WO2006097328A2 - Anordnung mit spannungskonverter zur spannungsversorgung einer elektrischen last und verfahren - Google Patents

Anordnung mit spannungskonverter zur spannungsversorgung einer elektrischen last und verfahren Download PDF

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WO2006097328A2
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Peter Trattler
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Austriamicrosystems Ag
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Definitions

  • the present invention relates to an arrangement with voltage converter for supplying power to an electrical load and a method for supplying power to an electrical load.
  • the arrangement can be used in the supply of light emitting diodes, abbreviated LEDs, as used for example in portable telephones and digital cameras.
  • Voltage converters commonly referred to as direct current / direct current converters, or DC / DC converters for short, are commonly used to convert a low to a higher voltage. The ratio of the output voltage to the input voltage can often be adjusted by selecting a multiplication factor. Voltage converters are used, for example, in generating flashes with an LED and the backlight of a display.
  • Portable devices are usually powered by a battery and thus have no constant voltage for the electrical load to be supplied, such as an LED.
  • the function of the load should not be influenced by a decreasing input voltage. For this reason, voltage converters with an additional circuit for adjusting the
  • Multiplication factor operated. If several LEDs of different types or with specimen scattering are operated in parallel, it may happen that the multiplication factor has to be increased in order to operate a LED with a high threshold voltage. This results in a deteriorated efficiency of the overall arrangement.
  • the object of the present invention is to provide an arrangement for the power supply of one or more loads which require a higher voltage with improved efficiency.
  • an arrangement comprising: - a voltage converter, which is connected at one output to a terminal of a series circuit, comprising means for connecting an electrical load and a current sink, and whose output voltage is a function of an input voltage and of a current Multiplication factor,
  • a first comparator which is coupled at a sampling input with the current sink for supplying a current sink voltage and which is set up to compare the current sink voltage with a lower threshold value
  • a second comparator which is coupled at a sampling input with the current sink for supplying the current sink voltage, to which a signal derived from the input voltage can be supplied at a further sampling input, which is used to determine an upper threshold value as a function of the current multiplication factor, a new, smaller multiplication factor, the predetermined lower threshold value and the signal derived from the input voltage is set up and which is set up to compare the current sink voltage with the upper threshold value
  • a selection logic which is connected to outputs of the first and second comparators and to a control input of the voltage converter for specifying the current multiplication factor and is designed to specify a new, larger multiplication factor compared to the current multiplication factor of a set of selectable values of the multiplication factor, when the current sink voltage falls below the lower threshold, and for setting the new, smaller multiplication factor, when the current sink voltage exceeds
  • the voltage converter generates an output voltage which drops above the electrical load and the current sink. Idealized applies
  • U OUT is the output voltage of the voltage converter
  • m is the multiplication factor
  • U IN is the input voltage of the voltage converter
  • U SINK is the voltage across the current sink, referred to herein as the current sink voltage
  • U L is the voltage across the electrical load.
  • the electrical load can consist of several series-connected electrical components.
  • the current sink By means of the current sink, the current is kept constant by the electrical load. If the output voltage of the voltage converter rises, the current sink serves to absorb the surplus voltage. This avoids that the voltage across the electrical load and the current through the electrical load are increased. The voltage over the electrical Load and the current through the electrical load are thus practically constant.
  • the current sink voltage is fed to a comparator, which gives a signal when the current sink voltage drops below a lower threshold value.
  • the lower threshold depends on the implementation of the selected power source. In this case, the electrical load is no longer sufficiently supplied and the multiplication factor is increased.
  • the current sink voltage is also applied to a second comparator which compares the current sink voltage to an upper threshold. If the current sink voltage exceeds the upper threshold, the second comparator will enter
  • the voltage converter is set up so that it can generate integer multiplication factors without additional switching effort.
  • the electrical load is connected to the reference potential terminal.
  • the current sink voltage results from the difference between the potential of the output voltage terminal of the voltage converter and the potential of a circuit node of the series circuit formed between the electric load and the current sink.
  • the electrical load may be connected to the output of the voltage converter.
  • the current sink voltage in this case is the potential difference between the potential of the circuit node of the series circuit formed between the electric load and the current sink, and the reference potential.
  • the lower threshold is a function of the required current and the realization of the current sink.
  • the upper threshold is determined as follows:
  • U OSW is the upper threshold
  • U USW is the lower threshold
  • U IN is the input voltage
  • m ACT is the current multiplication factor
  • m NEW is the new, smaller multiplier factor.
  • the difference of the current multiplication factor and the new, smaller multiplication factor is 1. This results in the simple equation that the upper threshold is equal to the sum of the lower threshold and the input voltage.
  • the arrangement in a preferred development for operating a further series connection the means for connecting the further electrical load and the further current sink is advantageous has designed.
  • the arrangement is supplemented with a further first comparator and a further second comparator.
  • the further first comparator compares the further current sink voltage with a further lower threshold value, which can advantageously assume a value other than the lower threshold value.
  • the further second comparator compares the further current sink voltage with a further upper threshold value.
  • the selection logic now links the results of the various comparators and determines a new multiplication factor.
  • a plurality of further electrical loads and the associated several further series circuits can be interconnected and operated in a corresponding manner.
  • the new multiplication factor can be determined by setting a higher multiplication factor if the current sink voltage is less than the lower threshold value and the further current sink voltage is less than the further lower threshold value.
  • the new multiplication factor can be determined by setting a lower multiplication factor if the current sink voltage is greater than the upper threshold value and the further current sink voltage is greater than the further upper threshold value.
  • the voltage converter comprises: a first stage coupled at its input to an input of the voltage converter and comprising a first capacitor and first switching means; a second stage connected at its input to a first stage output and at its output Output is coupled to the output of the voltage converter and comprises a second capacitor and a second switching means, and a control unit connected to the control input of the voltage converter and to the first and second switching means.
  • the preferred voltage converter thus has stages that are constructed in an identical manner.
  • the coupling of the first stage with the input voltage and the coupling of the second stage with the output of the voltage converter can be carried out by further stages. If the multiplication factor achievable with these steps is sufficiently high, the coupling can be realized by a simple connection.
  • the coupling may include a switching means.
  • the coupling may be formed instead of a simple connection through a smoothing circuit with a capacitor acting as a low pass.
  • the coupling can be formed by a circuit which acts as a higher-order low-pass filter.
  • a switching means for one stage of the voltage converter has three switches. The first
  • the electrode of the first capacitor is connected to the input of the first stage via a first transfer switch and to the output of the first stage in a connection without a switch.
  • the second electrode of the first capacitor is connected to a first reference potential switch with a reference potential terminal and with a first lift switch to the input voltage terminal of the voltage converter.
  • the control unit switches in a first clock phase, the first lift switch in an open switching state and the first transfer switch and the first reference potential switch in a closed switching state. In a second clock phase, the control unit switches the first transfer switch and the first reference potential switch into an open switching state and the first lift switch into a closed switching state.
  • the second switching means is constructed in an analogous manner as the first switching means.
  • the second switching means thus comprises a second transfer switch, a second reference potential switch and a second lift switch.
  • the control unit switches in the first clock phase, the second transfer switch and the second reference potential switch in an open switching state and the second lift switch in a closed switching state.
  • the control unit switches the second transfer switch and the second reference potential switch in a closed switching state and the second lift switch in an open
  • the first capacitor is charged, with the first electrode being at the potential of the input voltage and the second electrode being at the reference potential.
  • the second electrode of the first capacitor is raised to the potential of the input voltage. Since the voltage across a capacitor also has a steady course during switching operations, the first electrode of the first capacitor is thus at twice the potential of the input voltage.
  • opening the second transfer switch charge can be pushed from the first capacitor to the second capacitor. This The process repeats periodically so that after a series of clock phases the output of the first stage is at twice the value of the input voltage and the output of the second stage is three times the value of the input voltage.
  • N-1 stages are necessary.
  • the second switching means is advantageously equipped with only one switch.
  • the first electrode of the second capacitor is provided in analogy to the first switching means with a transfer switch connecting the first electrode of the second capacitor to the input of the second stage and a connection connecting the first electrode to the output of the second stage ,
  • the second electrode of the second capacitor can be coupled to the input voltage. Since the input voltage can be subject to fluctuations, the second electrode is advantageously coupled to the reference potential terminal.
  • the control unit switches the second transfer switch to the open switching state in the first clock phase and to the closed switching state in the second clock phase. In this connection, the second switching means has a lower fluctuation of the output voltage than a switching means which comprises a plurality of switches.
  • control unit By means of the control unit, a new, smaller multiplication factor can be set by the second
  • Transfer switch is closed in the first and in the second clock phase.
  • the voltage at the input of the first stage will now cause both the first condensing charged as well as the second capacitor.
  • the second electrode of the first and the second capacitor is raised by the parallel opening of the first and second reference potential switch and by the parallel closing of the first and second lift switch, so that the first and the second capacitor charge at the output of the second Stage is delivered.
  • the first capacitor is advantageously shut down. This happens, for example, in that the first lift switch and the first reference potential switch are open to silence the first capacitor. This ensures that when switching not the second electrode of the first capacitor is charged to the input voltage and then this charge is supplied to the reference potential. By decommissioning the first capacitor thus the efficiency of energy utilization is increased.
  • the potential of the second electrode may be defined and left unsteady by closing the lift switch and the reference potential switch open.
  • the load on the input voltage can be further reduced by opening the lift switch instead of the reference potential switch and closing the reference potential switch instead of the lift switch.
  • the second capacitor instead of the first capacitor can be shut down in order to increase the efficiency.
  • the closing of the second transfer switch to take effect of the new, smaller multiplication factor can, in the case of a ner greater number of stages at different points in this series connection of stages are performed. Preferably, those stages that are closest to the output of the voltage converter are shut down.
  • the transfer switches In order to be able to set the actual multiplication factor to a value which is not smaller than the value N by 1, but by a value L, the value N being achievable with a voltage converter comprising NI stages, the transfer switches must be of L stages in the be closed first and in the second clock phase.
  • the transfer switch which is not immediately adjacent, can advantageously be closed first.
  • the second transfer switch is in this case open in one clock phase and closed in the other clock phase.
  • the various switches in the time sequence are controlled so that a high energy efficiency is achieved.
  • Non-overlap texts must be adhered to, so that the opening of the transfer switch, which can be opened in one clock phase, is completed before the closing of the transfer cycle same transfer phase begins to close transfer switch. This avoids that the energy of the capacitor of a stage is passed on to the input of the stage instead of to the output of the stage.
  • the transfer, reference potential and lift switches each comprise a field effect transistor.
  • the threshold voltage of the field effect transistors and the charge type can be selected with advantage in such a way that the current flow from the input voltage through the lift transistor and via the reference potential transistor to the reference potential is kept extremely small.
  • the lifting and the reference potential switch as an inverter, which is in the complementary metal-oxide-semiconductor technology, English Complementary Metal-Oxide-Semiconductor Technology, abbreviated CMOS technology, manufactured, this is the case.
  • the proposed principle has advantages: a significantly improved efficiency in energy use, an improved area utilization on the chip due to the elimination of current sinks.
  • Figure 1 shows a block diagram of an embodiment of the arrangement with voltage converter and power supply of an electrical load.
  • Figure 2 shows a block diagram of a second embodiment of the arrangement with voltage converter, namely for supplying a plurality of electrical loads.
  • FIG. 3 shows an exemplary profile of the current sink voltage at an increasing and a decreasing input voltage.
  • FIG. 4a shows a first switching state of a first and a second stage of an exemplary voltage converter.
  • FIG. 4b shows the second switching state of the steps of FIG. 4a.
  • Figure 5 shows a stage as it is preferably used as the last stage before the output of the voltage converter.
  • FIG. 6 shows a block diagram of an exemplary embodiment of the voltage converter in seven stages.
  • FIGS. 7a to 7c show a circuit diagram of an embodiment of the seven-stage voltage converter in one example, wherein the switches are formed by field effect transistors, and two circuit diagrams of embodiments of a builing terminal of a field effect transistor.
  • FIG. 1 shows a voltage converter 1 which can be connected to an input voltage U IN at a first input and which is connected to a series circuit at an output.
  • the voltage U OUT at the output of the voltage converter 1 has a function of the voltage at the first input U IN and of a multiplication factor m.
  • the series circuit comprises means for connecting an electrical load 2 and a current sink 3.
  • the electrical load 2 is further connected to the output of the voltage converter 1 and the current sink 3 to the reference potential terminal 8.
  • the current sink voltage U SINK is compared by a first comparator 4 with a lower threshold U USW and by a second comparator 5 with an upper threshold U OSW .
  • the results of the two comparators 4, 5 are supplied to a selection logic 6, which forwards the current multiplication factor m to the voltage converter 1.
  • the upper threshold U OSW is a function of the lower threshold Uusw of the adjustable multiplication factors and a quantity derivable from the input voltage U IN .
  • the input voltage U IN is the second comparator
  • the second comparator 5 is coupled to the selection logic 6 and the selection logic 6 to the first input of the voltage converter 1.
  • the second comparator 5 may be coupled directly to the input voltage U IN . Since the output voltage U OUT is a function of the input voltage U IN , the output voltage U OUT can also be supplied to the second comparator 5 in a further alternative embodiment.
  • FIG. 2 The arrangement in Figure 2 is a development of the arrangement of Figure 1.
  • the arrangement of Figure 2 is largely consistent with the arrangement of Figure 1 and will not be described at this point again.
  • Two series circuits are connected to the voltage converter 1 in the exemplary embodiment according to FIG. 2, each comprising a means for connecting an electrical load 2, 2 ', 2 "and an associated current sink 3, 3', 3".
  • the three current sink voltages are each fed to a first comparator 4, 4 ', 4 "and a second comparator 5, 5', 5".
  • the first and second comparators 4, 4 ', 4 ", 5, 5', 5" are linked to the selection logic 6, which supplies the current multiplication factor m to the voltage converter 1.
  • the multiplication factor m is set on the basis of the signals of the comparators 4, 4 ', 4 ", 5, 5', 5" in order to ensure the voltage supply of the electrical loads 2, 2 ', 2 "and to increase the efficiency optimize.
  • different rules can be implemented in the selection logic 6 for this purpose.
  • FIG. 3 shows an exemplary profile of the input voltage U IN with a rising and then decreasing edge.
  • whole numbers can be selected in this example.
  • the value of the current sink voltage increases with increasing input voltage and reaches the upper threshold U OSW . This causes the arrangement to switch back the multiplication factor m, from 6 to 5 in this example and from 5 to 4 in the further course.
  • U SINK is the voltage across the current sink 3
  • m is the multiplication factor
  • U IN is the input voltage
  • U L is the voltage across the electrical load 2.
  • the voltage U L across the electrical load 2 is practically constant during operation.
  • the current sink voltage U SINK reaches the lower threshold value U USW , so that the multiplication factor m is first increased from 4 to 5 and then from 5 to 6.
  • the upper threshold value U OSW is not a constant, but a quantity dependent on the input voltage U IN in the following manner:
  • U OSW is the upper threshold
  • U USW is the lower threshold
  • U IN is the input voltage
  • the upper threshold value U OSW can advantageously be chosen slightly higher than in the above formula, so that when the multiplication factor m is switched over, the current sink voltage U SINK does not drop exactly to the lower threshold value U USW. This avoids oscillating the multiplication factor m between two adjacent values.
  • FIG. 4a shows by way of example a first stage 11 and a second stage 21 of the voltage converter 1 of FIGS. 1 and 2.
  • the first stage 11 comprises a first capacitor
  • a first electrode of the first capacitor 12 is connected via the first transfer switch 14 to an input of the first stage 11 and via a line to the output of the first stage 11 connected.
  • a second electrode of the first capacitor 12 is connected to the reference potential terminal 8 via the first potential connection switch 15. The second electrode is fed via the first lift switch 16, the input voltage U IN .
  • the input of the first stage 11 is coupled to the input of the voltage converter 1.
  • the second stage 21 comprises a second capacitor 22, a second transfer switch 24, a second reference potential switch 25 and a second lift switch 26.
  • a first electrode of the second capacitor 22 is connected via the second transfer switch 24 to a second stage 21 input connected to the output the first stage 11 is connected, and connected via a line to the output of the second stage 21.
  • a second electrode of the second capacitor 22 is connected to the reference potential terminal 8 via the second potential connection switch 25. The second electrode is the input voltage via the second lift switch 26
  • FIG. 4 a shows a first switching state in a first clock phase. This one is in the first stage
  • the first capacitor 12 is charged via the first transfer switch 14 from the input voltage U IN .
  • the second electrode of the first capacitor 12 is in this case at the reference potential, since the first reference potential switch 15 is closed.
  • the first lift switch 16 is open.
  • the second transfer switch 24 is open in the first clock phase, so that the first electrode of the first capacitor 12 and the first electrode of the second capacitor 22 are non-conductively connected in the first clock phase. However, the charge on the second capacitor 22 is available at the output of the second stage 21. The lower electrode of the second capacitor 22 is at the input voltage potential. tial U IN , since the second lift switch 26 is closed and the second reference potential switch 25 is opened.
  • the control unit 7 is linked to all switches 14, 15, 16, 24, 25, 26 for setting the first switching state.
  • FIG. 4b shows a second switching state in a second clock phase of the arrangement according to FIG. 4a.
  • the first capacitor 12 is disconnected from the input of the first stage 11 in that the first transfer switch 14 is open.
  • the first lift switch 16 is closed, so that immediately after closing the lift switch, the charge of the first electrode of the first capacitor 12 is at the potential of twice the input voltage U IN .
  • the first reference potential switch 15 is open.
  • the second transfer switch 24 Since the second transfer switch 24 is closed, charge can flow from the first stage 11 to the second stage 21.
  • the second electrode of the second capacitor 22 is at the reference potential, since the second reference potential switch 25 is closed.
  • the second lift switch 26 is open.
  • the sum of the charges on the first electrode of the first capacitor 12 and the first electrode of the second capacitor 22 does not change when opening the second transfer switch 24 to a first approximation.
  • the potential of the first electrode of the first capacitor 12 and the first electrode of the second capacitor 22 is identical to a first approximation.
  • the voltage across the second capacitor 22 is the sum of the voltage across the first capacitor 12 and the input voltage U IN . From the charge retention equation, the equation over the voltages, and the device equations For the first and the second capacitor 12 and 22, the voltage U22 across the second capacitor 22 at the end of the second clock phase results in a first approximation.
  • the first and second clock phases alternate periodically so that the voltage U 12 across the first capacitor 12 is asymptotic and assuming ideal ratios to the value of the input voltage U IN and the voltage U22 across the second capacitor 22 to twice the value of the input value.
  • output voltage U IN increases.
  • the multiplication factor m is fed to the voltage converter 1, wherein the first and in FIG. 4b the second switching state is shown in FIGS. 4a, with which the maximum multiplication factor achievable with two stages, namely 3, is achieved.
  • Figure 5 shows the second stage 71, as it is realized with advantage as a stage immediately before the output of the voltage converter 1.
  • the second stage 71 includes the transfer switch 74, which in the closed state serves to allow charge to flow from the previous stage to the second capacitor 72.
  • the voltage across the second capacitor 72 is available as output voltage U OUT .
  • FIG. 6 shows a block diagram of the voltage converter 1 with seven stages.
  • the stages 11, 21, 31, 41, 51, 61, 71 each comprise a capacitor 12, 22, 32, 42, 52, 62, 72 and each a switching means 13, 23, 33, 43, 53, 63, 73.
  • the switching means 13, 23, 33, 43, 53, 63, 73 are from the control unit 7 according to the current multiplication factor m, which is set at the control input of the voltage converter 1 , controlled.
  • the first, third, fifth and seventh capacitors 12, 32, 52, 72 are charged and the second, fourth and sixth capacitors 22, 42, 62 respectively supply energy to the following stage.
  • the first, third, fifth and seventh capacitors 12, 32, 52, 72 emit energy and the second, fourth and sixth capacitors 22, 42, 62 are charged.
  • the transfer of energy or the charge takes place via the lifting effect.
  • the lifting effect is based on the fact that in the first clock phase the first, third, fifth and seventh capacitors 12, 32, 52, 72 are charged to a voltage, the second electrode being connected to reference potential, and then in the second clock phase is raised by raising the potential of the second electrode to the level of the input voltage U IN ofistskonver- ters 1, the potential of the first electrode.
  • the reason for the Mitanlander is that the energy content of a capacitor does not change dramatically during switching operations.
  • any value from 1 to 8 can be obtained, the value 8 resulting from the number of stages plus 1.
  • FIG. 7 shows a possible development of the circuit of FIG. 6.
  • the transfer switches are realized as p-channel type field-effect transistors 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 and with a threshold voltage, so that they are enhancement-type transistors , This also applies to the field Fekttransistoren 19, 29, 39, 49, 59, 69, which form the lifting switches.
  • the reference potential switches are realized as field effect transistors 18, 28, 38, 48, 58, 68 of the n-channel type and also as enhancement type transistors.
  • the output side stage 71 that is, the seventh stage, is a stage that causes a particularly low output voltage fluctuation.
  • the lifting and the reference potential switch of a stage can be realized in one embodiment as a CMOS inverter.
  • Field effect transistors comprise two current-carrying terminals, called source and drain terminals, and a control terminal, called a bulk terminal. Since source and drain are generally identically formed in the semiconductor body, the source and drain terminals generally differ in operation based on the applied potentials. For p-channel field-effect transistors, the drain and source are assigned to the two terminals so that the source terminal is at a higher potential than the drain terminal.
  • the field effect transistors of the transfer switches 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 can have an unconnected bulk terminal.
  • the voltage of the field-effect transistor is raised by parasitic diodes to the potential of that current-carrying connection which is at a higher potential.
  • One or more of the field effect transistors 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 may also be connected such that the bulk terminal is connected to the live terminal coupled to the input of the respective stage.
  • One or more of the field-effect transistors 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 may also be connected such that the bus terminal is connected to the current-carrying terminal which is coupled to the output of the respective stage.
  • Figure 7b shows a further embodiment for the BuIk connection of one of the field effect transistors 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77.
  • the other of the two bulk switches 80, 81 is open in this case.
  • FIG. 7c shows a further embodiment for the connection of one of the field effect transistors 17, 27, 37, 47,
  • the two bulk switches 80, 81 may be connected to the control unit 7.
  • each of the field effect transistors 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 can be connected in the same way according to one of the methods shown. However, the bulk connections can also be connected in various ways according to one of the methods shown. LIST OF REFERENCE NUMBERS

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Abstract

Es ist eine Anordnung mit Spannungskonverter (1) zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last (2) mit einer Stromsenke (3), einem ersten Vergleicher (4) und einem zweiten Vergleicher (5) und einer Auswahllogik (6) angegeben. Eine Spannung am Ausgang des Spannungskonverters (1) hat eine Abhängigkeit von einem Multiplikationsfaktor. Die Auswahllogik (6) ermittelt einen neuen Multiplikationsfaktor aus den Ergebnissen des Vergleichs einer Stromsenkenspannung mit einem unteren Schwellwert und mit einem oberen Schwellwert. Ein hoher Wirkungsgrad der Energieausnutzung wird dadurch erreicht, dass der Multiplikationsfaktor so hoch eingestellt wird, dass die Stromsenkenspannung größer als der untere Schwellwert, aber kleiner als der obere Schwellwert ist, und somit der Multiplikationsfaktor so hoch wie nötig, aber nicht höher gewählt ist.

Description

Beschreibung
Anordnung mit Spannungskonverter zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last und Verfahren
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung mit Spannungskonverter zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last und ein Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last.
Die Anordnung kann bei der Versorgung von Leuchtdioden, englisch light emitting diodes, abgekürzt LEDs, wie sie etwa bei tragbaren Telefonen und Digitalkameras verwendet werden, eingesetzt werden.
Spannungskonverter, im Englischen als direct current/direct current Converter, abgekürzt DC/DC Converter, bezeichnet, dienen üblicherweise dazu, eine niedrige in eine höhere Spannung umzuwandeln. Das Verhältnis der AusgangsSpannung zur EingangsSpannung lässt sich oft durch Wahl eines Multiplikationsfaktors einstellen. Spannungskonverter finden beispielsweise Anwendung bei dem Erzeugen von Blitzen mit einer LED und der Hintergrundbeleuchtung einer Anzeige.
Tragbare Geräte werden üblicherweise mit einer Batterie betrieben und haben damit keine konstante Spannung für die zu versorgende elektrische Last, wie etwa eine LED. Die Funktion der Last soll aber nicht von einer abnehmenden Eingangsspannung beeinflusst werden. Aus diesem Grund können Spannungs- konverter mit einer zusätzlichen Schaltung zum Einstellen des
Multiplikationsfaktors betrieben werden. Wenn mehrere LEDs von unterschiedlichem Typ oder mit Exemplarstreuungen parallel betrieben werden, kann der Fall auftreten, dass der Multiplikationsfaktor erhöht werden muss, um eine LED mit einer hohen SchwellSpannung betreiben zu können. Dies hat einen verschlechterten Wirkungsgrad der Gesamtanordnung zur Folge.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung zur SpannungsVersorgung einer oder mehrerer Lasten, die eine hö- here Spannung benötigen, mit verbessertem Wirkungsgrad zu schaffen.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch eine Anordnung gelöst, aufweisend: - einen Spannungskonverter, der an einem Ausgang mit einem Anschluss einer Serienschaltung, umfassend Mittel zum Anschließen einer elektrischen Last und eine Stromsenke, verbunden ist und dessen AusgangsSpannung eine Abhängigkeit von einer EingangsSpannung und von einem aktuellen Multiplikati- onsfaktor aufweist,
- einen ersten Vergleicher, der an einem Abtasteingang mit der Stromsenke zur Zuführung einer Stromsenkenspannung gekoppelt ist und der zum Vergleich der Stromsenkenspannung mit einem unteren Schwellwert eingerichtet ist, - einen zweiten Vergleicher, der an einem Abtasteingang mit der Stromsenke zur Zuführung der Stromsenkenspannung gekoppelt ist, dem an einem weiteren Abtasteingang ein von der EingangsSpannung abgeleitetes Signal zuführbar ist, der zur Bestimmung eines oberen Schwellwertes in Abhängigkeit von dem aktuellen Multiplikationsfaktor, von einem neuen, kleineren Multiplikationsfaktor, von dem vorgegebenen unteren Schwellwert und von dem von der EingangsSpannung abgeleiteten Signal eingerichtet ist und der zum Vergleich der Stromsenkenspan- nung mit dem oberen Schwellwert eingerichtet ist, und - eine Auswahllogik, die mit Ausgängen des ersten und zweiten Vergleichers und mit einem Steuereingang des Spannungskonver- ters zur Vorgabe des aktuellen Multiplikationsfaktors verbunden und ausgelegt ist zur Vorgabe eines neuen, größeren Multiplikationsfaktors verglichen mit dem aktuellen Multiplikationsfaktor aus einer Menge von auswählbaren Werten des Multiplikationsfaktors, wenn die Stromsenkenspannung den unteren Schwellwert unterschreitet, und zur Vorgabe des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors, wenn die Stromsenkenspannung den oberen Schwellwert überschreitet.
Der Spannungskonverter erzeugt eine AusgangsSpannung, die ü- ber der elektrischen Last und der Stromsenke abfällt. Idealisiert gilt somit
Figure imgf000005_0001
wobei UOUT die AusgangsSpannung des Spannungskonverters, m der Multiplikationsfaktor, UIN die EingangsSpannung des Spannungskonverters, USINK die Spannung über der Stromsenke, vorliegend Stromsenkenspannung genannt, und UL die Spannung über der elektrischen Last ist. Die elektrische Last kann aus meh- reren in Serie geschalteten elektrischen Bauelementen bestehen.
Mittels der Stromsenke wird der Strom durch die elektrische Last konstant gehalten. Steigt die AusgangsSpannung des Span- nungskonverters , so dient die Stromsenke zur Aufnahme der ü- berschüssigen Spannung. So ist vermieden, dass die Spannung über der elektrischen Last und der Strom durch die elektrische Last erhöht sind. Die Spannung über der elektrischen Last und der Strom durch die elektrische Last sind somit praktisch konstant.
Zur Einstellung des Multiplikationsfaktors ist die Stromsen- kenspannung einem Vergleicher zugeführt, der ein Signal gibt, wenn die Stromsenkenspannung unter einen unteren Schwellwert sinkt. Der untere Schwellwert ist abhängig von der Implementierung der gewählten Stromquelle. In diesem Fall ist die e- lektrische Last nicht mehr ausreichend versorgt und es wird der Multiplikationsfaktor erhöht.
Die Stromsenkenspannung ist ebenso einem zweiten Vergleicher zugeführt, der die Stromsenkenspannung mit einem oberen Schwellwert vergleicht. Übersteigt die Stromsenkenspannung den oberen Schwellwert, so gibt der zweite Vergleicher ein
Signal ab, so dass ein niedrigerer Multiplikationsfaktor des Spannungskonverters eingestellt wird. Diese Reduzierung des Multiplikationsfaktors bewirkt eine Steigerung des Wirkungsgrades der SpannungsVersorgung, da der Multiplikationsfaktor so hoch wie nötig, aber nicht höher gewählt ist.
Bevorzugt ist der Spannungskonverter so eingerichtet, dass er ohne zusätzlichen Schalteraufwand ganzzahlige Multiplikationsfaktoren erzeugen kann.
Wenn in einer Weiterbildung eine weitere elektrische Last mit einer weiteren Stromsenke verbunden und parallel zu der Serienschaltung, bestehend aus der elektrischen Last und der Stromsenke, vom Spannungskonverter betrieben ist, so tritt ein Spannungsabfall in zwei Stromsenken auf, der in Wärme umgesetzt wird. Durch eine Serienschaltung der weiteren elektrischen Last und der elektrischen Last wird kein Platz für die weitere Stromsenke benötigt und es fällt die weitere Stromsenke als Verbraucher elektrischer Leistung weg. Eine Serienschaltung von Lasten in Kombination mit einem Spannungskonverter mit mehreren Multiplikationsfaktoren erhöht somit den Wirkungsgrad der Anordnung noch weiter.
In einer Ausführungsform ist die elektrische Last mit dem Be- zugspotentialanschluss verbunden. Die Stromsenkenspannung resultiert aus der Differenz zwischen dem Potential des Ausgangsspannungsanschlusses des Spannungskonverters und dem Po- tential eines Schaltungsknoten der Serienschaltung, der zwischen der elektrischen Last und der Stromsenke gebildet ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform kann die elektrische Last mit dem Ausgang des Spannungskonverters verbunden sein. Die Stromsenkenspannung ist in diesem Fall die Potentialdifferenz zwischen dem Potential des Schaltungsknoten der Serienschaltung, der zwischen der elektrischen Last und der Stromsenke gebildet ist, und dem Bezugspotential. Der Vorteil liegt in einer einfacheren Durchführung des Vergleichs der Stromsenkenspannung mit dem unteren Schwellwert durch den ersten Vergleicher und des Vergleichs der Stromsenkenspannung mit dem oberen Schwellwert durch den zweiten Vergleicher.
Für den unteren und den oberen Schwellwert ist je ein Wert vorzugeben. Mit Vorteil kann jedoch der obere Schwellwert in
Abhängigkeit von dem unteren Schwellwert bestimmt sein. Der untere Schwellwert ist eine Funktion des benötigten Stroms und der Realisierung der Stromsenke.
Mit Vorteil wird der obere Schwellwert wie folgt bestimmt:
Figure imgf000007_0001
wobei UOSW der obere Schwellwert, UUSW der untere Schwellwert, UIN die EingangsSpannung, mAKT der aktuelle Multiplikationsfaktor und mNEU der neue, kleinere Multiplikationsfaktor ist. Ein Vorteil der Einrichtung nach dieser Vorschrift ist, dass, wenn die Stromsenkenspannung den oberen Schwellwert erreicht, nach dem Umschalten des Multiplikationsfaktors die Stromsenkenspannung identisch mit dem unteren Schwellwert ist .
Sofern die Multiplikationsfaktoren ganze und aufeinanderfolgende Zahlen größer oder gleich 1 sind, ist die Differenz des aktuellen Multiplikationsfaktors und des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors gleich 1. Daraus resultiert die einfache Gleichung, dass der obere Schwellwert gleich der Summe des unteren Schwellwertes und der EingangsSpannung ist.
Falls die weitere elektrische Last einen anderen Laststrom benötigt oder sie zeitlich unabhängig von der elektrischen Last betrieben werden soll, ist mit Vorteil die Anordnung in einer bevorzugten Weiterbildung zum Betrieb einer weiteren Serienschaltung, die Mittel zum Anschließen der weiteren e- lektrischen Last und die weitere Stromsenke aufweist, ausgelegt. Dazu ist die Anordnung mit einem weiteren ersten Vergleicher und einem weiteren zweiten Vergleicher ergänzt. Der weitere erste Vergleicher vergleicht die weitere Stromsenkenspannung mit einem weiteren unteren Schwellwert, der mit Vorteil einen anderen Wert als der untere Schwellwert einnehmen kann. Der weitere zweite Vergleicher vergleicht die weitere Stromsenkenspannung mit einem weiteren oberen Schwellwert. Die Auswahllogik verknüpft nun die Ergebnisse der verschiedenen Vergleicher und ermittelt daraus einen neuen Multiplikationsfaktor. In einer anderen Weiterbildung können in entsprechender Weise mehrere weitere elektrische Lasten und die dazugehörigen mehreren weiteren Serienschaltungen verschaltet und betrieben sein.
In einer Weiterbildung kann der neue Multiplikationsfaktor dadurch ermittelt werden, dass ein höherer Multiplikationsfaktor eingestellt wird, wenn die Stromsenkenspannung kleiner als der untere Schwellwert und die weitere Stromsenkenspan- nung kleiner als der weitere untere Schwellwert ist.
In einer Weiterbildung kann der neue Multiplikationsfaktor dadurch ermittelt werden, dass ein niedrigerer Multiplikationsfaktor eingestellt wird, wenn die Stromsenkenspannung grö- ßer als der obere Schwellwert und die weitere Stromsenkenspannung größer als der weitere obere Schwellwert ist.
Sind mehrere verschiedene Lasten von diesem Spannungskonverter zu betreiben, so kann es vorteilhaft sein, nicht jede Last gleichwertig, sondern wichtige elektrische Lasten prio- ritär bei der Vorgabe des neuen Multiplikationsfaktors zu berücksichtigen .
Bevorzugt weist der Spannungskonverter auf: - eine erste Stufe, die an ihrem Eingang mit einem Eingang des Spannungskonverters gekoppelt ist und einen ersten Kondensator und ein erstes Schaltmittel umfasst, - eine zweite Stufe, die an ihrem Eingang mit einem Ausgang der ersten Stufe und an ihrem Ausgang mit dem Ausgang des Spannungskonverters gekoppelt ist und einen zweiten Kondensator und ein zweites Schaltmittel umfasst, und - eine Steuereinheit, die mit dem Steuereingang des Spannungskonverters und mit dem ersten und dem zweiten Schaltmittel verbunden ist.
Der bevorzugte Spannungskonverter hat somit Stufen, die in identischer Weise aufgebaut sind. Die Kopplung der ersten Stufe mit der EingangsSpannung und die Kopplung der zweiten Stufe mit dem Ausgang des Spannungskonverters können durch weitere Stufen erfolgen. Ist der mit diesen Stufen erreichba- re Multiplikationsfaktor ausreichend hoch, kann die Kopplung durch eine einfache Verbindung realisiert sein. Die Kopplung kann ein Schaltmittel umfassen.
Mit Vorteil kann die Kopplung anstelle durch eine einfache Verbindung durch eine glättende Schaltung mit einem Kondensator, die als Tiefpass wirkt, gebildet sein. Mit Vorteil kann die Kopplung durch eine Schaltung, die als Tiefpass höherer Ordnung wirkt, gebildet sein.
Um Energie von einer Spannungsquelle auf einen Kondensator übertragen und anschließend den Kondensator von der Spannungsquelle trennen und die Energie an einer anderen Stelle in einer Schaltung abgeben zu können, sind bis zu vier Schalter notwendig. Mit Vorteil weist ein Schaltmittel für eine Stufe des Spannungskonverters drei Schalter auf. Die erste
Elektrode des ersten Kondensators ist dabei über einen ersten Transferschalter mit dem Eingang der ersten Stufe und in einer Verbindung ohne Schalter mit dem Ausgang der ersten Stufe verbunden. Die zweite Elektrode des ersten Kondensators ist mit einem ersten Bezugspotentialschalter mit einem Bezugspo- tentialanschluss und mit einem ersten Hebeschalter mit dem Eingangsspannungsanschluss des Spannungskonverters verbunden. Die Steuereinheit schaltet in einer ersten Taktphase den ersten Hebeschalter in einen offenen Schaltzustand und den ersten Transferschalter und den ersten Bezugspotentialschalter in einen geschlossenen Schaltzustand. In einer zweiten Takt- phase schaltet die Steuereinheit den ersten Transferschalter und den ersten Bezugspotentialschalter in einen offenen Schaltzustand und den ersten Hebeschalter in einen geschlossenen Schaltzustand.
Mit Vorteil ist das zweite Schaltmittel in analoger Weise wie das erste Schaltmittel aufgebaut. Das zweite Schaltmittel um- fasst damit einen zweiten Transferschalter, einen zweiten Bezugspotentialschalter und einen zweiten Hebeschalter. Die Steuereinheit schaltet in der ersten Taktphase den zweiten Transferschalter und den zweiten Bezugspotentialschalter in einen offenen Schaltzustand und den zweiten Hebeschalter in einen geschlossenen Schaltzustand. In der zweiten Taktphase schaltet die Steuereinheit den zweiten Transferschalter und den zweiten Bezugspotentialschalter in einen geschlossenen Schaltzustand und den zweiten Hebeschalter in einen offenen
Schaltzustand.
Somit wird in der ersten Taktphase der erste Kondensator aufgeladen, wobei sich die erste Elektrode auf dem Potential der EingangsSpannung und die zweite Elektrode auf dem Bezugspotential befinden. In der zweiten Taktphase wird die zweite Elektrode des ersten Kondensators auf das Potential der Eingangsspannung angehoben. Da die Spannung über einem Kondensator auch bei Schaltvorgängen einen stetigen Verlauf hat, ist somit die erste Elektrode des ersten Kondensators auf dem doppelten Potential der EingangsSpannung. Durch das Öffnen des zweiten Transferschalters kann Ladung vom ersten Kondensator auf den zweiten Kondensator geschoben werden. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch, so dass nach einer Reihe von Taktphasen der Ausgang der ersten Stufe auf dem doppelten Wert der EingangsSpannung und der Ausgang der zweiten Stufe auf dem dreifachen Wert der EingangsSpannung liegen.
Es können mehr als zwei Stufen für den Spannungskonverter vorgesehen sein. Um einen Multiplikationsfaktor von N zu erreichen, sind N-1 Stufen notwendig.
Sollte das zweite Schaltmittel ohne weitere Stufen an den Ausgang des Spannungskonverters gekoppelt sein, so ist mit Vorteil das zweite Schaltmittel mit nur einem Schalter ausgestattet. Die erste Elektrode des zweiten Kondensators ist in Analogie zum ersten Schaltmittel mit einem Transferschal- ter, der die erste Elektrode des zweiten Kondensators mit dem Eingang der zweiten Stufe verbindet, und einer Verbindung, die die erste Elektrode mit dem Ausgang der zweiten Stufe verbindet, versehen. Die zweite Elektrode des zweiten Kondensators ist an die EingangsSpannung koppelbar. Da die Ein- gangsspannung Schwankungen unterliegen kann, ist mit Vorteil die zweite Elektrode an den Bezugspotentialanschluss gekoppelt. Die Steuereinheit schaltet den zweiten Transferschalter in der ersten Taktphase in den offenen Schaltzustand und in der zweiten Taktphase in den geschlossenen Schaltzustand. Das zweite Schaltmittel weist bei dieser Verschaltung eine geringere Schwankung der AusgangsSpannung auf als ein Schaltmittel, das mehrere Schalter umfasst.
Mittels der Steuereinheit kann ein neuer, kleinerer Multipli- kationsfaktor dadurch eingestellt werden, dass der zweite
Transferschalter in der ersten und in der zweiten Taktphase geschlossen ist. In der ersten Taktphase werden nun von der Spannung am Eingang der ersten Stufe sowohl der erste Konden- sator wie auch der zweite Kondensator aufgeladen. In der zweiten Taktphase wird durch das parallele Öffnen des ersten und zweiten Bezugspotentialschalters und durch das parallele Schließen des ersten und zweiten Hebeschalters die zweite E- lektrode des ersten und des zweiten Kondensators angehoben, so dass vom ersten und vom zweiten Kondensator Ladung am Ausgang der zweiten Stufe abgegeben wird.
Während der zweite Transferschalter in der ersten und in der zweiten Taktphase geschlossen ist, ist mit Vorteil der erste Kondensator stillgelegt. Dies geschieht beispielsweise dadurch, dass zur Stilliegung des ersten Kondensators der erste Hebeschalter und der erste Bezugspotentialschalter offen sind. Damit ist erreicht, dass beim Schalten nicht die zweite Elektrode des ersten Kondensators auf die EingangsSpannung aufgeladen und anschließend diese Ladung dem Bezugspotential zugeführt wird. Durch das Stilllegen des ersten Kondensators ist somit der Wirkungsgrad der Energieausnutzung gesteigert.
Mit Vorteil kann jedoch das Potential der zweiten Elektrode definiert und nicht schwankend gelassen sein, indem der Hebeschalter geschlossen und der Bezugspotentialschalter offen ist. Mit Vorteil kann die Belastung der EingangsSpannung weiter verringert werden, indem anstelle des Bezugspotential- Schalters der Hebeschalter offen und anstelle des Hebeschalters der Bezugspotentialschalter geschlossen ist.
In analoger Weise kann auch der zweite Kondensator anstelle des ersten Kondensators stillgelegt werden, um den Wirkungs- grad zu erhöhen.
Das Schließen des zweiten TransferSchalters zum Wirksamwerden des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors kann im Falle ei- ner größeren Anzahl von Stufen an verschiedenen Stellen in dieser Hintereinanderschaltung der Stufen durchgeführt werden. Vorzugsweise werden diejenigen Stufen stillgelegt, die am nächsten zu dem Ausgang des Spannungskonverters sind.
Um den aktuellen Multiplikationsfaktor auf einen Wert einstellen zu können, der nicht nur um 1, sondern um einen Wert L kleiner als der Wert N ist, wobei der Wert N mit einem N-I Stufen umfassenden Spannungskonverter erreichbar ist, müssen die Transferschalter von L Stufen in der ersten und in der zweiten Taktphase geschlossen sein.
Bevor die Transferschalter unmittelbar benachbarter Stufen geschlossen werden, kann mit Vorteil zunächst der Transfer- Schalter nicht unmittelbar benachbarter Stufen geschlossen werden .
Beim Schließen des zweiten Transferschalters zum Wirksamwerden des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors werden die Taktphasen der folgenden Stufen von der Steuereinheit vertauscht .
Zum Wirksamwerden eines neuen, größeren Multiplikationsfaktors sind die Maßnahmen zum Einstellen eines neuen, kleineren Multiplikationsfaktors aufzuheben. Der zweite Transferschalter ist in diesem Fall in einer Taktphase offen und in der anderen Taktphase geschlossen geschaltet.
Mit Vorteil sind die verschiedenen Schalter in der zeitlichen Reihenfolge so angesteuert, dass eine hohe Energieeffizienz erreicht wird. Nichtüberlappungszexten sind einzuhalten, so dass das Öffnen der in einer Taktphase zu öffnenden Transferschalter abgeschlossen ist, bevor das Schließen der in der gleichen Taktphase zu schließenden Transferschalter beginnt. Damit ist vermieden, dass die Energie des Kondensators einer Stufe an den Eingang der Stufe anstelle an den Ausgang der Stufe weitergegeben wird.
Zur Vermeidung eines Kurzschlusses der EingangsSpannung sind der Hebe- und der Bezugspotentialschalter einer Stufe so angesteuert, dass sie nie gleichzeitig geschlossen sind.
Mit Vorteil umfassen die Transfer-, Bezugspotential- und Hebeschalter jeweils einen Feldeffekttransistor. Die Schwellenspannung der Feldeffekttransistoren und der Ladungstyp können mit Vorteil so ausgewählt sein, dass der Stromfluss von der EingangsSpannung über den Hebetransistor und über den Bezugs- potentialtransistor zum Bezugspotential äußerst klein gehalten ist. Bei einer Ausführung des Hebe- und des Bezugspotentialsschalters als Inverter, der in der komplementären Metall-Oxid-Halbleiter Technik, englisch Complementary Metal- Oxide-Semiconductor Technology, abgekürzt CMOS-Technology, hergestellt ist, ist dies der Fall.
Bezüglich des Verfahrens und Weiterbildungen des Verfahrens wird auf die vorangegangene Beschreibung der Funktionsweise und auf die Ansprüche verwiesen.
Zusammenfassend hat das vorgeschlagene Prinzip als Vorteile: eine deutlich verbesserte Effizienz beim Energieeinsatz, eine verbesserte Flächenausnutzung auf dem Chip durch den Wegfall von Stromsenken.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind Gegenstand der Unteransprüche. Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert:
Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Anordnung mit Spannungskonverter und Spannungsversorgung einer elektrischen Last.
Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Anordnung mit Spannungskonverter, nämlich zur Versorgung mehrerer elektrischer Lasten.
Figur 3 zeigt einen beispielhaften Verlauf der Stromsenkenspannung bei einer steigenden und einer abnehmenden EingangsSpannung.
Figur 4a zeigt einen ersten Schaltzustand einer ersten und einer zweiten Stufe eines beispielhaften Spannungskonverters .
Figur 4b zeigt den zweiten Schaltzustand der Stufen von Figur 4a.
Figur 5 zeigt eine Stufe, wie sie vorzugsweise als letzte Stufe vor dem Ausgang des Spannungskonverters eingesetzt ist.
Figur 6 zeigt ein Blockschaltbild einer beispielhaften Ausführungsform des Spannungskonverters in sieben Stufen. Figuren 7a bis 7c zeigen ein Schaltbild einer Ausführungsform des Spannungskonverters mit sieben Stufen an einem Beispiel, wobei die Schalter durch Feldeffekttransistoren ausgebildet sind, und zwei Schaltbilder zu Ausführungsformen eines BuIk- Anschlusses eines Feldeffekttransistors.
Figur 1 zeigt einen Spannungskonverter 1, der an einem ersten Eingang an eine EingangsSpannung UIN anschließbar ist und der an einem Ausgang mit einer Serienschaltung verbunden ist. Die Spannung UOUT am Ausgang des Spannungskonverters 1 hat eine Abhängigkeit von der Spannung am ersten Eingang UIN und von einem Multiplikationsfaktor m. Die Serienschaltung umfasst Mittel zum Anschließen einer elektrischen Last 2 und eine Stromsenke 3. In Figur 1 ist weiter die elektrische Last 2 mit dem Ausgang des Spannungskonverters 1 und die Stromsenke 3 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 verbunden.
Die Stromsenkenspannung USINK wird von einem ersten Vergleicher 4 mit einem unteren Schwellwert UUSW und von einem zweiten Vergleicher 5 mit einem oberen Schwellwert UOSW verglichen. Die Ergebnisse der beiden Vergleicher 4, 5 werden einer Auswahllogik 6 zugeführt, die den aktuellen Multiplikations- faktor m an den Spannungskonverter 1 weitergibt.
Der obere Schwellwert UOSW ist eine Funktion des unteren Schwellwerts Uusw der einstellbaren Multiplikationsfaktoren und einer von der Eingangsspannung UIN ableitbaren Größe. In Figur 1 wird die EingangsSpannung UIN dem zweiten Vergleicher
5 zugeführt. Dazu ist der zweite Vergleicher 5 mit der Auswahllogik 6 und die Auswahllogik 6 mit dem ersten Eingang des Spannungskonverters 1 gekoppelt . In einer alternativen Ausführungsform kann der zweite Vergleicher 5 direkt mit der EingangsSpannung UIN gekoppelt sein. Da die AusgangsSpannung UOUT eine Funktion der Ein- gangsspannung UIN ist, kann in einer weiteren alternativen Ausführungsform auch die AusgangsSpannung UOUT dem zweiten Vergleicher 5 zugeführt werden.
Das Einstellen eines kleineren Multiplikationsfaktors m stei- gert den Wirkungsgrad des Energieverbrauchs der Spannungsversorgung.
Die Anordnung in Figur 2 ist eine Weiterbildung der Anordnung von Figur 1. Die Anordnung von Figur 2 stimmt weitgehend mit der Anordnung gemäß Figur 1 überein und wird insoweit an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben. An den Spannungskonverter 1 sind in der beispielhaften Ausführung gemäß Figur 2 drei Serienschaltungen angeschlossen, umfassend jeweils ein Mittel zum Anschließen einer elektrischen Last 2, 2', 2'' und eine dazugehörige Stromsenke 3, 3', 3''. Die drei Stromsenkenspannungen sind jeweils einem ersten Vergleicher 4, 4', 4' ' und einem zweiten Vergleicher 5, 5', 5' ' zugeführt. Die ersten und zweiten Vergleicher 4, 4', 4'', 5, 5', 5'' sind mit der Auswahllogik 6 verknüpft, die den aktuellen Multipli- kationsfaktor m dem Spannungskonverter 1 zuführt.
Der Multiplikationsfaktor m wird auf Basis der Signale der Vergleicher 4, 4', 4'', 5, 5', 5'' eingestellt, um die Spannungsversorgung der elektrischen Lasten 2, 2', 2'' sicherzu- stellen und den Wirkungsgrad zu optimieren. Hierzu können je nach Anwendung unterschiedliche Regeln in der Auswahllogik 6 implementiert sein. Mit Vorteil ist eine Priorisierung der elektrischen Lasten 2, 2', 2'' in den Regeln enthalten. Figur 3 zeigt einen beispielhaften Verlauf der Eingangsspannung UIN mit einer ansteigenden und dann abnehmenden Flanke. Für den Multiplikationsfaktor m sind in diesem Beispiel ganze Zahlen auswählbar. Der Wert der Stromsenkenspannung
Figure imgf000019_0001
steigt bei steigender EingangsSpannung
Figure imgf000019_0002
und erreicht den oberen Schwellwert UOSW. Dies veranlasst die Anordnung, den Multiplikationsfaktor m zurückzuschalten, in diesem Beispiel von 6 auf 5 und im weiteren Verlauf von 5 auf 4.
Auch bei einem linearen Anstieg der EingangsSpannung UIN wird die Stromsenkenspannung USINK bei den verschiedenen Multiplikationsfaktoren zwar ebenfalls abschnittsweise linear, aber mit einer um den Multiplikationsfaktor m größeren Steigung ansteigen. Daher ist trotz einer konstanten Steigung der Eingangsspannung bis zum höchsten Wert der EingangsSpannung die Steigung der Stromsenkenspannung unterschiedlich. Dies ist aus folgender in erster Näherung gültigen Gleichung ersichtlich:
Figure imgf000019_0003
wobei USINK die Spannung über der Stromsenke 3, m der Multiplikationsfaktor, UIN die EingangsSpannung und UL die Span- nung über der elektrischen Last 2 ist. Die Spannung UL über der elektrischen Last 2 ist im Betrieb praktisch konstant.
Bei der Abnahme der EingangsSpannung UIN erreicht die Stromsenkenspannung USINK den unteren Schwellwert UUSW, so dass der Multiplikationsfaktor m zuerst von 4 auf 5 und dann von 5 auf 6 erhöht wird. Mit Vorteil ist der obere Schwellwert UOSW keine Konstante, sondern eine von der EingangsSpannung UIN in folgender Weise abhängige Größe:
Figure imgf000020_0001
wobei UOSW der obere Schwellwert, UUSW der untere Schwellwert und UIN die EingangsSpannung ist. Die Gleichung gilt für einen Multiplikationsfaktor, der aus aufeinanderfolgenden gan- zen Zahlen auswählbar ist. So wird bei einem Ansteigen der EingangsSpannung UIN und dem dadurch ausgelösten Umschalten des Multiplikationsfaktor m die Stromsenkenspannung USINK unmittelbar vom oberen Schwellwert UOSW auf den unteren Schwellwert UUSW absinken.
Der obere Schwellwert UOSW kann mit Vorteil etwas höher als in obiger Formel gewählt sein, damit bei einem Umschalten des Multiplikationsfaktors m die Stromsenkenspannung USINK nicht exakt auf den unteren Schwellwert UUSW absinkt. Damit wird ein Oszillieren des Multiplikationsfaktors m zwischen zwei benachbarten Werten vermieden.
Figur 4a zeigt beispielhaft eine erste Stufe 11 und eine zweite Stufe 21 des Spannungskonverters 1 von den Figuren 1 und 2. Die erste Stufe 11 umfasst einen ersten Kondensator
12, einen ersten Transferschalter 14, einen ersten Bezugspo- tentialschalter 15 und einen ersten Hebeschalter 16. Eine erste Elektrode des ersten Kondensators 12 ist über den ersten Transferschalter 14 mit einem Eingang der ersten Stufe 11 und über eine Leitung mit dem Ausgang der ersten Stufe 11 verbunden. Eine zweite Elektrode des ersten Kondensators 12 ist über den ersten Potentialanschlussschalter 15 mit dem Be- zugspotentialanschluss 8 verbunden. Der zweiten Elektrode wird über den ersten Hebeschalter 16 die EingangsSpannung UIN zugeführt. Der Eingang der ersten Stufe 11 ist mit dem Eingang des Spannungskonverters 1 verkoppelt.
Die zweite Stufe 21 umfasst einen zweiten Kondensator 22, einen zweiten Transferschalter 24, einen zweiten Bezugspotentialschalter 25 und einen zweiten Hebeschalter 26. Eine erste Elektrode des zweiten Kondensators 22 ist über den zweiten Transferschalter 24 mit einem Eingang der zweiten Stufe 21, die an den Ausgang der ersten Stufe 11 angeschlossen ist, und über eine Leitung mit dem Ausgang der zweiten Stufe 21 verbunden. Eine zweite Elektrode des zweiten Kondensators 22 ist über den zweiten Potentialanschlussschalter 25 mit dem Be- zugspotentialanschluss 8 verbunden. Der zweiten Elektrode wird über den zweiten Hebeschalter 26 die EingangsSpannung
UIN zugeführt. Der Ausgang der zweiten Stufe 21 ist mit dem Ausgang des Spannungskonverters 1 verkoppelt.
In Figur 4a ist ein erster Schaltzustand in einer ersten Taktphase eingezeichnet. Bei diesem wird in der ersten Stufe
11 der erste Kondensator 12 über den ersten Transferschalter 14 von der EingangsSpannung UIN aufgeladen. Die zweite Elektrode des ersten Kondensators 12 befindet sich dabei auf dem Bezugspotential, da der erste Bezugspotentialschalter 15 ge- schlössen ist. Der erste Hebeschalter 16 ist offen.
Der zweite Transferschalter 24 ist in der ersten Taktphase offen, so dass die erste Elektrode des ersten Kondensators 12 und die erste Elektrode des zweiten Kondensators 22 in der ersten Taktphase nicht leitend verbunden sind. Die Ladung auf dem zweiten Kondensator 22 steht jedoch am Ausgang der zweiten Stufe 21 zur Verfügung. Die untere Elektrode des zweiten Kondensators 22 befindet sich auf dem Eingangsspannungspoten- tial UIN, da der zweite Hebeschalter 26 geschlossen und der zweite Bezugspotentialschalter 25 geöffnet ist.
Die Steuereinheit 7 ist mit allen Schaltern 14, 15, 16, 24, 25, 26 zur Einstellung des ersten Schaltzustandes verknüpft.
Figur 4b zeigt einen zweiten Schaltzustand in einer zweiten Taktphase der Anordnung gemäß Figur 4a. In der zweiten Taktphase ist der erste Kondensator 12 von dem Eingang der ersten Stufe 11 abgetrennt dadurch, dass der erste Transferschalter 14 geöffnet ist. Der erste Hebeschalter 16 ist geschlossen, sodass unmittelbar nach dem Schließen des Hebeschalters die Ladung der ersten Elektrode des ersten Kondensators 12 auf dem Potential der zweifachen Eingangspannung UIN ist. Der erste Bezugspotentialschalter 15 ist offen.
Da der zweite Transferschalter 24 geschlossen ist, kann Ladung von der ersten Stufe 11 zur zweiten Stufe 21 fließen. Die zweite Elektrode des zweiten Kondensators 22 ist auf dem Bezugspotential, da der zweite Bezugspotentialschalter 25 geschlossen ist. Der zweite Hebeschalter 26 ist offen.
Die Summe der Ladungen auf der ersten Elektrode des ersten Kondensators 12 und der ersten Elektrode des zweiten Konden- sators 22 ändert sich beim Öffnen des zweiten Transferschalters 24 in erster Näherung nicht. Nach dem Ausgleichsvorgang ist das Potential der ersten Elektrode des ersten Kondensators 12 und der ersten Elektrode des zweiten Kondensators 22 in erster Näherung identisch. Am Ende des Ausgleichsvorganges ist die Spannung über dem zweiten Kondensator 22 die Summe der Spannung über dem ersten Kondensator 12 und der Eingangs- Spannung UIN. Aus der Gleichung für den Ladungserhalt, der Gleichung über die Spannungen und den Bauelementegleichungen für den ersten und den zweiten Kondensator 12 und 22 ergibt sich in erster Näherung die Spannung U22 über dem zweiten Kondensator 22 am Ende der zweiten Taktphase.
Erste und zweite Taktphase wechseln periodisch ab, so dass die Spannung U12 über dem ersten Kondensator 12 asymptotisch und unter Voraussetzung idealer Verhältnisse auf den Wert der EingangsSpannung UIN und die Spannung U22 über dem zweiten Kondensator 22 auf den zweifachen Wert des Wertes der Ein- gangsspannung UIN ansteigt. Am Ausgang der ersten Stufe 11 steht dann im Idealfall bei dem Schließen des zweiten Transferschalters der zweifache Wert der EingangsSpannung UIN und am Ausgang der zweiten Stufe bei dem Schließen eines dritten Transferschalters einer dritten Stufe der dreifache Wert der EingangsSpannung UIN zur Verfügung.
Der Multiplikationsfaktor m wird dem Spannungskonverter 1 zugeführt, wobei in Figuren 4a der erste und in Figur 4b der zweite Schaltzustand dargestellt ist, mit denen der maximal mit zwei Stufen erzielbare Multiplikationsfaktor, nämlich 3 erreicht wird.
Figur 5 zeigt die zweite Stufe 71, wie sie mit Vorteil als Stufe unmittelbar vor dem Ausgang des Spannungskonverters 1 realisiert ist. Die zweite Stufe 71 umfasst den Transferschalter 74, der im geschlossenen Zustand dazu dient, Ladung von der vorherigen Stufe auf den zweiten Kondensator 72 fließen zu lassen. Die Spannung über dem zweiten Kondensator 72 steht als AusgangsSpannung UOUT zur Verfügung.
Figur 6 zeigt ein Blockschaltbild des Spannungskonverters 1 mit sieben Stufen. Die Stufen 11, 21, 31, 41, 51, 61, 71 umfassen je einen Kondensator 12, 22, 32, 42, 52, 62, 72 und je ein Schaltmittel 13, 23, 33, 43, 53, 63, 73. Die Schaltmittel 13, 23, 33, 43, 53, 63, 73 werden von der Steuereinheit 7 entsprechend dem aktuellen Multiplikationsfaktor m, der am Steuereingang des Spannungskonverters 1 vorgegeben wird, an- gesteuert. Zum Erzielen des größten auswählbaren Multiplikationsfaktors wird in der ersten Taktphase der erste, dritte, fünfte und siebte Kondensator 12, 32, 52, 72 aufgeladen und gibt der zweite, vierte und sechste Kondensator 22, 42, 62 jeweils Energie an die folgende Stufe ab. In der zweiten Taktphase gibt der erste, dritte, fünfte und siebte Kondensator 12, 32, 52, 72 Energie ab und wird der zweite, vierte und sechste Kondensator 22, 42, 62 aufgeladen. Die Weitergabe der Energie bzw. der Ladung erfolgt über den Hebeeffekt. Der Hebeeffekt beruht darauf, dass in der ersten Taktphase der ers- te, dritte, fünfte und siebte Kondensator 12, 32, 52, 72 auf eine Spannung aufgeladen wird, wobei die zweite Elektrode auf Bezugspotential gelegt ist, und dass dann in der zweiten Taktphase durch Anheben des Potentials der zweiten Elektrode auf das Niveau der EingangsSpannung UIN des Spannungskonver- ters 1 das Potential der ersten Elektrode mit angehoben wird. Der Grund für das Mitanheben ist, dass sich der Energieinhalt eines Kondensators auch bei Schaltvorgängen nicht sprungartig ändert .
Als Multiplikationsfaktor m ist in dieser Ausführungsform jeder Wert von 1 bis 8 erreichbar, wobei der Wert 8 aus der Zahl der Stufen zuzüglich 1 resultiert.
Figur 7 zeigt eine mögliche Weiterbildung der Schaltung von Figur 6. Dabei sind die Transferschalter als Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 vom p-Kanal-Typ und mit einer Schwellenspannung, sodass sie Transistoren vom Anreicherungstyp sind, realisiert. Dies gilt auch für die Feldef- fekttransistoren 19, 29, 39, 49, 59, 69, die die Hebeschalter bilden. Die Bezugspotentialschalter sind als Feldeffekttransistoren 18, 28, 38, 48, 58, 68 des n-Kanal-Typs und ebenfalls als Transistoren vom Anreicherungstyp realisiert. Die ausgangsseitige Stufe 71, das heißt die siebte Stufe, ist eine Stufe, die eine besonders niedrige Ausgangsspannungs- schwankung bewirkt.
Der Hebe- und der Bezugspotentialschalter einer Stufe können in einer Ausführungsform als CMOS-Inverter realisiert sein.
Feldeffekttransistoren umfassen zwei stromführende Anschlüsse, Source- und Drain-Anschluss genannt, und einen Steueran- schluss, Bulk-Anschluss genannt. Da Source und Drain im all- gemeinen identisch im Halbleiterkörper ausgebildet werden, unterscheiden sich im allgemeinen der Source- und der Drain- Anschluss erst im Betrieb anhand der angelegten Potentiale. Bei p-Kanal-Feldeffekttransistoren wird Drain und Source den beiden Anschlüssen so zugewiesen, dass der Source-Anschluss auf einem höheren Potential als der Drain-Anschluss liegt.
Gemäß der Ausführungsform in Figur 7a können die Feldeffekttransistoren der Transferschalter 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 einen nicht angeschlossenen Bulk-Anschluss aufweisen. In die- sem Fall wird das BuIk des Feldeffekttransistors durch parasitäre Dioden auf das Potential desjenigen stromführenden Anschlusses gehoben, der sich auf einem höheren Potential befindet .
Einer oder mehrere der Feldeffekttransistor 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 können auch so geschaltet sein, dass der Bulk- Anschluss mit demjenigen stromführenden Anschluss verbunden ist, der mit dem Eingang der jeweiligen Stufe gekoppelt ist. Einer oder mehrere der Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 können auch so geschaltet sein, dass der BuIk- Anschluss mit demjenigen stromführenden Anschluss verbunden ist, der mit dem Ausgang der jeweiligen Stufe gekoppelt ist.
Figur 7b zeigt eine weitere Ausführungsform für den BuIk- Anschluss eines der Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77. Mit Hilfe eines Bulk-Komparators 82 wird derjenige der zwei Bulk-Schalter 80, 81 geschlossen, der das BuIk mit dem stromführenden Anschluss verbindet, der das höhere
Potential aufweist. Der weitere der beiden Bulk-Schalter 80, 81 ist in diesem Fall geöffnet.
Figur 7c zeigt eine weitere Ausführungsform für den BuIk- Anschluss eines der Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47,
57, 67, 77. In dieser werden zwei Bulk-Schalter 80, 81 in Abhängigkeit der anderen Schalter geschaltet. Da im voraus aufgrund der Information, in welcher Taktphase die Schaltung sich befindet, bekannt ist, welcher der stromführenden An- Schlüsse ein höheres Potential aufweist, kann der BuIk-
Anschluss bereits vor dem Schalten eines der Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 mit demjenigen der beiden Transistoranschlüsse verbunden werden, der das höhere Potential aufweist. Dazu können die beiden Bulk-Schalter 80, 81 mit der Steuereinheit 7 verbunden sei.
Die Bulk-Anschlüsse jedes der Feldeffekttransistoren 17, 27, 37, 47, 57, 67, 77 können in gleicher Weise nach einer der gezeigten Methoden verschaltet sein. Die Bulk-Anschlüsse kön- nen jedoch auch in verschiedener Weise nach einer der gezeigten Methoden verschaltet sein. Bezugszeichenliste
1 Spannungskonverter
2 elektrische Last 2 ' elektrische Last
2 ' ' elektrische Last
3 Stromsenke 3 ' Stromsenke 3 ' ' Stromsenke 4 Vergleicher zum Vergleich mit dem unteren Schwellwert
4 ' Vergleicher zum Vergleich mit dem unteren Schwellwert
4 ' ' Vergleicher zum Vergleich mit dem unteren Schwellwert
5 Vergleicher zum Vergleich mit dem oberen Schwellwert 5 ' Vergleicher zum Vergleich mit dem oberen Schwellwert 5 ' ' Vergleicher zum Vergleich mit dem oberen Schwellwert
6 Auswahllogik
7 Steuereinheit
8 Bezugspotentialanschluss 11 Stufe 12 Kondensator
13 Schaltmittel
14 Transferschalter
15 Bezugspotentialschalter
16 Hebeschalter 17 Transfertransistor
18 Bezugspotentialtransistor
19 Hebetransistor
21 Stufe
22 Kondensator 23 Schaltmittel
24 Transferschalter
25 Bezugspotentialschalter 26 Hebeschalter 27 Transfertransistor
28 Bezugspotentialtransistor
29 Hebetransistor 31 Stufe 32 Kondensator
33 Schaltmittel
37 Transfertransistor
38 Bezugspotentialtransistor
39 Hebetransistor 41 Stufe
42 Kondensator
43 Schaltmittel
47 Transfertransistor
48 Bezugspotentialtransistor 49 Hebetransistor
51 Stufe
52 Kondensator
53 Schaltmittel
57 Transfertransistor 58 Bezugspotentialtransistor
59 Hebetransistor
61 Stufe
62 Kondensator
63 Schaltmittel 67 Transfertransistor
68 Bezugspotentialtransistor
69 Hebetransistor
71 Stufe
72 Kondensator 73 Schaltmittel
74 Transferschalter
77 Transfertransistor
80 Bulk-Schalter 81 Bulk-Schalter
82 Bulk-Komparator m Multiplikationsfaktor
UIN EingangsSpannung des Spannungskonverters UOSW oberer Schwellwert
UOSW' oberer Schwellwert
UOSW'' oberer Schwellwert
UUSW unterer Schwellwert
UUSW' unterer Schwellwert UUSW'' unterer Schwellwert
UOUT AusgangsSpannung des Spannungskonverters
USINK Stromsenkenspannung

Claims

Patentansprüche
1. Anordnung mit einem Spannungskonverter (1) zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last (2), aufweisend - den Spannungskonverter (1) , der an einem Ausgang mit einem Anschluss einer Serienschaltung, umfassend Mittel zum Anschließen der elektrischen Last (2) und eine Stromsenke (3), verbunden ist und dessen Ausgangspannung eine Abhängigkeit von einer EingangsSpannung und von einem aktuellen Multiplikationsfaktor aufweist, einen ersten Vergleicher (4) , der an einem Abtasteingang mit der Stromsenke (3) zur Zuführung einer Stromsenkenspannung gekoppelt ist und der zum Vergleich der Stromsenkenspannung mit einem unteren Schwellwert eingerichtet ist, einen zweiten Vergleicher (5) , der an einem Abtasteingang mit der Stromsenke (3) zur Zuführung der Stromsenkenspannung gekoppelt ist, dem an einem weiteren Abtasteingang ein von der EingangsSpannung abgeleitetes Signal zuführbar ist, der zur Bestimmung eines oberen Schwellwertes in Abhängigkeit von dem aktuellen Multiplikationsfaktor, von einem neuen, kleineren Multiplikationsfaktor, von dem vorgegebenen unteren Schwellwert und von dem von der Eingangsspannung abgeleiteten Signal eingerichtet ist und der zum Vergleich der Stromsenkenspannung mit dem oberen Schwellwert eingerichtet ist, und eine Auswahllogik (β), die mit Ausgängen des ersten und zweiten Vergleichers (4, 5) und mit einem Steuereingang des Spannungskonverters (1) zur Vorgabe des aktuellen MuI- tiplikationsfaktors verbunden und ausgelegt ist zur Vorgabe eines neuen, größeren Multiplikationsfaktors verglichen mit dem aktuellen Multiplikationsfaktor aus einer Menge von auswählbaren Werten des Multiplikationsfaktors, wenn die Stromsenkenspannung den unteren Schwellwert unterschreitet, und zur Vorgabe des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors, wenn die Stromsenkenspannung den oberen Schwellwert überschreitet.
2. Anordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass
Mittel zum Vorgeben des unteren Schwellwertes und Mittel zur Bestimmung des oberen Schwellwertes in Abhängigkeit von dem unteren Schwellwert vorgesehen sind.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2 , dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Vergleicher (5) zur Bestimmung des oberen Schwell- wertes nach der Vorschrift
Figure imgf000031_0001
eingerichtet ist, wobei mAKT der aktuelle Multiplikationsfak- tor, mNEU der neue, kleinere Multiplikationsfaktor, UIN die
EingangsSpannung, UUSW der vorgegebene untere Schwellwert und UOSW der obere Schwellwert ist.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine weitere Serienschaltung, umfassend Mittel zum Anschließen einer weiteren elektrischen Last (2') und eine weitere Stromsenke (3'), an einem Anschluss mit dem Ausgang des Spannungskonverters (1) verbunden ist, - zumindest ein weiterer erster Vergleicher (4') an einem
Abtasteingang mit der weiteren Stromsenke (3') zur Zuführung einer weiteren Stromsenkenspannung gekoppelt ist und zum Vergleich der weiteren Stromsenkenspannung mit einem weiteren unteren Schwellwert eingerichtet ist und zumindest ein weiterer zweiter Vergleicher (5') an einem ersten Abtasteingang mit der weiteren Stromsenke (3') zur Zuführung der weiteren Stromsenkenspannung gekoppelt ist und zum Vergleich der weiteren Stromsenkenspannung mit einem weiteren oberen Schwellwert eingerichtet ist und dass die Auswahllogik (6) mit Ausgängen des zumindest einen weiteren ersten und des zumindest einen weiteren zweiten Vergleichers (4', 5') verbunden ist und ausgelegt ist zur Vorgabe des neuen Multiplikationsfaktors in Abhängigkeit der Vergleichsergebnisse des ersten und des zweiten Vergleichers (4, 5) sowie des zumindest einen weiteren ersten und des zumindest einen weiteren zweiten Verglei- chers (4' , 5' ) .
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungskonverter (1) eine erste Stufe (11) aufweist, die an ihrem Eingang mit einem Eingang des Spannungskonverters (1) gekoppelt ist und einen ersten Kondensator (12) und ein erstes Schaltmittel (13) umfasst, dass der Spannungskonverter (1) eine zweite Stufe (21) aufweist, die an ihrem Eingang mit einem Ausgang der ers- ten Stufe (11) und an ihrem Ausgang mit dem Ausgang des Spannungskonverters (1) gekoppelt ist und einen zweiten Kondensator (22) und ein zweites Schaltmittel (23) umfasst, und dass der Spannungskonverter (1) eine Steuereinheit (7) aufweist, die mit dem Steuereingang des Spannungskonverters (1) und mit dem ersten und dem zweiten Schaltmittel (13, 23) verbunden ist.
6. Anordnung nach Anspruch 5 , dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltmittel (13) einen ersten Transferschalter (14) , der eine erste Elekt- rode des ersten Kondensators (12) mit dem Eingang der ersten Stufe (11) verbindet, einen ersten Bezugspotentialschalter (15), der eine zweite Elektrode des ersten Kondensators (12) mit einem Bezugspo- tentialanschluss (8) verbindet, - einen ersten Hebeschalter (16) , der der zweiten Elektrode des ersten Kondensators (12) die EingangsSpannung zuführt, und eine Verbindung der ersten Elektrode des ersten Kondensators (12) mit dem Ausgang der ersten Stufe (11) um- fasst und dass die Steuereinheit (7) so eingerichtet ist, dass in einer ersten Taktphase der erste Hebeschalter (16) offen und der erste Transferschalter (14) und der erste Bezugspotentialschalter (15) geschlossen sind, und dass in einer zweiten Taktphase der erste Transfer- Schalter (14), der erste Bezugspotentialschalter (15) und der erste Hebeschalter (16) in einem komplementären Schaltzustand bezüglich der ersten Taktphase sind.
7. Anordnung nach Anspruch 5 , dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Schaltmittel (23) einen zweiten Transferschalter (24) , der eine erste Elektrode des zweiten Kondensators (22) mit dem Eingang der zweiten Stufe (21) verbindet, - einen zweiten Bezugspotentialschalter (25) , der eine zweite Elektrode des zweiten Kondensators (22) mit dem Bezugs- potentialanschluss (8) verbindet, einen zweiten Hebeschalter (26) , der der zweiten Elektrode des zweiten Kondensators (22) die EingangsSpannung zuführt, und eine Verbindung der ersten Elektrode des zweiten Kon- densators (22) mit dem Ausgang der zweiten Stufe (21) um- fasst und dass die Steuereinheit (7) so eingerichtet ist, dass in der ersten Taktphase der zweite Transferschalter (24) und der zweite Bezugspotentialschalter (25) offen und der zweite Hebeschalter (26) geschlossen sind, und dass in der zweiten Taktphase der zweite Transferschalter (24), der zweite Bezugspotentialschalter (25) und der zweite Hebeschalter (26) in einem komplementären Schaltzustand bezüglich der ersten Taktphase sind.
8. Anordnung nach Anspruch 5 , dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Schaltmittel (73) einen zweiten Transferschalter (74) , der eine erste Elekt- rode des zweiten Kondensators (72) mit dem Eingang der zweiten Stufe (71) verbindet, eine Verbindung einer zweiten Elektrode des zweiten Kondensators (72) mit dem Bezugspotentialanschluss (8), und eine Verbindung der ersten Elektrode des zweiten Kon- densators (72) mit dem Ausgang der zweiten Stufe (71) um- fasst, und dass die Steuereinheit (7) so eingerichtet ist, dass in der ersten Taktphase der zweite Transferschalter (74) offen ist, - und dass in der zweiten Taktphase der zweite Transferschalter (74) in einem komplementären Schaltzustand bezüglich der ersten Taktphase ist.
9. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) zum Schließen des zweiten Transferschalters (24) in der ersten und in der zweiten Taktphase für ein Wirksamwerden des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors eingerichtet ist .
10. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) zum Einstellen unterschiedlicher
Schaltzustände des zweiten Transferschalters (24) in der ersten und in der zweiten Taktphase für ein Wirksamwerden des neuen, größeren Multiplikationsfaktors eingerichtet ist.
11. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Transfer-, Bezugspotential- und Hebeschalter (14, 15, 16, 24, 25, 26, 74) je einen Feldeffekttransistor umfassen.
12. Verfahren zur Spannungsversorgung einer elektrischen Last
(2), aufweisend folgende Schritte:
Erzeugen einer Ausgangspannung eines Spannungskonverters (1) zur Spannungsversorgung einer Serienschaltung, aufwei- send die an ein Mittel zum Anschließen der elektrischen Last angeschlossene elektrische Last (2) und eine Stromsenke (3) , wobei die Ausgangspannung von einer Eingangsspannung und von einem aktuellem Multiplikationsfaktor abhängt , - Vergleichen einer über der Stromsenke (3) abfallenden
Stromsenkenspannung mit einem unteren Schwellwert, Bestimmen eines oberen Schwellwertes in Abhängigkeit von dem aktuellen Multiplikationsfaktor, von einem neuen, kleineren Multiplikationsfaktor, von dem vorgegebenen unteren Schwellwert und von einem von der EingangsSpannung abgeleiteten Signal,
Vergleichen der über der Stromsenke (3) abfallenden Strom- senkenspannung mit dem oberen Schwellwert und
Vorgeben eines neuen, größeren Multiplikationsfaktors aus einer Menge von auswählbaren Werten des Multiplikationsfaktors an den Spannungskonverter (1) , wenn die Stromsenkenspannung den unteren Schwellwert unterschreitet, und Vorgeben eines neuen, kleineren Multiplikationsfaktors, wenn die Stromsenkenspannung den oberen Schwellwert überschreitet .
13. Verfahren nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch
Vorgeben des unteren Schwellwertes und Bestimmen des oberen Schwellwertes in Abhängigkeit von dem unteren Schwellwert.
14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, gekennzeichnet durch
Bestimmen des oberen Schwellwertes nach der Vorschrift
Figure imgf000036_0001
wobei mAKT der aktuelle Multiplikationsfaktor, mNEU der neue, kleinere Multiplikationsfaktor, UIN die EingangsSpannung, UUSW der vorgegebene untere Schwellwert und UOSW der obere Schwellwert ist.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, gekennzeichnet durch
Versorgen zumindest einer weiteren Serienschaltung, aufweisend eine an ein weiteres Mittel zum Anschließen der weiteren elektrischen Last (2 ' ) angeschlossene weitere e- lektrische Last (2 ' ) und eine weitere Stromsenke (3'), mit der Ausgangspannung des Spannungskonverters (1) , Vergleichen einer über der weiteren Stromsenke (3 ' ) abfal- lenden weiteren Stromsenkenspannung mit einem weiteren unteren Schwellwert,
Vergleichen der weiteren Stromsenkenspannung mit einem weiteren oberen Schwellwert, Vorgeben eines neuen Multiplikationsfaktors in Abhängig- keit der Ergebnisse der Vergleiche der Stromsenkenspannung mit dem unteren und dem oberen Schwellwert sowie der Vergleiche der zumindest einen weiteren Stromsenkenspannung mit dem zumindest einen weiteren unteren und dem zumindest einen weiteren oberen Schwellwert.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, gekennzeichnet durch
Auf- und Entladen eines ersten Kondensators (12), der zusammen mit einem ersten Schaltmittel (13) eine erste Stufe (11) des Spannungskonverters (1) bildet, wobei ein Eingang der ersten Stufe mit einem Eingang des Spannungskonverters (1) gekoppelt ist,
Auf- und Entladen eines zweiten Kondensators (22), der zusammen mit einem zweiten Schaltmittel (23) eine zweite Stufe (21) des Spannungskonverters (1) bildet, wobei ein Eingang der zweiten Stufe (21) mit einem Ausgang der ersten Stufe (11) und ein Ausgang der zweiten Stufe (21) mit einem Ausgang des Spannungskonverters (1) gekoppelt ist und - Steuern des ersten und des zweiten Schaltmittels (13, 23) in Abhängigkeit von dem aktuellen Multiplikationsfaktor.
17. Verfahren nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch periodisches Umschalten des ersten Schaltmittels (13) zwischen einer erster und einer zweiter Taktphase so, dass in der ersten Taktphase - ein erster Hebeschalter (16) , der einer zweiten Elektrode des ersten Kondensators (12) die EingangsSpannung zuführt, geöffnet wird, ein erster Transferschalter (14) , der eine erste Elektrode des ersten Kondensators (12) mit dem Eingang der ersten Stufe (11) verbindet, geschlossen wird und ein erster Bezugspotentialschalter (15), der der zweiten Elektrode des ersten Kondensators (12) das Bezugspotential zuführt, geschlossen wird, dass in der zweiten Taktphase der erste Transferschalter (14), der erste Bezugspotentialschalter (15) und der erste Hebeschalter (16) in einen komplementären Schaltzustand bezüglich der ersten Taktphase versetzt werden und dass ein an der ersten Elektrode des ersten Kondensators (12) auftretendes Potential in der ersten und in der zweiten Taktphase an dem Ausgang der ersten Stufe (11) anliegt.
18. Verfahren nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch periodisches Umschalten des zweiten Schaltmittels (23) zwi- sehen der ersten und der zweiten Taktphase so, dass in der ersten Taktphase ein zweiter Transferschalter (24) , der eine erste Elektrode des zweiten Kondensators (22) mit dem Eingang der zweiten Stufe (21) verbindet, geöffnet wird und - ein zweiter Bezugspotentialschalter (25) , der einer zweiten Elektrode des zweiten Kondensators (22) das Bezugspotential zuführt, geöffnet wird, ein zweiter Hebeschalter (26) , der der zweiten Elektrode des zweiten Kondensators (22) die Eingangsspannung zuführt, geschlossen wird, dass in der zweiten Taktphase der zweite Transferschalter (24), der zweite Bezugspotentialschalter (25) und der zweite Hebeschalter (26) in einen komplementären Schaltzustand bezüglich der ersten Taktphase versetzt werden und dass ein an der ersten Elektrode des zweiten Kondensators (22) auftretendes Potential in der ersten und in der zweiten Taktphase an dem Ausgang der zweiten Stufe (21) anliegt.
19. Verfahren nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch periodisches Umschalten des zweiten Schaltmittels (73) zwi- sehen der ersten und der zweiten Taktphase so, dass in der ersten Taktphase ein zweiter Transferschalter (74) , der eine erste Elektrode des zweiten Kondensators (72) mit dem Eingang der zweiten Stufe (71) verbindet, geöffnet wird und dass in der zweiten Taktphase der zweite Transferschalter (74) in ei- nen komplementären Schaltzustand bezüglich mit der ersten
Taktphase versetzt wird und dass ein an der ersten Elektrode des zweiten Kondensators (72) auftretende Potential in der ersten und in der zweiten Taktphase an dem Ausgang der zweiten Stufe (71) anliegt.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 19, gekennzeichnet durch
Schließen des zweiten Transferschalters (24) in der ersten und in der zweiten Taktphase für ein Wirksamwerden des neuen, kleineren Multiplikationsfaktors.
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 20, gekennzeichnet durch Einstellen unterschiedlicher Schaltzustände des zweiten Transferschalters (24) in der ersten und in der zweiten Taktphase für ein Wirksamwerden des neuen, größeren Multiplikationsfaktors .
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JP2008501238A JP4777412B2 (ja) 2005-03-18 2006-03-17 電気的負荷に電圧を供給する電圧コンバータ装置、及び、方法
US11/908,732 US7778055B2 (en) 2005-03-18 2006-03-17 Voltage converter

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101084920B1 (ko) * 2008-07-15 2011-11-17 인터실 아메리카스 인코포레이티드 복수의 led 스트링 상부로의 출력 전압 제어 방법 및 led 드라이버 컨트롤러

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102006005831A1 (de) * 2006-02-08 2007-08-23 Austriamicrosystems Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur Ansteuerung einer elektrischen Last
DE102006059355A1 (de) 2006-12-15 2008-06-19 Robert Bosch Gmbh Ansteuerungseinrichtung und Verfahren zum Betrieb wenigstens einer Reihenschaltung von Leuchtdioden
DE102006060011A1 (de) 2006-12-19 2008-07-03 Austriamicrosystems Ag Spannungskonverter und Verfahren zur Spannungskonversion
KR100855584B1 (ko) * 2006-12-26 2008-09-01 삼성전자주식회사 불휘발성 반도체 메모리에 채용하기 적합한 전압레귤레이팅 회로
DE102007014384A1 (de) 2007-03-26 2008-10-02 Austriamicrocsystems Ag Spannungskonverter und Verfahren zur Spannungskonversion
US8174209B2 (en) 2008-01-30 2012-05-08 Texas Instruments Deutschland Gmbh DC-DC converter and method for minimizing battery peak pulse loading
US8502587B2 (en) * 2009-12-22 2013-08-06 Fairchild Semiconductor Corporation Fast recovery voltage regulator
US9077365B2 (en) 2010-10-15 2015-07-07 S.C. Johnson & Son, Inc. Application specific integrated circuit including a motion detection system
KR101773196B1 (ko) * 2010-12-29 2017-09-12 엘지디스플레이 주식회사 액정표시장치의 직류-직류 변환기
DE102011003519A1 (de) 2011-02-02 2012-08-02 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Regelung elektrischer Leuchtelemente
CN201966793U (zh) * 2011-02-22 2011-09-07 马丽娟 可设定电流值的驱动电路
DE102011112455A1 (de) * 2011-09-03 2013-03-07 Vision Components Gesellschaft für Bildverarbeitungsysteme mbH Verfahren und elektronische Schaltung zur Stromversorgung für eine gepulste Beleuchtungsquelle
CN103208252B (zh) * 2012-01-11 2017-05-24 深圳富泰宏精密工业有限公司 显示屏发光二极管控制电路
EP2651185B1 (de) * 2012-04-13 2017-11-01 ams AG Blitzlichttreiber zur Begrenzung des Laststroms eines Blitzlichts und Verfahren zur Begrenzung des Laststroms eines Blitzlichttreibers
DE102012215727A1 (de) * 2012-09-05 2014-03-20 Zumtobel Lighting Gmbh Kontrollgerät zur Steuerung und Spannungsversorgung von LEDs
JP6075003B2 (ja) * 2012-10-22 2017-02-08 富士通株式会社 トランジスタの制御回路及び電源装置
CN103580000B (zh) * 2013-10-21 2016-05-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源
KR20170114579A (ko) 2016-04-05 2017-10-16 주식회사 만도 전압 제어 방법 및 그 제어 시스템
CN108306492B (zh) * 2017-01-13 2020-09-08 华润矽威科技（上海）有限公司 一种自适应输出电流去纹波电路及其去纹波方法
EP3355459B1 (de) 2017-01-30 2020-01-29 ams AG Spannungswandler und verfahren zur spannungswandlung
EP3661192B1 (de) 2018-11-30 2022-10-05 ams Sensors Belgium BVBA Pixelsteuerungsspannungsgeneration unter verwendung einer ladungspumpe

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040041620A1 (en) * 2002-09-03 2004-03-04 D'angelo Kevin P. LED driver with increased efficiency

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4583157A (en) * 1985-02-08 1986-04-15 At&T Bell Laboratories Integrated circuit having a variably boosted node
JP2917914B2 (ja) * 1996-05-17 1999-07-12 日本電気株式会社 昇圧回路
EP1216495B1 (de) * 1999-07-27 2009-04-01 Alfred E. Mann Foundation Spannungssteuerschaltung zur ladung eines ausgangskondensators
DE19962523A1 (de) 1999-12-23 2001-08-02 Texas Instruments Deutschland Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers
JP2001215913A (ja) * 2000-02-04 2001-08-10 Toko Inc 点灯回路
DE10017920A1 (de) * 2000-04-11 2001-10-25 Infineon Technologies Ag Ladungspumpenanordnung
KR100386085B1 (ko) * 2001-05-25 2003-06-09 주식회사 하이닉스반도체 고전압 발생회로
EP1310959B1 (de) * 2001-11-09 2008-06-18 STMicroelectronics S.r.l. Ladungspumpeschaltung mit niedriger Leistung
JP3870122B2 (ja) * 2002-05-27 2007-01-17 株式会社リコー 電源供給回路
US6836157B2 (en) * 2003-05-09 2004-12-28 Semtech Corporation Method and apparatus for driving LEDs
JP3759134B2 (ja) * 2003-08-29 2006-03-22 ローム株式会社 電源装置
JP4308158B2 (ja) * 2004-03-30 2009-08-05 ローム株式会社 昇圧制御装置およびそれを用いた電子装置
JP4600662B2 (ja) * 2005-03-14 2010-12-15 ミツミ電機株式会社 チャージポンプ式ｌｅｄドライバおよびチャージポンプの昇圧率切換え方法
US7598711B2 (en) * 2005-11-23 2009-10-06 Apple Inc. Power source switchover apparatus and method
US7443230B2 (en) * 2006-08-10 2008-10-28 Elite Semiconductor Memory Technology Inc. Charge pump circuit

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040041620A1 (en) * 2002-09-03 2004-03-04 D'angelo Kevin P. LED driver with increased efficiency

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"480mA White LED 1x/1.5x/2x Charge Pump for Backlighting and Camera Flash"[Online] 2004, Seiten 1-14, XP002390437 Gefunden im Internet: URL:http://www.ortodoxism.ro/datasheets2/8 /0u338z96sikzfliqktqxyik78wpy.pdf> [gefunden am 2006-07-14] *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101084920B1 (ko) * 2008-07-15 2011-11-17 인터실 아메리카스 인코포레이티드 복수의 led 스트링 상부로의 출력 전압 제어 방법 및 led 드라이버 컨트롤러
US8278830B2 (en) 2008-07-15 2012-10-02 Intersil Americas Inc. Dynamic headroom control for LCD driver
US8421364B2 (en) 2008-07-15 2013-04-16 Intersil Americas Inc. Transient suppression for boost regulator
USRE47005E1 (en) 2008-07-15 2018-08-21 Intersil Americas LLC Transient suppression for boost regulator

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