DE19943127C1 - Vorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines kurzen Strompulses - Google Patents

Abstract

Bei einer Vorrichtung und einem Verfahren zum Erzeugen eines kurzen Stromimpulses für einen Verbraucher wird zunächst magnetische Energie in einem induktiven Bauelement gespeichert, und anschließend an ein kapazitives Bauelement für eine Zeitdauer abgegeben, bis zu der eine entsprechende Spannung an dem kapazitiven Bauelement so groß ist, daß der Stromfluß über das kapazitive Bauelement zu dem Verbraucher unterbrochen wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung eines kurzen Strompulses, insbesondere auf eine Pulsstromquelle zur Erzeugung kurzer Strompulse mit Halbwertzeiten herab bis zu wenigen Nano­ sekunden und Spitzenströmen von 10 A (Ampere) aufwärts.

Solche Pulsstromquellen werden beispielsweise zur Ansteue­ rung von Hochleistungs-Laserdioden verwendet, und anhand der Fig. 6 und 7 werden nachfolgend im Stand der Technik be­ kannte Pulsstromquellen beschrieben.

Die in Fig. 6 dargestellte bekannte Pulsstromquelle 600 um­ faßt eine Gleichspannungsquelle U_B, über die eine einstell­ bare Gleichspannung geliefert wird. Der negative Anschluß der Gleichspannungsquelle U_B ist mit dem Masseanschluß ver­ bunden, und ein Widerstand R₁ ist mit einem ersten Anschluß mit dem positiven Anschluß der Gleichspannungsquelle U_B ver­ bunden. Ein Kondensator C₁ ist mit seinem ersten Anschluß mit einem zweiten Anschluß des Widerstands R₁ verbunden und mit seinem zweiten Anschluß mit Masse verbunden. Parallel zu dem Kondensator C₁ liegt eine Serienschaltung aus dem Ver­ braucher X₁ und einem Schalttransistor T₁, der bei dem in Fig. 6 dargestellten Beispiel ein Feldeffekttransistor ist.

Der Verbraucher X₁ ist mit seinem ersten Anschluß mit dem ersten Anschluß des Kondensators C₁ und dem zweiten Anschluß des Widerstands R₁ verbunden und ein zweiter Anschluß des Verbrauchers X₁ ist mit einem Drain-Anschluß D des Schalt­ transistors T₁ verbunden. Eine Source-Anschluß S des Schalt­ transistors T₁ ist mit Masse verbunden und ein Gate-Anschluß G des Schalttransistors T₁ ist mit einem Steuereingang der Schaltung 600 verbunden, über den ein Steuersignal U_E an der Gate-Elektrode G des Transistors T₁ anliegt, bevorzugter­ weise in der Form eines Rechteckimpulses, wie dies darge­ stellt ist.

Beim Betrieb der Pulsstromquelle 600 wird der Kondensator C₁ über den Widerstand R₁ aufgeladen und zur Erzeugung des er­ wünschten Strompulses durch den Verbraucher X₁ wird die Steuerelektrode bzw. Gate-Elektrode G des Transistors T₁ mit einem positiven Spannungspuls entsprechender Länge und Höhe gegenüber dem Masse-Potential beaufschlagt. Hierdurch wird der Schalttransistor T₁ in den leitenden Zustand versetzt und der Kondensator T₁ wird über den Verbraucher X₁ ent­ laden.

Anschließend wird der Transistor T₁ wieder gesperrt, so daß sich der Kondensator C₁ über den Widerstand mit der Zeitkon­ stante t₁ auf die Gleichspannung U_B auflädt, wobei die Zeitkon­ stante t₁ durch den Kapazitätswert des Kondensators C₁ und dem Widerstandswert des Widerstands R₁ bestimmt ist. Der im vorhergehenden beschriebene Ablauf kann nun erneut gestartet werden.

Die in Fig. 6 dargestellte Pulsstromquelle 600 hat den Nach­ teil, daß die mögliche Pulsbreite nach unten hin auf etwa 20 Nanosekunden begrenzt ist, da unvermeidbare Verzögerungszei­ ten des Schalttransistors T₁ sowie die parasitären Serien- Induktivitäten im Verbraucherkreis den Stromanstieg verlan­ gsamen. Die Länge des Steuerpulses U_E muß daher stets kürzer sein als der gewünschte Strompuls, was zu Ansteuerpulsen in der Größenordnung weniger Nanosekunden mit Amplituden von 5 bis 10 Volt führt.

Ein weiterer Nachteil der Schaltungsanordnung 600 besteht darin, daß der Zeitverlauf des Strompulses bedingt durch die Schaltungsanordnung grundsätzlich unsymmetrisch ist, d. h. einen steilen Anstieg und einen flachen Abfall aufweist.

Wiederum ein weiterer Nachteil besteht darin, daß die An­ steuerquelle zur Erzeugung des Steuersignals U_E einen extrem niedrigen Innenwiderstand aufweisen muß, um die Eingangska­ pazität des Schalttransistors T₁ in kurzer Zeit umladen zu können.

Ferner ist die Übertragung derart kurzer Pulse über längere Entfernungen schwierig und aufwendig.

Hinsichtlich der in Fig. 6 gezeigten, bekannten Pulsstrom­ quelle 600 kann zusammenfassend festgestellt werden, daß die obigen Effekte dazu führen, daß zwar Pulse mit kurzen Puls­ breiten erzeugt werden können, jedoch nur mit Amplituden im mA-Bereich. Die Erzeugung von Pulsen mit Pulsbreiten unter 20 Nanosekunden bei Strömen von einigen Ampere aufwärts ist kaum möglich.

Eine weitere bekannte Pulsstromquelle wird nachfolgend an­ hand der Fig. 7 beschrieben, und die dort gezeigte Puls­ stromquelle ist in ihrer Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 700 versehen. Die Pulsstromquelle 700 umfaßt eine Gleich­ spannungsquelle U_B, deren negativer Anschluß mit Masse ver­ bunden ist. Der positive Anschluß der Gleichspannungsquelle U_B ist mit einem ersten Anschluß eines Widerstands R₁ ver­ bunden, dessen zweiter Anschluß mit einem Kollektor-Anschluß K eines Schalttransistors T₂ verbunden ist. Wie zu erkennen ist, handelt es sich bei dem Schalttransistor T₂ um einen Bipolartransistor. Ein Kondensator C₁ ist zwischen den zwei­ ten Anschluß des Widerstands R₁ und Masse geschaltet. Ein Emitter-Anschluß E des Transistors T₂ ist mit einem ersten Anschluß eines Verbrauchers X₁ verbunden, dessen zweiter An­ schluß wiederum gegen Masse verschaltet ist. Ein Basis-An­ schluß B des Transistors T₂ ist über einen Strombegrenzungs­ widerstand R₂ mit einem Steuereingang verbunden, an den ein Ansteuersignal U_E an den Basis-Anschluß B des Schalttransi­ stors T₂ anlegbar ist, vorzugsweise in der Form eines Recht­ ecksignals, wie dies gezeigt ist.

Die Gleichspannungsquelle U_B speist die Reihenschaltung des Widerstands R₁, des Schalttransistors T₂ und des Verbrau­ chers X₂.

Bei dieser bekannten Quelle wird durch eine hohe Gleichspan­ nung von mehreren hundert Volt der Bipolartransistor T₂ in der Nähe des sogenannten Lawinendurchbruchs der Kollektor- Emitter-Strecke betrieben. Wird nun auf den Steueranschluß (Basisanschluß B) des Schalttransistors T₂ ein kurzer Span­ nungspuls gegeben, so wird der Lawinendurchbruch ausgelöst, und der Transistor schaltet in extrem kurzer Zeit in den leitenden Zustand und entlädt den Kondensator C₁ über den Verbraucher X₁.

Der Transistor kehrt selbständig wieder in den sperrenden Zustand zurück und der Kondensator C₁ lädt sich über den Widerstand R₁ auf die Betriebsspannung U_B wieder auf, und der gerade beschriebene Ablauf läßt sich erneut starten.

Die Schaltung 700 ist dahingehend nachteilhaft, daß zum Betrieb eine hohe Gleichspannung von mehreren hundert Volt benötigt wird, deren Erzeugung bzw. Bereitstellung auf­ wendig, platzraubend und teuer ist. Ferner sind gegebenen­ falls entsprechende Schutzvorschriften bezüglich Berührung o. ä. zu beachten.

Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß der verwendete Bi­ polartransistor T₂ für die spezielle Betriebsart des Lawi­ nendurchbruchs geeignet sein muß, und es gibt derzeit welt­ weit nur wenige Anbieter für solche Spezialbauteile, so daß eine langfristige Verfügbarkeit derselben nicht garantiert werden kann. Ferner besteht ein Nachteil dahingehend, daß die Hersteller solcher Bipolartransistoren nur eine be­ grenzte Anzahl von Strompulsen garantieren, so daß hierdurch die Einsatzdauer der Pulsstromquelle eingeschränkt ist. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß die verschiedenen Bi­ polartransistor-Spezifikationen deutlich temperaturabhängig sind.

Wiederum ein weiterer Nachteil dieser Anordnung besteht darin, daß die Amplitude und der Zeitverlauf des Pulsstromes stark von Streuungen der Transistordaten und parasitären Komponenten der Schaltung abhängig sind.

Somit ist die Herstellung einer solchen Pulsstromquelle in größeren Stückzahlen über längere Zeiträume insgesamt pro­ blematisch.

Die WO 97/22179 zeigt eine Schaltung, mittels der kurze Im­ pulse erzeugt werden. Die Schaltung umfaßt eine Gleichstrom­ quelle, und zwischen die Gleichstromquelle und ein Schalt­ element ist eine Spule geschaltet, welche über das Schalt­ element mit Masse verbindbar ist. Ferner ist an einen An­ schluß der Spule ein Kondensator in Serie mit einer Last gegen Masse verschaltet. Der Schalter wird angesteuert, um eine Verbindung der Spule gegen Masse herzustellen, um so eine Speicherung von Energie in der Spule zu bewirken. Bei Erreichen einer maximalen Spannung am Kondensator wird der Schalter wieder durchgeschaltet, um den Nutzimpuls zu er­ zeugen. Bei einer weiteren Schaltung ist ein zweiter Schal­ ter vorgesehen, der nach dem Erreichen der maximalen Konden­ satorspannung schaltet, um den Nutzimpuls zu erzeugen.

Die DE 32 16 312 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Pulslaserdioden. Ein Ansteuersignal für einen ersten Schalter wird bereitgestellt, der einen Transformator gegen Masse schaltet, so daß eine Batteriespannung über den Transformator hochtransformiert wird. Die auf der Sekundär­ seite des Transformators entstehende Spannung lädt einen Kondensator auf und gleichzeitig wird ein zweites Ansteuer­ signal erzeugt, welches bei Erreichen eines Maximalwertes der Kondensatorspannung an einen zweiten Schalter in Form eines Durchschalttransistors angelegt wird, wodurch der Durchschalttransistor durchbricht, so daß ein kurzer Spannungsimpuls erzeugt wird.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen­ den Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Vor­ richtung zur Erzeugung eines kurzen Stromimpulses zu schaf­ fen, die auf einfache Art und Weise die Erzeugung von Puls­ strömen unter Vermeidung der eingangs beschriebenen Nach­ teile der bekannten Pulsstromquellen ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 gelöst.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist das induktive Bauelement über ein Schaltele­ ment, welches z. B. durch einen Feldeffekttransistor reali­ siert ist, mit dem Bezugspotential, z. B. Masse, verbunden, und der Feldeffekttransistor wird über einen Steuereingang derart angesteuert, daß er während der ersten Zeitdauer das induktive Bauelement mit einer Gleichspannungsquelle ver­ bindet, um so das Aufladen desselben zu bewirken und während einer zweiten Zeitdauer das induktive Bauelement von der Gleichspannungsquelle trennt, um so einen Stromfluß zu dem Verbraucher und das Aufladen des kapazitiven Bauelements zu bewirken. Bei Erreichen der vorbestimmten Spannung an der Serienschaltung aus kapazitiven Bauelement und Verbraucher bricht die Drain-Source-Strecke aufgrund des Lawinendurch­ bruch-Effekts des Feldeffekttransistors durch, so daß der­ selbe leitend wird. Die Spannung über den Drain- und Source-Anschluß bleibt im wesentlichen konstant. Aufgrund des Durchbruchs wird der Spannungsanstieg an dem kapazitiven Bauelement gestoppt und damit auch der kapazitive Ladestrom, so daß der Laststrom auf Null absinkt.

Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiels kann parallel zwischen dem Drain- und dem Source-Anschluß eine Zener-Diode vorgesehen sein, die gegenüber dem Feldeffekttransistor eine niedrigere Druchbruchspannung hat. In diesem Fall wird der Stromfluß durch das kapazitive Bauelement nicht durch den Durchbruch des Feldeffekttransistors bewirkt, sondern aufgrund des Durchbruchs der Zener-Diode.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das induktive Bauele­ ment entweder durch ein Spulenbauelement oder durch ein Transformatorbauelement gebildet, wobei die Verwendung eines Transformatorbauelements den Vorteil aufweist, daß im Gegen­ satz zu einem Spulenbauelement weitere Freiheitsgrade hin­ sichtlich der Entwicklung eingeführt werden können, da z. B. über das Übersetzungsverhältnis, welches vom Wicklungsver­ hältnis abhängt, der Strom und die Spannung, die verwendet werden, eingestellt werden können.

Der Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß durch diese eine Pulsstromquelle geschaffen wird, die die eingangs beschriebenen Nachteile nicht mehr aufweist, und insbesondere die Erzeugung von Pulsströmen von mindestens 10 A bei Pulsbreiten von beispielsweise unter 20 Nanosekunden, bevorzugterweise unter 10 Nanosekunden, ermöglicht, wobei die Kenndaten weitgehend unabhängig von Bauteil-Toleranzen und der Temperatur sind.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Eingangspulse im Bereich von einer Mikrosekunde bis 10 Mikrosekunden liegt, die problemlos über lange Strecken übertragbar sind.

Wiederum ein weiterer Vorteil besteht darin, daß der Her­ stellungsaufwand mit dem der bekannten Pulsstromquellen ver­ gleichbar ist, und vorzugsweise sogar deutlich geringer ist.

Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Pulsstromquelle gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2A und 2B Realisierungen des in Fig. 1 gezeigten in­ duktiven Bauelements;

Fig. 3 eine Pulsstromquelle gemäß einem ersten Ausführungs­ beispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein Diagramm zur Darstellung der Stromverläufe in dem Verbraucher und dem Transistor in der Pulsstrom­ quelle aus Fig. 3;

Fig. 5 eine Pulsstromquelle gemäß einem zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 eine erste bekannte Pulsstromquelle; und

Fig. 7 eine zweite bekannte Pulsstromquelle.

In der nachfolgenden Beschreibung der vorliegenden Erfindung werden in den unterschiedlichen Zeichnungen für gleichartige oder gleichwirkende Elemente gleiche Bezugszeichen verwen­ det, und eine entsprechende erneute Beschreibung dieser Ele­ mente erfolgt nicht. In der nachfolgenden Beschreibung wird Bezug genommen auf eine Massepotential. Es ist offensicht­ lich, das anstelle des beschriebenen Massepotentials jedes geeignete Bezugspotential verwenden werden kann.

Anhand der schematischen Darstellung in Fig. 1 wird nach­ folgend die erfindungsgemäße Pulsstromquelle näher erläu­ tert, wobei bevorzugte Ausgestaltungen und Realisierungen derselben nachfolgend anhand der Fig. 3 und 5 erläutert werden.

Die Pulsstromquelle 100 umfaßt einen Eingangsanschluß 102 sowie einen Ausgangsanschluß 104. An den Eingangsanschluß 102 kann eine Gleichspannungsquelle U_B angeschlossen werden, und am Ausgangsanschluß 104 ist der Verbraucher X angeordnet bzw. mit dem Ausgangsanschluß 104 verbunden. Die Gleichspan­ nungsquelle U_B kann z. B. eine herkömmliche Laborgleichspan­ nungsquelle sein, die eine 9 V bis 30 V Gleichspannung be­ reitstellt.

Ein induktives Bauelement L umfaßt einen ersten Anschluß, der mit dem Eingangsanschluß 102 verbunden ist. Ein zweiter Anschluß des induktiven Bauelements L ist mit einem ersten Anschluß eines Schaltelements T verbunden, dessen zweiter Anschluß gegen Masse verschaltet ist. Ein Kondensator C ist zwischen den zweiten Anschluß des induktiven Bauelements L und den Ausgangsanschluß 104 geschaltet. Wie in Fig. 1 dar­ gestellt ist, kann das Schaltelement T abhängig von einem anliegenden Steuersignal, das über einen Steuersignaleingang 106 angelegt wird, das induktive Bauelement L mit Masse ver­ binden oder von derselben trennen.

In Fig. 2 sind unterschiedliche Realisierungen für das in­ duktive Bauelement L aus Fig. 1 dargestellt. Das induktive Bauelement L kann entweder in Form einer herkömmlichen Spule L (siehe Fig. 2A) oder in Form eines Transformators (siehe Fig. 2B) realisiert werden. In Fig. 2B ist durch N1 und N2 die jeweilige Wicklungszahl der Spulen des Transformators angegeben und ü gibt das Übersetzungsverhältnis an, das durch das Verhältnis von N2 zu N1 bestimmt ist. Gegenüber der einfachen Spule L, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, hat der Transformator, wie er in Fig. 2B gezeigt ist, den Vor­ teil, daß hierdurch zusätzliche Freiheitsgrade bei der Ent­ wicklung oder beim Entwurf der Schaltung bereitgestellt wer­ den, nachdem z. B. die durch eine Gleichspannungsquelle U_B abgegebene Spannung auf einem Wert gehalten wird, wie der durch eine herkömmliche Spannungsquelle erreicht werden kann und mittels des Transformators wird dann eine entsprechende Umwandlung der Spannung in den erwünschten Spannungswert herbeigeführt.

Wie später noch beschrieben wird, ist das Schaltelement T (siehe Fig. 1) bevorzugterweise durch einen Feldeffekttran­ sistor realisiert, wobei ein Einsatz von bipolaren Transi­ storen jedoch ebenfalls möglich ist.

In Fig. 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungs­ gemäßen Pulsstromquelle dargestellt, die eine Spannungsquel­ le U_B umfaßt, die über ein induktives Bauelement L mit einem Drain-Anschluß D des Schalttransistors T verbunden ist. Der Source-Anschluß S des Schalttransistors T ist mit dem Mi­ nus-Pol der Gleichspannungsquelle U_B und mit Masse verbun­ den.

Parallel zu dem Drain-Anschluß D und Source-Anschluß S des Schalttransistors T ist die Reihenschaltung des Kondensators C und des Verbrauchers X angeordnet.

An dem Steuerungsanschluß 106 ist eine nicht näher darge­ stellte Steuerungseinrichtung angeordnet, die in dem darge­ stellten Ausführungsbeispiel durch eine Spannungsquelle re­ alisiert sein kann, die ein rechteckförmig verlaufendes Spannungssteuersignal U_E bereitstellt, welches zur Ansteue­ rung des Schalttransistors T dient.

Die Erzeugung eines Pulsstromes wird nachfolgend anhand der Fig. 3 und 4 näher erläutert, wobei in Fig. 4 ein Diagramm der Stromverläufe in dem Verbraucher X bzw. in dem Schalt­ transistor T gezeigt ist, wobei in Fig. 4 der mit dem Be­ zugszeichen 108 gekennzeichnete Signalverlauf den Stromver­ lauf im Verbraucher X darstellt, und der mit dem Bezugszei­ chen 110 gekennzeichnete Stromverlauf den Stromverlauf in dem Schalttransistor T darstellt. Die Signalverläufe 108 und 110 sind jeweils über der Zeit aufgetragen. In Fig. 4 ist mit "0" jeweils die Null-Linie des jeweiligen Signalverlaufs dargestellt.

Im Ruhezustand, der in Fig. 4 nicht dargestellt ist, ist die Ansteuerspannung U_E Null Volt und somit ist der Schalttran­ sistor T geöffnet. Am Drain-Anschluß D liegt dann die Gleichspannung U_B an.

Zum Zeitpunkt t_ein wird die Steuerspannung U_E auf einen po­ sitiven Wert U_ein geschaltet. Dieser positive Wert U_ein der Steuerspannung U_E ist ausreichend weit über der Einsatzspan­ nung des Schalttransistors T. Der Schalttransistor T wird in den leitenden Zustand versetzt und ermöglicht einen Strom­ fluß vom positiven Pol der Gleichspannungsquelle U_B über das induktive Bauelement L und den Schalttransistor T zurück zum Minus-Pol der Gleichspannungsquelle U_B.

Entsprechend den physikalischen Zusammenhängen zwischen Strom und Spannung an einem induktiven Bauelement ergibt sich ein im wesentlichen linearer Anstieg des Stroms I_L, so­ lange der Schalttransistor T durch die Ansteuerspannung U_E in seinem leitenden Zustand gehalten wird (siehe Fig. 4 - Bezugszeichen 113).

Die Spannung U_S über der Serienschaltung des Kondensators C und des Verbrauchers X entspricht damit der Einschaltspan­ nung des Schalttransistors T. Diese Spannung kann in dieser Phase vernachlässigt werden, und somit ist auch der Strom I_S gleich dem Strom I_L.

Wird die Ansteuerspannung zum Zeitpunkt t_aus wieder auf Null Volt gesetzt, kehrt der Schalttransistor T in seinen sper­ renden Zustand zurück. Die in dem induktiven Bauelement L gespeicherte magnetische Energie bewirkt, daß der vor der Abschaltung fließende Strom über den Kondensator C und den Verbraucher X fließt, und führt zu einer extrem schnellen Aufladung des Kondensators C.

Erreicht die Spannung U_S die Durchbruchspannung des Schalt­ transistors T, so setzt der kontrollierte Lawinendurchbruch über die Drain-Source-Strecke ein, und die Spannung am Drain-Anschluß D wird auf einem nahezu konstanten Wert ge­ halten.

Damit wird der Stromfluß über den Kondensator C abrupt be­ endet, und in der Summe wird ein sehr kurzer Stromimpuls mit hoher Amplitude erzeugt. Die überschüssige Energie in dem induktiven Bauelement L wird aufgrund des Lawinendurchbruchs so abgebaut, daß sich ein im wesentlichen linearer Stromab­ fall im Schalttransistor einstellt (siehe Fig. 4 - Bezugs­ zeichen 114).

Anhand der Fig. 4 sei dieses Funktionsprinzip nochmals näher erläutert. Wie gezeigt ist, wird, ausgehend von einem Zeit­ punkt t_ein bis zu dem Zeitpunkt t_aus zu dem der Schalttran­ sistor T von seinem leitenden in seinen nicht leitenden Zu­ stand umschaltet, der Strom durch den Schalttransistor T stetig anwachsen. Zum Zeitpunkt der Ausschaltung des Tran­ sistors T erfolgt aufgrund der in dem induktiven Bauelement L gespeicherten Energie und aufgrund des Stromflußweges, wie er nun über das kapazitive Bauelement C zu dem Verbraucher X definiert ist, eine sehr schnelle Aufladung des Kondensators C, der seinerseits über den Verbraucher X aufgeladen wird.

Die an dem Kondensator C anliegende Spannung steigt eben­ falls sehr schnell an und sobald diese die Durchbruchspan­ nung der Drain-Source-Strecke des Schalttransistors T er­ reicht, tritt im Schalttransistor der Lawinendurchbruch ein, so daß ein Strom von dem induktiven Bauelement L wieder über den Schalttransistor fließt, so daß zum einen ein Stromfluß zu dem Kondensator C ausgehend von dem induktiven Bauelement L unterbrochen wird, und gleichzeitig eine Entladung des Kondensators C über das Verbraucherelement X nicht stattfin­ det, so daß sich der in Fig. 4 dargestellte schmale und hohe Strompuls 112 einstellt. Nach dem Eintreten des Lawinen­ durchbruchs verbleibt die Drain-Spannung auf einem vorbe­ stimmten Wert, und der Stromfluß durch den Schalttransistor T nimmt linear ab, wie dies bei 114 in Fig. 4 gezeigt ist. Äquivalent kann der Druchbruch der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors als Verbindung des induktiven Bauele­ ments mit Masse über eine "gedachte Durchbruchspannungs­ quelle" mit im wesentlichen konstanter Spannung betrachtet werden, so daß sich der oben beschriebene lineare Stromab­ fall einstellt.

Die Amplitude des Strompulses 112 wird durch die Gleichspan­ nung U_B, die Induktivität des induktiven Bauelements L und die Dauer des Ansteuerpulses (t_aus - t_ein) bestimmt. Somit ergibt sich die Möglichkeit, die Stromamplitude über die Dauer des Ansteuerpulses zu steuern.

Die Breite des Strompulses ist hierbei bei sonst gleichen Betriebsbedingungen in erster Näherung umgekehrt propor­ tional zu der Pulsamplitude, d. h. sie vermindert sich mit steigender Amplitude.

Die beim Umschalten noch in dem kapazitiven Bauelement ge­ speicherte Energie wird nach dem Lawinendurchbruch durch eine Entladung des Kondensators C abgebaut, wobei sich hier­ bei die in Fig. 4 bei 116 gezeigten Schwingungen einstellen, die darauf zurückzuführen sind, daß das induktive Bauelement L zusammen mit dem Kondensator C und dem Verbraucher X ein schwingfähiges Gebilde mit einer bestimmten Eigenresonanz und einem Dämpfungsverhalten darstellt. In diesem Zusammen­ hang ist darauf zu achten, daß die Schaltung insgesamt so dimensioniert ist, daß durch das Nachschwingen keine Strom­ impulse erzeugt werden, die hoch genug sind, um z. B. den Schwellenstrom der als Verbraucher vorgesehenen Laserdiode zu überschreiten, so daß eine unerwünschte mehrfache Betäti­ gung der Laserdiode vermieden wird.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die in Fig. 3 gezeigte Pulsstromquelle derart dimensioniert, daß dieselbe mit einer Betriebsspannung von 15 Volt betrieben wird, wobei die Eingangspulsbreite 5 µsec beträgt, also die Pulsbreite des Rechtecksignals mittels dem der Schalttransistor gesteuert wird, also die Dauer des An­ steuerpulses t_aus - t_ein. Die Induktivität des induktiven Bauelements L beträgt etwa 3 µH und die Kapazität des Kon­ densators C beträgt etwa 470 pF. Mit dieser Beschaltung läßt sich bei der Verwendung einer Laserdiode als Verbraucher X eine Pulsbreite des Laserstroms im Bereich von 2 nsec bis 10 nsec erreichen, bei Spitzenwerten für den Laserstrom von 20 A bis 50 A.

In Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorlie­ genden Erfindung gezeigt, welches im wesentlichen dem aus Fig. 3 entspricht, wobei jedoch parallel zu der Drain- Source-Strecke des Schalttransistors eine Zener-Diode ge­ schaltet ist. Durch die Zener-Diode wird die Durchbruch- Funktion, die im vorhergehenden Ausführungsbeispiel dem Feldeffekttransistor zugeordnet war, aus dem Schalttransi­ stor "ausgelagert". Hierdurch kann die Durchbruchspannung unabhängig von den Eigenschaften des Schalttransistors durch geeignete Auswahl der verwendeten Zener-Diode eingestellt werden. Dies führt zu einer thermischen Entlastung des Schalttransistors und bietet zusätzlich einen weiteren Frei­ heitsgrad bei der Optimierung.

Zener-Dioden mit einem ausreichend schnellen Ansprechverhal­ ten (≦ 0,5 nsek) und hoher Stoßstrombelastbarkeit im kW-Be­ reich sind heute als Standardbauelemente ("Supressor- Dioden") erhältlich.

Claims (9)

1. Vorrichtung zum Erzeugen eines kurzen Strompulses für einen an einem Ausgangsanschluß (104) angeordneten Ver­ braucher (X), mit
einem Eingangsanschluß (102) zum Anlegen einer Gleich­ spannung (U_B);
einem Schaltelement (T; T, D) mit einem Steuereingang (106), an den ein Ansteuersignal (U_E) anlegbar ist;
einem induktiven Bauelement (L), dessen erster Anschluß mit dem Eingangsanschluß (102) verbunden ist, und dessen zweiter Anschluß über das Schaltelement (T; T, D) mit einem Bezugspotential verbindbar ist, wobei das in­ duktive Bauelement (L) während einer ersten Zeitdauer mit einem Bezugspotential verbunden ist, um magnetische Energie zu speichern, wobei die erste Zeitdauer durch die Dauer bestimmt ist, während der das Ansteuersignal (U_E) das Schaltelement (T; T, D) in seinem leitenden Zu­ stand hält; und
einem kapazitiven Bauelement (C), das zwischen den zwei­ ten Anschluß des induktiven Bauelements (L) und den Aus­ gangsanschluß (104) geschaltet ist, wobei, während einer zweiten Zeitdauer während der das induktive Bauelement (L) von dem Bezugspotential getrennt ist, aufgrund der gespeicherten magnetischen Energie ein Strom über das kapazitive Bauelement zu dem Verbraucher (X) fließt und das kapazitive Bauelement (C) aufgeladen wird,
wobei das Anliegen einer vorbestimmten Spannung an der Serienschaltung aus kapazitiven Bauelement (C) und Ver­ braucher (X) einen Durchbruch des Schaltelements (T; T, D) bewirkt und den Stromfluß über das kapazitive Bauele­ ment (C) zu dem Verbraucher (X) unterbricht, und
wobei die Höhe des zu erzeugenden Strompulses von der ersten Zeitdauer des Ansteuersignals (U_E) abhängt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Schaltelement (T; T, D) abhängig von dem Ansteuersignal (U_E) derart gesteuert ist, daß während der ersten Zeitdauer das in­ duktive Bauelement (L) mit dem Bezugspotential verbunden ist, so daß aufgrund der am Eingangsanschluß (102) an­ liegenden Gleichspannung (U_B) magnetische Energie in dem induktiven Bauelement (L) gespeichert wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das Schalt­ element (T) ein Feldeffekttransistor ist, dessen Drain- Elektrode (D) mit dem zweiten Anschluß des induktiven Bauelements (L) verbunden ist, dessen Source-Elektrode (S) mit dem Bezugspotential verbunden ist, und dessen Gate-Elektrode (G) mit dem Steuereingang (106) verbunden ist,
wobei der Feldeffekttransistor (T) derart dimensioniert ist, daß bei Erreichen der vorbestimmten Spannung ein Lawinendurchbruch zwischen der Drain-Elektrode (D) und der Source-Elektrode (S) erfolgt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der dem Feldeffekttran­ sistor (T) eine Zener-Diode (D) parallel geschaltet ist, die bei Erreichen der vorbestimmten Spannung durch­ bricht.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das induktive Bauelement (L) eine Spule ist.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das induktive Bauelement (L) ein Transformator ist.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das induktive Bauelement (L) eine Induktivität von etwa 3 µH, und das kapazitive Bauelement (C) eine Kapazität von 470 pF hat.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der Verbraucher (X) eine Laserdiode ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der die Pulsdauer kleiner als 20 nsec ist, und bei der die Amplitude 10 A bis 30 A oder höher ist.