WO2006022322A1

WO2006022322A1 - 成形機供給エネルギー算出装置、成形機制御装置及び成形機制御方法

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Publication number: WO2006022322A1
Application number: PCT/JP2005/015413
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Inventors: Noritaka Okada
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Filing date: 2005-08-25
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Description

明細書

成形機供給エネルギー算出装置、成形機制御装置及び成形機制御方法

技術分野

[0001] 本発明は、成形機供給エネルギー算出装置、成形機制御装置及び成形機制御方法に関するものである。

背景技術

[0002] 従来、成形機、例えば、射出成形機においては、射出装置において溶融させられた成形材料としての榭脂を金型装置内のキヤビティ空間に充填し、成形を行うようにしている。そのために、射出装置にシリンダ部材としての加熱シリンダが配設され、該加熱シリンダの周囲に配設されたヒータを通電することによって、加熱シリンダ内の榭脂を溶融させるようにしている。そして、加熱シリンダの温度を検出し、検出結果に基づいて前記ヒータをオン'オフすることによってフィードバック制御が行われる（例えば、特許文献 1参照。）。

特許文献 1：特開平 6— 328510号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0003] し力しながら、前記従来の射出装置においては、ヒータを通電することによって加熱シリンダを加熱し、榭脂を間接的に加熱するようになっているので、ヒータからの放熱量が多ぐ熱効率を高くすることができない。

[0004] そこで、加熱シリンダの周囲に、ヒータに代えてコイルを配設し、該コイルに電流を供給し、誘導加熱によって加熱シリンダを加熱するようにした誘導加熱装置が考えられる。この場合、加熱シリンダの温度を検出し、検出結果に基づいて誘導加熱の動作及び停止の各時間比で表されるデューティ比を変更することによってフィードバック制御が行われる。

[0005] ところが、前記誘導加熱装置においては、誘導加熱の動作中における加熱能力を表す加熱シリンダへの供給エネルギー（ワット密度）が一定であるので、例えば、榭脂が変更されたときに、榭脂の種類に対応させて供給エネルギーを変更する必要がある。その場合、例えば、誘導加熱装置の直流電圧発生回路の電圧及び時間平均電流を測定し、測定結果に基づいて供給エネルギーが算出される。なお、該供給エネルギ一は、加熱シリンダに供給される熱量に対応させられる。

[0006] ところが、この場合、誘導加熱装置におけるスイッチング素子のスイッチングによる損失を考慮することができないだけでなぐ誘導加熱装置で発生させられた高周波電流が直流電圧発生回路に流れてしまうので、時間平均電流を正確に測定することができない。したがって、供給エネルギーを正確に算出することができず、その結果、例えば、榭脂の種類に対応させて供給エネルギーを適正に変更することができなヽ

[0007] 本発明は、前記従来の誘導加熱装置の問題点を解決して、シリンダ部材への供給エネルギーを、正確に算出することができ、成形材料の種類に対応させて適正に変更することができる成形機供給エネルギー算出装置、成形機制御装置及び成形機制御方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0008] そのために、本発明の成形機供給エネルギー算出装置においては、シリンダ部材に配設されたコイル、直流電圧発生回路、スイッチング素子及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子のスイッチングに従って高周波電流を発生させて前記コイルに供給する高周波電流発生回路と、前記コイル及びコンデンサ力成る共振回路の状態を表す電気的変量を検出する電気的変量検出部と、前記電気的変量に基づいて前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を発生させる駆動信号発生処理手段と、前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づ、て、前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出する供給エネルギー算出処理手段とを有する。

発明の効果

[0009] 本発明によれば、成形機供給エネルギー算出装置にお!、ては、シリンダ部材に配設されたコイル、直流電圧発生回路、スイッチング素子及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子のスイッチングに従って高周波電流を発生させて前記コイルに供給する高周波電流発生回路と、前記コイル及びコンデンサから成る共振回路の状態を表す電気的変量を検出する電気的変量検出部と、前記電気的変量に基づいて前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を発生させる駆動信号発生処理手段と、前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づいて、前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出する供給エネルギー算出処理手段とを有する。

[0010] この場合、直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づいて

、シリンダ部材への供給エネルギーが算出されるので、スイッチング素子のスィッチングによる損失を考慮する必要がなくなるだけでなぐ高周波電流が直流電圧発生回路に流れても、供給エネルギーを正確に算出することができる。したがって、例えば、成形材料が変更された場合に、成形材料の種類に対応させて供給エネルギーを適正に変更することができる。

図面の簡単な説明

[0011] [図 1]本発明の第 1の実施の形態における誘導加熱装置の概念図である。

[図 2]本発明の第 1の実施の形態における射出成形機制御装置の要部を示すブロック図である。

[図 3]本発明の第 1の実施の形態における反転器の動作を示す図である。

[図 4]本発明の第 1の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と検出電圧との関係を表すタイムチャートである。

[図 5]本発明の第 2の実施の形態における誘導加熱装置の概念図である。

[図 6]本発明の第 2の実施の形態における反転器の動作を示す図である。

[図 7]本発明の第 2の実施の形態における積算エネルギーの推移を示すタイムチヤートである。

[図 8]本発明の第 2の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と検出電圧との関係を表すタイムチャートである。

[図 9]本発明の第 3の実施の形態における射出成形機制御装置の要部を示すブロック図である。圆 10]本発明の第 4の実施の形態における誘導加熱装置の概念図である。

1—

圆 11]本発明の第 4の実施の形態における反転器の動作を示す図である。

[図 12]本発明の第 4の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と電圧変化率との関係を表すタイムチャートである。

圆 13]本発明の第 5の実施の形態における誘導加熱装置の概念図である。

圆 14]本発明の第 5の実施の形態における反転器の動作を示す図である。

圆 15]本発明の第 5の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と電流との関係を表すタイムチャートである。

符号の説明

加熱シリンダ

14 誘導加熱装置

16 コィノレ

21 温度センサ

25 PID補償器

28 供給エネルギー算出部

31 直流電圧発生回路

36 電流センサ

AN1 電圧検出部

AN2、 AN3 反転器

AN5 ノッファ

Cl〜 C4 コンデンサ

OP1 比較器

Ql、 Q2 IGBT

SRI 操作出力部

SR2 共振回路

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。この場合、成形機としての射出成形機に適用される成形機制御装置としての射出成形機制御装置について説明する。

[0014] 図 1は本発明の第 1の実施の形態における誘導加熱装置の概念図、図 2は本発明の第 1の実施の形態における射出成形機制御装置の要部を示すブロック図、図 3は本発明の第 1の実施の形態における反転器の動作を示す図、図 4は本発明の第 1の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と検出電圧との関係を表すタイムチヤートである。なお、図 3において、横軸に検出電圧 Vcを、縦軸に出力を採ってある。

[0015] 図 2において、 11は射出装置であり、該射出装置 11は、図示されない型締装置、金型装置等と射出成形機を構成し、図示されなヽホツバから供給された成形材料としての榭脂を加熱して溶融させるシリンダ部材としての加熱シリンダ 12、溶融させられた榭脂を射出するための射出ノズル 13等を備え、前記加熱シリンダ 12内に図示されないスクリューが進退自在に、かつ、回転自在に配設される。そして、該スクリューを、図示されない射出用モータを駆動することによって前進させることにより射出ノズル 13から樹脂が射出され、図示されない計量用モータを駆動することによって回転させ、それに伴って後退させることにより榭脂の計量が行われる。

[0016] 射出された榭脂は、金型装置のキヤビティ空間に充填され、該キヤビティ空間にお Vヽて冷却されて成形品になる。

[0017] この場合、榭脂を加熱し溶融させるために、誘導加熱装置 14が配設される。該誘導加熱装置 14は、加熱シリンダ 12に配設されたコイル 16、誘導加熱用の電流である高周波電流を発生させて前記コイル 16に供給するヒータドライバ 17、加熱シリンダ 12の所定の箇所に配設され、加熱シリンダ 12の温度を検出する温度検出部としての温度センサ 21、表示部としての、かつ、設定部としての表示設定器 22、前記温度センサ 21によって検出された温度である検出温度 Tpv、及び表示設定器 22によって設定された、加熱シリンダ 12の目標となる温度である設定温度 Tsvを読み込み、ヒータドライバ 17を駆動してフィードバック制御を行う制御部 23を備える。

[0018] そして、該制御部 23は、前記検出温度 Tpvと設定温度 Tsvとの偏差 ΔΤ

AT=Tsv— Tpv

に基づいて、比例成分、積分成分及び微分成分を算出し、算出結果に基づいて誘導加熱のデューティ比 r?を算出する PID補償器 25、前記デューティ比 7?に基づいて、ヒータドライバ 17を駆動する時間をローレベルとし、停止させる時間をハイレベルとした PWM信号 SG 1を発生させ、ヒータドライバ 17に送る PWM信号発生器 26等を備える。

[0019] なお、前記表示設定器 22は、表示部としてディスプレイ、液晶パネル、 LED,ランプ、警報器等を備え、設定部として操作パネル、キー、スィッチ等を備え、設定部を操作することによって前記設定温度 Tsvを設定したり、表示部に検出温度 Tpv及び設定温度 Tsvを表示したりすることができる。

[0020] ところで、本実施の形態においては、加熱シリンダ 12への供給エネルギーを算出し、算出された供給エネルギーを目標となる供給エネルギーである設定供給エネルギ一 Wsvにすることができるようになつていて、そのために、供給エネルギー算出処理手段 (処理部）としての供給エネルギー算出部 28、及び供給エネルギー調整処理手段 (処理部）としての供給エネルギー調整器 29が配設される。また、前記表示設定器 22にお、て、設定供給エネルギー Wsvを設定することができるようになって、る。

[0021] そして、前記供給エネルギー算出部 28は、供給エネルギー算出処理を行い、実際の加

熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvを算出する。前記供給エネルギー調整器 29 は、供給エネルギー調整処理を行い、前記設定供給エネルギー Wsvに対応させて供給エネルギー Wpvを調整するために、例えば、ヒータドライバ 17において使用される発振周波数等の発振制御パラメータを変更する。また、ヒータドライバ 17の電源回路を構成し、直流の電圧を発生させる回路、すなわち、直流電圧発生回路の電圧 Vsを供給エネルギー調整器 29によって変更することもできる。なお、前記誘導加熱装置 14及び供給エネルギー算出部 28によって成形機供給エネルギー算出装置が構成される。

[0022] 次に、前記誘導加熱装置 14の詳細について説明する。

[0023] 図 1において、 SR1は操作出力部、 SR2は共振回路、 SR3は駆動信号発生部であり、前記操作出力部 SR1は、直流電圧発生回路 31、該直流電圧発生回路 31と直列に接続された二つのスイッチング素子としての IGBTQ1、 Q2、各 IGBTQ1、 Q2のェミッタ ·コレクタ間に、互いに並列に接続されたダイオード Dl、 D2、コンデンサ Cl、 C 2等を有する。なお、前記 IGBTQ1、 Q2に代えて他のトランジスタを使用することができる。前記直流電圧発生回路 31は電圧 Vsを変更することができる構造を有し、負極端子が接地される。また、前記 IGBTQ1、 Q2のベースに駆動信号 gl、 g2が入力される。

[0024] また、前記共振回路 SR2は、前記 IGBTQ1、 Q2間に一端が接続されたコイル 16、並びに該コイル 16の他端と直流電圧発生回路 31の負極端子及び正極端子との間に接続された二つのコンデンサ C3、 C4を備える。該コンデンサ C3、 C4のうちの一方、本実施の形態において、コンデンサ C3の端子間電圧は、図示されない電圧検出要素としての電圧センサによって検出電圧 Vcとして検出され、供給エネルギー算出部 28に送られる。なお、前記検出電圧 Vcによって、共振回路 SR2の状態を表す電気的変量が、前記電圧センサによって電気的変量検出部が構成される。また、前記操作出力部 SR1及び共振回路 SR2によって高周波電流発生回路が構成される。

[0025] この場合、高周波電流としては、商用電源から供給される商用電流の周波数（50〔 Hz]又は 60 [Hz] )より高、周波数を有する電流を使用することができる力 100 [Hz 〕程度の周波数の電流を使用すると、コイル 16における加熱効率が低下してしまう。そこで、 500〔1¾〕以上の周波数の電流を使用するのが好ましいが、 200〔kHz〕以上の周波数の電流を使用すると、 IGBTQ1、 Q2におけるスイッチングが間に合わなくなってしまう。したがって、 5〔kHz〕以上、 100〔kHz〕以下の範囲の周波数の電流を使用するのが好ましい。

[0026] 前記コイル 16には高周波電流が供給され、それに伴って加熱シリンダ 12に誘導電流が発生させられ、該誘導電流によるうず電流損によってジュール熱が発生し、加熱シリンダ 12を加熱する。なお、本実施の形態において、加熱シリンダ 12は、常磁性体によって形成されるようになっているが、誘導電流を表面に集中させることができ、加熱シリンダ 12における発熱量を多くすることができる金属材料、例えば、強磁性体である鋼によって形成されることが好ましい。

[0027] そして、前記駆動信号発生部 SR3は、前記駆動信号 gl、 g2を発生させるためのものであり、前記電圧センサとは別に、前記コンデンサ C3の両端に接続され、端子間電圧を検出電圧 Vcとして検出する電圧検出部 AN1、該電圧検出部 AN1の出力端子に接続された駆動信号発生処理手段 (処理部）としての反転器 AN2、該反転器 A N2の出力端子に接続され、反転器 AN2の出力 Vggを送る第 1、第 2のバッファ LN1 、 LN2等を備える。なお、前記電圧検出部 AN1によって電気的変量検出部が構成される。また、本実施の形態においては、電気的変量検出部として電圧センサ及び電圧検出部 AN1が配

設されるようになつている力電圧検出部 AN1だけを配設することができる。そして、第 1のバッファ LN1は、反転機能を備え、駆動信号 glは駆動信号 g2に対して反転させられ、ハイレベルとローレベルとが逆にされる。また、前記電圧検出部 AN 1及び第 1、第 2のバッファ LN1、 LN2は、アイソレーション構造を有し、強電系の操作出力部 SR1及び共振回路 SR2と弱電系の反転器 AN2とを電気的に分離させる。ここで、強電系とは電力をエネルギーとして使用する回路を意味し、弱電系とは電力を信号として使用する回路を意味する。

[0028] ところで、前記高周波電流を発生させるために、前記 IGBTQ1、 Q2に常に駆動信号 gl、 g2を入力する必要がある。本実施の形態においては、初期状態において、所定のタイミングで、駆動信号 g2がローレべルカハイレベルに立ち上げられ、駆動信号 glはローレベルのままを維持すると、 IGBTQ2がオンにされ、 IGBTQ1がオフのままにされる。これに伴って、入力電圧 Vinはハイレベルになり、直流電圧発生回路 3 1から IGBTQ2を介してコイル 16に電流が流れ、コンデンサ C3が充電され、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcが徐々に高くなる。

[0029] ところで、前記反転器 AN2は、駆動信号発生処理を行!ヽ、検出電圧 Vcが入力されて、図 3に示されるような特性で作動させられる。すなわち、出力がハイレベル (H)である場合において、検出電圧 Vcが高くなるときには、第 1の閾値電圧としての電圧 V dになるまで、出力はハイレベルを維持し、電圧 Vdになると、出力がハイレベルから口一レベル (L)になり、その後、ローレベルを維持する。そして、出力がローレベルである場合において、検出電圧 Vcが低くなるときには、前記電圧 Vdより低く設定された第 2の閾値電圧としての電圧 Vrになるまで、出力はローレベルを維持し、電圧 Vrになると、出力がローレべルカハイレベルになり、その後、ハイレベルを維持する。なお、供給エネルギー調整器 29が設定供給エネルギー Wsvに基づいて算出する前記電圧 Vd、 Vrによって、供給エネルギー Wpvを算出するための供給エネルギー算出用変量が構成される。

[0030] したがって、図 4に示されるように、検出電圧 Vcが上のピーク値に達した後、徐々に低くなり、タイミング tl、 t3で電圧 Vrになると、反転器 AN2の出力 Vggがハイレべノレになり、第 1のバッファ LN1の出力である駆動信号 glがローレベルに、第 2のバッファ LN2の出力である駆動信号 g2がハイレベルになる。

[0031] その結果、 IGBTQ1がオフに、 IGBTQ2がオンにされ、入力電圧 Vinはローレべルからハイレベルになり、コンデンサ C4が放電され、コンデンサ C3が充電されるのに伴って、 IGBTQ2を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、下のピーク値になった後、徐々に高くなる。

[0032] 一方、検出電圧 Vcが、徐々に高くなり、タイミング t2、 t4で電圧 Vdになると、反転器 AN2の出力 Vggがローレベルになり、前記駆動信号 glがハイレベルに、前記駆動信号 g2がローレベルになる。

[0033] その結果、 IGBTQ1がオンに、 IGBTQ2がオフにされ、入力電圧 Vinはハイレベル力ローレベルになり、コンデンサ C3が放電され、コンデンサ C4が充電されるのに伴つて、 IGBTQ1を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、上のピーク値になった後、徐々に低くなる。

[0034] このように、図 4に示されるように、入力電圧 Vinは矩形波状の形状を、検出電圧 Vc は正弦波に類似した形状を有するようになり、また、駆動信号 g2は入力電圧 Vinと同様の矩形波状の形状を、前記駆動信号 glは駆動信号 g2を反転させた矩形波状の形状

を有するようになり、入力電圧 Vin力コイル 16に印加され、各駆動信号 gl、 g2がそれぞれ IGBTQ1、 Q2に入力される。

[0035] なお、入力電圧 Vinのハイレベルとローレベルとの振幅は直流電圧発生回路 31の電圧 Vsとほぼ等しい。

[0036] そして、検出電圧 Vcの波形が安定して!/、る場合、コイル 16のインダクタンスを Lとし、コンデンサ C3、 C4の各静電容量の合計の静電容量を Cとすると、高周波電流発生回路の周波数 fは、

ί= ΐΖ2 π （L'C)

になる。

[0037] ところで、前記コンデンサ C3、 C4のうちの一方、本実施の形態においては、コンデンサ C3に印加されている電圧である前記検出電圧 Vcが分力ると、検出電圧 Vcの変化率は、コンデンサ C4に印加されている電圧の変化率と等しいので、コイル 16を流れる電流 I は、

L

I =C-dVc/dt

L

になる。そして、前記加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvは、コイル 16において消費されるエネルギーと等しぐ

Wpv= J Vin-I -dt

L

になる。ここで、入力電圧 Vinは、図 4に示されるように、ハイレベルとローレベルとから成り、入力電圧 Vinがハイレベルの場合に、コイル 16において消費されるエネルギ一を PHとすると、エネルギー PHは、

PH=∑ .f Vs-I -dt

Vin =Vs L

になり、入力電圧 Vinがローレベルの場合に、コイル 16において消費されるエネルギ一を PLとすると、エネルギー PLは、

PL=∑ J 0-1 -dt

Vin=0 L

=0

になる。なお、値 ί Vs -I 'dtは、一つのサイクルでコイル 16において消費され

Vin =Vs L

るエネノレギーである。

[0038] そこで、前記供給エネルギー算出部 28は供給エネルギー Wpvを、電圧 Vs、静電容量 C及び検出電圧 Vcに基づいて、次のとおり算出する。

[0039] Wpv=PH

=∑ J Vs-I -dt

Vin =Vs L

=∑ J Vs-C-dVc/dt-dt

Vin =Vs

=∑Vs-C- J dVc

Vin =Vs

になる。ここで、値 ί dVcは、入力電圧 Vinがハイレベルである間の検出電圧 V

Vin =Vs cの変化量であり、

J dVc= (Vd-Vr)

Vin =Vs

であるので、供給エネルギー Wpvは、

Wpv=∑Vs-C - (Vd-Vr) …… (1)

になる。

[0040] また、検出電圧 Vcの波形が安定して、る場合、スイッチングの基本の周波数 fがほぼ一定の値を採るので、供給エネルギー算出部 28において、加熱シリンダ 12に供給される単位時間当たりの供給エネルギー Pを次の式で算出することができる。

[0041] P=f-Vs-C- (Vd-Vr) …… (2)

したがって、単位時間当たりの供給エネルギー Pに基づいて設定供給エネルギー Wsvを設定することができる。

[0042] ところで、検出電圧 Vcについて、所定の値を基準電圧 Vbとして設定すると、前記供給エネルギー算出部 28において、供給エネルギー Wpvを次のように算出することができる。なお、本実施の形態においては、コンデンサ C3、 C4の各静電容量 Cが等しい場合、

Vd-Vb=Vb-Vr

にするのが好ましい。

[0043] この場合、検出電圧 Vcが電圧 Vrになり、入力電圧 Vinがローレベルからハイレべルに立ち上がる際に、毎回、エネルギー Pr

Pr=Vs-C - (Vb— Vr)

を加算して、加算値∑Prを算出し、検出電圧 Vcが電圧 Vdになり、入力電圧 Vinがハィレべノレからローレべノレに立ち下がる際に、毎回、エネノレギー Pd

Pd=Vs-C - (Vd— Vb)

を加算して、加算値∑Pdを算出すると、供給エネルギー Wpvは、

Wpv=∑Pr+∑Pd

=∑Vs-C- (Vb— Vr) +∑Vs -C- (Vd— Vb)

=∑Vs-C- (Vd-Vr) …… (3)

になり、式（1)の供給エネルギー Wpvと等しくなる。このようにして、前記供給エネルギー算出部 28によって供給エネルギー Wpvが算出される。

[0044] このように、直流電圧発生回路 31を流れる電流の平均値を表す時間平均電流を使用することなぐ検出電圧 Vc、静電容量 C、基準電圧 Vb、電圧 Vd、 Vr等に基づいて供給エネルギー Wpvが算出されるので、 IGBTQ1、 Q2のスイッチングによる損失を考慮する必要がなくなるだけでなぐ誘導加熱装置 14で発生させられた高周波電流が直流電圧発生回路 31に流れても、供給エネルギー Wpvを正確に算出することができる。したがって、例えば、榭脂の種類が変更された場合に、電圧 Vd、 Vrを変更することによって、供給エネルギー Wpvを適正に変更することができる。また、榭脂の種類に対応させて電圧 Vsを変更することによって、供給エネルギー Wpvを適正に変更することちでさる。

[0045] ところで、本実施の形態にぉ、ては、初期状態にぉ、て、所定のタイミング tOで、駆動信号 g2がローレベルからハイレベルに立ち上げられ、駆動信号 glはローレベルのままにされ、続いて、駆動信号 gl、 g2に、図 4で示される入力電圧 Vinの波形と同様の矩形波が発生させられるようになっているが、初期状態において、駆動信号 gl、 g 2に矩形波を発生させることができる。

[0046] その場合、基本となる周波数 faで、し力も、一定のパルス幅で駆動信号 gl、 g2が発生させられ、ハイレベルとローレベルとを繰り返すので、コイル 16への入力電圧 Vinも前記周波数 faで、し力も、一定のパルス幅で発生させられ、ハイレベルとローレベルとを繰り返す。

[0047] そこで、供給エネルギー算出部 28は、入力電圧 Vinがローレベルからハイレベルに立ち上がるタイミングで検出電圧 Vcを読み込んで電圧 Vrとし、入力電圧 Vinがハィレベルからローレベルに立ち下がるタイミングで検出電圧 Vcを読み込んで電圧 Vd とし、前記式（1)、 (3)に基づいて供給エネルギー Wpvを、式（2)に基づいて供給ェネルギー Pを算出する。

[0048] この場合、前記供給エネルギー調整器 29は、電圧 Vsを変更することによって、供給エネルギー Wpvを変更することができるだけでなぐ周波数 faを変更することによつて供給エネルギー Pを変更することができる。

[0049] 次に、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvを評価し、評価結果に基づ!/、て、前記供給エネルギー Wpvを変更することができるようにした本発明の第 2の実施の形態について説明する。なお、第 1の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによってその説明を省略し、同じ構造を有することによる発明の効果については同実施の形態の効果を援用する。

[0050] 図 5は本発明の第 2の実施の形態における誘導加熱装置の概念図、図 6は本発明の第 2の実施の形態における反転器の動作を示す図、図 7は本発明の第 2の実施の形態における積算エネルギーの推移を示すタイムチャート、図 8は本発明の第 2の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と検出電圧との関係を表すタイムチヤ一トである。なお、図 6において、横軸に検出電圧 Vcを、縦軸に出力を採ってある。

[0051] この場合、電圧検出部 AN1の出力端子に接続された駆動信号発生処理手段 (処理部）としての反転器 AN3はスキップ機能を有し、前記反転器 AN3に、供給エネルギー積算値判定処理手段 (処理部）としての比較器 OP1の出力端子が接続される。なお、前記電圧検出部 AN1によって電気的変量検出部が構成される。

[0052] ところで、本実施の形態においては、制御部 23 (図 2)力もヒータドライバ 17に送られる PWM信号 SG1が最初にローレベルからハイレベルに立ち上がる力、又はシリンダ部材としての加熱シリンダ 12の温度制御が開始されると、供給エネルギー積算処理手段 (処理部）としての、かつ、供給エネルギー算出処理手段 (処理部）としての供給エネルギー算出部 28は、供給エネルギー積算処理及び供給エネルギー算出処理を行い、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvを算出するとともに、スィッチング素子としての IGBTQ1、 Q2のスイッチングが行われるたびに積算し、供給エネルギー積算値 Ipvを算出する。また、前記供給エネルギー積算処理が開始されると、設定供給エネルギー Wsvが積算され、目標となる供給エネルギー積算値 Ipvである設定供給エネルギー積算値 Isvが算出される。そして、前記供給エネルギー積算値 Ipv 及び設定供給エネルギー積算値 Isvは、前記比較器 OP1に入力される。

[0053] 該比較器 OP1は、供給エネルギー積算値判定処理を行い、制御タイミングごと〖こ供給エネルギー積算値 Ipvと設定供給エネルギー積算値 Isvとを比較し、比較結果を判定信号 SG 11として反転器 AN3に送る。前記判定信号 SG 11は、供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給エネルギー積算値 Isvより大きい場合、ノ、ィレベルにされ、供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給エネルギー積算値 Isv以下である場合、ローレベルにされる。

[0054] 例えば、図 7に示されるように、タイミング tl l、 tl3〜tl5において供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給エネルギー積算値 Isv以下であり、判定信号 SG11はローレベルにされ、タイミング tl2、 tl6において供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給ェネルギー積算値 Isvより大きぐ判定信号 SG11はノ、ィレベルにされる。

[0055] 本実施の形態にぉ、ては、供給エネルギー積算値 Ipvと設定供給エネルギー積算値 Isvとが比較されるようになっているが、実際には、供給エネルギー積算値 Ipvと設定供給エネルギー積算値 Isvとの差を記録装置としての図示されないメモリに判定値として記録し、該判定値に基づいて判定信号 SG11を発生させることができる。その場合、制御タイミングごとに、設定供給エネルギー Wsvと制御周期との積を前記判定値に加算

し、 IGBTQ1、 Q2のスイッチングが行われるたびに、供給エネルギー Wpvを前記判定値カゝら減算し、メモリ上で判定値を推移させ、判定値が正の値を採る場合に、前記判定信号 SG11をローレベルにし、判定値が負の値を採る場合に、前記判定信号 S Gl 1をノヽィレベルにすることができる。

[0056] そして、前記反転器 AN3は、駆動信号発生処理を行!、、コンデンサ C3の端子間電圧である電気的変量としての検出電圧 Vc及び判定信号 SG11が入力されて、図 6 に示されるような特性で作動させられる。

[0057] まず、出力がノ、ィレベル (H)である場合において、検出電圧 Vcが高くなるときには、第 1の閾値電圧としての電圧 Vdになるまで、出力はハイレベルを維持し、電圧 Vd になると、前記判定信号 SG11がハイレベルであるかどうかによってターン動作 (Tu) 又はスキップ動作 (Sk)をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がハイレベルからローレベル（L)〖こなり、その後、ローレベルを維持する。一方、判定信号 SG11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はハイレベルを維持する。また、出力がハイレベルである場合において、検出電圧 V cが低くなるときには、スキップ動作をし、前記電圧 Vd、及び電圧 Vdより低く設定された第 2の閾値電圧としての電圧 Vrに関係なぐ出力はハイレベルを維持する。なお、前記電圧 Vd、Vrによって供給エネルギー算出用変量が構成される。

[0058] 次に、出力がローレベルである場合において、検出電圧 Vcが低くなるときには、電圧 Vrになるまで、出力はローレベルを維持し、電圧 Vrになると、前記判定信号 SG1 1がハイレベルであるかどうかによってターン動作又はスキップ動作をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がローレベルからハイレベルになり、その後、ハイレベルを維持する。一方、判定信号 SG11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はローレベルを維持する。また、出力がローレベルである場合において、検出電圧 Vcが高くなるときには、スキップ動作をし、前記電圧 Vd、 Vrに関係なぐ出力はローレベルを維持する。

[0059] したがって、判定信号 SG11がローレベルである場合、反転器 AN3はターン動作をするので、図 8に示されるように、検出電圧 Vcが徐々〖こ低くなり、タイミング t21、 t2 4、 t27で電圧 Vrになると、反転器 AN3の出力がハイレベルになり、第 1のバッファ L N1の出力である駆動信号 glがローレベルに、第 2のバッファ LN2の出力である駆動信号 g2がハイレベルになる。

[0060] その結果、 IGBTQ1がオフに、 IGBTQ2がオンにされ、入力電圧 Vinはローレべルからハイレベルになり、コンデンサ C4が放電され、コンデンサ C3が充電されるのに伴って、 IGBTQ2を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、下のピーク値になった後、徐々に高くなる。

[0061] また、判定信号 SG11がローレベルである場合、検出電圧 Vcが、徐々に高くなり、タイミング t23、 t25、 t28で電圧 Vdになると、反転器 AN3の出力がローレベルになり、前記駆動信号 glがハイレベルに、前記駆動信号 g2がローレベルになる。

[0062] その結果、 IGBTQ1がオンに、 IGBTQ2がオフにされ、入力電圧 Vinはハイレベル力ローレベルになり、コンデンサ C3が放電され、コンデンサ C4が充電されるのに伴つて、 IGBTQ1を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、上のピーク値になった後、徐々に低くなる。

[0063] これに対して、判定信号 SGI 1がハイレベルである場合、反転器 AN3はスキップ動作をするので、検出電圧 Vcが徐々に低くなり、タイミング t26で電圧 Vrになっても、反転器 AN3の出力はハイレベルにならず、ローレベルを維持する。そして、前記駆動信号 glがハイレベルを、前記駆動信号 g2がローレベルを維持する。

[0064] その結果、 IGBTQ1がオンのままに、 IGBTQ2がオフのままにされ、入力電圧 Vin はローレベルを維持する。

[0065] また、判定信号 SG11がハイレベルである場合、検出電圧 Vcが、徐々に高くなり、タイミング t22で電圧 Vdになっても、反転器 AN3の出力はハイレベルを維持する。そして、前記駆動信号 glがローレベルを、前記駆動信号 g2がハイレベルを維持する。

[0066] その結果、 IGBTQ1がオフのままに、 IGBTQ2がオンのままにされ、入力電圧 Vin はハイレベルを維持する。

[0067] このように、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvのフィードバック制御が行われ、供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給エネルギー積算値 Isvより大き、場合には、反転器 AN3はスキップ動作をし、駆動信号 gl、 g2の立上り又は立下りが間引きされる。すなわち、コイル 16に供給される高周波電流の二つ以上の周期内で駆動信号 gl、 g2の立上り又は立下りが 1回ずつ行われる。

[0068] したがって、その間 IGBTQ1、 Q2のスイッチングが行われず、入力電圧 Vinの立上り又は立下りが同様に間引きされる。また、この間、コンデンサ C3の端子間電圧が減衰するので、コイル 16に供給される高周波電流が小さくなる。その結果、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvを少なくすることができる。

[0069] 次に、本発明の第 3の実施の形態について説明する。なお、第 1の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによってその説明を省略し、同じ構造を有することによる発明の効果については同実施の形態の効果を援用する。

[0070] 図 9は本発明の第 3の実施の形態における射出成形機制御装置の要部を示すプロック図である。

[0071] この場合、誘導加熱装置 14は、シリンダ部材としての加熱シリンダ 12の周囲に配設されたコイル 16、誘導加熱用の電流である高周波電流を発生させて前記コイル 16に供給するヒータドライバ 17、加熱シリンダ 12の所定の箇所に配設され、加熱シリンダ 12の温度を検出する温度検出部としての温度センサ 21、表示部としての、かつ、設定部としての表示設定器 22、前記温度センサ 21によって検出された温度である検出温度 Tpv、及び表示設定器 22によって設定された、加熱シリンダ 12の目標となる温度である設定温度 Tsvを読み込み、ヒータドライバ 17を駆動してフィードバック制御を行う制御部 23を備える。

[0072] そして、該制御部 23は、前記検出温度 Tpvと設定温度 Tsvとの偏差 ΔΤ

AT=Tsv— Tpv

に基づいて、比例成分、積分成分及び微分成分を算出し、算出結果に基づいて設定供給エネルギー Wsvを設定し、該設定供給エネルギー Wsvを供給エネルギー調整処理手段 (処理部）としての供給エネルギー調整器 29に送る PID補償器 25を備える。該 PID補償器 25によって設定供給エネルギー算出処理手段 (処理部）が構成され、該設定供給エネルギー算出処理が行われる。なお、前記設定供給エネルギー Wsvを供給エネルギー調整器 29に送るときの信号は、ディジタル信号でも良ヽが、設定供給エネルギー Wsvに比例した頻度でパルスが発生させられるパルス列でも良い。

[0073] ところで、前記各実施の形態においては、検出電圧 Vc (図 1)が共振回路 SR2の状態を表す電気的変量として使用され、駆動信号 gl、 g2が発生させられるようになっているので、スイッチング素子としての IGBTQ1、 Q2のスイッチングの間引きを十分に行わなくても供給エネルギー Wpv、 Pを安定させることができる。ところが、その反面、 IGBTQ1、 Q2のスイッチングの間引きが十分に行われないので、 IGBTQ1、 Q2のスイッチングによる損失が大きくなつてしまう。その結果、ヒータドライバ 17が発熱したり、ヒータドライバ 17の信頼性が低くなつたりするとともに、誘導加熱装置 14において消費される電力が大きくなつてしまう。

[0074] そこで、検出電圧 Vcの微分値 dVcZdtを電圧変化率 δ Vcとして算出し、該電圧変化率 δ Vcを電気的変量として使用し、駆動信号 gl、 g2を発生させるようにした本発明の第 4の実施の形態について説明する。なお、第 1の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによってその説明を省略し、同じ構造を有することによる発明の効果については同実施の形態の効果を援用する。

[0075] 図 10は本発明の第 4の実施の形態における誘導加熱装置の概念図、図 11は本発明の第 4の実施の形態における反転器の動作を示す図、図 12は本発明の第 4の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と電圧変化率との関係を表すタイムチヤートである。なお、図 11において、横軸に電圧変化率 δ Vcを、縦軸に出力を採ってある。

[0076] この場合、電気的変量検出部としての電圧検出部 AN1の出力端子に電圧変化率算出処理手段 (処理部）としての微分回路 35が接続され、該微分回路 35は、電圧変化率算出処理を行い、電圧検出部 AN1から送られた電気的変量としての検出電圧 Vcを受けて微分し、微分値 dVcZdtを電圧変化率 δ Vcとして算出し、該電圧変化率 δ Vcを駆動信号発生処理手段 (処理部）としてのバッファ AN5に送る。

[0077] 該バッファ AN5はスキップ機能を有し、前記バッファ AN5に、供給エネルギー積算値判定処理手段 (処理部）としての比較器 OP1の出力端子が接続される。

[0078] そして、前記バッファ AN5は、駆動信号発生処理を行!ヽ、検出電圧 Vc及び判定信号 SGI 1が入力されて、図 11に示されるような特性で作動させられる。

[0079] まず、出力がノ、ィレベル (H)である場合において、電圧変化率 δ Vcが小さくなるときには、第 1の閾値としての電圧変化率 VcT になるまで、出力はノ、ィレベルを維持し、電圧変化率 VcT になると、前記判定信号 SG11がハイレベルであるかどうかによつてターン動作 (Tu)又はスキップ動作 (Sk)をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がハイレベルからローレベル (L)になり、その後、ローレベルを維持する。一方、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はハイレベルを維持する。また、出力がハイレベルである場合において、電圧変化率 δ Vcが大きくなるときには、スキップ動作をし、前記電圧変化率 Vd' 、及び電圧変化率 VcT より小さく設定された第 2の閾値としての電圧変化率 Vr ' に関係なぐ出力はハイレベルを維持する。

[0080] 次に、出力がローレベルである場合において、電圧変化率 δ Vcが大きくなるときには、電圧変化率 Vi になるまで、出力はローレベルを維持し、電圧変化率 Vi になると、前記判定信号 SG11がハイレベルであるかどうかによってターン動作又はスキップ動作をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がローレべルカハイレベルになり、その後、ハイレベルを維持する。一方、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はローレベルを維持する。また

、出力がローレベルである場合において、電圧変化率 δ Vcが小さくなるときには、スキップ動作をし、前記電圧変化率 Vd' 、Vr' に関係なぐ出力はローレベルを維持する。

[0081] したがって、判定信号 SG11がローレベルである場合、バッファ AN5はターン動作をするので、図 12に示されるように、電圧変化率 δ Vcが徐々に大きくなり、タイミング t31、 t34、 t37で電圧変化率 V 〖こなると、バッファ AN5の出力がハイレベルになり、第 1のバッファ LN1の出力である駆動信号 glがローレベルに、第 2のバッファ LN 2の出力である駆動信号 g2がハイレベルになる。

[0082] その結果、スイッチング素子としての IGBTQ1がオフに、スイッチング素子としての I GBTQ2がオンにされ、入力電圧 Vinはローレベルからハイレベルになり、コンデンサ C4が放電され、コンデンサ C3が充電されるのに伴って、 IGBTQ2を介してコイル 16 に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、下のピーク値になった後、徐々に高くなり、電圧変化率 δ Vcは、上のピーク値になった後、徐々に小さくなる。

[0083] また、判定信号 SG11がローレベルである場合、電圧変化率 δ Vcが、徐々に小さくなり、タイミング t33、 t35、 t38で電圧変化率 VcT 〖こなると、バッファ AN5の出力がローレベルになり、前記駆動信号 glがハイレベルに、前記駆動信号 g2がローレベルになる。

[0084] その結果、 IGBTQ1がオンに、 IGBTQ2がオフにされ、入力電圧 Vinはハイレベル力ローレベルになり、コンデンサ C3が放電され、コンデンサ C4が充電されるのに伴つて、 IGBTQ1を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧及び検出電圧 Vcは、上のピーク値になった後、徐々に低くなり、電圧変化率 δ Vcは、下のピーク値になった後、徐々に大きくなる。

[0085] これに対して、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、ノッファ AN5はスキップ動作をするので、電圧変化率 δ Vcが徐々に大きくなり、タイミング t36で電圧変化率 Vr' になっても、バッファ AN5の出力はハイレベルにならず、ローレベルを維持する。そして、前記駆動信号 glがハイレベルを、前記駆動信号 g2がローレベルを維持する。

[0086] その結果、 IGBTQ1がオンのままに、 IGBTQ2がオフのままにされ、入力電圧 Vin はローレベルを維持する。

[0087] また、判定信号 SG11がハイレベルである場合、電圧変化率 δ Vcが、徐々に小さくなり、タイミング t32で電圧変化率 VcT になっても、バッファ AN5の出力はハイレべルを維持する。そして、前記駆動信号 glがローレベルを、前記駆動信号 g2がハイレベルを維持する。

[0088] その結果、 IGBTQ1がオフのままに、 IGBTQ2がオンのままにされ、入力電圧 Vin はハイレベルを維持する。

[0089] このように、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvのフィードバック制御が行われ、供給エネルギー積算値 Ipvが設定供給エネルギー積算値 Isvより大き、場合には、ノッファ AN5はスキップ動作をし、駆動信号 gl、 g2の立上り又は立下りが間引きされる。すなわち、コイル 16に供給される高周波電流の二つ以上の周期内で駆動信号 gl、 g2の立上り又は立下りが 1回ずつ行われる。

[0090] したがって、この間 IGBTQ1、 Q2のスイッチングが行われず、入力電圧 Vinの立上り又は立下りが同様に間引きされる。また、この間、コンデンサ C3の端子間電圧が減衰するので、コイル 16に供給される高周波電流が小さくなる。その結果、加熱シリンダ 12への供給エネルギー Wpvを少なくすることができる。

[0091] 本実施の形態においては、電圧変化率 δ Vcが共振回路 SR2の状態を表す電気的変量として使用され、駆動信号 gl、 g2が発生させられるようになっているので、 IG

BTQ 1、 Q2のスイッチングの間弓 Iきが十分に行われる。

[0092] したがって、 IGBTQ1、 Q2のスイッチングによる損失が小さくなるので、ヒータドライノ 17が発熱したり、ヒータドライバ 17の信頼性が低くなつたりするのを防止することができる。また、誘導加熱装置 14において消費される電力を小さくすることができる。

[0093] ところで、本実施の形態においては、電圧変化率 δ Vcが電気的変量として使用されるようになっている力コイル 16を流れる電流を ILとしたとき、該電流 ILは、

IL = C-dVc/dt

C :定数で表すことができる。すなわち、電圧変化率 δ Vcと電流 ILとは比例する。

[0094] そこで、前記コイル 16を流れる電流 ILを検出し、該電流 ILに基づ、て駆動信号 gl 、 g2を発生させるようにした本発明の第 5の実施の形態について説明する。なお、第 4の実施の形態と同じ構造を有するものについては、同じ符号を付与することによつてその説明を省略し、同じ構造を有することによる発明の効果については同実施の形態の効果を援用する。

[0095] 図 13は本発明の第 5の実施の形態における誘導加熱装置の概念図、図 14は本発明の第 5の実施の形態における反転器の動作を示す図、図 15は本発明の第 5の実施の形態における誘導加熱装置の入力電圧と電流との関係を表すタイムチャートである。なお、図 14において、横軸に電流 ILを、縦軸に出力を採ってある。

[0096] 図 13において、 36は電気的変量検出部としての電流センサであり、該電流センサ 36によって、コイル 16を流れる電気的変量としての電流 ILが検出され、駆動信号発生処理手段 (処理部）としてのバッファ AN5に送られる。

[0097] そして、該バッファ AN5は、駆動信号発生処理を行!、、電流 IL及び判定信号 SG1 1が入力されて、図 14に示されるような特性で作動させられる。

[0098] まず、出力がノ、ィレベル (H)である場合において、電流 ILが小さくなるときには、第 1の閾値としての電流 Idになるまで、出力はハイレベルを維持し、電流 Idになると、前記判定信号 SGI 1がハイレベルであるかどうかによってターン動作 (Tu)又はスキップ動作 (Sk)をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がハイレベルからローレベル (L)になり、その後、ローレベルを維持する。一方、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はハイレベルを維持する。また、出力がハイレベルである場合において、電流 ILが大きくなるときには、スキップ動作をし、前記電流 Id、及び電流 Idより小さく設定された第 2の閾値としての電流 Irに関係なく、出力はハイレベルを維持する。

[0099] 次に、出力がローレベルである場合において、電流 ILが大きくなるときには、電流 I rになるまで、出力はローレベルを維持し、電流 Irになると、前記判定信号 SG11がハィレベルであるかどうかによってターン動作又はスキップ動作をする。すなわち、判定信号 SG11がローレベルである場合、ターン動作をし、出力がローレべルカハイレベルになり、その後、ハイレベルを維持する。一方、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、スキップ動作をし、出力はローレベルを維持する。また、出力がローレベルである場合において、電流 ILが小さくなるときには、スキップ動作をし、前記電流 Id、 I rに関係なぐ出力はローレベルを維持する。

[0100] したがって、判定信号 SG11がローレベルである場合、バッファ AN5はターン動作をするので、図 15に示されるように、電流 ILが徐々に大きくなり、タイミング t41、 t44 、 t47で電流 Irになると、バッファ AN5の出力がハイレベルになり、第 1のバッファ LN 1の出力である駆動信号 glがローレベルに、第 2のバッファ LN2の出力である駆動信号 g2がハイレベルになる。

[0101] その結果、スイッチング素子としての IGBTQ1がオフに、スイッチング素子としての I GBTQ2がオンにされ、入力電圧 Vinはローレベルからハイレベルになり、コンデンサ C4が放電され、コンデンサ C3が充電されるのに伴って、 IGBTQ2を介してコイル 16 に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧は、下のピーク値になった後、徐々に高くなり、電流 ILは、上のピーク値になった後、徐々に小さくなる。

[0102] また、判定信号 SG11がローレベルである場合、電流 ILが、徐々に小さくなり、タイミング t43、 t45、 t48で電流 Idになると、バッファ AN5の出力がローレベルになり、前記駆動信号 glがハイレベルに、前記駆動信号 g2がローレベルになる。

[0103] その結果、 IGBTQ1がオンに、 IGBTQ2がオフにされ、入力電圧 Vinはハイレベル力ローレベルになり、コンデンサ C3が放電され、コンデンサ C4が充電されるのに伴つて、 IGBTQ1を介してコイル 16に電流が流れる。そして、コンデンサ C3の端子間電圧は、上のピーク値になった後、徐々に低くなり、電流 ILは、下のピーク値になつた後、徐々に大きくなる。

[0104] これに対して、判定信号 SG 11がハイレベルである場合、ノッファ AN5はスキップ動作をするので、電流 ILが徐々に大きくなり、タイミング t46で電流きになっても、バッファ AN5の出力はハイレベルにならず、ローレベルを維持する。そして、前記駆動信号 glがハイレベルを、前記駆動信号 g2がローレベルを維持する。

[0105] その結果、 IGBTQ1がオンのままに、 IGBTQ2がオフのままにされ、入力電圧 Vin はローレベルを維持する。 [0106] また、判定信号 SGI 1がハイレベルである場合、電流 ILが、徐々〖こ小さくなり、タイミング t42で電流 Idになっても、バッファ AN5の出力はハイレベルを維持する。そして、前記駆動信号 glがローレベルを、前記駆動信号 g2がハイレベルを維持する。

[0107] その結果、 IGBTQ1がオフのままに、 IGBTQ2がオンのままにされ、入力電圧 Vin はハイレベルを維持する。

[0108] 本実施の形態においては、制御部 23を、射出成形機の制御部と独立に配設するようになつている力、射出成形機の制御部内に組み込むことができる。

[0109] なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなぐ本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲力排除するものではない。

産業上の利用可能性

[0110] 本発明を射出成形機の制御装置に適用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] (a)シリンダ部材に配設されたコイル、直流電圧発生回路、スイッチング素子及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子のスイッチングに従って高周波電流を発生させて前記コイルに供給する高周波電流発生回路と、

(b)前記コイル及びコンデンサ力成る共振回路の状態を表す電気的変量を検出する電気的変量検出部と、

(c)前記電気的変量に基づ!/、て前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を発生させる駆動信号発生処理手段と、

(d)前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づ V、て、前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出する供給エネルギー算出処理手段とを有することを特徴とする成形機供給エネルギー算出装置。

[2] 前記供給エネルギー算出処理手段は、電気的変量に基づいて設定された供給ェネルギー算出用変量に基づ、て供給エネルギーを算出する請求項 1に記載の成形機供給エネルギー算出装置。

[3] 前記供給エネルギーを Wpvとし、直流電圧発生回路の電圧を Vsとし、コンデンサの静電容量を Cとし、供給エネルギー算出用変量を Vd、 Vrとしたとき、前記供給エネノレギー Wpvは、

Wpv=∑Vs-C - (Vd-Vr)

にされる請求項 2に記載の成形機供給エネルギー算出装置。

[4] 単位時間当たりの供給エネルギーを Pとし、スイッチングの基本の周波数を fとし、直流電圧発生回路の電圧を Vsとし、コンデンサの静電容量を Cとし、供給エネルギー算出用変量を Vd、 Vrとしたとき、前記供給エネルギー Pは、

P=f-Vs-C- (Vd-Vr)

[5] 前記供給エネルギーを Wpvとし、直流電圧発生回路の電圧を Vsとし、コンデンサの静電容量を Cとし、供給エネルギー算出用変量を Vd、 Vrとし、基準電圧を Vbとしたとき、前記供給エネルギー Wpvは、

Wpv=∑Vs-C - (Vb— Vr) +∑Vs -C- (Vd-Vb) にされる請求項 2に記載の成形機供給エネルギー算出装置。

[6] 前記電気的変量はコンデンサの端子間電圧である請求項 1〜5のいずれか 1項に記載の成形機供給エネルギー算出装置。

[7] 前記電気的変量はコイルを流れる電流である請求項 1〜5のいずれか 1項に記載の成形機供給エネルギー算出装置。

[8] (a)シリンダ部材と、

(b)該シリンダ部材に配設されたコイル、直流電圧発生回路、スイッチング素子及びコンデンサを備え、前記スイッチング素子のスイッチングに従って高周波電流を発生させて前記コイルに供給する高周波電流発生回路と、

(c)前記コイル及びコンデンサ力成る共振回路の状態を表す電気的変量を検出する電気的変量検出部と、

(d)前記電気的変量に基づ!/、て前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を発生させる駆動信号発生処理手段と、

(e)前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づいて、

前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出する供給エネルギー算出処理手段と、

(f)供給エネルギー積算値と設定供給エネルギー積算値とを比較する供給エネルギ一積算値判定処理手段とを有するとともに、

(g)前記駆動信号発生処理手段は、前記供給エネルギー積算値判定処理手段による比較結果に基づいて前記駆動信号を発生させることを特徴とする成形機制御装置

[9] (a)シリンダ部材と、

(e)前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づいて前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出する供給エネルギー算出処理手段と、

(f)前記シリンダ部材の温度を検出する温度検出部と、

(g)該温度検出部によって検出された前記温度に基づ、て設定供給エネルギーを算出する設定供給エネルギー算出処理手段とを有することを特徴とする成形機制御装置。

(a)シリンダ部材に配設されたコイル、直流電圧発生回路、スイッチング素子及びコンデンサを備えた高周波電流発生回路において、前記スイッチング素子のスィッチングに従って高周波電流を発生させ、

(b)前記コイル及びコンデンサから成る共振回路の状態を表す電気的変量を検出し

(c)該電気的変量に基づ!/、て前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を発生させ、

(d)前記直流電圧発生回路の電圧、コンデンサの静電容量及び電気的変量に基づ V、て、前記シリンダ部材への供給エネルギーを算出し、

(_e)供給エネルギー積算値と設定供給エネルギー積算値とを比較するとともに、

(f)前記駆動信号は、供給エネルギー積算値と設定供給エネルギー積算値との比較結果に基づいて発生させられることを特徴とする成形機制御方法。