WO2006037670A1 - Vorrichtung und verfahren zum ansteuern eines piezoaktors - Google Patents

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WO2006037670A1
WO2006037670A1 PCT/EP2005/053527 EP2005053527W WO2006037670A1 WO 2006037670 A1 WO2006037670 A1 WO 2006037670A1 EP 2005053527 W EP2005053527 W EP 2005053527W WO 2006037670 A1 WO2006037670 A1 WO 2006037670A1
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voltage
actuator
piezoelectric actuator
switching
tri
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PCT/EP2005/053527
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Stephan Bolz
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D41/2096—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils for controlling piezoelectric injectors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/02—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing linear motion, e.g. actuators; Linear positioners ; Linear motors
    • H02N2/06—Drive circuits; Control arrangements or methods
    • H02N2/065—Large signal circuits, e.g. final stages
    • H02N2/067—Large signal circuits, e.g. final stages generating drive pulses
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
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    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F02D2041/2003—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils using means for creating a boost voltage, i.e. generation or use of a voltage higher than the battery voltage, e.g. to speed up injector opening
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    • F02D41/22—Safety or indicating devices for abnormal conditions
    • F02D41/221—Safety or indicating devices for abnormal conditions relating to the failure of actuators or electrically driven elements

Definitions

  • the invention relates to a device for driving a piezoelectric actuator, with a supplied by a vehicle electrical system voltage DCDC converter, which outputs a high supply voltage supplies, with a capacitor arranged between the output of the DCDC converter and reference DC link capacitor and parallel to a series circuit of a High-side switching transistor and a low-side switching transistor, which are controlled via a driver circuit by means of a control signal.
  • the invention also relates to a method for operating this device.
  • the increased fuel pressure but also has a significantly increased fuel flow at otherwise comparable conditions result.
  • piezo actuators for fuel injection valves, voltages of typically 100V to 200V are required. Since the impedance of a piezoelectric actuator essentially represents a capacitance of approximately 6.6 ⁇ F with a series-connected resistance of approximately 2 ⁇ , operation from a current source is necessary.
  • an effective charging current of about 6 A and a total charge of about 10 ohms are required.
  • the fuel injection valve is open with applied voltage and closed without applied voltage. Accordingly, the actuator impedance must be charged to open the injection valve and discharged to close again.
  • the power supply of the piezoelectric actuator must therefore be both source as well as a current sink, whereby the moving energy is quite significant.
  • Linear power sources have a low degree of efficiency ( ⁇ 60%), which leads to very high power loss and correspondingly costly cooling (cooling) for these power requirements. They are therefore unsuitable for automotive applications.
  • Switched current sources have in principle a wesent ⁇ Lich better efficiency and are thus suitable for a compact design. Therefore, common fuel injection systems with piezo actuators in motor vehicles are realized with this method.
  • a switched current source for charging and discharging a Ka ⁇ capacity basically consists of at least one DC voltage source, an inductance, which can also be designed as a transformer tora and multiple switches, the Inductiusch or piezoelectric impedance with the voltage source or ground connect to. Occasionally auxiliary capacitors or inductances are used.
  • resonant output stages use the capacitance Cp of the piezoelectric actuator P in order to produce a series resonant circuit with a inductance of a coil L which is relatively large. If this series resonant circuit L-Cp-Rp is acted upon by closing the switch SWIa with a sudden voltage excitation (FIG. 5c), the voltage Up at the piezoactuator will oscillate to approximately twice the value (200V) of the excitation voltage Vdc (100V) before it oscillates back to a lower voltage, and then approximates the excitation voltage decaying periodically.
  • the series resonant circuit is again connected by closing the switch SWIa with the excitation voltage - the piezoactuator discharges - and disconnects it as soon as the actuator voltage or the current flowing through the piezoelectric actuator reaches the value OV has reached.
  • the sinusoidal oscillations of the current are negative during discharge!
  • the excitation voltage is applied to the coil L (FIG. 5c), as long as a current flows through it (FIG. 5b).
  • the voltage shown in the interval between the excitation voltages for charging and discharging in FIG. 5c, wherein no current flows, is the actuator voltage Up applied to the piezoactuator itself - as in FIG. 5a.
  • This circuit can be refined by means of diodes and other switches, as known from DE 199 44 734 Al.
  • the clocked concepts on the output side are all based on known switching regulator topologies, which have been extended for bidirectional (two-quadrant) operation.
  • the disadvantage here is that the charging current into the piezoelectric actuator is very high with a small actuator voltage; in practice, therefore, the maximum current is lowered (limited) at the beginning of the charging process; -
  • the actuator voltage increases - due to the principle - parabolic, while the voltage increase at the beginning of Ladevor ⁇ gear is particularly steep; since the charging process is two-stage (first the transformer, then the piezoactuator), the charge of the piezoelectric actuator takes place only in every second phase;
  • the current profile during charging / discharging of the transformer is triangular, the ratio of the peak current to the effective current value is approximately 4: 1; this means increased stress for the components or more expensive components; -
  • the EMC-compatible filtering of the pulsed, triangular charging current curve requires complex output filters.
  • a buck-boost converter with constant charging current and operation at the gap limit is shown in more detail in FIG.
  • the vehicle electrical system voltage Vbat (12V) feeds a DCDC converter, which supplies a voltage of, for example, 200V on the output side.
  • the DC link capacitor Cs is used for the dynamic buffering of the high, short-term trans ⁇ ported energies during charging and discharging of the piezoelectric actuator P (eg 10OmJ in 200 ⁇ s).
  • the Signal Control controls via a driver Driver two series-connected switching transistors Tri and Tr2. Via the connection point A of these switching transistors, a coil L connected in series with the piezoelectric actuator P can be connected in cycles either for charging with the output voltage 200V of the DCDC converter or for discharging with reference potential OV (ground).
  • the current flowing through the coil L (FIG. 7b) has a relatively high, high-frequency ripple, so that additional filtering (filter capacitor Cf and filter coil Lf in FIG. 6) is required before it can be used to charge the piezoactuator P.
  • the duty cycle of a certain number of current pulses is then controlled in reverse order so that the coil L
  • the voltage Up at the piezoelectric actuator P can be seen from FIG. 7a.
  • Piezo actuator a high degree of flexibility of charge.
  • any charging and discharging curves can be used represent the piezoelectric actuator, which is the main disadvantage on the output side resonant concepts to fix.
  • Switching voltages of up to 200 V sometimes involve considerable losses, so that the efficiency of these concepts is usually significantly lower than that of the output-side resonant concepts.
  • the high-frequency energy contained in the fast switching edges very easily leads to increased EMC emissions, which in turn have to be reduced by appropriate design measures (filters). Therefore, with an output-clocked concept, it is difficult to find a realization that is as economical as an output-side resonant concept.
  • connection point (A) of the two switching transistors (Tri, Tr2) and reference potential (OV) a series connection of a coil (L) high inductance and the piezoelectric actuator to be driven (P) is arranged.
  • the inventive method is that for charging to a desired actuator voltage (Up) or for discharging the piezoelectric actuator (P) an excitation signal Ua at the connection point (A) by means of inverse switching operations of the two switching transistors (Tri, Tr2) is applied, that the excitation signal Ua an effective voltage corresponding to approximately half the desired actuator voltage Up, that the excitation signal Ua is formed from the product of supply voltage Uv and duty cycle, wherein the
  • Duty cycle corresponds to the time ratio of Leitendphase and non-conductive phase of the high-side switching transistor (Tri) or the time relationship of Leitendphasen the two switching transistors (Tri, Tr2), and that the excitation signal Ua a predetermined switching frequency for driving the two switching transistors (Tri, Tr2) having.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a device according to the invention for driving a piezoelectric actuator
  • FIG. 1 voltage (2a) and current (2b) at the piezoelectric actuator as a function of the pulse duty factor (2c) of the excitation signal during operation of the device according to FIG. 1 by means of the method according to the invention
  • FIG. 3 shows voltage (3a) and current (3b) at the piezoelectric actuator as a function of the pulse duty factor (3c) of the excitation signal when generating partial strokes of the piezoelectric actuator during operation of the device according to FIG. 1 by means of the method according to the invention
  • FIG. 4 shows the basic circuit of a known output-side resonant drive circuit for a piezoelectric actuator
  • FIG. 5 shows voltage (5a), current (5b) and excitation voltage (5c) on the piezoelectric actuator during opening and closing of the piezoelectric actuator by oscillating the actuator voltage in the basic circuit according to FIG. 4,
  • FIG. 6 shows the circuit of a known drive circuit clocked on the output side a piezoelectric actuator, and
  • FIG. 7 shows voltage (7a) and current (7b) at the piezoelectric actuator in the circuit according to FIG. 6.
  • FIG. 1 shows a basic circuit of a device according to the invention which is to be operated by means of the method according to the invention.
  • the vehicle electrical system voltage Vbat (12V) feeds a DCDC converter DCDC, which supplies a supply voltage of approx. 200V on the output side.
  • the intermediate circuit capacitor Cs between the output of the DCDC converter DCDC and the reference potential (OV) serves for the dynamic buffering of the high short-term energies during charging and discharging of the piezo actuator P.
  • a critiquen ⁇ circuit of two switching transistors Tri and Tr2 is arranged.
  • a signal control controls two switching transistors, a high-side transistor Tri and a low-side transistor Tr2 via a driver circuit Driver.
  • a coil L of large inductance lying in series with the piezoactuator P can be connected.
  • 630 .mu.H cyclically alternately connected to the supply voltage (output voltage 200 V of the DCDC converter DCDC) or with reference potential OV (ground) were ⁇ connected.
  • control idea on which the method according to the invention is based in this case is based on the method of resonant oscillation - see FIGS. 4 and 5.
  • the voltage of the excitation signal can be replaced by the mean value of a higher, constant voltage with a corresponding duty cycle.
  • the charging and discharging of the capacitance Cp of the piezoelectric actuator P does not take place - as in the case of the buck-boost converter clocked on the output side - by means of a regulated current, but by resonant oscillation.
  • the duty cycle corresponds to the time ratio of Leitendphase to non-conductive phase of the high-side switching transistor (Tri) or the time ratio of the Leitendpha ⁇ sen of high-side switching transistor Tri to Lowside switching transistor Tr2.
  • lowside switching transistor Tr2 is not activated and the freewheeling takes place via a diode connected in parallel with T2, or the substrate diode present in the case of MOS-FET transistors.
  • Lowside switching transistor Tr2 is turned on during the freewheeling phase (active freewheeling).
  • the two switching transistors Tri and Tr2 work inversely in the charging and discharging phase to each other, ie, is high-side switching transistor Tri conductive, so lowside switching transistor Tr2 is not conductive and vice versa.
  • high-side switching transistor Tri With piezoelectric actuator P under voltage (working phase) and without voltage (quiescent phase) - with no current flowing - both switching transistors Tri and Tr2 are not conducting. In the working phase, however, high-side switching transistor Tri can then be controlled conductive when the Voltage Up at the piezoelectric actuator P, due to losses sinking, must be corrected.
  • the gate-source voltage of the high-side switching transistor Tri is shown during the charging phase (left-hand side).
  • the gate-source voltages are for example 10V.
  • the freewheel was selected by the substrate diode.
  • the gate-source voltage U GS of the low-side switching transistor Tr 2 is represented, with duty cycles of 75%, 62.5% and 50% corresponding to the non-conducting phase of the high-side switching transistor Tri in the charging phase ,
  • Both the charging time and the discharging time are ended when the charging or discharging current reaches the value OV.
  • 5OkHz is chosen as the switching frequency for the switching transistors Tri and Tr2, which represents a good compromise between switching losses and residual ripple of the current flowing through the piezoelectric actuator P.
  • the energy E can be determined by multiplying the voltage u lying at the piezoelectric actuator P by the integral of the current i:
  • the energy E supplied to the piezoelectric actuator P can also be determined from the capacitance Cp and the actuator voltage Up:
  • the capacitance value Cp of the piezoelectric impedance has a significant temperature dependence, which varies in the observable temperature range from approximately 4 ⁇ F to 6, 6 ⁇ F. In the case of resonant operation, this manifests itself in a change in the transient time.
  • a further increase of the accuracy is taking into account the resistance value Rp of the piezoelectric impedance and further loss factors in determining the capacity of the piezoelectric actuator possible.
  • the actual value of the inductance of the coil L can be detected and stored by a production adjustment.
  • the device according to the invention fulfills all the requirements which are placed on a future-proof driver circuit for piezo actuators; Also, it is the device that requires the least amount of component, which also means low cost,
  • the device according to the invention allows a very simple circuit design and requires little additional auxiliary circuits, because of the low waviness of the charging current only minimal EMC filter measures are required,
  • the method according to the invention is strictly deterministic and can therefore be operated highly accurately with known environmental parameters
  • the possibilities for precise energy measurement are substantially extended: for diagnostic purposes, after the first switching pulse has been reached, the actuator voltage Up is measured and with a predefined value assigned to a reference value
  • the method enables high efficiency and low loss energy

Abstract

Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern eines Piezoaktors mit einem DCDC-Konverter, welcher ausgangsseitig eine hohe Ver- sorgungsspannung liefert, welche an einer Reihenschaltung ei- nes Highside-Schalttransistors und eines Lowside-Schalttran- sistors liegt, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Schalttransistoren und Bezugspotential eine Reihenschaltung einer Spule hoher Induktivität und des anzusteuernden Piezo- aktors angeordnet ist und an den Verbindungspunkt zum Laden oder Entladen des Piezoaktors ein Anregungssignal mit vorge- gebenem Tastverhältnis (Effektivspannung) und vorgegebener Schaltfrequenz gelegt wird.

Description

Beschreibung
Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern eines Piezoaktors
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Ansteuern eines Piezoaktors, mit einem von einer Bordnetzspannung gespeisten DCDC-Konverter, welcher ausgangsseitig eine hohe Versorgungs¬ spannung liefert, mit einem zwischen dem Ausgang des DCDC- Konverters und Bezugspotential angeordneten Zwischenkreiskon- densator und parallel dazu einer Reihenschaltung eines High- side-Schalttransistors und eines Lowside-Schalttransistors, welche über eine Treiberschaltung mittels eines Steuersignals gesteuert werden.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Betreiben die¬ ser Vorrichtung.
Die Leistungsentwicklung von Dieselkraftfahrzeugen neuerer Bauart liegt im wesentlichen in einer neuen Kraftstoff-Ein- spritztechnik begründet. Dabei werden mittlerweile Einspritz¬ drücke von bis zu 2000bar verwendet, um eine möglichst feine Vernebelung (Atomisierung) des Dieselkraftstoffs und damit eine möglichst große Reaktionsoberfläche zu erreichen. Die so erzielte Verkleinerung der Tröpfchengröße bewirkt gleichzei- tig eine Reduzierung der Schadstoffemissionen.
Der erhöhte Kraftstoffdruck hat aber auch einen wesentlich gesteigerten Kraftstoffdurchfluss bei sonst vergleichbaren Bedingungen zur Folge. Zugleich möchte man, etwa aus Gründen der Geräuschentwicklung (Nageln) und einer weiteren Schad- stoffverringerung, auch Kleinstmengen im Bereich von wenigen μg einspritzen. Da die maximale Einspritzmenge aber weiterhin durch die maxi¬ male Abgabeleistung des Motors bestimmt wird, ergibt sich insgesamt eine wesentliche Spreizung des Einspritzvolumenbe¬ reichs bei gleichzeitiger Erhöhung des Einspritzdruckes. Da einer Verkleinerung der Kraftstoffdüsen-Öffnung technische Grenzen gesetzt sind, muss zu geringen Einspritzmengen hin die Einspritzdauer verkürzt werden. Bei elektromagnetischen Einspritzventilen sind, wegen der prinzipbedingten Induktivi¬ tät der Spule, einer schnellen Betätigung ebenfalls techni- sehe Grenzen gesetzt.
Als technisch realisierbar hat sich die Betätigung von Kraft¬ stoff-Einspritzventilen mittels Piezoaktoren erwiesen, die Ventilbetätigungszeiten bis in den Bereich von lOOμs erlaubt.
Zum Betätigen eines Piezoaktors für Kraftstoff-Einspritzven¬ tile werden Spannungen von typisch 100V bis 200V benötigt. Da sich die Impedanz eines Piezoaktors im wesentlichen als eine Kapazität von etwa 6, 6μF mit in Reihe geschaltetem Widerstand von etwa 2Ω darstellt, ist der Betrieb aus einer Stromquel¬ le erforderlich.
Bei einer gewünschten Schaltzeit von beispielsweise 200μs und einer Schaltspannung von 175V wird dabei ein effektiver Lade- ström von etwa 6A und eine Gesamtladung von etwa 10OmJ benö¬ tigt.
Das Kraftstoff-Einspritzventil sei bei angelegter Spannung offen und ohne angelegte Spannung geschlossen. Dem entspre- chend muss die Aktorimpedanz zum Öffnen des Einspritzventils aufgeladen und zum Schließen wieder entladen werden. Die Energieversorgung des Piezoaktors muss also sowohl als Strom- quelle als auch als Stromsenke fungieren, wobei die bewegte Energie ganz erheblich ist.
Da bei jeder Betätigung des Ventils ca. 10OmJ bewegt werden, ergibt sich bei Mehrfacheinspritzimpulsen - beispielsweise 5 Pulse je Einspritzung - eine bewegte Energie von IJ je Ein¬ spritzvorgang. Betrachtet man einen realen Anwendungsfall, etwa einen Vierzylindermotor bei 3000 U/min, so ergibt sich eine bewegte Energie von 100J/s oder 100W zur Betätigung der vier Kraftstoff-Einspritzventile.
Lineare Stromquellen haben einen geringen Wirkungsgrad (<60%) , was bei diesen Leistungsanforderungen zu sehr hoher Verlustleistung und entsprechend aufwendiger Entwärmung (Küh- lung) führt. Sie sind deshalb für Kfz-Anwendungen ungeeignet.
Geschaltete Stromquellen haben prinzipbedingt einen wesent¬ lich besseren Wirkungsgrad und eignen sich somit für einen kompakten Aufbau. Deshalb sind gängige Kraftstoff- Einspritzanlagen mit Piezoaktoren in Kraftfahrzeugen mit die¬ sem Verfahren realisiert.
Eine geschaltete Stromquelle zum Auf- und Entladen einer Ka¬ pazität besteht grundsätzlich aus wenigstens einer Gleich- Spannungsquelle, einer Induktivität, die auch als Transforma¬ tor ausgeführt sein kann und mehreren Schaltern, um die In- duktiviät bzw. Piezoimpedanz mit der Spannungsquelle oder Masse zu verbinden. Fallweise werden noch Hilfskondensatoren oder -Induktivitäten verwendet.
Für geschaltete Stromquellen sind zwei verschiedene Schal¬ tungskonzepte bekannt: - ausgangsseitig resonante Endstufen, und - getaktete Endstufen.
Ausgangsseitig resonante Endstufen, beispielsweise aus DE 199 44 734 Al bekannt und in Figur 4 vereinfacht dargestellt, nutzen die Kapazität Cp des Piezoaktors P, um mit einer rela¬ tiv groß bemessenen Induktivität einer Spule L einen Serien¬ schwingkreis herzustellen. Beaufschlagt man diesen Serien¬ schwingkreis L-Cp-Rp durch Schließen des Schalters SWIa mit einer sprungartigen Spannungsanregung (Figur 5c) , so wird die Spannung Up am Piezoaktor auf etwa den doppelten Wert (200V) der AnregungsSpannung Vdc (100V) schwingen, bevor er zu einer niedrigeren Spannung zurückschwingt, und sich danach perio¬ disch abklingend der Anregungsspannung annähert.
Trennt man zum Zeitpunkt des ersten Spannungsmaximums durch Öffnen des Schalters SWIa die Anregung ab (Figur 5c) - der Strom hat in dieser Zeit eine halbe Sinusschwingung durchlau¬ fen - so bleibt die Aktorspannung Up auf dem erreichten Span¬ nungswert stehen (Figur 5a) . Man hat damit die Aufladung auf den gewünschten Spannungswert Up erreicht (Öffnen des Ven¬ tils) . Mit unterschiedlichen Anregungsspannungen 50V, 75V, 100V (gepunktete, gestrichelte oder durchgezogene Linien in Figur 5c) lassen sich so verschiedene Aufladespannungen er¬ reichen: 100V, 150V, 200V, Figur 5a. Die Sinushalbschwingun- gen des Stromes erreichen unterschiedliche, entsprechend ska¬ lierte, positive Amplituden.
Zum Schließen des Ventils (Figur 5) verbindet man den Serien¬ schwingkreis abermals, durch Schließen des Schalters SWIa, mit der Anregungsspannung - der Piezoaktor entlädt sich - und trennt ihn, sobald die Aktorspannung oder der durch den Pie¬ zoaktor fließende Strom den Wert OV erreicht hat. Die Sinus¬ halbschwingungen des Stromes sind beim Entladen negativ! Die AnregungsSpannung liegt an der Spule L an (Figur 5c) , so¬ lange ein Strom durch sie fließt (Figur 5b) . Die in dem In¬ tervall zwischen den Anregungsspannungen für Auf- und Entla- den in Figur 5c dargestellte Spannung, wobei kein Strom fließt, ist die am Piezoaktor anliegende Aktorspannung Up selbst - wie in Figur 5a.
Diese Schaltung kann mittels Dioden und weiterer Schalter verfeinert werden, wie aus DE 199 44 734 Al bekannt.
Dieses Konzept bietet große Vorteile hinsichtlich Kosten, Komplexität und Wirkungsgrad. Es ist damit jedoch nur schwer möglich, individuelle Unterschiede verschiedener Einspritz- ventile zu berücksichtigen; also die Ladeendspannung dyna¬ misch zu verändern. Auch die beim linearen Betrieb der Venti¬ le erforderlichen Teilhübe oder Zwischenniveaus sind kaum darstellbar. Wegen dieser eingeschränkten Dynamik wird das Konzept als nicht zukunftsfähig für künftige Piezoaktoren an- gesehen.
Ausgangsseitig getaktete Konzepte beruhen allesamt auf be¬ kannten Schaltregler-Topologien, die dazu für den bidirektio¬ nalen (Zweiquadranten-) Betrieb erweitert wurden.
Am einfachsten ist deren Funktion am Beispiel eines Buck- Boost-Konverters ersichtlich, bekannt aus DE-198 54 789 Al. Auch aus DE 199 44 733 Al ist eine derartige Schaltung be¬ kannt, die im Prinzip einen bidirektionalen Flyback-Konverter mit Transformator darstellt. Hier wird die Hauptinduktivität des Transformators aus dem eingangsseitigen Zwischenkreis bis zu einem bestimmten Wert aufgeladen. Anschließend entlädt sie sich über den Sekundärkreis in den Piezoaktor. Die Entladung des Piezoaktors erfolgt in umgekehrter Richtung. Die Ladung/ Entladung des Piezoaktors erfolgt dabei paketweise. Eine be¬ stimmte Anzahl von Ladeimpulsen entspricht einem bestimmten Ladezustand des Piezoaktors.
Nachteilig dabei ist: der Ladestrom in den Piezoaktor ist bei kleiner Aktorspan¬ nung sehr hoch; in der Praxis wird deshalb zu Beginn des Ladevorganges der Maximalstrom abgesenkt (begrenzt) ; - die Aktorspannung steigt - prinzipbedingt - parabelförmig an, dabei ist der Spannungsanstieg zu Beginn des Ladevor¬ ganges besonders steil; da der Ladevorgang zweistufig ist (zuerst der Transforma¬ tor, dann der Piezoaktor) , erfolgt die Ladung des Piezoak- tors nur in jeder zweiten Phase; da zudem der Stromverlauf beim Laden/Entladen des Trans¬ formators dreieckförmig ist, ist das Verhältnis Spitzen¬ strom zu Effektivstromwert etwa 4:1; das bedeutet erhöhten Stress für die Bauteile bzw. teurere Bauteile; - die EMV-gerechte Filterung des gepulsten, dreieckförmigen Ladestromverlaufs erfordert aufwändige Ausgangsfilter.
Ein Buck-Boost-Konverter mit konstantem Ladestrom und Betrieb an der Lückgrenze ist in Figur 6 etwas ausführlicher darge- stellt.
Bei dieser Schaltung speist die Bordnetzspannung Vbat (12V) einen DCDC-Konverter, der ausgangsseitig eine Spannung von beispielsweise 200V liefert. Der Zwischenkreiskondensator Cs dient der dynamischen Pufferung der hohen, kurzfristig trans¬ portierten Energien beim Laden und Entladen des Piezoaktors P (z.B. 10OmJ in 200μs) . Das Signal Control steuert über eine Treiberschaltung Driver zwei in Reihe liegende Schalttransistoren Tri und Tr2. Über den Verbindungspunkt A dieser Schalttransistoren kann eine mit dem Piezoaktor P in Reihe liegende Spule L taktweise ent- weder zum Aufladen mit der AusgangsSpannung 200V des DCDC- Konverters oder zum Entladen mit Bezugspotential OV (Masse) verbunden werden. Der durch die Spule L fließende Strom (Fi¬ gur 7b) besitzt eine relativ hohe, hochfrequente Welligkeit, so dass eine zusätzliche Filterung (Filterkondensator Cf und Filterspule Lf in Figur 6) erforderlich ist, bevor er zum Aufladen des Piezoaktors P genutzt werden kann.
Zum Aufladen des Piezoaktors P wird dieser mit einer bestimm¬ ten Anzahl von Stromimpulsen geladen. Dabei ergibt sich das Tastverhältnis dadurch, dass
- sich die Spule L bei Verbindung mit der Bordnetzspannung Vbat (Highside-Schalttransistor Tri leitend) bis zu einem oberen Stromwert auflädt (Ladephase) , und
- bei Erreichen dieses oberen Stromwerts Highside-Schalttran- sistor Tri nicht leitend geschaltet wird und sich dadurch die Spule L bis auf einen unteren Stromwert - OV - entlädt (Freilaufphase), Figur 7b, linker Teil.
Zum Entladen des Piezoaktors P wird das Tastverhältnis einer bestimmten Anzahl von Stromimpulsen dann in umgekehrter Rei¬ henfolge so gesteuert, dass sich die Spule L
- bei Verbindung mit Bezugspotential=Masse (Lowside-Schalt- transistor Tr2 leitend) bis zu einem unteren negativen Stromwert auflädt (Ladephase) , und - bei Erreichen dieses unteren negativen Stromwerts Lowside- Schalttransistor Tr2 nicht leitend geschaltet wird und sich dadurch die Spule L bis auf einen oberen negativen Strom- wert, OV, entlädt (Freilaufphase), Figur 7b, rechter Teil.
Die Spannung Up am Piezoaktor P ist aus Figur 7a ersichtlich.
Da bei diesem Verfahren eine Veränderung der Stromschaltpunk¬ te während eines Ladevorganges des Piezoaktors nur sehr schwer möglich ist (erforderliche Nachführgeschwindigkeit, Genauigkeit) , verwendet man zur Steuerung der Ladungsmenge - und damit der Aktorspannung Up - die Anzahl der Umladevor- gänge der Spule L oder eine vorgegebene Zeitspanne, bei¬ spielsweise 200μs. Dabei wird die erreichte Spannung ermit¬ telt und die Anzahl der Umladevorgänge der Spule L oder die vorgegebene Zeitspanne entsprechend nachgeführt.
Um auch dabei eine hinreichend hohe Genauigkeit zu erreichen, muss man die in der Spule L gespeicherte Energie gering hal¬ ten. Man verwendet deshalb Spulen mit relativ kleiner Induk¬ tivität von beispielsweise 5 bis 20μH. Die Folge davon ist allerdings eine relativ hohe, hochfrequente Stromwelligkeit des Ladestromes in den Piezoaktor, der zusätzliche Filterma߬ nahmen erforderlich macht (Lf, Cf) , ein Kennzeichen aller ausgangsseitig getakteten Konzepte.
Zu beachten bei diesen ausgangsseitig getakteten Konzepten ist das relativ ungünstige Werteverhältnis zwischen den Nutz¬ reaktanzen L und Cp und den Filterkomponenten Lf und Cf. Dies führt zu erhöhtem Blindstrom und zusätzlich bewegter Ladung, was wiederum den Gesamtwirkungsgrad negativ beeinträchtigt. Ausgangsseitig getaktete Konzepte erlauben wegen des paket- weisen Energietransportes zwischen Spannungsversorgung und
Piezoaktor ein hohes Maß an Flexibilität der Ladung. Prinzi¬ piell lassen sich damit beliebige Lade- und Entladeverläufe des Piezoaktors darstellen, womit der wesentliche Nachteil ausgangsseitig resonanter Konzepte zu beheben ist.
Die technische Ausgestaltung solcher Schaltungen gestaltet sich jedoch als recht komplex und es ist ein erheblicher
Schaltungsaufwand notwendig, um sämtliche Nebeneffekte in der Praxis zu beherrschen.
Bedingt durch die relativ hohen Schaltfrequenzen von 100 bis 50OkHz, die hohen Schaltströme von bis zu 40A und die hohen
Schaltspannungen von bis zu 200V treten teils erhebliche Ver¬ luste auf, so dass der Wirkungsgrad dieser Konzepte zumeist deutlich unter dem der ausgangsseitig resonanten Konzepte liegt. Die in den schnellen Schaltflanken enthaltene hochfre- quente Energie führt sehr leicht zu erhöhten EMV-Abstrahlun- gen, die in der Folge durch entsprechende konstruktive Ma߬ nahmen (Filter) wiederum verringert werden müssen. Deshalb ist es mit einem ausgangsseitig getakteten Konzept schwierig, eine Realisierung zu finden, die ähnlich ökonomisch wie ein ausgangsseitig resonantes Konzept ist.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung zum An¬ steuern eines Piezoaktors anzugeben, welche zusammen mit dem Verfahren, mittels welchem diese Vorrichtung betrieben wird, die Vorteile resonanter Endstufen mit der Flexibilität aus¬ gangsseitig getakteter Endstufen verbindet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass bei der bekannten Schaltung zwischen dem Verbindungspunkt (A) der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) und Bezugspotential (OV) eine Reihenschaltung einer Spule (L) hoher Induktivität und des anzusteuernden Piezoaktors (P) angeordnet ist. Das erfindungsgemäße Verfahren besteht darin, dass zum Laden auf eine gewünschte Aktorspannung (Up) oder zum Entladen des Piezoaktors (P) ein Anregungssignal Ua am Verbindungspunkt (A) mittels inverser Schaltvorgänge der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) angelegt wird, dass das Anregungssignal Ua eine dem etwa halben Wert der ge¬ wünschten Aktorspannung Up entsprechende, effektive Span¬ nung aufweist, dass das Anregungssignal Ua aus dem Produkt von Versorgungs- Spannung Uv und Tastverhältnis gebildet ist, wobei das
Tastverhältnis dem zeitlichen Verhältnis von Leitendphase und Nichtleitendphase des Highside-Schalttransistors (Tri) oder dem zeitlichen Verhältnis der Leitendphasen der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) entspricht, und dass das Anregungssignal Ua eine vorgebbare Schaltfrequenz für die Ansteuerung der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) aufweist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteran- Sprüchen zu entnehmen.
Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nachstehend anhand einer schematischen Zeichnung näher erläutert. In der
Zeichnung zeigen:
Figur 1 einen Schaltplan einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Ansteuern eines Piezoaktors,
Figur 2 Spannung (2a) und Strom (2b) am Piezoaktor in Abhän¬ gigkeit vom Tastverhältnis (2c) des Anregungssignals beim Betrieb der Vorrichtung nach Figur 1 mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Figur 3 Spannung (3a) und Strom (3b) am Piezoaktor in Abhän¬ gigkeit vom Tastverhältnis (3c) des Anregungssignals bei Erzeugung von Teilhüben des Piezoaktors beim Be¬ trieb der Vorrichtung nach Figur 1 mittels des er¬ findungsgemäßen Verfahrens,
Figur 4 die Prinzipschaltung einer bekannten, ausgangsseitig resonanten Ansteuerschaltung für einen Piezoaktor,
Figur 5 Spannung (5a) , Strom (5b) und Anregungsspannung (5c) am Piezoaktor beim Öffnen und Schließen des Piezoak¬ tors durch Umschwingen der Aktorspannung bei der Prinzipschaltung nach Figur 4, Figur 6 die Schaltung einer bekannten, ausgangsseitig getak¬ teten Ansteuerschaltung für einen Piezoaktor, und
Figur 7 Spannung (7a) und Strom (7b) am Piezoaktor bei der Schaltung nach Figur 6.
Figur 1 zeigt eine prinzipielle Schaltung einer erfindungsge¬ mäßen Vorrichtung, welche mittels des erfindungsgemäßen Ver¬ fahrens betrieben werden soll.
Bei dieser prinzipiellen Schaltung speist die Bordnetzspan- nung Vbat (12V) einen DCDC-Konverter DCDC, der ausgangsseitig eine Versorgungsspannung von ca. 200V liefert. Der Zwischen- kreiskondensator Cs zwischen dem Ausgang des DCDC-Konverters DCDC und Bezugspotential (OV) dient der dynamischen Pufferung der hohen kurzfristigen Energien beim Laden und Entladen des Piezoaktors P.
Parallel zum Zwischenkreiskondensator Cs ist eine Reihen¬ schaltung zweier Schalttransistoren Tri und Tr2 angeordnet. Ein Signal Control steuert über eine Treiberschaltung Driver zwei Schalttransistoren, einen Highside-Transistor Tri und einen Lowside-Transistor Tr2. Über den Verbindungspunkt A dieser beiden Schalttransistoren Tri und Tr2 kann eine mit dem Piezoaktor P in Reihe liegende Spule L großer Induktivi- tät, beispielsweise 630μH, taktweise alternierend mit der Versorgungsspannung (Ausgangsspannung 200V des DCDC-Konver- ters DCDC) oder mit Bezugspotential OV (Masse) verbunden wer¬ den.
Diese Schaltung ist weitgehend identisch mit dem weiter oben beschriebenen, in Figur 6 dargestellten, bekannten Buck- Boost-Konverter. Lediglich die Filterkomponenten Lf und Cf entfallen und die Induktivität der Spule L ist wesentlich vergrößert gegenüber dieser bekannten Ausführung und ent¬ spricht etwa der Induktivität der Spule L bei der ausgangs- seitig resonanten Schaltung nach Figur 4.
Der dem erfindungsgemäßen Verfahren zugrunde liegende Steue- rungsgedanke greift dabei das Verfahren des resonanten Um- schwingens auf - siehe Figuren 4 und 5.
Zusätzlich wird noch der Umstand ausgenützt, dass bei hinrei¬ chend großer Induktivität die Spannung des Anregungssignals durch den Mittelwert einer höheren, konstanten Spannung mit entsprechendem Tastverhältnis ersetzt werden kann.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt die Ladung und Entladung der Kapazität Cp des Piezoaktors P nicht - wie beim ausgangsseitig getakteten Buck-Boost-Konverter - mittels ei¬ nes geregelten Stromes, sondern durch resonantes Umschwingen.
Dabei ist die zur Umschwingdauer (Zeit, die zum Laden und Entladen des Piezoaktors P auf eine gewünschte Aktorspannung Up ohne Pause dazwischen benötigt wird) reziproke Schwingfre¬ quenz durch die Induktivität der Spule L und die Kapazität Cp des Piezoaktors P bestimmt, und das Anregungssignal Ua der Spule L am Verbindungspunkt A zwischen den beiden Schalttran- sistoren Tri und Tr2 stellt sich als Produkt von Versorgungs¬ spannung (200V) und Tastverhältnis (= Effektivwert der Ver¬ sorgungsspannung) ein. Eine Stromregelung entfällt dabei völ¬ lig. Das Tastverhältnis entspricht dem zeitlichen Verhältnis von Leitendphase zu Nichtleitendphase des Highside-Schalttran- sistors (Tri) bzw. dem zeitlichen Verhältnis der Leitendpha¬ sen von Highside-Schalttransistor Tri zu Lowside-Schalttran- sistor Tr2. Der Unterschied ergibt sich aus der Art des Frei- laufs. Im ersten Falle wird Lowside-Schalttransistor Tr2 nicht aktiviert und der Freilauf erfolgt über eine zu T2 pa¬ rallel geschaltete Diode, bzw. die bei MOS-FET-Transistoren vorhandene Substratdiode. Im zweite Falle wird Lowside- Schalttransistor Tr2 während der Freilaufphase eingeschaltet (aktiver Freilauf) .
Da die Aktorspannung Up den doppelten Wert der Anregungsspan¬ nung Ua erreicht, muss deshalb die Anregungsspannung Ua mit¬ tels des Tastverhältnisses auf den halben Wert der gewünsch- ten Aktorspannung Up eingestellt werden, bei einer gewünsch¬ ten Aktorspannung Up=200V ist also die Anregungsspannung auf 100V (Effektivwert aus 200V Versorgungsspannung*50%Tastver- hältnis) einzustellen, für Up=150V auf 75V (200V*37.5%) und für 100V auf 50V (200V*25%) , siehe Figur 2a und 2c.
Die beiden Schalttransistoren Tri und Tr2 arbeiten in der La¬ de- und Entladephase invers zueinander, d.h., ist Highside- Schalttransistor Tri leitend, so ist Lowside-Schalttransistor Tr2 nicht leitend und umgekehrt. Bei Piezoaktor P unter Span- nung (Arbeitsphase) und ohne Spannung (Ruhephase) - wobei kein Strom fließt - sind beide Schalttransistoren Tri und Tr2 nicht leitend. In der Arbeitsphase kann allerdings Highside- Schalttransistor Tri dann leitend gesteuert werden, wenn die Spannung Up am Piezoaktor P, infolge von Verlusten absinkend, korrigiert werden muss.
In Figur 2c ist während der Ladephase (linke Seite) die Gate- Source-Spannung des Highside-Schalttransistors Tri darge¬ stellt. In diesem Ausführungsbeispiel betragen die Gate- Source-Spannungen beispielsweise 10V. Zur besseren Übersicht¬ lichkeit wurde der Freilauf durch die Substratdiode gewählt. Bei einer Versorgungsspannung Uv=200V beträgt das Tastver- hältnis: für eine Aktorspannung von 100V: 25% (gepunktet) , für eine Aktorspannung von 150V: 37,5% (gestrichelt) und für eine Aktorspannung von 200V: 50% (durchgezogen) .
Beträgt die Gate-Source-Spannung UGs=10V, so liegt der Ver¬ bindungspunkt A bzw. die Spule L an der Versorgungsspannung Uv=200V. Beträgt die Gate-Source-Spannung UGs=0V - getrieben durch die elektromotorische Gegenkraft (EMK) der Spule - so liegt der Verbindungspunkt A bzw. die Spule L auf Bezugspo- tential OV (Masse) . Die Gate-Source-Spannung UGs des Lowside- Schalttransistors Tr2 ist in dieser Phase OV.
Während der Entladephase ist (in Figur 2c rechts) die Gate- Source-Spannung UGS des Lowside-Schalttransistors Tr2 darge- stellt, mit Tastverhältnissen 75%, 62,5% und 50% entsprechend der Nichtleitendphase des Highside-Schalttransistors Tri in der Ladephase.
Der sich während der Lade- bzw. Entladephase einstellende Strom folgt - wie bei der bekannten, ausgangsseitig resonan- ten Ansteuerschaltung nach Figur 4, einem sinusförmigen Ver¬ lauf, siehe Figur 5b, hat aber jetzt, durch die alternierende Verbindung der Spule L mit Uv=200V und Bezugspotential=OV, einen überlagerten, dreiecksförmigen Anteil (Figur 2b) .
Sowohl die Ladedauer als auch die Entladedauer werden been- det, wenn der Lade- bzw. Entladestrom den Wert OV erreicht.
Als Schaltfrequenz für die Schalttransistoren Tri und Tr2 sei 5OkHz gewählt, was einen guten Kompromiss zwischen Schaltver¬ lusten und Restwelligkeit des durch den Piezoaktor P fließen- den Stromes darstellt.
Durch geeignete Änderung von Tastverhältnis, Schaltdauer und dazwischenliegenden Arbeitsphasen lassen sich Spannungsni¬ veaus bzw. Verläufe der Aktorspannung (Up) in beliebiger Zeitabfolge erzielen. Somit sind Teilhübe und ein mehr linea¬ rer Betrieb des Kraftstoff-Einspritzventils möglich, siehe Figur 3a,b,c.
Eine wichtige Systemforderung ist die hochgenaue Ermittlung der dem Piezoaktor P zugeführten Energie E, da diese einen direkten Bezug zu seiner Längenänderung darstellt.
Die Ermittlung der Energie E kann bekannterweise durch Multi¬ plikation der am Piezoaktor P liegenden Spannung u mit dem Integral des Stromes i erfolgen:
{1} E = ju*idt
Über die Größe der Induktivität der Spule L und die zur Um- schwingdauer TumschWmg reziproke Schwingfrequenz ω ist aber auch die Kapazität Cp des Piezoaktors P zu ermitteln: aus ω = 1/VL*CP, T = 2*π/ω, und T = 2*TumschWing ergibt sich: { 2 } Cp = T 2 umschwing/ (π2 *L)
Damit aber lässt sich nun die dem Piezoaktor P zugeführte Energie E auch aus Kapazität Cp und Aktorspannung Up ermit- teln:
{3} E= l/2*Cp*Up2
Der Kapazitätswert Cp der Piezoimpedanz hat eine signifikante Temperaturabhängigkeit, die im beobachtbaren Temperaturbe¬ reich etwa von 4μF bis 6, 6μF variiert. Beim resonanten Be¬ trieb macht sich dies in einer Änderung der Umschwingzeit be¬ merkbar.
Somit kann bei einer temperaturbedingten Kapazitätsänderung, welche gemäß Formel 3 eine Änderung der dem Piezoaktor P zu¬ geführten Energie bedingt, dem Piezoaktor P durch Veränderung des Tastverhältnisses (Erhöhung des Tastverhältnisses bei ge¬ ringerer Kapazität und umgekehrt) stets ein konstanter Ener- giebetrag zugeführt werden.
Die Verwendung dieses zusätzlichen Verfahrens führt zu einer wesentlichen Steigerung der Messgenauigkeit, da eine relativ ungenaue dynamische Strommessung entfällt und die statische Messung der Aktorspannung Up sehr genau möglich ist.
Bei der Ermittlung der Kapazität Cp des Piezoaktors P wirkt sich ein Fehler nur relativ gering aus, während der Einfluss eines Spannungsfehlers quadratisch ist!
Eine weitere Steigerung der Genauigkeit ist durch Berücksich¬ tigung des Widerstandswertes Rp der Piezoimpedanz und weite- rer Verlustfaktoren bei der Ermittlung der Kapazität des Pie- zoaktors möglich.
Auch lässt sich der tatsächliche Wert der Induktivität der Spule L durch einen Fertigungsabgleich erfassen und abspei¬ chern.
Ebenso ist eine Steigerung der Genauigkeit durch gemeinsame Anwendung beider Messverfahren möglich.
Die Vorteile der mit dem erfindungsgemäßen Verfahren betrie¬ benen Vorrichtung sind beträchtlich:
die erfindungsgemäße Vorrichtung erfüllt sämtliche Anfor- derungen, die an eine zukunftsfähige Treiberschaltung für Piezoaktoren gestellt werden; auch ist es die Vorrichtung, welche den geringsten Bauteileaufwand erfordert, was auch geringe Kosten bedeutet,
- die erfindungsgemäße Vorrichtung ermöglicht einen höchst einfachen schaltungstechnischen Aufbau und benötigt wenig zusätzliche Hilfsschaltungen, wegen der geringen Wellig¬ keit des Ladestromes sind nur minimale EMV-Filtermaßnahmen erforderlich,
das erfindungsgemäße Verfahren ist streng deterministisch und kann deshalb bei bekannten Umgebungsparametern hochge¬ nau betrieben werden,
- die Anforderungen an die Steuerung beschränken sich auf Bestimmung und Veränderung von Tastverhältnis, Schaltbe¬ ginn und Schaltdauer (Schaltfrequenz) ; eine gesonderte Stromregelung ist nicht erforderlich,
der Einfluss von Versorgungsspannungsschwankungen kann durch deren Messung und Berücksichtigung im Tastverhältnis eliminiert werden,
die Möglichkeiten zur genauen Energiemessung sind wesent¬ lich erweitert: zu Diagnosezwecken kann nach erfolgtem erstem Schaltpuls die Aktorspannung Up gemessen und mit einem, einem Referenzwert zugeordneten, vordefinierten
Spannungsfenster verglichen werden; liegt die Aktorspan¬ nung außerhalb dieses vordefinierten Spannungsfensters, so kann dadurch auf einfache Weise ein Kurzschluss oder eine Leitungsunterbrechung erkannt werden,
das Verfahren ermöglicht einen hohen Wirkungsgrad und we¬ nig Verlustenergie,
es ergibt sich eine geringe EMV-Abstrahlung durch die Mög- lichkeit zur Anwendung langsamer Schaltflanken bei einer niedrigen Schaltfrequenz, und, durch die große Induktivi¬ tät der Spule L, einer geringen Stromwelligkeit des Aus¬ gangsstromes,
es bedarf keiner schnellen Stromregelung zur Führung des Ladestroms, da eine resonante Eigensteuerung des Lade¬ stroms erfolgt,
wegen des resonanten Umschwingens von Spannung und Strom ergibt sich eine hohe Kurzzeitstabilität,
es ist eine genaue Steuerung der Lade-Endspannung Up des Piezoaktors P über das Tastverhältnis möglich, es ergibt sich eine einfache Möglichkeit zum Ansteuern von zeitlich voneinander unabhängigen Zwischenplateaus der Länge des Piezoaktors P bis zur Endposition,
es ist eine niedrige Schaltfrequenz von <50kHz möglich,
es ist eine dynamische Ausregelung des Einflusses der Ver¬ sorgungsspannung auf den Ladevorgang möglich,
es ergeben sich geringe Schaltströme, die hauptsächlich durch den Ladestrom des Piezoaktors bestimmt sind.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Ansteuern eines Piezoaktors (P), mit einem von einer Bordnetzspannung (Vbat) gespeisten DCDC-Konverter (DCDC) , welcher ausgangsseitig eine hohe Versorgungsspannung (Uv) liefert, mit einem zwischen dem Ausgang des DCDC-Konver- ters (DCDC) und Bezugspotential (OV) angeordneten Zwischen- kreiskondensator (Cs) und parallel dazu einer Reihenschaltung eines Highside-Schalttransistors (Tri) und eines Lowside- Schalttransistors (Tr2), welche über eine Treiberschaltung
(Driver) mittels eines Steuersignals (Control) gesteuert wer¬ den,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass zwischen dem Verbindungspunkt (A) der beiden Schalttran¬ sistoren (Tri, Tr2) und Bezugspotential (OV) eine Reihen¬ schaltung einer Spule (L) hoher Induktivität und des anzu¬ steuernden Piezoaktors (P) angeordnet ist.
2. Verfahren zum Betreiben der Vorrichtung nach Anspruch 1,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass zum Laden auf eine gewünschte Aktorspannung (Up) oder zum Entladen des Piezoaktors (P) ein Anregungssignal Ua am Verbindungspunkt (A) mittels inverser Schaltvorgänge der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) angelegt wird, und dass das Anregungssignal Ua eine etwa dem halben Wert der ge¬ wünschten Aktorspannung Up entsprechende effektive Spannung aufweist, dass das Anregungssignal Ua aus dem Produkt von Versorgungs¬ spannung Uv und Tastverhältnis gebildet ist, wobei das Tastverhältnis dem zeitlichen Verhältnis von Leitendphase und Nichtleitendphase des Highside-Schalttransistors (Tri) oder dem zeitlichen Verhältnis der Leitendphasen der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) entspricht, und dass das Anregungssignal Ua eine vorgebbare Schaltfrequenz für die Ansteuerung der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) aufweist.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Anregungssignal Ua solange angelegt bleibt, bis der Lade¬ oder Entladestrom zu Null wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass für die Ansteuerung der beiden Schalttransistoren (Tri, Tr2) eine Schaltfrequenz im Bereich von 5OkHz vorgesehen ist.
5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass durch Änderung von Tastverhältnis, Schaltdauer und eingefügte Arbeitsphasen Spannungsniveaus der Aktorspannung Up in belie- bigem Verlauf, auch Teilhübe, erzielbar sind.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass die dem Piezoaktor (P) zugeführte Energie E aus Kapazität Cp des Piezoaktors (P) und Aktorspannung Up gemäß der Formel
E= l/2*Cp*Up2 ermittelt wird, wobei über die Größe der Induktivität der Spule (L) und die zur Umschwingdauer TumschWmg reziproke Schwingfrequenz ω aus ω = l/VL*Cp, T = 2*π/ω, und T = 2*Tumschwing die Kapazität Cp des Piezoaktors (P) gemäß der Formel:
Cp = T2 umschwing/ (π2 *L) ermittelt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert (Rp) der Aktorimpedanz und weitere Ver¬ lustfaktoren bei der Ermittlung der Kapazität Cp des Piezoak¬ tors (P) berücksichtigt werden.
8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der tatsächliche Wert der Induktivität der Spule L durch ei¬ nen Fertigungsabgleich erfasst und für die Berechnung der Ak¬ torkapazität Cp abgespeichert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch ei¬ ne gemeinsame Berücksichtigung von Aktorimpedanz, weiterer Verlustfaktoren und dem abgespeicherten Wert der Induktivität der Spule (L) für die Berechnung der Aktorkapazität Cp.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass die dem Piezoaktor (P) bei einem Ladevorgang zugeführte Energie E gemessen und mit einem vorgegebenen Energiebetrag verglichen wird, und dass Differenzen zwischen gemessenem und vorgegebenem Ener¬ giebetrag infolge temperaturbedingter Änderungen der Kapa- zität Cp des Piezoaktors (P) durch Veränderung des Tastver¬ hältnisses beim nächsten Ladevorgang korrigiert werden.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass im Ladepfad ein Kurzschluss oder eine Lei¬ tungsunterbrechung detektiert wird, wenn die bei einem Lade¬ vorgang nach einem erfolgten Schaltpuls gemessene Aktorspan¬ nung Up außerhalb eines einem Referenzwert zugeordneten, vor- definierten Spannungsfensters liegt.
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