうち PICHに相当する信号を乗算器 22
m
2に対して出力する。ここでは、信号選択部 191は乗算器 222に対して、 y (l)、y (
m m
2)、y (27), y (28)、 y (53), y (54)を出力する。
m m m m
乗算器 222は、信号選択部 191から出力される信号と、乗算器 221から出力される 信号を乗算し、 c *'d *(i)-y (i)を算出する。この c *'d *(i)-y (i)のうち、 i=l， m m m m m m
2の信号は平均化部 192c_lに出力され、 i = 27， 28の信号は平均化部 192c_2 に出力され、 i=53, 54の信号は平均化部 192c_3に出力される。
平均化部 192c— 1は、乗算器 222から出力される信号を平均化し、レプリカ作成 用伝搬路推定値 h ' =∑c *-d *(i)-y (i)/2を出力する。ただし、 i=l， 2である m m m m また、平均化部 192c— 2は、乗算器 222から出力される信号を平均化し、レプリカ 作成用伝搬路推定値 h " =∑c *-d *(i)-y (i)/2を出力する。
m m m m
ただし、 i = 27, 28である。
また、平均化部 192c— 3は、乗算器 222から出力される信号を平均化し、レプリカ 作成用伝搬路推定値 h "' =∑c *-d *(i)-y (i)/2を出力する。ただし、 i=53
m m m m
, 54である。
図 16は、本実施形態による雑音電力推定部 17aの構成を示すブロック図である。 雑音電力推定部 17aは、信号選択部 171b、乗算器 2311、 2312, 2321, 2322, 2 331、 2332、減算器 2313、 2323、 2333、 白乗器 2314、 2324、 2334、平均ィ匕部 172bを有する。
信号選択部 171bは、既知の系列である参照信号 d (i)から、フレームの第 1の区 m
間 t 4に含まれる PICHに相当する信号のみを乗算器 2311に対して出力する。ここ では、信号選択部 171bから乗算器 2311に対して、 d (l)、d (2)が出力される。 乗算器 2311では、信号選択部 171bから出力される信号に対してスクランプリング コード c をそれぞれ乗算する。乗算器 2312は、乗算器 2311から出力される信号に m
対して、レプリカ作成用伝搬路推定部 19aで推定したレプリカ作成用伝搬路推定値 h 'を乗算することによりレプリカ信号を作成する。
m
また、信号選択部 171bは、受信信号 y (i)のうち第 1の区間 t'4に含まれる PICH m
に相当する信号 (ここでは y (l)、y (2))を減算器 2313に対して出力する。減算器 m m
2313は、信号選択部 171bから出力される信号から、乗算器 2312から出力される信 号を減算し、 y (i)-h '-c -d (i)という信号を自乗器 2314に対して出力する。 自 m m m m
乗器 2314は、減算器 2313から出力される信号を自乗し、 (y (i) -h '-c -d (i))2 m m m m という信号を平均化部 172bに対して出力する。
上述した第 1の区間 t'4における処理と同様の処理を、第 2の区間 t'5(参照信号 d m
(27), d (28)及びレプリカ作成用伝搬路推定値 h ''及び受信信号 y (27), y (2 m m m m
8)を使用)において行う。また、上述した第 1の区間における処理と同様の処理を、第 3の区間 t'6(参照信号 d (53), d (54)及びレプリカ作成用伝搬路推定値 h '''及 m m m び受信信号 y (53), y (54)を使用)でも行う。
m m
平均化部 172bは、 自乗器 2314、 2324、 2334から出力される信号を各サブキヤリ ァについて求め、次に信号選択部 171bで選択された PICHシンボル数（図 16では 6 )にサブキヤリァ数 Ncを乗算した値で平均化することにより 1サブキヤリァ当りの雑音 電力推定値 Nを算出する。
[0062] この様にフレームの一部に含まれる PICHを使用して、レプリカ作成用伝搬路推定 値 h \h '\h '''及び雑音電力推定値 Nを求めることにより、より正確な雑音電力 m m m
の推定が可能となり、復調時に使用する重み付け係数 w を正確に求めることができ m
る。
[0063] これにより、本実施形態によるマルチキャリア信号受信機を用いた場合は、従来技 術によるものと比べて、伝搬路の時間変動に対してより強くなり、 PICHの電力を大き くとつても正しい重み付け係数 w を算出することが可能となる。なお、先に述べたと m
おり PICHの電力を大きく取ることは、伝搬路推定値 h を正確に求める際に有効に m
働く。 さらに、第 2の実施形態に比べ、複数の離散した PICHを使用して雑音電力推定値 Nを求めるため、より正確な値を求めることが可能となり、正しい重み付け係数 w を m 算出することが可能となり、特性の向上につながる。
[0064] なお、上述した実施形態では、雑音電力推定値 N、復調用伝搬路推定値 h 、レブ m リカ作成用伝搬路推定値 h '、 h ' '、 h ' ' 'を算出するために使用する複数のパイ口 m m m
ットチャネルが連続している場合について説明した力 s、これに限定されるものではな レ、。
[0065] なお、以上説明した実施形態において、伝搬路推定部、雑音電力推定部、レプリ 力作成用伝搬路推定部などの機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み 取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンビユー タシステムに読み込ませ、実行することによりマルチキャリア信号受信機の制御を行 つてもよレ、。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、〇Sや周辺機器等のハード ウェアを含むものとする。
[0066] また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気 ディスク、 ROM, CD— ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハー ドディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」 とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを 送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、そ の場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように 、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、 前述した機能の一部を実現するためのものであっても良ぐさらに前述した機能をコ ンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できる ものであっても良い。
[0067] 以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきた力 具体的な構 成はこの実施形態に限られるものではなぐこの発明の要旨を逸脱しない範囲の設 計等も含まれる。
産業上の利用可能性
[0068] 本発明は、マルチキャリア方式を使用して送信される電波を受信するマルチキヤリ ァ信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法に関し、携帯電話などに適用される ものである。本発明によれば、マルチキャリア信号受信機において、雑音電力を正確 に求めることができることに起因して、適切な重み付けを行うことができ最大スループ ットの増大を実現できる。

Claims

請求の範囲
[1] 第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より伝 搬路推定値を算出する伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部が算出した前記伝搬路推定値と、前記第 1の時間間隔に含ま れる信号のうち、前記第 1の時間間隔の中間点近傍に位置する、前記受信信号と前 記参照信号より雑音電力推定値を算出する雑音電力推定部と、
を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信機。
[2] 第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より復 調用伝搬路推定値を算出する復調用伝搬路推定部と、
前記第 1の時間間隔の中の小時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、前 記受信信号と前記参照信号よりレプリカ作成用伝搬路推定値を算出するレプリカ作 成用伝搬路推定部と、
前記レプリカ作成用伝搬路推定部が算出した前記レプリカ作成用伝搬路推定値と 、前記小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照信号より、雑音電力推定値 を算出する雑音電力推定部と、
を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信機。
[3] 第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信信号と参照信号より復 調用伝搬路推定値を算出する復調用伝搬路推定部と、
前記第 1の時間間隔の中の複数の小時間間隔に含まれるパイロットチャネルをそれ ぞれ用いて、前記受信信号と前記参照信号よりレプリカ作成用伝搬路推定値を算出 するレプリカ作成用伝搬路推定部と、
前記レプリカ作成用伝搬路推定部が算出した前記レプリカ作成用伝搬路推定値と 、前記複数の小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照信号より、前記複数 の小時間間隔毎に雑音電力成分を求め、前記雑音電力成分の平均を求めることに より、雑音電力推定値を算出する雑音電力推定部と、
を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信機。
[4] 前記雑音電力推定部は、前記中間点近傍に位置する前記受信信号及び前記参 照信号の範囲を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記雑音電力推定値を算出 することを特徴とする請求項 1に記載のマルチキャリア信号受信機。
[5] 前記レプリカ作成用伝搬路推定部及び前記雑音電力推定部は、前記各小時間間 隔の範囲を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記レプリカ作成用伝搬路推定 値及び前記雑音電力推定値を算出することを特徴とする請求項 2または 3に記載の マルチキャリア信号受信機。
[6] 前記第 1の時間間隔は、 1フレームの時間間隔であることを特徴とする請求項 1から
3のレ、ずれかに記載のマルチキャリア信号受信機。
[7] 伝搬路推定部により、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、受信 信号と参照信号より伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、
雑音電力推定部により、前記第 1のステップで算出した前記伝搬路推定値と、前記 第 1の時間間隔に含まれる信号のうち、前記第 1の時間間隔の中間点近傍に位置す る、前記受信信号と前記参照信号より雑音電力推定値を算出する第 2のステップと、 を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信方法。
[8] 復調用伝搬路推定部により、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用い て、受信信号と参照信号より復調用伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、 レプリカ作成用伝搬路推定部により、前記第 1の時間間隔の中の小時間間隔に含 まれるパイロットチャネルを用いて、前記受信信号と前記参照信号よりレプリカ作成用 伝搬路推定値を算出する第 2のステップと、
雑音電力推定部により、前記第 2のステップで算出した前記レプリカ作成用伝搬路 推定値と、前記小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照信号より、雑音電 力推定値を算出する第 3のステップと、
を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信方法。
[9] 復調用伝搬路推定部により、第 1の時間間隔に含まれるパイロットチャネルを用い て、受信信号と参照信号より復調用伝搬路推定値を算出する第 1のステップと、 レプリカ作成用伝搬路推定部により、前記第 1の時間間隔の中の複数の小時間間 隔に含まれるパイロットチャネルを用いて、前記受信信号と前記参照信号よりレプリカ 作成用伝搬路推定値を算出する第 2のステップと、
雑音電力推定部により、前記第 2のステップで算出した前記レプリカ作成用伝搬路 推定値と、前記複数の小時間間隔に含まれる、前記受信信号と前記参照信号より、 前記複数の小時間間隔毎に雑音電力成分を求め、前記雑音電力成分の平均を求 めることにより、雑音電力推定値を算出する第 3のステップと、
を有することを特徴とするマルチキャリア信号受信方法。
[10] 前記第 2のステップにおいて、前記中間点近傍に位置する前記受信信号及び前記 参照信号の範囲を伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記雑音電力推定値を算 出することを特徴とする請求項 7に記載のマルチキャリア信号受信方法。
[11] 前記第 2のステップ及び前記第 3のステップにおいて、前記各小時間間隔の範囲を 伝搬路の変動速度に依存して変えて、前記レプリカ作成用伝搬路推定値及び前記 雑音電力推定値を算出することを特徴とする請求項 8又は 9に記載のマルチキャリア 信号受信方法。
[12] 前記第 1の時間間隔は、 1フレームの時間間隔であることを特徴とする請求項 7から 9のいずれかに記載のマルチキャリア信号受信方法。
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