WO2005086366A1 - 分周回路及びそれを用いたマルチモード無線機 - Google Patents

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WO2005086366A1
WO2005086366A1 PCT/JP2005/003527 JP2005003527W WO2005086366A1 WO 2005086366 A1 WO2005086366 A1 WO 2005086366A1 JP 2005003527 W JP2005003527 W JP 2005003527W WO 2005086366 A1 WO2005086366 A1 WO 2005086366A1
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WO
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quadrature
local oscillation
phase
oscillation signal
frequency divider
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/003527
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Yoshifumi Hosokawa
Noriaki Saito
Michiaki Matsuo
Yoshito Shimizu
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
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Priority to US10/596,820 priority patent/US7816953B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0067—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands
    • H04B1/0082—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands with a common local oscillator for more than one band
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages

Definitions

  • the present invention relates to a frequency divider composed of a plurality of frequency dividers, and a multi-mode wireless device that can switch frequencies using the frequency divider and use a plurality of wireless systems.
  • Patent Document 1 As a conventional multimode wireless device, there is one described in Patent Document 1.
  • FIG. 14 shows an example of a configuration of a conventional multi-mode wireless device corresponding to the wireless system A and the wireless system B described in Patent Document 1.
  • antenna 901 is shared by wireless system A and wireless system B.
  • Antenna 901 is connected to duplexer 902 of wireless system A and duplexer 903 of wireless system B.
  • an in-phase baseband transmission signal is input to a low-pass filter 914 from an in-phase baseband input terminal 916.
  • the in-phase baseband transmission signal is modulated by quadrature modulator 913 to become an in-phase intermediate frequency transmission signal.
  • the orthogonal baseband transmission signal is input from an orthogonal baseband input terminal 917 to a low-pass filter 915.
  • the orthogonal baseband transmission signal is modulated by the orthogonal modulator 913 to become an orthogonal intermediate frequency transmission signal.
  • the in-phase intermediate frequency transmission signal and the quadrature intermediate frequency transmission signal are amplified by the variable gain amplifier 912, and unnecessary frequency components are removed by the low-pass filter 911. Then, the in-phase intermediate frequency transmission signal and the quadrature intermediate frequency transmission signal are up-compared by transmission mixer 910 and gain-adjusted by variable gain amplifier 909 to become transmission signals of radio system A or radio system B.
  • the high frequency switch 908 connects to the power amplifier 906.
  • Multi-mode wireless device When the wireless system B operates, the high-frequency switch 908 is connected to the power amplifier 907.
  • the transmission signal of wireless system A is transmitted from antenna 901 via isolator 904 and duplexer 902
  • the transmission signal of wireless system B is transmitted from antenna 901 via isolator 905 and duplexer 903.
  • the antenna 90 When the multi-mode wireless communication system A operates, the antenna 90 The received signal of the wireless system A received at 1 is amplified by the low noise amplifier 919 via the duplexer 902. The amplified reception signal is frequency-converted by the reception mixer 921, and then passes through an intermediate frequency filter 923 corresponding to the reception frequency to become an intermediate frequency reception signal. Then, the intermediate frequency reception signal is input to the variable gain amplifier 926 via the intermediate frequency switch 925. Also, when the multi-mode wireless communication wireless system B operates, the received signal of the wireless system B received by the antenna 901 is amplified by the low noise amplifier 920 via the duplexer 903.
  • the amplified reception signal is frequency-converted by the reception mixer 922, and then passes through an intermediate frequency filter 924 corresponding to the reception frequency to become an intermediate frequency reception signal. Then, the intermediate frequency reception signal is input to the variable gain amplifier 926 via the intermediate frequency switch 925.
  • the amplified intermediate frequency reception signal is demodulated by a quadrature demodulator 927 to become an in-phase baseband reception signal and a quadrature baseband reception signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 928 and is output from an in-phase baseband output terminal 930.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through a low-pass filter 929, and is output from an orthogonal baseband output terminal 931.
  • First local oscillator 918 outputs a transmission local oscillation signal corresponding to wireless system A and wireless system B to transmission mixer 910.
  • the first local oscillator 918 outputs reception local oscillation signals corresponding to the radio systems A and B to the reception mixers 921 and 922.
  • the second local oscillator 933 outputs a modulated local oscillation signal to the quadrature modulator 913 via the frequency divider 936.
  • the second local oscillator 933 outputs a demodulated local oscillation signal to the quadrature demodulator 927.
  • Frequency divider 936 is a frequency divider that sets a frequency division number corresponding to the modulation local oscillation signal and demodulation local oscillation signal of radio system A and the modulation local oscillation signal and demodulation local oscillation signal of radio system B. It is composed of switch cards.
  • the frequency divider 951 corresponds to the modulated local oscillation signal of the wireless system A.
  • the frequency divider 952 corresponds to the modulated local oscillation signal of the wireless system B.
  • the frequency divider 951 and the frequency divider 952 are switched by a switch 955.
  • the frequency divider 953 corresponds to the demodulated local oscillation signal of the wireless system A.
  • the frequency divider 954 corresponds to the demodulated local oscillation signal of the wireless system B.
  • a multimode radio has as many frequency dividers as the number of corresponding radio systems and the number of combinations of modulation and demodulation. Conventional multimode radios, which do not increase the number of local oscillators by switching the frequency divider with a switch, have been able to switch between multiple radio systems using different frequency bands.
  • a first frequency divider for dividing the output of the local oscillator and a second frequency divider for dividing the output of the first frequency divider are provided.
  • the frequency divider is configured to input the in-phase local oscillation signal and quadrature local oscillation signal with 90 ° phase difference to the quadrature modulator and quadrature demodulator, respectively! / Puru.
  • Patent Document 1 JP-A-9-261106 (Pages 4-5, Fig. 2)
  • Non-patent Document 1 Hidehiko Aoki "Introduction to Functional Circuit Design of Analog IC", CQ Publishing Company, p. 168
  • the frequency divider having a positive frequency dividing number has a problem that the circuit scale is increased because it is realized by combining a plurality of frequency-dividing circuits and a frequency-dividing circuit by a plurality.
  • An object of the present invention is to reduce the circuit scale by sharing and combining frequency dividers for setting the number of divisions in a frequency divider provided with a conventional configuration!
  • the above-described first frequency divider that divides the output of the local oscillator and the second frequency divider that divides the output of the first frequency divider are provided.
  • the operation of the circuit is turned on / off by current control as shown in 1).
  • the off circuit is connected to the on path as a load, and affects the on path.
  • the second frequency divider which is off, has an effect. Therefore, an error occurs in the 90 ° phase difference between the in-phase local oscillation signal and the quadrature local oscillation signal of the first frequency divider.
  • the in-phase local oscillation signal and quadrature local oscillation signal input to the quadrature modulator and quadrature demodulator must maintain a 90 ° phase difference with high accuracy.
  • An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide a multi-mode radio device in which a circuit scale is reduced and simplified by sharing a frequency divider and eliminating an output phase error. I do.
  • the first frequency divider of the present invention divides the output of the local oscillation signal to generate a first in-phase local oscillation signal and a first quadrature local oscillation signal.
  • a first in-phase divider, and a first in-phase local oscillation signal output which is connected to the first in-phase local oscillation signal to output a second in-phase local oscillation signal and a second quadrature local oscillation signal.
  • a frequency divider comprising: a second frequency divider that outputs a signal; and a phase correction unit that maintains a phase difference between the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal at 90 degrees.
  • the circuits can be shared and combined so that the circuit scale can be kept small and simplified.
  • the second frequency dividing circuit of the present invention comprises: a first frequency divider for dividing the output of the local oscillation signal to output a first in-phase local oscillation signal and a first quadrature local oscillation signal; A second frequency divider connected to the first quadrature local oscillation signal output and dividing the first quadrature local oscillation signal to output a second in-phase local oscillation signal and a second quadrature local oscillation signal; Frequency divider and phase correction means for maintaining the phase difference between the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal at 90 degrees.
  • the frequency divider can be shared and combined. As a result, the circuit scale can be kept small.
  • the phase correction means may be configured as follows.
  • the size and simplicity can be reduced, and a dummy circuit having the same input impedance as the second frequency divider can be provided to increase the phase difference between the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal. Accuracy can be maintained.
  • the phase correction means is connected to the first in-phase local oscillation signal output, and is connected to the second frequency divider.
  • This is a frequency divider including a dummy circuit having the same input impedance.
  • the frequency divider can be shared and combined so that the circuit scale can be reduced and simplified.
  • the phase correction means may include: an in-phase output amplifier of the first frequency divider; This is a frequency divider circuit that includes a control unit that controls the current with the quadrature output amplifier of the frequency divider.
  • the frequency divider can be shared and used in combination to reduce the circuit scale.
  • the phase correction means may include a dummy circuit connected to the first quadrature local oscillation signal output and the first frequency divider.
  • a frequency divider circuit including a control unit for controlling currents of the in-phase output amplifier of the frequency divider and the quadrature output amplifier of the first frequency divider. The circuit scale is made possible by sharing and combining the frequency dividers.
  • a dummy circuit having an input impedance equal to that of the second frequency divider is provided, and by controlling the currents of the in-phase output amplifier and the quadrature output amplifier, the first in-phase local oscillation signal and the The phase difference of the orthogonal local oscillation signal of 1 can be maintained with high accuracy.
  • the phase correction means includes: a dummy circuit connected to the first in-phase local oscillation signal output; For controlling currents of the in-phase output amplifier of the frequency divider and the quadrature output amplifier of the first frequency divider
  • the frequency divider circuit includes a frequency divider.
  • the frequency divider can be shared and combined so that the circuit scale can be reduced and simplified.Dummy having an input impedance equal to the second frequency divider
  • the dummy circuit may be a circuit including a resistor and a capacitor.
  • the input of the second frequency divider may be an amplifier having the same circuit configuration as the input amplifier of the second frequency divider. It may have the same circuit configuration as a part of the amplifier.
  • control section may control the currents of the dummy circuit and the input amplifier.
  • a first multimode radio of the present invention is a multimode radio including the above-described frequency divider circuit, wherein the local oscillator outputs a local oscillation signal to the first frequency divider;
  • the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal are inputted, and the in-phase baseband transmission signal and the quadrature baseband transmission signal are quadrature-modulated to output a first transmission signal having a first frequency.
  • 1 quadrature modulator, the second in-phase local oscillation signal and the second quadrature local oscillation signal are input, and quadrature-modulates the in-phase baseband transmission signal and the quadrature baseband transmission signal to form a second quadrature modulator.
  • a second quadrature modulator that outputs a second transmission signal having a frequency is provided, and a frequency divider can be shared and combined in a transmission system, and the circuit scale can be reduced and simplified.
  • a mode in which the second frequency divider, the first quadrature modulator, and the second quadrature modulator are connected to transmit the first transmission signal and the second transmission signal May be provided with a control unit for switching the mode for transmitting the data.
  • a second multimode radio of the present invention is a multimode radio including the frequency dividing circuit, wherein the local oscillator outputs a local oscillation signal to the first frequency divider;
  • the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal are input, and a first reception signal having a first frequency is quadrature-demodulated to output an in-phase baseband reception signal and a quadrature baseband reception signal.
  • 1 quadrature doublet, the second in-phase local oscillation signal and the second quadrature local oscillation signal are input, and a second received signal having a second frequency is input.
  • the reception system can use a frequency divider in common and combine it. The scale can be reduced and simplified.
  • a mode connected to the second frequency divider, the first quadrature doubler, and the second quadrature doubler to receive the first reception signal and the second reception A control unit for switching between a signal receiving mode and a signal receiving mode may be provided.
  • a third multimode radio of the present invention is a multimode radio including the frequency divider circuit, wherein the local oscillator outputs a local oscillation signal to the first frequency divider;
  • the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal are inputted, and the in-phase baseband transmission signal and the quadrature baseband transmission signal are quadrature-modulated to output a first transmission signal having a first frequency.
  • 1 quadrature modulator, the second in-phase local oscillation signal and the second quadrature local oscillation signal are input, and have a second frequency by quadrature modulating the in-phase baseband transmission signal and the quadrature baseband transmission signal.
  • a second quadrature modulator for outputting a second transmission signal, a first reception signal having the first in-phase local oscillation signal and the first quadrature local oscillation signal input thereto and having the first frequency
  • a first quadrature doubler that outputs a received signal and a quadrature baseband received signal; and the second in-phase local oscillation signal and the second quadrature local oscillation signal are input and have the second frequency.
  • a quadrature demodulator that quadrature demodulates a second received signal and outputs the in-phase baseband received signal and the quadrature baseband received signal. Combination is possible, and the circuit scale can be reduced and simplified.
  • the second frequency divider, the first quadrature modulator, the second quadrature modulator, the first quadrature doubler, and the second quadrature doubler are connected to each other, A control unit that switches between a mode for transmitting the first transmission signal and receiving the first reception signal and a mode for transmitting the second transmission signal and receiving the second reception signal. You may have.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a multimode wireless device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a current control method according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a frequency dividing unit of the multimode radio according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a multimode wireless device according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a frequency dividing unit of the multimode wireless device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a multimode wireless device according to the third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a frequency divider of the multimode wireless device according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of an input amplifier of a frequency divider 601 according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a multimode wireless device according to Embodiment 4.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a frequency divider of a multimode radio according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration of an in-phase output amplifier of a frequency divider 701 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a frequency divider of the multimode radio according to the fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a conventional multimode radio.
  • This embodiment is based on the operation of the multimode radio corresponding to two frequency bands. explain.
  • FIG. 1 shows an example of the configuration of the multimode wireless device according to the first embodiment.
  • Multimode radio 100 of the first embodiment uses a first frequency band and a second frequency band.
  • the wireless system is described as GSM
  • the first frequency band is 1800 MHz band
  • the second frequency band is 900 MHz band, but other wireless systems and frequency bands may be used.
  • the operation modes are 1800MHz mode and 900MHz mode.
  • antenna 1 is shared by the 1800 MHz band and the 900 MHz band.
  • Antenna 1 is connected to duplexer 2 corresponding to the 1800 MHz band and duplexer 3 corresponding to the 900 MHz band, respectively.
  • the in-phase baseband input terminal 8 and the quadrature baseband input terminal 9 are connected to a quadrature modulator 6 corresponding to the 1800 MHz band and a quadrature modulator 7 corresponding to the 900 MHz band, respectively.
  • a baseband transmission signal is input from the in-phase baseband input terminal 8 and the quadrature baseband input terminal 9.
  • the baseband transmission signal is quadrature-modulated by the quadrature modulator 6 to become a 1800 MHz band transmission signal.
  • the transmission signal is amplified by the power amplifier 4 corresponding to the 1800 MHz band.
  • the amplified transmission signal is transmitted from the antenna 1 via the duplexer 2.
  • baseband transmission signals are similarly input from in-phase baseband input terminal 8 and quadrature baseband input terminal 9.
  • the baseband transmission signal is quadrature-modulated by the quadrature modulator 7 to become a 900 MHz band transmission signal.
  • the transmission signal is amplified by the power amplifier 5 corresponding to the 900 MHz band.
  • the amplified transmission signal is transmitted from the antenna 1 via the duplexer 3.
  • the receiving system When the multimode radio 100 operates in the 1800 MHz mode, the received signal received by the antenna 1 is input to the low noise amplifier 10 corresponding to the 1800 MHz band via the duplexer 2. The received signal is amplified by the low noise amplifier 10. The amplified received signal is subjected to quadrature demodulation by a quadrature demodulator 12 corresponding to 1800 MHz to become an in-phase baseband received signal and a quadrature baseband received signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 14 and is output to an in-phase baseband output terminal 16.
  • straight The cross baseband reception signal passes through a low-pass filter 15 and is output to a quadrature baseband output terminal 17.
  • the received signal received by antenna 1 is input to low noise amplifier 11 corresponding to the 900 MHz band via duplexer 3.
  • the received signal is amplified by the low noise amplifier 11.
  • the amplified received signal is subjected to quadrature demodulation by a quadrature demodulator 13 corresponding to 900 MHz to become an in-phase baseband received signal and a quadrature baseband received signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 14 and is output to an in-phase baseband output terminal 16.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through the low-pass filter 15 and is output to the orthogonal baseband output terminal 17.
  • the frequency synthesizer has a local oscillator 18 that outputs a 3.6 GHz band signal and a frequency divider 22.
  • the frequency synthesizer outputs an in-phase local oscillation signal and a quadrature local oscillation signal having a 90 ° phase difference to quadrature modulators 6 and 7 and quadrature demodulators 12 and 13.
  • the frequency divider 19 divides the output of the local oscillator 18 (3.6 GHz band) by two.
  • the frequency divider 20 divides the in-phase local oscillation signal of the frequency divider 19 by two.
  • the dummy circuit 21 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 19.
  • the frequency divider 22 includes a frequency divider 19, a frequency divider 20, and a dummy circuit 21.
  • the frequency divider 19 outputs the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature modulator 6 or the quadrature demodulator 12.
  • the frequency divider 20 outputs the 900 MHz in-phase local oscillation signal and the 900 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature modulator 7 or the quadrature modulator 13.
  • the control unit 23 controls the current according to the operation mode of the multi-mode wireless device 100.
  • the control unit 23 outputs a signal to turn off the current of the circuit other than the operation mode, and controls the operation of the circuit.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a current control method in the control unit 23.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of the frequency dividing unit 22. The current control method will be described with reference to FIG. 2, and then the operation of the frequency divider 22 will be described with reference to FIG.
  • a power mirror circuit is configured by the transistor 201, the transistor 202, the resistor 203, and the resistor 204.
  • the input current Iin flowing through the transistor 201 and the resistor 203 during the operation of the current mirror circuit and the output current lout flowing through the transistor 202 and the resistor 204 have the following relationship.
  • a switch is formed by the transistor 205 and the current control terminal 206.
  • the transistor 205 When the current control terminal 206 is at a low level, the transistor 205 is off. When the current control terminal 206 is at a high level, the transistor 205 is on. Therefore, when the current control 206 is at the low level, the current Iin does not flow through the transistor 205 but flows through the transistor 201, and the current mirror circuit operates. When the current control terminal 206 is at the high level, the input current Iin does not flow through the transistor 201, flows through the transistor 205, and the current mirror circuit does not operate. As a result, the operations of the amplifier, the quadrature modulator, the quadrature demodulator, and the frequency divider of the multimode radio can be switched on and off. If this current control method is used, the control unit 23 outputs a low level to a circuit in an operation mode and outputs a high level to a circuit other than the operation mode to switch the circuit.
  • the frequency divider 19 includes an input amplifier 301, a flip-flop circuit 302 of a master stage, a flip-flop circuit 303 of a slave stage, an in-phase output amplifier 304, and a quadrature output amplifier 305.
  • the output of the local oscillator 18 is amplified by an input amplifier 301.
  • the amplified output of the local oscillator 18 is input to the respective clock inputs of the flip-flop circuit 302 and the flip-flop circuit 303.
  • the Q output of the flip-flop circuit 302 and the D input of the flip-flop circuit 303 are connected.
  • the QB output of the flip-flop circuit 303 and the D input of the flip-flop circuit 302 are connected.
  • a 1800 MHz in-phase local oscillation signal obtained by dividing the input signal of the local oscillator 18 by 2 is output from the Q output of the flip-flop circuit 302.
  • the 1800 MHz common mode local oscillation signal is amplified by common mode output amplifier 304.
  • the input signal of the local oscillator 18 is frequency-divided by 2, and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal whose phase is advanced by 90 ° from the 1800 MHz in-phase local oscillation signal is output from the Q output of the flip-flop circuit 303.
  • the 1800 MHz quadrature local oscillation signal is amplified by quadrature output amplifier 305.
  • the frequency divider 20 includes an input amplifier 306 connected to the Q output of the flip-flop circuit 302, a master-stage flip-flop circuit 307, a slave-stage flip-flop circuit 308, and an in-phase output amplifier 309. And an output amplifier 310.
  • the 1800 MHz common mode local oscillation signal of the flip-flop circuit 302 is amplified by the input amplifier 306.
  • the amplified 1800 MHz in-phase local oscillation signal is input to respective clock inputs of flip-flop circuit 307 and flip-flop circuit 308.
  • the Q output of the flip-flop circuit 307 and the D input of the flip-flop circuit 308 are connected.
  • the QB output of the flip-flop circuit 308 and the D input of the flip-flop circuit 307 are connected.
  • the 900 MHz in-phase local oscillation signal obtained by dividing the 1800 MHz in-phase local oscillation signal of the frequency divider 19 by 2 is output from the Q output of the flip-flop circuit 307.
  • the 900 MHz common mode local oscillation signal is amplified by common mode output amplifier 309. From the Q output of the flip-flop circuit 308, the 1800MHz in-phase local oscillation signal of the frequency divider 19 is frequency-divided by 2, and the 900M Hz quadrature local oscillation signal whose phase is advanced by 90 ° from the 900MHz in-phase local oscillation signal is obtained by the flip-flop circuit 308 Output from the Q output.
  • the 900 MHz quadrature local oscillation signal is amplified by quadrature output amplifier 310.
  • the 900 MHz in-phase local oscillation signal and the 900 MHz quadrature local oscillation signal output from the frequency divider 20 are obtained by dividing the signal of the local oscillator 18 by four.
  • the dummy circuit 21 is connected to the Q output of the flip-flop circuit 303.
  • the frequency divider 20 and the control unit 23 are connected.
  • the frequency divider 19 outputs a 1800 MHz in-phase local oscillation signal and a 1800 MHz quadrature local oscillation signal.
  • the frequency divider 20 that has been turned off is connected to the Q output of the flip-flop circuit 302 that outputs a 1800 MHz in-phase local oscillation signal.
  • Dummy circuit 21 Power Connected to Q output of flip-flop circuit 303 that outputs 1800MHz quadrature local oscillation signal.
  • the dummy circuit 21 may have a circuit configuration of a part of the input amplifier 306.
  • the input amplifier 306 In the case of having a transistor, a load element, a current source circuit, a bias circuit, and the like, a transistor having the same configuration as the transistor may be used as the dummy circuit 21. The closer the configuration of the dummy circuit 21 is to the same circuit as that of the input amplifier 306, the more accurate the phase difference can be obtained.
  • the control unit 23 performs current control such that the power amplifier 4 and the quadrature modulator 6 are turned on and the low-noise amplifier 10 and the quadrature demodulator 12 are turned off during transmission.
  • current control is performed so that the power amplifier 4 and the quadrature modulator 6 are turned off, and the low-noise amplifier 10 and the quadrature demodulator 12 are turned on.
  • the turned off quadrature demodulator 12 is connected to the frequency divider 19.
  • the quadrature modulator 6, which is turned off during reception has the same circuit connected to the 1800MHz in-phase local oscillation signal and the 1800MHz quadrature local oscillation signal connected to the frequency divider 19, so the impedance is symmetric. Does not affect
  • the used bands of the 1800 MHz band and the 900 MHz band and the frequency band of the local oscillator 18 are as shown in (Table 1).
  • Tx indicates transmission and Rx indicates reception.
  • the used band is 1Z2 of the frequency band of the local oscillator 18, and in the 900MHz band, the used band is 1/4 of the frequency band of the local oscillator 18. .
  • the first embodiment has been described as an unbalanced circuit, a balanced circuit may be used. I don't know.
  • the dummy circuit 21 may be configured by a resistor and a capacitor as long as the dummy circuit 21 has the same impedance as the input amplifier 306 of the frequency divider 20 that is turned off.
  • the dummy circuit 21 may be used for maintaining a 180 ° phase difference in addition to maintaining a 90 ° phase difference.
  • FIG. 4 shows a configuration example of a receiving system of the multimode wireless device according to the second embodiment.
  • the multimode wireless device according to the second embodiment is a multimode wireless device that uses four frequency bands. As specific examples, the following four are described: GSM 1800 MHz band, 900 MHz band, IEEE802.11a 5.2 GHz band, and IEEE802.11b 2.4 GHz band.
  • the operation modes are 1800MHz mode, 900MHz mode, 5.2GHz mode and 2.4GHz mode.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same components.
  • Antenna 1 shares the 900MHz, 1800MHz, 2.4GHz and 5.2GHz bands.
  • the antenna 1 is connected to a low noise amplifier 10, a low noise amplifier 11, a low noise amplifier 31 corresponding to the 2.4 GHz band, and a low noise amplifier 32 corresponding to the 5.2 GHz band, respectively.
  • the received signal received by antenna 1 is amplified by low noise amplifier 10.
  • the amplified received signal is quadrature-demodulated by the quadrature demodulator 12 to become an in-phase baseband received signal and a quadrature baseband received signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through the low-pass filter 14 and is output to the in-phase baseband output terminal 16.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through the low-pass filter 15 and is output to the orthogonal baseband output terminal 17.
  • the multimode radio 400 operates in the 900 MHz mode, reception is performed using the antenna 1 as well.
  • the received signal is amplified by the low noise amplifier 11.
  • the amplified reception signal is subjected to quadrature demodulation by the quadrature demodulator 13 to become an in-phase baseband reception signal and a quadrature baseband reception signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 14 and is output to an in-phase baseband output terminal 16.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through the low-pass filter 15 and is output to the orthogonal baseband output terminal 17.
  • the received signal received by antenna 1 is amplified by low noise amplifier 31.
  • the amplified received signal is frequency-converted to a 500 MHz band intermediate frequency by a reception mixer 33 corresponding to the 2.4 GHz band.
  • the received signal having the intermediate frequency is subjected to quadrature demodulation by the quadrature demodulator 35 corresponding to the 500 MHz band, and becomes an in-phase baseband received signal and a quadrature baseband received signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 14 and is output to an in-phase baseband output terminal 16.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through the low-pass filter 15 and is output to the orthogonal baseband output terminal 17.
  • the received signal received by antenna 1 is amplified by low noise amplifier 32.
  • the amplified received signal is frequency-converted to an intermediate frequency in the 1000 MHz band by the receiving mixer 34 corresponding to the 5.2 GHz band.
  • the received signal having the intermediate frequency is quadrature-demodulated by the quadrature demodulator 36 corresponding to the 100 MHz band, and becomes an in-phase baseband received signal and a quadrature baseband received signal.
  • the in-phase baseband reception signal passes through a low-pass filter 14 and is output to an in-phase baseband output terminal 16.
  • the orthogonal baseband reception signal passes through the low-pass filter 15 and is output to the orthogonal baseband output terminal 17.
  • the frequency synthesizer has a local oscillator 18 that outputs the band from 3.6 GHz to 4. OGHz and a frequency divider 40.
  • the frequency synthesizer outputs an in-phase local oscillation signal and a quadrature local oscillation signal having a 90 ° phase difference to the quadrature demodulators 12, 13, 35, and 36, respectively.
  • the frequency synthesizer outputs local oscillation signals to the reception mixers 33 and 34, respectively.
  • Frequency divider 19 divides the output of local oscillator 18 by two.
  • the frequency divider 20 divides the in-phase local oscillation signal of the frequency divider 19 by two.
  • the dummy circuit 37 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 19.
  • the divider 38 divides the in-phase local oscillation signal having the dividing cycle of 20 by two.
  • the circuit 39 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 20.
  • the frequency divider 40 includes a frequency divider 19, a frequency divider 20, a dummy circuit 37, a frequency divider 38, and a dummy circuit 39.
  • the control unit 23 outputs a signal to turn off circuits other than the operating mode, and controls the operation of the circuit.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of the frequency dividing section 40. 5, the same reference numerals as those in FIG. 4 denote the same components.
  • the frequency divider 19 includes an input amplifier 301, a master-stage flip-flop circuit 302, a slave-stage flip-flop circuit 303, an in-phase output amplifier 304, and a quadrature output amplifier 305.
  • the output of the local oscillator 18 is amplified by the input amplifier 301.
  • the amplified output of the local oscillator 18 is input to respective clock inputs of a flip-flop circuit 302 and a flip-flop circuit 303.
  • the Q output of the flip-flop circuit 302 and the D input of the flip-flop circuit 303 are connected.
  • the QB output of the flip-flop circuit 303 and the D input of the flip-flop circuit 302 are connected.
  • the 1800 MHz in-phase local oscillation signal obtained by dividing the input signal (3.6 GHz band) of the local oscillator 18 by 2 is output from the Q output of the flip-flop circuit 302.
  • the 1800 MHz common mode local oscillation signal is amplified by common mode output amplifier 304.
  • the input signal of the local oscillator 18 is divided by two, and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal whose phase is advanced by 90 ° from the 1800 MHz in-phase local oscillation signal is output from the Q output of the flip-flop circuit 303.
  • the 1800 MHz quadrature local oscillation signal is amplified by the quadrature output amplifier 305.
  • the frequency divider 20 includes an input amplifier 306 connected to the Q output of the flip-flop circuit 302, a master-stage flip-flop circuit 307, a slave-stage flip-flop circuit 308, and an in-phase output amplifier 309. And an output amplifier 310.
  • the 1800 MHz common mode local oscillation signal is amplified by the input amplifier 306.
  • the amplified 1800 MHz in-phase local oscillation signal is input to respective clock inputs of a flip-flop circuit 307 and a flip-flop circuit 308.
  • the Q output of the flip-flop circuit 307 and the D input of the flip-flop circuit 308 are connected.
  • the QB output of the flip-flop circuit 308 and the D input of the flip-flop circuit 307 are connected.
  • the 1800MHz common mode local oscillation signal of the frequency divider 19 is output.
  • the 900 MHz in-phase local oscillation signal obtained by dividing the signal by 2 also outputs the Q output of the flip-flop circuit 307.
  • the 900 MHz common mode local oscillation signal is amplified by common mode output amplifier 309.
  • the 1800MHz in-phase local oscillation signal of the frequency divider 19 is frequency-divided by 2 and the 900MHz quadrature local oscillation signal whose phase is advanced by 90 ° from the 900MHz in-phase local oscillation signal is obtained by the flip-flop circuit 308 Output from the Q output.
  • the 900 MHz quadrature local oscillation signal is amplified by quadrature output amplifier 310. That is, the output of the frequency divider 20 is obtained by dividing the signal (3.6 GHz band) of the local oscillator 18 by four. When the input signal of the local oscillator 18 is in the 4. OGHz band, the divider 20 outputs a 1000 MHz in-phase local oscillation signal and a 1 OOO MHz quadrature local oscillation signal.
  • the frequency divider 38 includes an input amplifier 501 connected to the Q output of the flip-flop circuit 307, a master-stage flip-flop circuit 502, a slave-stage flip-flop circuit 503, an in-phase output amplifier 504, And an output amplifier 505.
  • the 1000 MHz common mode local oscillation signal is amplified by the input amplifier 501.
  • the amplified 1000 MHz in-phase local oscillation signal is input to respective clock inputs of flip-flop circuits 502 and 503.
  • the Q output of the flip-flop circuit 502 and the D input of the flip-flop circuit 503 are connected.
  • the QB output of the flip-flop circuit 503 and the D input of the flip-flop circuit 502 are connected.
  • a 500 MHz in-phase local oscillation signal obtained by dividing the 1000 MHz in-phase local oscillation signal of the frequency divider 20 by 2 is output from the Q output of the flip-flop circuit 502.
  • the 500 MHz common mode local oscillation signal is amplified by the common mode output amplifier 504.
  • the 1000MHz in-phase local oscillation signal of the frequency divider 20 is frequency-divided by 2 and the 500MHz quadrature local oscillation signal whose phase is advanced by 90 ° from the 500MHz in-phase local oscillation signal is obtained by the flip-flop circuit 503 Output from the Q output.
  • the 500 MHz quadrature local oscillation signal is amplified by quadrature output amplifier 505. That is, the output of the frequency divider 38 is obtained by dividing the input signal (4. OGHz band) of the local oscillator 18 by eight.
  • the dummy circuit 37 is connected to the Q output of the flip-flop circuit 303.
  • the dummy circuit 39 is connected to the Q output of the flip-flop circuit 308.
  • the control unit 23 is connected to each of the frequency divider 20 and the frequency divider 38. No multi mode The operation of the frequency dividers 20 and 38 is switched on and off according to the operation mode of the wire machine 400.
  • the multimode radio 400 operates in the 1800 MHz mode, only the frequency divider 19 operates and outputs the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature demodulator 12.
  • the frequency divider 20 and the frequency divider 38 are turned off by the control unit 23.
  • the frequency divider 19 and the frequency divider 20 operate to output the 900 MHz in-phase local oscillation signal and the 900 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature demodulator 13.
  • the frequency divider 38 is turned off by the control unit 23.
  • frequency divider 19 When multimode radio 400 operates in the 2.4 GHz mode, frequency divider 19, frequency divider 20, and frequency divider 38 operate.
  • the frequency divider 19 outputs a 2000 MHz in-phase local oscillation signal to the reception mixer 33.
  • the frequency divider 38 outputs a 500 MHz in-phase local oscillation signal and a 50 OMHz quadrature local oscillation signal to the quadrature demodulator 35.
  • frequency divider 19 and frequency divider 20 operate.
  • the local oscillator 18 outputs a 4 OOOMHz local oscillation signal to the reception mixer 34.
  • the frequency divider 20 outputs a 1000 MHz in-phase local oscillation signal and a 1000 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature demodulator 36.
  • the frequency divider 38 is turned off by the control unit 23.
  • Table 2 summarizes the operation of the frequency divider 40 with respect to the operation mode of the multimode radio 400.
  • the frequency divider 20 turned off and the amplifier 506 turned off are connected to the Q output of the flip-flop circuit 302, respectively.
  • the symmetry of the impedance is maintained. Therefore, a highly accurate 90 ° phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal can be obtained.
  • the frequency divider 38 turned off is connected to the Q output of the flip-flop circuit 307.
  • the dummy circuit 37 may have a circuit configuration of a part of the input amplifier 306 and the amplifier 506, and the dummy circuit 39 may have a circuit configuration of a part of the input amplifier 501.
  • the impedance balance is maintained by the frequency divider 38 and the dummy circuit 39 which are turned off. Therefore, a 1000 MHz in-phase local oscillation signal and a 1000 MHz quadrature local oscillation signal can be obtained.
  • the output of the frequency divider 20 is connected to the quadrature demodulator 13 and the quadrature demodulator 36.
  • the control unit 23 controls the current so that the quadrature demodulator 13 is turned on and the quadrature demodulator 36 is turned off during the 900 MHz operation.
  • the control unit 23 controls the current so that the orthogonal demodulator 13 is turned off and the quadrature demodulator 36 is turned on at the time of 5.2 GHz operation.
  • the quadrature demodulator 36 turned off is connected. However, since the circuits connected to the 900MHz in-phase local oscillation signal and the 900MHz quadrature local oscillation signal are the same, it does not affect the symmetry of the input impedance. Similarly, at the time of 5.2 GHz operation, the quadrature demodulator 13 which is turned off is connected, but does not affect the symmetry of the impedance.
  • the frequency band used by local oscillator 18 with respect to the band used in the operation mode at this time is
  • a quadrature demodulator is provided for each wireless system.
  • the local oscillation signal input to the quadrature demodulator may be switched for each radio system by using one quadrature demodulator corresponding to a plurality of radio systems.
  • GSM 1800 MHz band, GSM 900 MHz band, IEEE802.11a, and IEEE802.11b have been described as wireless systems. However, other wireless systems are acceptable.
  • the dummy circuit 37 may be configured by a resistor and a capacitor as long as the dummy circuit 37 has the same impedance as the input amplifier 306 and the amplifier 506 of the frequency divider 20 that is turned off.
  • the dummy circuit 39 may be configured by a resistor and a capacitor as long as the dummy circuit 39 has the same impedance as the input amplifier 501 of the frequency divider 38 that is turned off.
  • the case where the dummy circuit 37 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 19 and the frequency divider 20 is connected to the in-phase local oscillation signal has been described. It may be. Further, the case where the dummy circuit 39 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 20 and the frequency divider 38 is connected to the in-phase local oscillation signal has been described.
  • the dummy circuits 37 and 39 may be used for maintaining a 180 ° phase difference in addition to maintaining a 90 ° phase difference.
  • the number of wireless systems supported by the multi-mode wireless device is two, and in the second embodiment, the number of wireless systems supported by the multi-mode wireless device is four. However, the number is not limited to these and may be three or more than five.
  • FIG. 6 shows an example of the configuration of the multimode wireless device according to the third embodiment.
  • Multimode radio 600 of the third embodiment uses a first frequency band and a second frequency band.
  • the wireless system is described as GSM
  • the first frequency band is 1800 MHz band
  • the second frequency band is 900 MHz band, but other wireless systems and frequency bands may be used.
  • the operation modes are 1800MHz mode and 900MHz mode.
  • the same components as those described in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the frequency divider 601 in the frequency divider 603 outputs 1800 which is the output of the frequency divider 19. MHz In-phase local oscillation signal is further divided by 2.
  • the dummy circuit 602 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 19.
  • the frequency divider 19 outputs the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature modulator 6 or the quadrature demodulator 12.
  • frequency divider 601 outputs a 900 MHz in-phase local oscillation signal and a 900 MHz quadrature local oscillation signal to quadrature modulator 7 or quadrature demodulator 13.
  • the control unit 23 is connected to the frequency divider 601 and the dummy circuit 602, and outputs a signal according to the operation mode of the multi-mode wireless device 600.
  • FIG. 7 shows the configuration of the frequency dividing unit 603.
  • the dummy circuit 602 has the same circuit configuration as the input amplifier 604 of the frequency divider 601.
  • the control unit 23 turns off the flip-flop 307, the flip-flop 308, the in-phase output amplifier 309, and the quadrature output amplifier 310 of the frequency divider 601 during the 1800 MHz mode operation.
  • the input amplifier 604 and the dummy circuit 602 are turned on to supply current.
  • the control unit 23 adjusts the current flowing through the input amplifier 604 and the dummy circuit 602. Therefore, the phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal can be adjusted.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of the input amplifier 604.
  • the input amplifier 604 is a differential amplifier circuit.
  • the emitter terminals of the transistor 605 and the transistor 606 are connected to form a differential pair.
  • the transistor 605 is connected to a voltage source via a load resistor 607.
  • Transistor 606 is connected to a voltage source via load resistor 608.
  • the emitter of the transistor 605 and the emitter of the transistor 606 are connected to the transistor 609 which operates as a current source.
  • the base of the transistor 609 is connected to the control unit 23.
  • the current flowing through the input amplifier 604 can be controlled by the signal voltage from the control unit 23 applied to the base of the transistor 609.
  • the emitter of transistor 609 is grounded through resistor 610.
  • the dummy circuit 602 has the same circuit configuration.
  • the control unit 23 can control a current flowing through the dummy circuit 602 by a signal.
  • the difference between the dummy circuit 602 and the input amplifier 604 is that the dummy circuit 602 does not output an amplified signal.
  • the 1800 MHz in-phase local oscillation signal output from frequency divider 19 is input to transistors 605 and 606. 1 800MHz common-mode local oscillation signal is converted to voltage by load resistance 607 and load The data is output from the collector of the transistor 605 and the collector of the transistor 606 to the flip-flop 307 and the flip-flop 308.
  • multimode radio 600 When multimode radio 600 operates in the 1800MHz mode, input amplifier 604 and dummy circuit 602 are controlled in current by a signal from control unit 23. Therefore, the input impedance of the input amplifier 604 and the dummy circuit 602 as viewed from the frequency divider 19 changes.
  • the control unit 23 outputs a signal to the input amplifier 604 and the dummy circuit 602 so that the phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal output from the frequency divider 19 becomes 90 °.
  • the power consumption of the multi-mode wireless device 600 which can control the phase difference by making the current flowing through the input amplifier 604 smaller than the current flowing during the 900 MHz mode operation, can be suppressed.
  • the input amplifier 604 and the dummy circuit 602 are balanced differential amplifier circuits. However, unbalanced circuits may be used.
  • the dummy circuit 602 is connected to the quadrature local oscillation signal side of the frequency divider 19, and the frequency divider 601 is connected to the in-phase local oscillation signal side. Good.
  • the currents flowing through input amplifier 604 and dummy circuit 602 are controlled by signals from control unit 23, respectively.
  • the current of the input amplifier 604 may be constant, and the current flowing through the dummy circuit 602 may be controlled by a signal from the control unit 23.
  • the current flowing through the dummy circuit 602 may be constant, and the current flowing through the input amplifier 604 may be controlled by a signal from the control unit 23.
  • the circuit configuration of the dummy circuit 602 may be the same as the circuit configuration of a part of the input amplifier 604 of the frequency divider 601.
  • FIG. 9 shows an example of the configuration of the multimode wireless device according to the fourth embodiment.
  • Multimode radio 700 of the fourth embodiment uses a first frequency band and a second frequency band.
  • the wireless system will be described as GSM
  • the first frequency band is 1800 MHz band
  • the second frequency band is 900 MHz band.
  • the operation modes are 1800MHz mode and 900MHz mode.
  • the configuration elements described in Embodiment 1 of the present invention The same components as those of the element are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the frequency divider 701 in the frequency divider 702 is a circuit that divides the output of the local oscillator 18 (3.6 GHz band) by two.
  • the frequency divider 20 is a circuit for further dividing the 1800 MHz in-phase local oscillation signal output from the frequency divider 701 by two.
  • the frequency divider 701 outputs the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature modulator 6 or the quadrature demodulator 12.
  • frequency divider 20 outputs a 900 MHz in-phase local oscillation signal and a 900 MHz quadrature local oscillation signal to quadrature modulator 7 or quadrature demodulator 13.
  • the control unit 23 is connected to the frequency divider 20 and the frequency divider 701, and outputs a signal according to the operation mode of the multimode radio 700.
  • FIG. 10 shows the configuration of the frequency dividing section 702.
  • the controller 23 turns off the human-powered amplifier 306, flip-flop 307, flip-flop 308, in-phase output amplifier 309, and quadrature output amplifier 310 of the frequency divider 20 during the 1800 MHz mode operation.
  • the control unit 23 can adjust the phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal by adjusting the current flowing through the in-phase output amplifier 703 and the quadrature output amplifier 704.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of the in-phase output amplifier 703.
  • the in-phase output amplifier 703 is a differential amplifier circuit.
  • the emitter terminals of the transistor 705 and the transistor 706 are connected to form a differential pair.
  • Transistor 705 is connected to a voltage source via load resistor 707.
  • Transistor 706 is connected to a voltage source via load resistor 708.
  • the emitter of the transistor 705 and the emitter of the transistor 706 are connected to a transistor 709 which operates as a current source.
  • the base of the transistor 709 is connected to the control unit 23.
  • the current flowing through the input amplifier 703 can be controlled by the signal voltage from the control unit 23 applied to the base of the transistor 709.
  • the emitter of transistor 709 is grounded via resistor 710.
  • the quadrature output amplifier 704 also has the same circuit configuration, and can control the current flowing through the quadrature output amplifier 704 by a signal from the control unit 23.
  • in-phase output amplifier 703 and orthogonal output amplifier 704 are controlled in current by a signal from control unit 23. Therefore, the input impedance of the in-phase output amplifier 703 and the input impedance of the quadrature output amplifier 704 change.
  • Control unit 2 3 outputs a signal to the in-phase output amplifier 703 and the quadrature output amplifier 704 such that the phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal output from the frequency divider 701 and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal becomes 90 °.
  • the in-phase output amplifier 703 and the quadrature output amplifier 704 are balanced differential amplifier circuits, but may be unbalanced circuits.
  • frequency divider 20 is connected to the in-phase local oscillation signal side, but may be connected to the quadrature local oscillation signal side.
  • the currents flowing through in-phase output amplifier 703 and quadrature output amplifier 704 are controlled by signals from control unit 23, respectively.
  • the current of the in-phase output amplifier 703 may be constant, and the current flowing to the quadrature output amplifier 704 may be controlled by a signal from the control unit 23.
  • the current flowing through the quadrature output amplifier 704 may be constant, and the current flowing through the in-phase output amplifier 703 may be controlled by a signal from the control unit 23.
  • FIG. 12 shows an example of a configuration of a multimode wireless device according to the fifth embodiment.
  • Multimode radio 800 of the fifth embodiment uses a first frequency band and a second frequency band.
  • the wireless system is described as GSM
  • the first frequency band is 1800 MHz band
  • the second frequency band is 900 MHz band, but other wireless systems and frequency bands may be used.
  • the operation modes are 1800MHz mode and 900MHz mode.
  • the same components as those described in Embodiments 14 of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the frequency divider 601 in the frequency divider 801 is a circuit for further dividing the 1800 MHz in-phase local oscillation signal output from the frequency divider 701 by two.
  • the dummy circuit 602 is connected to the frequency localizer 701 on the side of the quadrature local oscillation signal.
  • the frequency divider 701 outputs a 1800 MHz in-phase local oscillation signal and a 1800 MHz quadrature local oscillation signal to the quadrature modulator 6 or the quadrature demodulator 12.
  • frequency divider 601 converts the 900 MHz in-phase local oscillation signal and 900 MHz quadrature local oscillation signal to quadrature modulator 7 or quadrature demodulation.
  • the control unit 23 is connected to the frequency divider 701, the frequency divider 601 and the dummy circuit 602, and outputs a signal according to the operation mode of the multimode radio 800.
  • FIG. 13 shows the configuration of frequency dividing section 801.
  • the dummy circuit 602 has the same circuit configuration as the input amplifier 604 of the frequency divider 601.
  • the control unit 23 turns off the flip-flop 307, the flip-flop 308, the in-phase output amplifier 309, and the quadrature output amplifier 310 of the frequency divider 601 during the 1800 MHz mode operation.
  • the input amplifier 604 is turned on and conducting current.
  • the dummy circuit 602 is turned on by the signal from the control unit 23 to flow a current.
  • the control unit 23 controls the current flowing through the input amplifier 604, the dummy circuit 602, the in-phase output amplifier 703, and the quadrature output amplifier 704. Therefore, the phase difference between the 1800 MHz in-phase local oscillation signal and the 1800 MHz quadrature local oscillation signal can be adjusted.
  • the fifth embodiment has been described as an unbalanced circuit, a balanced circuit may be used.
  • the dummy circuit 602 is connected to the quadrature local oscillation side of the frequency divider 701, and the frequency divider 601 is connected to the in-phase local oscillation side. .
  • currents flowing through input amplifier 604, dummy circuit 602, in-phase output amplifier 703, and quadrature output amplifier 704 are controlled by signals from control unit 23, respectively. However, any one of these currents may be controlled. In addition, two currents may be controlled. Further, any three currents may be controlled.
  • the circuit configuration of the dummy circuit 602 may be the same as that of a part of the input amplifier 604 of the frequency divider 601. .
  • the multi-mode wireless device has the effect of reducing and simplifying the circuit scale by sharing and combining frequency dividers corresponding to different wireless systems, and is useful in the communication field and the like. For example, it can be used in mobile phones, wireless LANs, and the like.

Landscapes

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Abstract

　マルチモード無線機において、分周器が無線システムの数だけ必要となり分周部の回路規模が大きくなる。 　分周部２２が、局部発振器の出力を分周する分周器１９、分周器１９の同相局部発振信号を分周する分周器２０及び分周器１９の直交局部発振信号の出力端と接続されたダミー回路２１から構成されている。第１の周波数帯動作時は、分周器１９の出力を変復調に用い、第２の周波数帯動作時は、分周器２０の出力を変復調に用いる。第１及び第２の周波数帯で分周器１９を共用しているが、第１の周波数帯動作時には、ダミー回路を分周器２０の入力増幅器と同一の回路にすることで、分周器１９の出力である同相局部発振信号と直交局部発振信号の位相差を保つことができる。これにより、分周器を共有化し組み合わせ回路規模を小さくする。

Description

明 細 書
分周回路及びそれを用いたマルチモード無線機
技術分野
[0001] 本発明は、複数の分周器により構成された分周回路と、それを用いて周波数を切り 替え、複数の無線システムを使用できるマルチモード無線機に関するものである。 背景技術
[0002] 従来のマルチモード無線機としては、特許文献 1に記載されて 、るものがあった。
図 14は、前記特許文献 1に記載された無線システム Aと無線システム Bに対応した従 来のマルチモード無線機の構成の一例を示すものである。
[0003] 図 14において、アンテナ 901は無線システム Aと無線システム Bにおいて共用であ る。アンテナ 901は、無線システム Aの共用器 902と、無線システム Bの共用器 903 に接続されている。送信系では、同相ベースバンド送信信号は、同相ベースバンド入 力端 916から低域通過フィルタ 914に入力される。そして、同相ベースバンド送信信 号は直交変調器 913で変調され、同相中間周波送信信号となる。直交べ一バンド送 信信号は、直交ベースバンド入力端 917から低域通過フィルタ 915に入力される。そ して、直交ベースバンド送信信号は直交変調器 913で変調され、直交中間周波送信 信号となる。同相中間周波送信信号と直交中間周波送信信号は、可変利得増幅器 912で増幅され、低域通過フィルタ 911で不要周波数成分を除去される。そして、同 相中間周波送信信号と直交中間周波送信信号は、送信ミキサ 910でアップコンパ一 トされ、可変利得増幅器 909で利得調整されて無線システム Aもしくは無線システム Bの送信信号となる。マルチモード無線機が、無線システム A動作時は、高周波スィ ツチ 908は、電力増幅器 906に接続する。マルチモード無線機力 無線システム B動 作時は、高周波スィッチ 908は電力増幅器 907と接続する。無線システム Aの送信 信号は、アイソレータ 904と共用器 902を介してアンテナ 901から送信され、無線シス テム Bの送信信号は、アイソレータ 905と共用器 903を介してアンテナ 901から送信 される。
[0004] また、受信系では、マルチモード無線機力 無線システム A動作時に、アンテナ 90 1で受信した無線システム Aの受信信号が共用器 902を介して低雑音増幅器 919で 増幅される。増幅された受信信号は、受信ミキサ 921で周波数変換された後、受信 周波数に対応した中間周波フィルタ 923を通って中間周波受信信号となる。そして、 中間周波受信信号は中間周波スィッチ 925を介して可変利得増幅器 926に入力さ れる。また、マルチモード無線機力 無線システム B動作時に、アンテナ 901で受信 した無線システム Bの受信信号が共用器 903を介して低雑音増幅器 920で増幅され る。増幅された受信信号は、受信ミキサ 922で周波数変換された後、受信周波数に 対応した中間周波フィルタ 924を通って中間周波受信信号となる。そして、中間周波 受信信号は中間周波スィッチ 925を介して可変利得増幅器 926に入力される。増幅 された中間周波受信信号は、直交復調器 927で復調され、同相ベースバンド受信信 号と直交ベースバンド受信信号となる。同相ベースバンド受信信号は、低域通過フィ ルタ 928を通過し、同相ベースバンド出力端 930から出力される。直交ベースバンド 受信信号は、低域通過フィルタ 929を通過し、直交ベースバンド出力端 931から出 力される。
[0005] 第 1局部発振器 918は、送信ミキサ 910に無線システム Aおよび無線システム Bに 対応した送信局部発振信号を出力している。第 1局部発振器 918は、受信ミキサ 92 1、 922に無線システム Aおよび無線システム Bに対応した受信局部発振信号を出力 している。第 2局部発振器 933は分周部 936を介して直交変調器 913に変調局部発 振信号を出力している。第 2局部発振器 933は、直交復調器 927に復調局部発振信 号を出力している。
[0006] 分周部 936は、無線システム Aの変調局部発振信号と復調局部発振信号および無 線システム Bの変調局部発振信号と復調局部発振信号に対応した分周数を設定し た分周器とスィッチカゝら構成されている。分周器 951は無線システム Aの変調局部発 振信号に対応している。分周器 952は無線システム Bの変調局部発振信号に対応し ている。分周器 951と分周器 952は、スィッチ 955で切り替えられる。分周器 953は 無線システム Aの復調局部発振信号に対応して 、る。分周器 954は無線システム B の復調局部発振信号に対応している。分周器 953と分周器 954は、スィッチ 956で 切り替えられる。無線システム A動作時に、スィッチ 955は分周器 951と接続し、スィ ツチ 956は分周器 953と接続する。無線システム B動作時に、スィッチ 955は分周器 952と接続し、スィッチ 956は分周器 954と接続する。マルチモード無線機は対応す る無線システムの数と、変調および復調の組み合わせの数だけ分周器を備える。分 周器をスィッチで切り替えることにより局部発振器の数を増やすことなぐ従来のマル チモード無線機は、異なる周波数帯を使用する複数の無線システム間に対して切り 替え可能としていた。
[0007] また、分周器を共用化し組み合わせた例として、局部発振器の出力を分周する第 1 分周器と、第 1分周器の出力を分周する第 2分周器とを備える。第 1分周器の出力が 第 1の無線システムに対応し、第 2分周器の出力が第 2の無線システムに対応してい るとする。分周器は、直交変調器および直交復調器に、 90° 位相差がある同相局部 発振信号と直交局部発振信号をそれぞれに入力する構成をして！/ヽる。第 2分周器が 第 1分周器の出力を得るには、第 1分周器の同相局部発振信号出力と直交局部発 振信号出力のどちらか一方に接続される。ここでは、第 1分周器の同相局部発振信 号出力が第 2分周器と接続しているとする。マルチモード無線機が第 1無線システム で動作時は、第 2分周器を動作させる必要がなぐスィッチによりオフすればよい。し 力しながら、実際の回路ではオープン Zショートのスィッチを IC内に構成することは 困難であり、電流制御によって回路の動作をオン Zオフしている（非特許文献 1)。 特許文献 1 :特開平 9-261106公報 (第 4-5頁、図 2)
非特許文献 1 :青木英彦 著 「アナログ ICの機能回路設計入門」、 CQ出版社、 p. 1 68
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] しかしながら、前記 (特許文献 1)に示されて ヽる従来の構成では、マルチモード無 線機が対応する無線システムの数だけ分周器が必要である。さらに、正数の分周数 をもつ分周器は、 2分周回路や 3分周回路を複数で組み合わせにより実現しているこ と力 、回路規模が大きくなるという課題を有していた。本発明では、従来の構成で具 備されて!/ヽる分周器にっ ヽて、分周数を設定する上で分周器を共用化し組み合わ せることで回路規模を小さくすることを目的とする。 [0009] また、上記に示した、局部発振器の出力を分周する第 1分周器と、第 1分周器の出 力を分周する第 2分周器とを備え、（非特許文献 1)に示されている、電流制御によつ て回路の動作をオン/オフする。オフの回路は、オンしているパスへ負荷として接続 された状態であり、オンしているパスへ影響を及ぼす。第 1分周器の出力を、直交変 調器または直交復調器に入力する際に、オフしている第 2分周器が影響する。よって 、第 1分周器の同相局部発振信号と直交局部発振信号の 90° 位相差に誤差が生じ る。直交変調器および直交復調器に入力する同相局部発振信号、直交局部発振信 号は高精度に 90° 位相差を保つ必要がある。しかし、分周器を共有ィ匕し組み合わ せるとオフの回路により、第 1分周器出力端のインピーダンスの対称性が悪くなり、位 相誤差が生じるという課題を有していた。本発明は、前記従来の課題を解決するもの で、分周器を共用化し、出力の位相誤差をなくすことで、回路規模を小さく簡易化す るとしたマルチモード無線機を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0010] 前記従来の課題を解決するために、本発明第 1の分周回路は、局部発振信号の出 力を分周して第 1の同相局部発振信号と第 1の直交局部発振信号を出力する第 1の 分周器と、前記第 1の同相局部発振信号出力に接続され、前記第 1の同相局部発振 信号を分周して第 2の同相局部発振信号と第 2の直交局部発振信号を出力する第 2 の分周器と、前記第 1の同相局部発振信号と前記第 1の直交局部発振信号の位相 差を 90度に保つ位相補正手段とを備える分周回路であり、分周器を共用化し組み 合わせることを可能として回路規模を小さく保つ簡易化することができる。
[0011] 本発明第 2の分周回路は、局部発振信号の出力を分周して第 1の同相局部発振信 号と第 1の直交局部発振信号を出力する第 1の分周器と、前記第 1の直交局部発振 信号出力に接続され、前記第 1の直交局部発振信号を分周して第 2の同相局部発 振信号と第 2の直交局部発振信号を出力する第 2の分周器と、前記第 1の同相局部 発振信号と前記第 1の直交局部発振信号の位相差を 90度に保つ位相補正手段とを 備える分周回路であり、分周器を共用化し組み合わせることを可能として回路規模を 小さく保つ簡易化することができる。
[0012] 本発明第 3の分周回路は、本発明第 1の分数回路において、前記位相補正手段が 前記第 1の直交局部発振信号出力に接続され、前記第 2の分周器と等しい入力イン ピーダンスを有するダミー回路を含む分周回路であり、分周器を共用化し組み合わ せることを可能として回路規模を小さく簡易化することができ、第 2の分周器と等 ヽ 入力インピーダンスを有するダミー回路を備えることにより、第 1の同相局部発振信号 と第 1の直交局部発振信号の位相差を高精度に保つことができる。
[0013] 本発明第 4の分周回路は、本発明第 2の分周回路において、前記位相補正手段は 、前記第 1の同相局部発振信号出力に接続され、前記第 2の分周器と等しい入カイ ンピーダンスを有するダミー回路を含む分周回路であり、分周器を共用化し組み合 わせることを可能として回路規模を小さく簡易化することができ、第 2の分周器と等し い入力インピーダンスを有するダミー回路を備えることにより、第 1の同相局部発振信 号と第 1の直交局部発振信号の位相差を高精度に保つことができる。
[0014] 本発明第 5の分周回路は、本発明第 1又は本発明第 2の分周回路において、前記 位相補正手段が、前記第 1の分周器の同相出力増幅器と前記第 1の分周器の直交 出力増幅器との電流を制御する制御部を含む分周回路であり、分周器を共用化し組 み合わせることを可能として回路規模を小さくすることができ、同相出力増幅器と直 交出力増幅器の電流を制御することで、第 1の同相局部発振信号と第 1の直交局部 発振信号の位相差を高精度に保つことができる。
[0015] 本発明第 6の分周回路は、本発明第 1の分周回路において、前記位相補正手段が 、前記第 1の直交局部発振信号出力に接続されたダミー回路と前記第 1の分周器の 同相出力増幅器と前記第 1の分周器の直交出力増幅器との電流を制御する制御部 を含む分周器回路であり、分周器を共用化し組み合わせることを可能として回路規 模を小さく簡易化することができ、第 2の分周器と等 ヽ入力インピーダンスを有する ダミー回路を備え、同相出力増幅器と直交出力増幅器の電流を制御することで、第 1 の同相局部発振信号と第 1の直交局部発振信号の位相差を高精度に保つことがで きる。
[0016] 本発明第 7の分周回路は、本発明第 1の分周回路において、前記位相補正手段が 、前記第 1の同相局部発振信号出力に接続されたダミー回路と、前記第 1の分周器 の同相出力増幅器と前記第 1の分周器の直交出力増幅器との電流を制御する制御 部とを含む分周器回路であり、分周器を共用化し組み合わせることを可能として回路 規模を小さく簡易化することができ、第 2の分周器と等し ヽ入力インピーダンスを有す るダミー回路を備え、同相出力増幅器と直交出力増幅器の電流を制御することで、 第 1の同相局部発振信号と第 1の直交局部発振信号の位相差を高精度に保つこと ができる。
[0017] 上記ダミー回路は、抵抗とコンデンサを含む回路であっても良ぐ第 2の分周器の 入力増幅器と同じ回路構成を有する増幅器であっても良ぐ第 2の分周器の入力増 幅器の一部分と同じ回路構成を有してもよい。
[0018] 上記ダミー回路が、第 2の分周器の入力増幅器と同じ回路構成を有するときに、制 御部でダミー回路と入力増幅器の電流を制御しても良い。
[0019] 本発明第 1のマルチモード無線機は、上記分周回路を具備するマルチモード無線 機であって、前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、前記第 1 の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、同相ベースバ ンド送信信号及び直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 1の周波数を有する 第 1の送信信号を出力する第 1の直交変調器と、前記第 2の同相局部発振信号及び 前記第 2の直交局部発振信号が入力され、前記同相ベースバンド送信信号及び前 記直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 2の周波数を有する第 2の送信信号 を出力する第 2の直交変調器とを具備するものであり、送信系で分周器を共用化し 組み合わせることを可能として回路規模を小さく簡易化することができる。
[0020] 更に、前記第 2の分周器、前記第 1の直交変調器及び前記第 2の直交変調器に接 続され、前記第 1の送信信号を送信するモードと前記第 2の送信信号を送信するモ 一ドとを切り替える制御部を具備しても良い。
[0021] 本発明第 2のマルチモード無線機は、上記分周回路を具備するマルチモード無線 機であって、前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、前記第 1 の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、第 1の周波数 を有する第 1の受信信号を直交復調して同相ベースバンド受信信号及び直交ベース バンド受信信号を出力する第 1の直交複調器と、前記第 2の同相局部発振信号及び 前記第 2の直交局部発振信号が入力され、第 2の周波数を有する第 2の受信信号を 直交復調して前記同相ベースバンド受信信号及び前記直交ベースバンド受信信号 を出力する第 2の直交複調器とを具備するものであり、受信系で分周器を共用化し 組み合わせることを可能として回路規模を小さく簡易化することができる。
[0022] 更に、前記第 2の分周器、前記第 1の直交複調器及び第 2の直交複調器に接続さ れ、前記第 1の受信信号を受信するモードと前記第 2の受信信号を受信するモードと を切り替える制御部を具備しても良い。
[0023] 本発明第 3のマルチモード無線機は、上記分周回路を具備するマルチモード無線 機であって、前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、前記第 1 の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、同相ベースバ ンド送信信号及び直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 1の周波数を有する 第 1の送信信号を出力する第 1の直交変調器と、前記第 2の同相局部発振信号及び 前記第 2の直交局部発振信号が入力され、同相ベースバンド送信信号及び直交べ ースバンド送信信号を直交変調して第 2の周波数を有する第 2の送信信号を出力す る第 2の直交変調器と、前記第 1の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振 信号が入力され、前記第 1の周波数を有する第 1の受信信号を直交復調して同相べ ースバンド受信信号及び直交ベースバンド受信信号を出力する第 1の直交複調器と 、前記第 2の同相局部発振信号及び前記第 2の直交局部発振信号が入力され、前 記第 2の周波数を有する第 2の受信信号を直交復調して前記同相ベースバンド受信 信号及び前記直交ベースバンド受信信号を出力する第 2の直交複調器とを具備する ものであり、送受信系で分周器を共用化し組み合わせることを可能として回路規模を 小さく簡易化することができる。
[0024] 更に、前記第 2の分周器、前記第 1の直交変調器、前記第 2の直交変調器、前記 第 1の直交複調器及び前記第 2の直交複調器に接続され、前記第 1の送信信号を送 信して前記第 1の受信信号を受信するモードと、前記第 2の送信信号を送信して前 記第 2の受信信号を受信するモードとを切り替える制御部を具備しても良い。
発明の効果
[0025] 本発明のマルチモード無線機によれば、回路規模を小さく簡易化されたマルチモ ード無線機を実現することができる。 図面の簡単な説明
[0026] [図 1]本発明の実施の形態 1におけるマルチモード無線機の構成を示す図
[図 2]同実施の形態 1における電流制御方法を示す回路図
[図 3]同実施の形態 1におけるマルチモード無線機の分周部の構成を示す図
[図 4]同実施の形態 2におけるマルチモード無線機の構成を示す図
[図 5]同実施の形態 2におけるマルチモード無線機の分周部の構成を示す図
[図 6]同実施の形態 3におけるマルチモード無線機の構成を示す図
[図 7]同実施の形態 3におけるマルチモード無線機の分周部の構成を示す図
[図 8]同実施の形態 3における分周器 601の入力増幅器の回路構成を示す図
[図 9]同実施の形態 4におけるマルチモード無線機の構成を示す図
[図 10]同実施の形態 4におけるマルチモード無線機の分周部の構成を示す図 [図 11]同実施の形態 4における分周器 701の同相出力増幅器の回路構成を示す図 [図 12]同実施の形態 5におけるマルチモード無線機の構成を示す図
[図 13]同実施の形態 5におけるマルチモード無線機の分周器の構成を示す図 [図 14]従来のマルチモード無線機の構成を示す図
符号の説明
[0027] 1 アンテナ
2 共用器
3 共用器
4 電力増幅器
5 電力増幅器
6 直交変調器
7 直交変調器
8 同相ベースバンド入力端
9 直交ベースバンド入力端
10 低雑音増幅器
11 低雑音増幅器
12 直交復調器 直交復調器
低域通過フィルタ 低域通過フィルタ 同相ベースバンド出力端 直交ベースバンド出力端 局部発振器
分周器
分周器
ダミー回路
分周部
制御部
低雑音増幅器 低雑音増幅器 受信ミキサ
受信ミキサ
直交復調器
直交復調器
ダミー回路
分周器
ダミー回路
分周部
マルチモード無線機 トランジスタ
トランジスタ
抵抗
抵抗
トランジスタ
電流制御端子 301 入力増幅器
302 フリップフロップ回路
303 フリップフロップ回路
304 同相出力増幅器
305 直交出力増幅器
306 入力増幅器
307 フリップフロップ回路
308 フリップフロップ回路
309 同相出力増幅器
310 直交出力増幅器
400 マルチモード無線機
501 入力増幅器
502 フリップフロップ回路
503 フリップフロップ回路
504 同相出力増幅器
505 直交出力増幅器
506 増幅器
600 マルチモード無線機
601 分周器
602 ダミー回路
603 分周部
604 入力増幅回路
605 トランジスタ
606 トランジスタ
607 負荷抵抗
608 負荷抵抗
609 トランジスタ 700 マルチモード無線機
701 分周器
702 分周部
703 同相出力増幅器
704 直交出力増幅器
705 トランジスタ
706 トランジスタ
707 負荷抵抗
708 負荷抵抗
709 トランジスタ
710 抵抗
800 マルチモード無線機
801 分周部
901 アンテナ
902 共用器
903 共用器
904 アイソレータ
905 アイソレータ
906 電力増幅器
907 電力増幅器
908 高周波スィッチ
909 可変利得増幅器
910 送信ミキサ
911 低域通過フィルタ
912 可変利得増幅器
913 直交変調器
914 低域通過フィルタ
915 低域通過フィルタ 916 同相ベースパンドフ、力端
917 直交ベースバンドフ 、力端
918 第 1局部発振器
919 低雑音増幅器
920 低雑音増幅器
921 受信ミキサ
922 受信ミキサ
923 中間周波フィルタ
924 中間周波フィルタ
925 中間周波スィッチ
926 可変利得増幅器
927 直交復調器
928 低域通過フィルタ
929 低域通過フィルタ
930 同相ベースバンド出力端
931 直交ベースバンド出力端
933 第 2局部発振器
936 分周部
951 分周器
952 分周器
953 分周器
954 分周器
955 スィッチ
956 スィッチ
発明を実施するための最良の形態
[0028] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
[0029] (実施の形態 1)
本実施の形態は、 2つの周波数帯に対応するマルチモード無線機の動作にっ 、て 説明する。
[0030] 図 1は、本実施の形態 1におけるマルチモード無線機の構成の一例を示したもので ある。本実施の形態 1のマルチモード無線機 100は、第 1の周波数帯と第 2の周波数 帯を使用する。具体例として、無線システムを GSM、第 1の周波数帯を 1800MHz 帯、第 2の周波数帯を 900MHz帯として説明するが、これ以外の無線システム、周波 数帯でもかまわない。また、それぞれの動作モードを、 1800MHzモード、 900MHz モードとする。
[0031] 図 1において、アンテナ 1は、 1800MHz帯と 900MHz帯で共用している。アンテ ナ 1は、 1800MHz帯に対応した共用器 2と、 900MHz帯に対応した共用器 3に、そ れぞれ接続されている。まず、送信系について説明する。同相ベースバンド入力端 8 および直交ベースバンド入力端 9は、それぞれ 1800MHz帯に対応した直交変調器 6と 900MHz帯に対応した直交変調器 7に接続されている。マルチモード無線機 10 0が 1800MHzモード動作時は、同相ベースバンド入力端 8および直交ベースバンド 入力端 9からベースバンド送信信号が入力される。ベースバンド送信信号は直交変 調器 6で直交変調され、 1800MHz帯の送信信号となる。送信信号は、 1800MHz 帯に対応した電力増幅器 4により増幅される。増幅された送信信号は、共用器 2を介 してアンテナ 1から送信される。
[0032] マルチモード無線機 100が 900MHzモード動作時は、同様に、同相ベースバンド 入力端 8および直交ベースバンド入力端 9からベースバンド送信信号が入力される。 ベースバンド送信信号は直交変調器 7で直交変調され、 900MHz帯の送信信号と なる。送信信号は、 900MHz帯に対応した電力増幅器 5により増幅される。増幅され た送信信号は、共用器 3を介してアンテナ 1から送信される。
[0033] 次に、受信系について説明する。マルチモード無線機 100が 1800MHzモード動 作時は、アンテナ 1で受信した受信信号は共用器 2を介して 1800MHz帯に対応し た低雑音増幅器 10に入力される。受信信号は、低雑音増幅器 10で増幅される。増 幅された受信信号は 1800MHzに対応した直交復調器 12で直交復調され、同相べ ースバンド受信信号と直交ベースバンド受信信号になる。同相ベースバンド受信信 号は、低域通過フィルタ 14を通過して同相ベースバンド出力端 16に出力される。直 交ベースバンド受信信号は、低域通過フィルタ 15を通過して直交ベースバンド出力 端 17に出力される。
[0034] また、マルチモード無線機 100が 900MHzモード動作時は、同様に、アンテナ 1で 受信した受信信号は共用器 3を介して 900MHz帯に対応した低雑音増幅器 11に入 力される。受信信号は、低雑音増幅器 11で増幅される。増幅された受信信号は 900 MHzに対応した直交復調器 13で直交復調され、同相ベースバンド受信信号と直交 ベースバンド受信信号になる。同相ベースバンド受信信号は、低域通過フィルタ 14 を通過して同相ベースバンド出力端 16に出力される。直交ベースバンド受信信号は 、低域通過フィルタ 15を通過して直交ベースバンド出力端 17に出力される。周波数 シンセサイザは、 3. 6GHz帯の信号を出力する局部発振器 18と分周部 22とを有す る。周波数シンセサイザは、直交変調器 6、 7、直交復調器 12、 13に対して、 90° 位 相差を持つ同相局部発振信号と直交局部発振信号を出力している。
[0035] 分周器 19は、局部発振器 18の出力（3. 6GHz帯）を 2分周する。分周器 20は、分 周器 19の同相局部発振信号を 2分周する。ダミー回路 21は分周器 19の直交局部 発振信号側に接続されている。分周部 22は、分周器 19と、分周器 20と、ダミー回路 21とから構成されている。分周器 19は、 1800MHz同相局部発振信号と 1800MH z直交局部発振信号を直交変調器 6または直交復調器 12に出力する。分周器 20は 、 900MHz同相局部発振信号と 900MHz直交局部発振信号を直交変調器 7また は直交変調器 13に出力する。制御部 23は、マルチモード無線機 100の動作モード にしたがって電流制御する。制御部 23は、動作モード以外の回路の電流をオフする ように信号を出力し、回路の動作を制御する。
[0036] 図 2は、制御部 23における電流制御方法の例を示す図である。図 3は、分周部 22 の構成を示す図である。図 2で、電流制御方法を説明してから、図 3で、分周部 22の 動作について説明する。
[0037] 図 2において、トランジスタ 201、トランジスタ 202、抵抗 203および抵抗 204から力 レントミラー回路を構成している。カレントミラー回路動作時のトランジスタ 201と抵抗 203に流れる入力電流 Iinと、トランジスタ 202と抵抗 204に流れる出力電流 loutは 以下のような関係がある。トランジスタ 201のェミッタ面積を Nl、トランジスタ 202のェ ミッタ面積を N2、抵抗 203の抵抗値を R3、抵抗 204の抵抗値を R4、 N1R3=N2R 4とすると、出力電流 loutは、 Iout= (N2/Nl) Iinとなる。したがって、トランジスタ 2 02のコレクタに、増幅器、直交変調器、直交復調器および分周器をそれぞれ接続す る。
[0038] また、トランジスタ 205と電流制御端子 206によりスィッチを構成し、電流制御端子 2 06が Lowレベルのとき、トランジスタ 205はオフである。電流制御端子 206が Highレ ベルのとき、トランジスタ 205はオンである。したがって、電流制御 206が Lowレベル であるときは、トランジスタ 205に電流 Iinは流れず、トランジスタ 201に流れ、カレント ミラー回路は動作する。電流制御端子 206が Highレベルであるときは、入力電流 Iin はトランジスタ 201に流れず、トランジスタ 205を流れ、カレントミラー回路は動作しな い。これにより、マルチモード無線機の増幅器、直交変調器、直交復調器および分 周器の動作をオン Zオフ切り替えることができる。この電流制御方法を用いれば、制 御部 23は、動作モードの回路には Lowレベルを出力し、動作モード以外の回路に は Highレベルを出力して回路の切り替える。
[0039] 図 3において、図 1と同一の符号は同一のものを示している。分周器 19は、入力増 幅器 301と、マスター段のフリップフロップ回路 302とスレーブ段のフリップフロップ回 路 303と、同相出力増幅器 304と、直交出力増幅器 305とを有する。局部発振器 18 の出力は、入力増幅器 301で増幅される。増幅された局部発振器 18の出力は、フリ ップフロップ回路 302とフリップフロップ回路 303のそれぞれのクロック入力に入力さ れる。フリップフロップ回路 302の Q出力とフリップフロップ回路 303の D入力が接続 されている。フリップフロップ回路 303の QB出力とフリップフロップ回路 302の D入力 が接続されている。
[0040] 局部発振器 18の入力信号を 2分周した 1800MHz同相局部発振信号は、フリップ フロップ回路 302の Q出力から出力される。 1800MHz同相局部発振信号は、同相 出力増幅器 304で増幅される。局部発振器 18の入力信号を 2分周し、 1800MHz同 相局部発振信号より位相が 90° 進んだ 1800MHz直交局部発振信号は、フリップフ ロップ回路 303の Q出力から出力される。 1800MHz直交局部発振信号は、直交出 力増幅器 305で増幅される。 [0041] 分周器 20は、フリップフロップ回路 302の Q出力と接続された入力増幅器 306と、 マスター段のフリップフロップ回路 307とスレーブ段のフリップフロップ回路 308と、同 相出力増幅器 309と、直交出力増幅器 310とを有する。フリップフロップ回路 302の 1800MHz同相局部発振信号は、入力増幅器 306で増幅される。増幅された 1800 MHz同相局部発振信号は、フリップフロップ回路 307とフリップフロップ回路 308の それぞれのクロック入力に入力される。フリップフロップ回路 307の Q出力とフリップフ ロップ回路 308の D入力が接続されている。フリップフロップ回路 308の QB出力とフ リップフロップ回路 307の D入力が接続されている。分周器 19の 1800MHz同相局 部発振信号を 2分周した 900MHz同相局部発振信号は、フリップフロップ回路 307 の Q出力から出力される。 900MHz同相局部発振信号は、同相出力増幅器 309で 増幅される。フリップフロップ回路 308の Q出力から、分周器 19の 1800MHz同相局 部発振信号を 2分周し、 900MHz同相局部発振信号より位相が 90° 進んだ 900M Hz直交局部発振信号は、フリップフロップ回路 308の Q出力から出力される。 900M Hz直交局部発振信号は、直交出力増幅器 310で増幅される。
[0042] つまり、分周器 20の出力の 900MHz同相局部発振信号と 900MHz直交局部発 振信号は、局部発振器 18の信号を 4分周したものである。フリップフロップ回路 303 の Q出力にダミー回路 21が接続されて 、る。分周器 20と制御部 23が接続されて ヽ る。マルチモード無線機 100が 1800MHzモード動作時は、分周器 20をオフにする
[0043] 1800MHzモード動作時は、分周器 19から 1800MHz同相局部発振信号と 1800 MHz直交局部発振信号を出力する。オフした分周器 20が、 1800MHz同相局部発 振信号を出力するフリップフロップ回路 302の Q出力に接続している。ダミー回路 21 力 1800MHz直交局部発振信号を出力するフリップフロップ回路 303の Q出力に 接続している。ここで、ダミー回路 21をオフした分周器 20の入力増幅器 306と同一 の回路とすることで、オフした分周器 20とダミー回路 21でインピーダンスの対称性を 保つ。よって、 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号の高 精度な 90° 位相差を得ることができる。また、ダミー回路 21は、入力増幅器 306の 一部分の回路構成を有していてもよい。例えば、入力増幅器 306が、信号が入力さ れるトランジスタ、負荷素子、電流源回路、バイアス回路等を有する場合、トランジス タと同一の構成を有するトランジスタをダミー回路 21として用いてもよい。なお、ダミー 回路 21は入力増幅器 306と同一回路の構成に近くするほど高精度の位相差を得る ことができる。
[0044] 制御部 23は、送信時に、電力増幅器 4と直交変調器 6がオン、低雑音増幅器 10と 直交復調器 12がオフするように電流制御する。また、受信時に、電力増幅器 4と直交 変調器 6がオフ、低雑音増幅器 10と直交復調器 12がオンするように電流制御する。 送信時は、オフした直交復調器 12が分周器 19に接続している。しかし、 1800MHz 同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号のそれぞれに接続された回路が 同一なので入力インピーダンスの対称性に影響しない。同様に、受信時はオフした 直交変調器 6が、分周器 19と接続している力 1800MHz同相局部発振信号と 180 0MHz直交局部発振信号に同一の回路が接続しているのでインピーダンスの対称 性に影響しない。
[0045] また、このときの 1800MHz帯、 900MHz帯の使用帯域と局部発振器 18の周波数 帯は（表 1)のようになる。（表 1)において、 Txは送信時、 Rxは受信時を示す。（表 1) からわかるように、 1800MHz帯においては、使用帯域は局部発信器 18の周波数帯 の 1Z2であり、 900MHz帯においては、使用帯域は局部発信器 18の周波数帯の 1 /4となる。
[0046] [表 1]
表 1
Figure imgf000019_0001
[0047] 以上より、複数の無線システムで分周器を共用化し組み合わせることで、回路規模 を小さくし簡易化したマルチモード無線機を実現させることができる。
[0048] なお、本実施の形態 1では、不平衡の回路として説明したが、平衡の回路でもかま わない。
[0049] なお、ダミー回路 21は、オフした分周器 20の入力増幅器 306と同一のインピーダ ンスを有して 、れば、抵抗とコンデンサにより構成されても良 、。
[0050] また、本実施の形態 1では、ダミー回路 21を分周器 19の直交局部発振信号側に接 続し、分周器 20を同相局部発振信号に接続する場合を示したが、逆であっても良い
[0051] なお、ダミー回路 21は、 90° 位相差を保つほかにも、 180° 位相差を保っために 用いられても良い。
[0052] (実施の形態 2)
本実施の形態は、 4つの周波数帯に対応するマルチモード無線機の動作について 説明する。
[0053] 図 4は、本実施の形態 2におけるマルチモード無線機の受信系の構成例を示したも のである。ここで、本実施の形態 2におけるマルチモード無線機は、 4つの周波数帯 を使用するマルチモード無線機である。具体例として、 GSMの 1800MHz帯、 900 MHz帯、 IEEE802. 11aの 5. 2GHz帯および IEEE802. l ibの 2. 4GHz帯の 4 つとして説明する。また、それぞれの動作モードを 1800MHzモード、 900MHzモー ド、 5. 2GHzモード、 2. 4GHzモードとする。図 4において、図 1と同一の符号は同一 のものを示している。アンテナ 1は、 900MHz帯、 1800MHz帯、 2. 4GHz帯および 5. 2GHz帯を共用している。アンテナ 1は、低雑音増幅器 10、低雑音増幅器 11、 2 . 4GHz帯に対応した低雑音増幅器 31および 5. 2GHz帯に対応している低雑音増 幅器 32にそれぞれ接続して 、る。
[0054] マルチモード無線機 400が 1800MHzモード動作時は、アンテナ 1で受信した受 信信号を低雑音増幅器 10で増幅される。増幅された受信信号は、直交復調器 12で 直交復調され、同相ベースバンド受信信号と直交ベースバンド受信信号となる。同相 ベースバンド受信信号は低域通過フィルタ 14を通過して同相ベースバンド出力端 1 6に出力される。直交ベースバンド受信信号は低域通過フィルタ 15を通過して直交 ベースバンド出力端 17に出力される。
[0055] マルチモード無線機 400が 900MHzモード動作時も、同様に、アンテナ 1で受信し た受信信号を低雑音増幅器 11で増幅される。増幅された受信信号は、直交復調器 13で直交復調され、同相ベースバンド受信信号と直交ベースバンド受信信号となる 。同相ベースバンド受信信号は、低域通過フィルタ 14を通過して同相ベースバンド 出力端 16に出力される。直交ベースバンド受信信号は、低域通過フィルタ 15を通過 して直交ベースバンド出力端 17に出力される。
[0056] マルチモード無線機 400が 2. 4GHzモード動作時は、アンテナ 1で受信した受信 信号を低雑音増幅器 31で増幅される。増幅された受信信号は、 2. 4GHz帯に対応 した受信ミキサ 33で 500MHz帯の中間周波数に周波数変換される。中間周波数と なった受信信号は、 500MHz帯に対応した直交復調器 35で直交復調され、同相べ ースバンド受信信号と直交ベースバンド受信信号となる。同相ベースバンド受信信号 は、低域通過フィルタ 14を通過して同相ベースバンド出力端 16に出力される。直交 ベースバンド受信信号は低域通過フィルタ 15を通過して直交ベースバンド出力端 1 7に出力される。
[0057] マルチモード無線機 400が 5. 2GHzモード動作時は、アンテナ 1で受信した受信 信号を低雑音増幅器 32で増幅される。増幅された受信信号は、 5. 2GHz帯に対応 した受信ミキサ 34で 1000MHz帯の中間周波数に周波数変換される。中間周波数と なった受信信号は、 lOOOMHz帯に対応した直交復調器 36で直交復調され、同相 ベースバンド受信信号と直交ベースバンド受信信号となる。同相ベースバンド受信信 号は、低域通過フィルタ 14を通過して同相ベースバンド出力端 16に出力される。直 交ベースバンド受信信号は、低域通過フィルタ 15を通過して直交ベースバンド出力 端 17に出力される。周波数シンセサイザは、 3. 6GHzから 4. OGHz帯を出力する局 部発振器 18と分周部 40とを有する。周波数シンセサイザは、直交復調器 12、 13、 3 5、 36に対して、 90° 位相差を持つ同相局部発振信号と直交局部発振信号をそれ ぞれに出力する。また、周波数シンセサイザは、受信ミキサ 33、 34に局部発振信号 をそれぞれ出力している。
[0058] 分周器 19は、局部発振器 18の出力を 2分周する。分周器 20は、分周器 19の同相 局部発振信号を 2分周する。ダミー回路 37は、分周器 19の直交局部発振信号側に 接続されている。分周器 38は、分周期 20の同相局部発振信号を 2分周する。ダミー 回路 39は、分周器 20の直交局部発振信号側に接続されている。分周部 40は、分周 器 19と、分周器 20と、ダミー回路 37と、分周器 38と、ダミー回路 39とを有する。制御 部 23は、動作中モード以外の回路をオフにするように信号を出力し、回路の動作を 制御する。
[0059] 図 5は、分周部 40の構成を示す図である。図 5において、図 4と同一の符号は同一 のものを示している。分周器 19は、入力増幅器 301と、マスター段のフリップフロップ 回路 302とスレーブ段のフリップフロップ回路 303と、同相出力増幅器 304と、直交 出力増幅器 305とを有する。局部発振器 18の出力は、入力増幅器 301で増幅され る。増幅された局部発振器 18の出力は、フリップフロップ回路 302とフリップフロップ 回路 303のそれぞれのクロック入力に入力される。フリップフロップ回路 302の Q出力 とフリップフロップ回路 303の D入力が接続されている。フリップフロップ回路 303の Q B出力とフリップフロップ回路 302の D入力が接続されている。局部発振器 18の入力 信号（3. 6GHz帯）を 2分周した 1800MHz同相局部発振信号は、フリップフロップ 回路 302の Q出力から出力される。 1800MHz同相局部発振信号は、同相出力増 幅器 304で増幅される。局部発振器 18の入力信号を 2分周し、 1800MHz同相局部 発振信号より位相が 90° 進んだ 1800MHz直交局部発振信号は、フリップフロップ 回路 303の Q出力から出力される。 1800MHz直交局部発振信号は、直交出力増 幅器 305で増幅される。局部発振器 18の入力信号が 4. 0GHz帯であるときは、 200 0MHz同相局部発振信号力 分周器 19から増幅器 506を介して出力される。
[0060] 分周器 20は、フリップフロップ回路 302の Q出力と接続された入力増幅器 306と、 マスター段のフリップフロップ回路 307とスレーブ段のフリップフロップ回路 308と、同 相出力増幅器 309と、直交出力増幅器 310とを有する。 1800MHz同相局部発振信 号は入力増幅器 306で増幅される。増幅された 1800MHz同相局部発振信号は、フ リップフロップ回路 307とフリップフロップ回路 308のそれぞれのクロック入力に入力 する。フリップフロップ回路 307の Q出力とフリップフロップ回路 308の D入力が接続 されている。フリップフロップ回路 308の QB出力とフリップフロップ回路 307の D入力 が接続されている。
[0061] フリップフロップ回路 307の Q出力から、分周器 19の 1800MHz同相局部発振信 号を 2分周した 900MHz同相局部発振信号は、フリップフロップ回路 307の Q出力 力も出力される。 900MHz同相局部発振信号は、同相出力増幅器 309で増幅され る。フリップフロップ回路 308の Q出力から、分周器 19の 1800MHz同相局部発振信 号を 2分周し、 900MHz同相局部発振信号より位相が 90° 進んだ 900MHz直交局 部発振信号は、フリップフロップ回路 308の Q出力から出力される。 900MHz直交局 部発振信号は、直交出力増幅器 310で増幅される。つまり、分周器 20の出力は、局 部発振器 18の信号（3. 6GHz帯）を 4分周したものである。局部発振器 18の入力信 号が 4. OGHz帯であるときは、分周器 20からは、 1000MHz同相局部発振信号と 1 OOOMHz直交局部発振信号が出力される。
[0062] 分周器 38は、フリップフロップ回路 307の Q出力と接続された入力増幅器 501と、 マスター段のフリップフロップ回路 502とスレーブ段のフリップフロップ回路 503と、同 相出力増幅器 504と、直交出力増幅器 505とを有する。 1000MHz同相局部発振信 号は、入力増幅器 501で増幅される。増幅された 1000MHz同相局部発振信号は、 フリップフロップ回路 502とフリップフロップ回路 503のそれぞれのクロック入力に入 力する。フリップフロップ回路 502の Q出力とフリップフロップ回路 503の D入力が接 続されている。フリップフロップ回路 503の QB出力とフリップフロップ回路 502の D入 力が接続されている。フリップフロップ回路 502の Q出力から、分周器 20の 1000M Hz同相局部発振信号を 2分周した 500MHz同相局部発振信号は、フリップフロップ 回路 502の Q出力から出力される。 500MHz同相局部発振信号は、同相出力増幅 器 504で増幅される。フリップフロップ回路 503の Q出力から、分周器 20の 1000M Hz同相局部発振信号を 2分周し、 500MHz同相局部発振信号より位相が 90° 進 んだ 500MHz直交局部発振信号は、フリップフロップ回路 503の Q出力から出力さ れる。 500MHz直交局部発振信号は、直交出力増幅器 505で増幅される。つまり、 分周器 38の出力は、局部発振器 18の入力信号 (4. OGHz帯）を 8分周したものであ る。
[0063] フリップフロップ回路 303の Q出力にダミー回路 37が接続されている。フリップフロッ プ回路 308の Q出力にダミー回路 39が接続されて 、る。
[0064] 分周器 20と分周器 38とはそれぞれ制御部 23が接続されている。マルチモード無 線機 400の動作モードに応じて分周器 20、 38の動作をオン Zオフ切り替える。マル チモード無線機 400が、 1800MHzモード動作時は、分周器 19のみ動作し、直交復 調器 12に、 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号を出力 する。このとき、分周器 20と分周器 38は制御部 23によりオフしている。マルチモード 無線機 400が、 900MHzモード動作時は、分周器 19と分周器 20が動作し、直交復 調器 13に、 900MHz同相局部発振信号と 900MHz直交局部発振信号を出力する 。このとき、分周器 38は制御部 23によりオフしている。
[0065] マルチモード無線機 400が 2. 4GHzモード動作時には、分周器 19、分周器 20お よび分周器 38が動作する。分周器 19は、受信ミキサ 33に 2000MHz同相局部発振 信号を出力する。分周器 38は、直交復調器 35に 500MHz同相局部発振信号と 50 OMHz直交局部発振信号を出力する。マルチモード無線機 400が、 5. 2GHzモー ド動作時は、分周器 19と分周器 20が動作する。局部発振器 18は受信ミキサ 34に 4 OOOMHz局部発振信号として出力する。分周器 20は、直交復調器 36に 1000MH z同相局部発振信号と 1000MHz直交局部発振信号を出力する。このとき、分周器 3 8は制御部 23によりオフしている。マルチモード無線機 400の動作モードに対する分 周部 40の動作をまとめたものを (表 2)に示す。
[0066] [表 2]
表 2
Figure imgf000024_0001
1800MHzモード動作時は、オフした分周器 20およびオフした増幅器 506がそれ ぞれフリップフロップ回路 302の Q出力に接続されている。しかし、ダミー回路 37をォ フした分周器 20の入力増幅器 306およびオフした増幅器 506と同一の回路とするこ とで、インピーダンスの対称性を保つ。よって、 1800MHz同相局部発振信号と 180 0MHz直交局部発振信号の高精度の 90° 位相差を得ることができる。 900MHzモ ード動作時はオフした分周器 38がフリップフロップ回路 307の Q出力に接続されてい る。しかし、ダミー回路 39をオフした分周器 38の入力増幅器 501と同一の回路とする ことで、インピーダンスの対称性を保つ。よって、 900MHz同相局部発振信号と 900 MHz直交局部発振信号の高精度の 90° 位相差を得ることができる。
[0068] なお、ダミー回路 37は入力増幅器 306及び増幅器 506の、ダミー回路 39は入力 増幅器 501のそれぞれ一部分の回路構成を有して 、てもよ 、。
[0069] 同様に、 5. 2GHz動作時も、オフした分周器 38とダミー回路 39でインピーダンスの バランスを保つ。よって、 1000MHz同相局部発振信号と 1000MHz直交局部発振 信号を得ることができる。分周器 20の出力は、直交復調器 13と直交復調器 36に接 続されている。制御部 23は、 900MHz動作時に、直交復調器 13がオン、直交復調 器 36がオフするように電流制御をする。また、制御部 23は、 5. 2GHz動作時に、直 交復調器 13がオフ、直交復調器 36がオンするように電流制御する。 900MHz動作 時は、オフした直交復調器 36が接続されている。しかし、 900MHz同相局部発振信 号と 900MHz直交局部発振信号のそれぞれに接続された回路が同一なので入カイ ンピーダンスの対称性に影響しない。同様に、 5. 2GHz動作時は、オフした直交復 調器 13が接続されて 、るが、インピーダンスの対称性に影響しな 、。
[0070] また、このときの動作モードの使用帯域に対する局部発振器 18の使用周波数帯は
(表 3)のようになる。
[0071] [表 3]
表 3
Figure imgf000025_0001
[0072] 以上より、複数の無線システムに対応するために分周器を共用化し組み合わせるこ とで、回路規模を小さくし簡易化したマルチモード無線機を実現させることができる。
[0073] なお、本実施の形態 2では、マルチモード無線機の受信系につ!/、て説明した力 送 信系につ 、て同様に実現できることは言うまでもな!/、。 [0074] なお、本実施の形態 2では、無線システムごとに直交復調器を備えた。しかし、複数 の無線システムに対応した一つの直交復調器を用いて、直交復調器に入力する局 部発振信号を無線システムごとに切り替えても良い。
[0075] なお、本実施の形態 2では、無線システムとして、 GSM1800MHz帯、 GSM900 MHz帯、 IEEE802. l la、 IEEE802. l ibについて説明した。し力し、これ以外の 無線システムでもかまわな 、。
[0076] なお、ダミー回路 37は、オフした分周器 20の入力増幅器 306及び増幅器 506と同 一のインピーダンスを有していれば、抵抗とコンデンサにより構成されても良い。
[0077] なお、ダミー回路 39は、オフした分周器 38の入力増幅器 501と同一のインピーダ ンスを有して 、れば、抵抗とコンデンサにより構成されても良 、。
[0078] また、本実施の形態 2では、ダミー回路 37を分周器 19の直交局部発振信号側に接 続し、分周器 20を同相局部発振信号に接続する場合を示したが、逆であっても良い 。また、ダミー回路 39を分周器 20の直交局部発振信号側に接続し、分周器 38を同 相局部発振信号に接続する場合を示したが、逆であっても良い。
[0079] なお、ダミー回路 37及び 39は、 90° 位相差を保つほかにも、 180° 位相差を保つ ために用いられても良い。
[0080] なお、実施の形態 1では、マルチモード無線機が対応する無線システムの数を 2と し、実施の形態 2では、マルチモード無線機が対応する無線システムの数を 4とした。 しかし、これらに限らず 3又は 5以上の複数でも良い。
[0081] (実施の形態 3)
図 6は、本実施の形態 3におけるマルチモード無線機の構成の一例を示したもので ある。本実施の形態 3のマルチモード無線機 600は、第 1の周波数帯と第 2の周波数 帯を使用する。具体例として、無線システムを GSM、第 1の周波数帯を 1800MHz 帯、第 2の周波数帯を 900MHz帯として説明するが、これ以外の無線システム、周波 数帯でもかまわない。また、それぞれの動作モードを 1800MHzモード、 900MHzモ ードとする。本発明の実施の形態 1で説明した構成要素と同一の構成要素について は同一の符号を付することで説明を省略する。
[0082] 図 6において、分周部 603における分周器 601は、分周器 19の出力である 1800 MHz同相局部発振信号を更に 2分周する。ダミー回路 602は、分周器 19の直交局 部発振信号側に接続されている。 1800MHzモード動作時は、分周器 19が 1800M Hz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号を直交変調器 6または直交 復調器 12に出力する。 900MHz動作時は、分周器 601が 900MHz同相局部発振 信号と 900MHz直交局部発振信号を直交変調器 7または直交復調器 13に出力す る。制御部 23は、分周器 601とダミー回路 602に接続され、マルチモード無線機 60 0の動作モードに応じた信号を出力している。
[0083] 図 7は分周部 603の構成を示したものである。ダミー回路 602は、分周器 601の入 力増幅器 604と同一の回路構成である。制御部 23は、 1800MHzモード動作時に、 分周器 601のフリップフロップ 307、フリップフロップ 308、同相出力増幅器 309およ び直交出力増幅器 310をオフする。入力増幅器 604とダミー回路 602はオンして電 流を流している。このとき、制御部 23は、入力増幅器 604とダミー回路 602に流れる 電流を調整する。よって、 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振 信号の位相差を調整することができる。
[0084] 図 8は、入力増幅器 604の一例を示す回路図である。図 8より、入力増幅器 604は 差動増幅回路である。トランジスタ 605とトランジスタ 606のェミッタ端子が接続され差 動対をなして 、る。トランジスタ 605は負荷抵抗 607を介して電圧源に接続されて ヽ る。トランジスタ 606は負荷抵抗 608を介して電圧源に接続されている。トランジスタ 6 05のェミッタとトランジスタ 606のェミッタは、電流源として動作するトランジスタ 609に 接続されている。トランジスタ 609のベースは制御部 23に接続されている。トランジス タ 609のベースに与えられる制御部 23からの信号電圧により、入力増幅器 604に流 れる電流を制御できる。トランジスタ 609のェミッタは抵抗 610を介して接地される。ま た、ダミー回路 602も同一の回路構成である。制御部 23は、信号によりダミー回路 60 2に流れる電流を制御することができる。ダミー回路 602と入力増幅器 604と異なる点 は、ダミー回路 602は、増幅した信号を出力しない点である。
[0085] マルチモード無線機 600が 900MHzモード動作時に、分周器 19から出力された 1 800MHz同相局部発振信号は、トランジスタ 605、トランジスタ 606に入力される。 1 800MHz同相局部発振信号は、負荷抵抗 607、負荷抵抗 608で電圧変換されてト ランジスタ 605のコレクタ、トランジスタ 606のコレクタからフリップフロップ 307、フリツ プフロップ 308に出力される。
[0086] マルチモード無線機 600が 1800MHzモード動作時に、入力増幅器 604とダミー 回路 602は、制御部 23からの信号により電流を制御される。よって、分周器 19から みた入力増幅器 604とダミー回路 602の入力インピーダンスが変化する。制御部 23 は、分周器 19から出力される 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部 発振信号の位相差が 90° になるように、入力増幅器 604とダミー回路 602に信号を 出力する。このとき、入力増幅器 604に流れる電流を 900MHzモード動作時に流れ る電流より小さくして位相差の制御をしてもよぐマルチモード無線機 600の消費電力 を抑えることができる。
[0087] 以上より、複数の無線システムで分周器を共用化し組み合わせることで、回路規模 を小さくし簡易化したマルチモード無線機を実現させることができる。
[0088] なお、本実施の形態 3では、入力増幅器 604とダミー回路 602を平衡の差動増幅 回路としたが、不平衡の回路でもかまわない。
[0089] また、本実施の形態 3では、ダミー回路 602を分周器 19の直交局部発振信号側に 接続し、分周器 601を同相局部発振信号側に接続したが、逆であってもよい。
[0090] なお、本実施の形態 3では、入力増幅器 604とダミー回路 602に流れる電流をそれ ぞれ制御部 23からの信号で制御するとした。しかし、入力増幅器 604の電流は一定 で、ダミー回路 602に流れる電流を制御部 23からの信号で制御するとしても良い。ま た、ダミー回路 602に流れる電流を一定で、入力増幅器 604に流れる電流を制御部 23からの信号で制御するとしても良い。なお、この場合、ダミー回路 602の回路構成 は、分周器 601の入力増幅器 604の一部の回路構成と同一であってもよい。
[0091] (実施の形態 4)
図 9は、本実施の形態 4におけるマルチモード無線機の構成の一例を示したもので ある。本実施の形態 4のマルチモード無線機 700は、第 1の周波数帯と第 2の周波数 帯を使用する。具体例として、無線システムを GSM、第 1の周波数帯を 1800MHz 帯、第 2の周波数帯を 900MHz帯として説明する。また、それぞれの動作モードを 1 800MHzモード、 900MHzモードとする。本発明の実施の形態 1で説明した構成要 素と同一の構成要素については同一の符号を付することで説明を省略する。
[0092] 図 9において、分周部 702における分周器 701は局部発振器 18の出力（3. 6GHz 帯）を 2分周する回路である。分周器 20は分周器 701の出力である 1800MHz同相 局部発振信号を更に 2分周する回路である。 1800MHzモード動作時は、分周器 70 1が 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号を直交変調器 6 または直交復調器 12に出力する。 900MHz動作時は、分周器 20が 900MHz同相 局部発振信号と 900MHz直交局部発振信号を直交変調器 7または直交復調器 13 に出力する。制御部 23は、分周器 20と分周器 701に接続され、マルチモード無線機 700の動作モードに応じた信号を出力している。
[0093] 図 10は分周部 702の構成を示したものである。制御部 23は、 1800MHzモード動 作時に、分周器 20の人力増幅器 306、フリップフロップ 307、フリップフロップ 308、 同相出力増幅器 309および直交出力増幅器 310をオフする。このとき、制御部 23は 、同相出力増幅器 703と直交出力増幅器 704に流れる電流を調整することで、 180 0MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号の位相差を調整すること ができる。
[0094] 図 11は、同相出力増幅器 703の一例を示す回路図である。図 11より、同相出力増 幅器 703は差動増幅回路である。トランジスタ 705とトランジスタ 706のェミッタ端子が 接続され差動対をなして 、る。トランジスタ 705は負荷抵抗 707を介して電圧源に接 続されている。トランジスタ 706は負荷抵抗 708を介して電圧源に接続されている。ト ランジスタ 705のェミッタとトランジスタ 706のェミッタは、電流源として動作するトラン ジスタ 709に接続されている。トランジスタ 709のベースは制御部 23に接続されてい る。トランジスタ 709のベースに与えられる制御部 23からの信号電圧により、入力増 幅器 703に流れる電流を制御できる。トランジスタ 709のェミッタは抵抗 710を介して 接地される。また、直交出力増幅器 704も同一の回路構成であり、制御部 23からの 信号により直交出力増幅器 704に流れる電流を制御することができる。
[0095] マルチモード無線機 700が 1800MHzモード動作時は、同相出力増幅器 703と直 交出力増幅器 704は、制御部 23からの信号により電流を制御される。よって、同相 出力増幅器 703と直交出力増幅器 704の入力インピーダンスが変化する。制御部 2 3は、分周器 701から出力される 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局 部発振信号の位相差が 90° になるように、同相出力増幅器 703と直交出力増幅器 704に信号を出力する。
[0096] 以上より、複数の無線システムで分周器を共用化し組み合わせることで、回路規模 を小さくし簡易化したマルチモード無線機を実現させることができる。
[0097] なお、本実施の形態 4では、同相出力増幅器 703と直交出力増幅器 704を平衡の 差動増幅回路としたが、不平衡の回路でもかまわない。
[0098] また、本実施の形態 4では、分周器 20を同相局部発振信号側に接続したが、逆に 直交局部発振信号側に接続してもよい。
[0099] なお、本実施の形態 4では、同相出力増幅器 703と直交出力増幅器 704に流れる 電流をそれぞれ制御部 23からの信号で制御するとした。しかし、同相出力増幅器 70 3の電流は一定で、直交出力増幅器 704に流れる電流を制御部 23からの信号で制 御するとしても良い。また、直交出力増幅器 704に流れる電流を一定で、同相出力 増幅器 703に流れる電流を制御部 23からの信号で制御するとしても良い。
[0100] (実施の形態 5)
図 12は、本実施の形態 5におけるマルチモード無線機の構成の一例を示したもの である。本実施の形態 5のマルチモード無線機 800は、第 1の周波数帯と第 2の周波 数帯を使用する。具体例として、無線システムを GSM、第 1の周波数帯を 1800MH z帯、第 2の周波数帯を 900MHz帯として説明するが、これ以外の無線システム、周 波数帯でもかまわない。また、それぞれの動作モードを 1800MHzモード、 900MH zモードとする。本発明の実施の形態 1一 4で説明した構成要素と同一の構成要素に ついては同一の符号を付することで説明を省略する。
[0101] 図 12において、分周部 801における分周器 601は、分周器 701の出力である 180 0MHz同相局部発振信号を更に 2分周する回路である。ダミー回路 602は、分周器 701の直交局部発振信号側に接続されている。 1800MHzモード動作時は、分周器 701が 1800MHz同相局部発振信号と 1800MHz直交局部発振信号を直交変調 器 6または直交復調器 12に出力する。 900MHz動作時は、分周器 601が 900MHz 同相局部発振信号と 900MHz直交局部発振信号を直交変調器 7または直交復調 器 13に出力する。制御部 23は、分周器 701、分周器 601およびダミー回路 602に 接続され、マルチモード無線機 800の動作モードに応じた信号を出力している。
[0102] 図 13は、分周部 801の構成を示したものである。ダミー回路 602は、分周器 601の 入力増幅器 604と同一の回路構成である。制御部 23は、 1800MHzモード動作時 に、分周器 601のフリップフロップ 307、フリップフロップ 308、同相出力増幅器 309 および直交出力増幅器 310をオフする。入力増幅器 604はオンして電流を流してい る。また、ダミー回路 602も制御部 23からの信号によりオンして電流を流している。こ のとき、制御部 23は、入力増幅器 604、ダミー回路 602、同相出力増幅器 703およ び直交出力増幅器 704に流れる電流を制御する。よって、 1800MHz同相局部発振 信号と 1800MHz直交局部発振信号の位相差を調整することができる。
[0103] 以上より、複数の無線システムで分周器を共用化し組み合わせることで、回路規模 を小さくし簡易化したマルチモード無線機を実現させることができる。
[0104] なお、本実施の形態 5では、不平衡の回路として説明したが、平衡の回路でもかま わない。
[0105] また、本実施の形態 5では、ダミー回路 602を分周器 701の直交局部発振側に接 続し、分周器 601を同相局部発振側に接続したが、逆であってもよい。
[0106] なお、本実施の形態 5では、入力増幅器 604、ダミー回路 602、同相出力増幅器 7 03および直交出力増幅器 704に流れる電流をそれぞれ制御部 23からの信号で制 御するとした。しかし、これらのうちいずれか 1つの電流を制御するとしても良い。また 、いずれ力 2つの電流を制御するとしても良い。また、いずれか 3つの電流を制御す るとしても良い。なお、ダミー回路 602又は入力増幅器 604のいずれか一方のみの 電流を制御する場合、ダミー回路 602の回路構成は、分周器 601の入力増幅器 604 の一部の回路構成と同一であってもよい。
[0107] 本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲 を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明ら かである。
[0108] 本出願は、 2004年 3月 4日出願の日本特許出願（特願 2004— 60388)及び 2005 年 2月 23日出願の日本特許出願 (特願 2005— 47649)に基づくものであり、その内 容はここに参照として取り込まれる。
産業上の利用可能性
本発明に力かるマルチモード無線機は、異なる無線システムに対応した分周器を 共用化し組み合わせることで回路規模を小さく簡易化する効果を有し、通信分野等 において有用であり、通信に関する電気機器、例えば、携帯電話、無線 LAN等にお いて利用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 局部発振器の出力を分周して第 1の同相局部発振信号と第 1の直交局部発振信 号を出力する第 1の分周器と、
前記第 1の同相局部発振信号出力に接続され、前記第 1の同相局部発振信号を 分周して第 2の同相局部発振信号と第 2の直交局部発振信号を出力する第 2の分周 器と、
前記第 1の同相局部発振信号と前記第 1の直交局部発振信号の位相差を 90度に 保つ位相補正手段と、
を備える分周回路。
[2] 局部発振器の出力を分周して第 1の同相局部発振信号と第 1の直交局部発振信 号を出力する第 1の分周器と、
前記第 1の直交局部発振信号出力に接続され、前記第 1の直交局部発振信号を 分周して第 2の同相局部発振信号と第 2の直交局部発振信号を出力する第 2の分周 器と、
前記第 1の同相局部発振信号と前記第 1の直交局部発振信号の位相差を 90度に 保つ位相補正手段と、
を備える分周回路。
[3] 前記位相補正手段は、前記第 1の直交局部発振信号出力に接続され、前記第 2の 分周器と等 U、入力インピーダンスを有するダミー回路を含む請求項 1に記載の分 周回路。
[4] 前記位相補正手段は、前記第 1の同相局部発振信号出力に接続され、前記第 2の 分周器と等 U、入力インピーダンスを有するダミー回路を含む請求項 2に記載の分 周回路。
[5] 前記ダミー回路が、抵抗とコンデンサを含む回路である請求項 3又は 4に記載の分 周回路。
[6] 前記ダミー回路が、前記第 2の分周器の入力増幅器と同じ増幅器である請求項 3 又は 4に記載の分周回路。
[7] 前記ダミー回路が、前記第 2の分周器の入力増幅器の一部分と同じ回路である請 求項 3又は 4に記載の分周回路。
[8] 前記入力増幅器と前記ダミー回路の電流を制御する制御部を備えた請求項 6に記 載の分周回路。
[9] 前記位相補正手段は、前記第 1の分周器の同相出力増幅器と前記第 1の分周器 の直交出力増幅器との電流を制御する制御部を含む請求項 1又は 2に記載の分周 回路。
[10] 前記位相補正手段は、前記第 1の直交局部発振信号出力に接続されたダミー回 路と前記第 1の分周器の同相出力増幅器と前記第 1の分周器の直交出力増幅器と の電流を制御する制御部を含む請求項 1に記載の分周回路。
[11] 前記位相補正手段は、前記第 1の同相局部発振信号出力に接続されたダミー回 路と、前記第 1の分周器の同相出力増幅器と前記第 1の分周器の直交出力増幅器と の電流を制御する制御部とを含む請求項 2に記載の分周回路。
[12] 前記ダミー回路が、抵抗とコンデンサを含む回路である請求項 10又は請求項 11に 記載の分周回路。
[13] 前記ダミー回路が、前記第 2の分周器の入力増幅器と同じ回路構成を有する請求 項 10又は 11に記載の分周回路。
[14] 前記ダミー回路が、前記第 2の分周器の入力増幅器の一部分と同じ回路構成を有 する請求項 10又は 11に記載の分周回路。
[15] 前記入力増幅器と前記ダミー回路の電流を制御する制御部を備えた請求項 13に 記載の分周回路。
[16] 請求項 1ないし 15のいずれか記載の分周回路を具備するマルチモード無線機。
[17] 前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、
前記第 1の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、同 相ベースバンド送信信号及び直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 1の周波 数を有する第 1の送信信号を出力する第 1の直交変調器と、
前記第 2の同相局部発振信号及び前記第 2の直交局部発振信号が入力され、前 記同相ベースバンド送信信号及び前記直交ベースバンド送信信号を直交変調して 第 2の周波数を有する第 2の送信信号を出力する第 2の直交変調器と、 を具備する請求項 16に記載のマルチモード無線機。
[18] 前記第 2の分周器、前記第 1の直交変調器及び前記第 2の直交変調器に接続され
、前記第 1の送信信号を送信するモードと前記第 2の送信信号を送信するモードとを 切り替える制御部を具備する請求項 17に記載のマルチモード無線機。
[19] 前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、
前記第 1の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、第 1 の周波数を有する第 1の受信信号を直交復調して同相ベースバンド受信信号及び 直交ベースバンド受信信号を出力する第 1の直交複調器と、
前記第 2の同相局部発振信号及び前記第 2の直交局部発振信号が入力され、第 2 の周波数を有する第 2の受信信号を直交復調して前記同相ベースバンド受信信号 及び前記直交ベースバンド受信信号を出力する第 2の直交複調器と、
を具備する請求項 16に記載のマルチモード無線機。
[20] 前記第 2の分周器、前記第 1の直交複調器及び第 2の直交複調器に接続され、前 記第 1の受信信号を受信するモードと前記第 2の受信信号を受信するモードとを切り 替える制御部を具備する請求項 19に記載のマルチモード無線機。
[21] 前記第 1の分周器に局部発振信号を出力する局部発信器と、
前記第 1の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、同 相ベースバンド送信信号及び直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 1の周波 数を有する第 1の送信信号を出力する第 1の直交変調器と、
前記第 2の同相局部発振信号及び前記第 2の直交局部発振信号が入力され、同 相ベースバンド送信信号及び直交ベースバンド送信信号を直交変調して第 2の周波 数を有する第 2の送信信号を出力する第 2の直交変調器と、
前記第 1の同相局部発振信号及び前記第 1の直交局部発振信号が入力され、前 記第 1の周波数を有する第 1の受信信号を直交復調して同相ベースバンド受信信号 及び直交ベースバンド受信信号を出力する第 1の直交複調器と、
前記第 2の同相局部発振信号及び前記第 2の直交局部発振信号が入力され、前 記第 2の周波数を有する第 2の受信信号を直交復調して前記同相ベースバンド受信 信号及び前記直交ベースバンド受信信号を出力する第 2の直交複調器と、 を具備する請求項 16に記載のマルチモード無線機。
前記第 2の分周器、前記第 1の直交変調器、前記第 2の直交変調器、前記第 1の直 交複調器及び前記第 2の直交複調器に接続され、前記第 1の送信信号を送信して 前記第 1の受信信号を受信するモードと、前記第 2の送信信号を送信して前記第 2の 受信信号を受信するモードとを切り替える制御部を具備する請求項 21に記載のマル チモード無線機。
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