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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung zum Laden und Entladen zumindest eines kapazitiven Aktuators, die eine Serienschaltung aus einem ersten und einem zweiten Leistungstransistor mit jeweils parallel geschalteter Diode aufweist, welche zwischen den Potentialen einer Versorgungsspannungsquelle verschaltet ist, wobei der Verbindungsknoten der beiden Leistungstransistoren über eine Spule mit einem Anschluss des zumindest einen kapazitiven Aktuators verbunden ist, wobei zum Laden des kapazitiven Aktuators der erste, den kapazitiven Aktuator mit dem positiven Potential der Versorgungsspannungsquelle verbindende Leistungstransistor während einer vorgebbaren Zeitspanne periodisch leitfähig und bei Erreichen eines ersten vorgegebenen Schwellwerts durch den Strom durch den kapazitiven Aktuator wieder sperrend gesteuert wird bis zum Erreichen eines zweiten vorgegebenen Schwellwerts, der niedriger als der erste Schwellwert ist, durch den Aktuatorstrom, und/oder bei dem zum Entladen des kapazitiven Aktuators der zweite, den kapazitiven Aktuator mit dem negativen Potential der Versorgungsspannungsquelle verbindende Leistungstransistor während einer vorgebbaren Zeitspanne periodisch leitfähig und bei Erreichen eines dritten vorgegebenen Schwellwerts durch den Strom durch den kapazitiven Aktuator wieder sperrend gesteuert wird bis zum Erreichen eines vierten vorgegebenen Schwellwerts, der niedriger als der dritte Schwellwert ist, durch den Aktuatorstrom.
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In der 1 ist eine aus dieser Schrift bekannte Schaltungsanordnung zum Laden und Entladen eines kapazitiven Aktuators dargestellt, wobei der kapazitive Aktuator dort beispielsweise ein Piezoaktuator zur Betätigung einer Düsennadel in einem Kraftstoffeinspritzventil sein kann. Für die Durchführung des Verfahrens kommt es jedoch lediglich auf dessen kapazitive Eigenschaft in einer Lade- und Entladeschaltung an.
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In der bekannten Schaltungsanordnung ist die Serienschaltung aus einem ersten und einem zweiten Leistungstransistor T1, T2 mit jeweils parallel geschalteten Dioden D1, D2 zwischen den Potentialen einer Versorgungsspannungsquelle V
0 verschaltet, wobei das negative Potential der Versorgungsspannungsquelle V
0 als Bezugspotential dient. Die Leistungstransistoren T1, T2 können wie im dargestellten Beispiel der
1 als MOSFETs aber auch als IGBTs wie in der
DE 198 14 594 A1 oder in anderer geeigneter Weise ausgebildet sein. Die Dioden D1, D2 sind zwischen dem positiven Potential der Versorgungsspannungsquelle V
0 und deren negativem Potential in Sperrrichtung geschaltet und können entweder explizit als Einzelbauteile vorgesehen werden oder aber als Substratdioden Bestandteil der Transistorhalbleiterchips sein.
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Der Verbindungsknoten der beiden Leistungstransistoren ist über eine Spule LMAIN mit Anschlüssen von im dargestellten Beispiel zwei Piezoaktuatoren P1, P2, die als kapazitive Aktuatoren wirken, verbunden. Die jeweils anderen Anschlüsse der beiden Piezoaktuatoren P1, P2 sind über ihnen jeweils zugeordnete Auswahltransistoren AT1, AT2 mit dem Bezugspotential verbunden. Zwischen der Spule LMAIN und den Anschlüssen der kapazitiven Aktuatoren P1, P2 ist im dargestellten Schaltungsbeispiel ein Tiefpass aus einem Filterkondensator CFILT und einer Filterspule LFILT geschaltet, um den Ladestrom zu glätten.
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Im in der 1 dargestellten Schaltungsbeispiel sind zwei kapazitive Aktuatoren P1, P2 mit jeweiligen Auswahltransistoren AT1, AT2 einander parallel geschaltet, es können jedoch auch mehr sein oder nur ein kapazitiver Aktuator, je nachdem für welche Anwendung die kapazitiven Aktuatoren dienen. Bei Verwendung in einem Kraftstoffeinspritzventil werden für einen 4-Zylinder-Motor üblicherweise vier solcher kapazitiver Aktuatoren einander parallel geschaltet sein. Bei Verwendung eines kapazitiven Aktuators in Form eines Piezoaktuators in einem Kraftstoffeinspritzventil soll der Piezoaktuator dazu dienen, in möglichst kurzer Zeit eine möglichst präzise Kraftstoffmenge einzuspritzen, wozu eine präzise Ausdehnung des Piezoaktuators erforderlich ist.
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Um dies zu erreichen, muss eine genau bestimmte Menge an Ladung in einer bestimmten Zeit auf den als Kapazität wirkenden Piezoaktuator aufgebracht werden. Hierdurch hat sich, wie in der
DE 198 14 594 A1 beschrieben, eine gepulste Ansteuerung der den kapazitiven Aktuator mit einer Versorgungsspannungsquelle verbindenden Leistungsschalter als vorteilhaft herausgestellt.
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Eine solche Ansteuerung ist in der 2 für das Laden eines kapazitiven Aktuators, wie er in der 1 dargestellt ist, angedeutet, wobei sich für das Entladen ein ähnlicher Verlauf nur mit umgekehrter Stromrichtung ergibt.
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Im unteren Diagramm der 2 ist der Strom IP1 durch den kapazitiven Aktuator P1 dargestellt, wobei durch Schließen des ersten Leistungstransistors T1 ein Stromfluss aus der Versorgungsspannungsquelle V0 über die Spule LMAIN, den ersten kapazitiven Aktuator P1 und den diesem zugeordneten Auswahltransistor AT1 erfolgt. Bedingt durch die Induktivität der Spule LMAIN wird der Stromanstieg zwar gedrosselt, aufgrund der anfänglich noch geringen Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator P1 wird der Anstieg jedoch trotzdem noch relativ steil sein.
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Der Stromanstieg erfolgt bis zum Erreichen eines ersten Schwellwertes SW1, was üblicherweise mit einem in der 1 nicht dargestellten Strommesswiderstand ermittelt wird, wobei durch eine in der 1 ebenfalls nicht dargestellte Steuerschaltung aufgrund des Eintretens dieses Ereignisses der erste Leistungstransistor T1 wieder sperrend geschaltet wird. Daraufhin baut sich das in der Spule LMAIN gespeicherte Magnetfeld wieder ab, indem ein Strom über die dem zweiten Leistungstransistor T2 parallel geschaltete Diode D2 fließt, wobei der Strom abnimmt, bis er entweder einen zweiten Schwellwert SW2 erreicht, der einen niedereren Wert als der erste Schwellwert SW1 aufweist, oder – wie im Beispiel der 2 – den Wert 0 Ampere erreicht, was bedeutet, dass der Stromfluss zum Erliegen kommt, da aufgrund der Sperrwirkung der Diode D2 ein Zurückschwingen der nun im kapazitiven Aktuator P1 gespeicherten Ladung über die Spule LMAIN nicht möglich ist. Dieser Vorgang wird während einer vorzugebenden Zeitspanne periodisch wiederholt. Unter vorzugebender Zeitspanne ist eine Zeitspanne gemeint, die entweder als definierte Zeitdauer vorgegeben ist oder aber bis zum Erreichen einer bestimmten Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator läuft.
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Da die Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator P1 von Ladeperiode zu Ladeperiode mit der damit aufgebrachten Ladung ansteigt, wird die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator P1 und der Spannung der Versorgungsspannungsquelle V0 immer kleiner, wodurch die Steilheit des Anstiegs des Stromes IP1 immer mehr abnimmt, wie aus der 2 zu ersehen ist. Gleichzeitig wird jedoch die Abnahme des Stroms nach dem Schließen des ersten Leistungstransistors T1 von Ladeperiode zu Ladeperiode immer schneller erfolgen. Auch dies ist in der 2 zu erkennen.
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In dem in der 2 dargestellten idealen Verlauf des Ladestromes IP1 und den daraus resultierenden Anstieg der Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator P1 ergibt sich ein mittlerer Ladestrom /IP1, der nahezu konstant ist, und zu einem entsprechend linearen Anstieg der Spannung UP1 am kapazitiven Aktuator P1 führt.
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In der Praxis sind die Verhältnisse jedoch nicht ideal, aufgrund der Ansteuerung der Leistungstransistoren T1, T2 über geeignete Treiberschaltungen sowie eine Auswerteeinrichtung, die den Stromfluss durch den kapazitiven Aktuator P1, P2 ermitteln und entsprechend verarbeiten muss, um die Treiberschaltungen anzusteuern, kommt es zu zeitlichen Verzögerungen zwischen dem Erreichen der vorgegebenen Schwellwerte SW1, SW2 für den Strom IP1 durch den kapazitiven Aktuator P1, P2 und dem tatsächlichen Ansteuern der Leistungstransistoren T1, T2, wobei auch diese nach einer Ansteuerung nicht sofort schließen, sondern eine gewisse Zeit erforderlich ist, um die leitenden Kanäle von Ladungsträgern zu räumen.
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Die sich daraus ergebenden Verläufe für einen Strom IP1 durch einen kapazitiven Aktuator P1 sind in den 3a und 3b verbildlicht. Aus 3a ist zu ersehen, dass während der anfänglichen Ladeperioden, wenn der Anstieg des Stromes IP1 sehr steil ist, während der Zeitspanne Δt vom Erreichen des oberen Schwellwertes SW1 durch den Strom IP1 bis zum tatsächlichen Abschalten des ersten Leistungstransistors T1, der Strom IP1 um einen relativ hohen Betrag über den Schwellwert SW1 hinausschießt, was als los (large over-shoot) gekennzeichnet ist. In entsprechender Weise wird jedoch aufgrund des anfänglich nur langsamen Abfallens des Stromes IP1 während dieser Zeitspanne Δt der Strom IP1 nur um einen geringeren Betrag unter den zweiten Schwellwert SW2 absinken, was als sus (small under-shoot) bezeichnet ist.
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In der 3b sind die Verhältnisse dargestellt, wenn der kapazitive Aktuator P1 schon um ein beträchtliches Maß geladen ist und entsprechend der Stromanstieg geringer geworden ist, so dass es nur zu einem geringen Stromanstieg über den ersten Schwellwert SW1 hinaus während der Zeitperiode Δt kommt, was als sos (small over-shoot) gekennzeichnet ist, während es im Gegensatz dazu zu einem entsprechend großen Unterschreiten des unteren Schwellwertes SW2 aufgrund des schnellen Abfalls des Stromes IP1 durch den kapazitiven Aktuator P1 kommt, was in 3b als lus (large under-shoot) gekennzeichnet ist.
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Die entsprechenden realen Verläufe des Stromes IP1 und der Spannung UP1 über die gesamte Ladeperiode sind in der 4 dargestellt, woraus ersichtlich ist, dass am Anfang der Ladeperiode große Überschreitungen des vorgegebenen Schwellwertes SW1 eintreten, während erst am Ende der Ladeperiode größere Unterschreitungen des unteren Schwellwertes SW2 eintreten, wodurch sich im Mittel ein abfallender mittlerer Strom/IP1 ergibt.
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In der 4 ist der Strom IP1 betragsmäßig dargestellt und die Schwellwerte SW1 und SW3 bzw. SW2 und SW4 jeweils zur Vereinfachung der Darstellung für den Lade- bzw. den Entladevorgang gleich gewählt.
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In den 2–4 ist der zweite Schwellwert SW2 bei einem Wert von 0 Ampere, so dass der Strom durch die Spule LMAIN bei Erreichen dieses Schwellwertes SW2 aufgrund der Sperrwirkung der zweiten Diode D2 sofort unterbunden sein müsste. Bei einer realen Diode ist jedoch zu diesem Zeitpunkt die Raumladungszone mit Ladungsträgern überschwemmt, so dass es noch eine geringe Zeit dauert, bis diese leer geräumt ist und die Sperrwirkung der Diode eintritt. Hierdurch kann es eben zu den in den 3a, 3b und 4 dargestellten negativen Stromwerten kommen.
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Die
DE 10 2004 047 961 A1 offenbart eine Schaltungstopologie zum Laden und Entladen eines kapazitiven Aktuators. Dort soll explizit keine 2-Punkt-Regelung des Stromes erfolgen, sondern ein Umschwingvorgang, wobei die am Aktuator zu erreichende Spannung durch eine Einstellung der Spannung am Verbindungsknoten der beiden Transistoren erreicht wird, indem diese abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden und das Tastverhältnis dieses Ein- und Ausschaltens, welches sehr schnell erfolgen soll, das mittlere Spannungsniveau am Verbindungsknoten ergibt. Das Ein- und Ausschalten der Transistoren erfolgt dabei nicht aufgrund des Erreichens von oberen und unteren Schwellwerten, sondern ist allein zeitgesteuert durch Vorgabe einer bestimmten Schaltfrequenz mit einem vorgegebenen Tastverhältnis.
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Das Dokument
DE 10 2009 000 104 A1 zeigt ebenfalls eine entsprechende Schaltungstopologie, wobei hier die beiden in Serie geschalteten Transistoren jedenfalls für einen Ladevorgang angesteuert werden. Allerdings wird dort gemäß Absatz [0035] beim Ladevorgang der zweite Transistor dann eingeschaltet werden, wenn die Spannung über dem Transistor unter 0 Volt abfallt. Dieses Schalten aufgrund der Spannung über dem Transistor soll es ermöglichen, die jeweiligen Spannungen an den parasitären Kapazitäten der Schalttransistoren für die Umschaltvorgänge zu nutzen.
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Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, die Sperrverzögerung einer realen Diode weitgehend zu vermeiden.
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Die Aufgabe wird gelöst durch Verfahren gemäß der Ansprüche 1 und 2. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Gemäß der Erfindung soll also nach dem Sperren des ersten Leistungstransistors T1 bei einem Ladevorgang der Abbau des Stromes durch die Spule LMAIN nicht nur über die Freilaufdiode D2, die dem zweiten Leistungstransistor T2 parallel geschaltet ist, erfolgen, sondern ebenfalls über den nun zusätzlich eingeschalteten zweiten Transistor T2. In entsprechender Weise soll bei einem Entladevorgang der Freilauf nicht nur über die erste Diode D1, sondern über den ebenfalls während der Freilaufperiode eingeschalteten ersten Transistor T1 erfolgen.
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Dieser Idee liegt die Erkenntnis zugrunde, dass bei geringeren Spannungen an einem Leistungstransistor Ti mit parallel geschalteter Diode Di, wie es in der 5a dargestellt ist, ein höherer Strom durch den Leistungstransistor Ti fließt als durch die parallelgeschaltete Diode Di, was aus der 5b zu ersehen ist. Wenn also die Spannung U am Leistungstransistor Ti schon deutlich abgenommen hat, wird der Stromfluss hauptsächlich über den Kanal des Leistungstransistors Ti erfolgen, so dass die Ladungsträger in der Raumladungszone der Diode Di bereits rekombinieren können und bei einem schlussendlichen Abschalten des Leistungstransistors Ti ein deutlich schnelleres Sperren des gesamten Strompfades erfolgt, so dass das Unterschreiten des zweiten Schwellwertes SW2 in seinem Betrag durch entsprechende Ansteuerung des zweiten Transistors T2 gesteuert werden kann, da die Freilaufdiode Di früher sperrt.
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Der Leistungstransistor Ti kann nun während der gesamten Freilaufzeitspanne eingeschaltet werden, wodurch der Effekt voll zum Tragen kommt, es ist jedoch auch möglich, diesen Transistor Ti erst später in der Freilaufperiode zuzuschalten, um die Sperrverzögerung der Diode Di entsprechend einzustellen. Hierdurch ist es möglich, das Unterschreiten des unteren Schwellwertes SW2 etwa gleich groß einzustellen wie das Überschreiten des oberen Schwellwertes SW1, so dass ein vergleichmäßigter Verlauf des mittleren Stromes/IP1 durch einen kapazitiven Aktuator P1 erhalten werden kann.
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Es ist jedoch auch möglich, den Stromfluss nach der Freilaufphase nach Erreichen des unteren Schwellwertes, insbesondere der 0-Ampere-Grenze, durch weiteres Leitend-steuern des Leistungstransistors aufrechtzuerhalten, um einen Betrag des Unterschreitens des unteren Schwellwertes einzustellen, der dem zeitlich davorliegenden Überschreiten des oberen Schwellwertes in der aktiven Lade- bzw. der aktiven Entladephase entspricht.
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Damit kann aufgrund des erfindungsgemäßen Einschaltens des der Freilaufdiode parallelgeschalteten Leistungstransistors Ti in und/oder nach der Freilaufphase am Beispiel der 4 bei den frühen Ladepulsen einer Ladephase das Unterschreiten des unteren Schwellwertes SW2 dem Überschreiten des oberen Schwellwertes SW1 durch Verlängern der Einschaltzeit des Leistungstransistors angepasst werden und umgekehrt bei den späten Ladepulsen durch Verhindern der Sperrverzögerung der Freilaufdiode Di ein symmetrischer Stromverlauf eingestellt werden, wodurch ein nahezu konstanter Verlauf des mittleren Stromes/IP1 eingestellt werden kann.
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Die Figuren zeigen:
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1 eine Schaltungsanordnung zum Laden und Entladen zumindest eines kapazitiven Aktuators nach dem Stand der Technik,
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2 die zeitlichen Verläufe des Ladestroms und der Ladespannung an einem kapazitiven Aktuator,
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3a, 3b eine Detaildarstellung des Überschwingens und des Unterschwingens des Stromes durch den kapazitiven Aktuator und
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4 den daraus resultierenden realen Strom durch den kapazitiven Aktuator und
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5a, 5b den Effekt des Zuschaltens des Leistungstransistors zur leitenden Freilaufdiode.
