WO2005081404A1

WO2005081404A1 - パルス波レーダー装置

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Publication number: WO2005081404A1
Application number: PCT/JP2005/002320
Authority: WO
Inventors: Hitoyoshi Kurata; Takeshi Yokoyama
Original assignee: Tdk Corporation
Priority date: 2004-02-24
Filing date: 2005-02-16
Publication date: 2005-09-01
Also published as: KR20060061303A; JP4342552B2; KR100720878B1; JPWO2005081404A1; US7492311B2; US20070098124A1; CN1806387A; EP1737129A1

Abstract

変調パルス波のパルス幅には１ｎｓｅｃ以下が要求されるが、従来用いられているＰＩＮダイオードでこのようなパルス幅の狭い変調パルス波を扱うことは困難である。一方、パルス波レーダー装置では、パルス幅の狭い変調パルス波を扱うと、わずかの内部伝搬遅延の誤差であっても測定した時間の誤差に大きく影響することとなる。このような課題を解決するために、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するパルス変調器及びパルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置は、パルス発生回路からのパルスを微分して幅の狭い微分波を発生させ、この微分波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

Description

明細書

パルス波レーダー装置

技術分野

[0001] 本発明は、パルス幅の狭、変調パルス波を発生するパルス変調器及びパルス波を使用するパルス波レーダー装置に関する。特に、近距離の対象物までの距離を測定したり、対象物までの距離を正確に測定したりするパルス波レーダー装置に関する。背景技術

[0002] パルス波を送信して、対象物からの反射を受信するまでの時間から、対象物までの距離を測定する各種のパルス波レーダー装置が知られて、る。このようなパルス波レーダー装置にお!、ては、変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を測定することにより、ノルス波レーダー装置力対象物までの距離に比例した信号を得て、その信号力も距離を算出している。

[0003] パルス波レーダー装置は、対象物との距離が 100km程度の気象探査や飛行機に搭載する位置 '距離の測定装置として利用されてきた。これらの用途では感度を上げるために、数 lOOnsec程度のパルス幅の変調パルス波を用いてきた。し力し、対象物が 10cm程度の近距離にあるときにも、数 lOOnsec程度のパルス幅の変調パルス波を用いると、変調パルス波を送信アンテナ力も放射しているパルス幅の時間内に対象物からの反射波を受信することとなり、正常に受信することができなくなる。

[0004] このため、変調パルス波のパルス幅には lnsec以下が要求される力従来用いられて!、る PINダイオードでこのようなパルス幅の狭!、変調パルス波を扱うパルス変調器を構成することは困難である。従来の技術として、ショットキーノリア一ダイオードや F ETを用いるパルス変調器が提案されている（例えば、特許文献 1参照。 ) oこのような構成のパルス変調器のパルス幅は、パルス発生回路の発生するパルスのパルス幅に依存することになる。

[0005] パルス発生回路だけでパルス幅の狭!、パルスを発生できるようにするためには、パルス発生回路を高速動作する素子で構成しなければならな、。高速動作する素子は高価でかつ消費電力の増大を招くことになる。 [0006] 一方、パルス波レーダー装置では、送信波を放射してから受信波を受信するまでの時間を測定することにより、パルス波レーダー装置から対象物までの距離に比例した信号を得て、その信号力も対象物までの距離を算出している。実際には、パルス発生回路からのパルスをスタート信号としているため、パルス変調器等の内部伝搬遅延を予め見込んで、測定した時間を補正している。し力し、パルス幅の狭い変調パルス波を扱うと、わずかの内部伝搬遅延の誤差であっても測定した時間の誤差に大きく影響することとなる。

特許文献 1：特開 2000-258525号公報

発明の開示

[0007] そこで、このような課題を解決するために、本願発明は、パルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭、変調パルス波を出力するパルス変調器を提供することを目的とする。

[0008] また、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、パルス幅の狭い変調パルス波で対象物までの距離を測定することのできるパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。

[0009] さらに、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差の少ないパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。

[0010] このような目的を達成するために、本願第一発明のノルス変調器は、パルス発生回路からのパルスを微分して幅の狭、微分波を発生させ、この微分波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

[0011] 具体的には、本願第一発明は、周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からのパルスを微分して微分波を出力する微分回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、前記微分回路からの微分波で前記発振回路からの発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスィッチ回路と、を備えるパルス変調器である。

[0012] 本願第一発明により、ノルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調ノルス波を出力することのできるノルス変調器とすることができる。 [0013] 本願第一発明において、前記微分回路が、一次の高域通過フィルタであることを特徴とするパルス変調器であってもよ、。

[0014] 上記発明により、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる

[0015] 本願第一発明において、前記微分回路と前記スィッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えるノルス変調器であってもよい。

[0016] 上記発明により、上記スィッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

[0017] このような目的を達成するために、本願第二発明のノルス変調器は、パルス発生回路からのパルスを帯域通過回路に通して、所定の周波数成分を持つパルス波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

[0018] 具体的には、本願第二発明は、周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からのパルスの特定周波数成分を通過させる帯域通過回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、前記帯域通過回路からの出力で前記発振回路からの発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイツチ回路と、を備えるパルス変調器である。

[0019] 本願第二発明により、ノルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調ノルス波を出力することのできるノルス変調器とすることができる。

[0020] 本願第二発明において、前記帯域通過回路が、二次の帯域通過フィルタであることを特徴とするパルス変調器であってもよ、。

[0021] 上記発明により、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる

[0022] 本願第二発明において、前記帯域通過回路と前記スィッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えるパルス変調器であってもよい。

[0023] 上記発明により、上記スィッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

[0024] 前述した目的を達成するために、本願第三発明のパルス波レーダー装置は、本願発明の、ずれかのノルス変調器を備える。

[0025] 具体的には、本願第三の発明は、前記いずれかのパルス変調器と、前記いずれかのパルス変調器からの変調パルス波を放射する送信アンテナと、対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナと、該受信アンテナからの受信波を検波して対応するパルスを強度復調する受信回路と、を備えるパルス波レーダー装置である。

[0026] 本願第三発明のパルス波レーダー装置により、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、ノルス幅の狭、変調パルス波で対象物までの伝搬往復時間を測定するため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができる。

[0027] 本願第三発明にお!/、て、前記変調パルス波を放射してから前記受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよい。

[0028] 上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

[0029] 前述した目的を達成するために、本願第四発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差が少なくなるようパルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波を利用するものである。

[0030] 具体的には、本願第四発明は、前記受信回路は、前記受信アンテナ力もの受信波及び前記パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とするパルス波レーダー装置である。

[0031] 本願第四発明のパルス波レーダー装置により、近距離にある対象物であっても、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

[0032] 本願第四発明において、前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調して力前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよ!/、。

[0033] 上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

[0034] 前述した目的を達成するために、本願第五発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差が少なくなるようパルス波レーダー装置内で分岐した変調パルス波を利用するものである。

[0035] 具体的には、本願第五発明は、前記パルス変調器からの変調パルス波の一部を分岐して出力する分岐回路をさらに備え、前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記分岐回路からの変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とするパルス波レーダー装置である。

[0036] 本願第五発明のパルス波レーダー装置により、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少、なくすることができる。

[0037] 本願第五発明において、前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調して力前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよ!/、。

[0038] 上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

[0039] 本願発明のパルス変調器は、ノルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調ノルス波を出力することができる。

[0040] また、本願発明のパルス波レーダー装置は、パルス幅の狭、変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、ノルス幅の狭、変調パルス波で対象物までの伝搬往復時間を測定するため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を柳』定することができる。

[0041] さらに、本願発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少、なくすることができる。

図面の簡単な説明

[0042] [図 1]本実施の形態のノルス変調器の概略構成を説明するブロック図である。

[図 2]本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタの構成例である。

[図 3]本実施の形態のノルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 4]本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタにクリップ回路を追加した構成例である。

[図 5]本実施の形態のノルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 6]本実施の形態のノルス変調器の概略構成を説明するブロック図である。

[図 7]本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタの構成例である。

[図 8]本実施の形態のノルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 9]本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタにクリップ回路を追加した構成例である。

[図 10]本実施の形態のノルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 11]本実施の形態のノルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。

[図 12]本実施の形態のノルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 13]本実施の形態の時間算出回路の構成の一部を説明するブロック図である。

[図 14]本実施の形態の時間算出回路の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 15]本実施の形態のノルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。

[図 16]本実施の形態の時間算出回路の構成の一部を説明するブロック図である。

[図 17]本実施の形態のノルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。

[図 18]本実施の形態のノルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。

11はパルス発生回路、 12は微分回路、 13はスィッチ回路、 14は発振回路、 15は送信アンテナ、 16は分配回路、 17は分岐回路、 21は受信アンテナ、 22は検波回路、 23は増幅回路、 24は比較回路、 25は時間算出回路、 26は時間算出回路、 27は合波回路、 31は入力端子、 32は出力端子、 33はコンデンサ、 34は抵抗、 35はダイオード、 36は抵抗、 37はインダクタ、 41はフリップフロップ回路、 42は低域通過フィルタ、 43は A— D変換回路、 44はフリップフロップ回路。発明を実施するための最良の形態

[0044] 以下に、図を参照しながら本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置の実施形態を説明する。なお、本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置は以下の実施形態に限定されるものではない。

[0045] (実施の形態 1)

本実施の形態は、パルス波レーダー装置に適用することのできるパルス変調器である。具体的には、パルス変調器のパルス発生回路は低速動作の電子回路で構成し、ノルス発生回路からのパルスを微分回路で微分してスパイク状の微分波とする。スパイク状の微分波とすると、パルス発生回路力ものパルスよりも、パルス幅の狭い波形とすることができる。当該スパイク状の微分波が所定値を超えないときは、発振回路からの発振波を遮断し、当該スパイク状の微分波が所定値を超えたときに、発振回路からの発振波を通過させることによってパルス変調する。パルス発生回路は低速動作の電子回路で構成するため、低コストかつ低消費電力とすることができる。その一方、微分回路は簡単に構成することができるため、パルス変調器自体のコストや消費電力に大きな影響を与えることなぐ狭ヽパルス幅の変調パルス波を出力するパルス変調器を実現することができる。

[0046] 図 1、図 2、図 3を用いて本実施の形態のパルス変調器を説明する。図 1は、本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図であって、 11は周期的なパルスを発生するパルス発生回路、 12はパルス発生回路 11からのパルスを微分してスパイク状の微分波を出力する微分回路、 13はスパイク状の微分波が所定値を超えたときに、後述する発振回路力の発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスィッチ回路、 14は変調周波数の発振波を発生する発振回路である。

[0047] 通常のパルス変調器は、パルス発生回路でパルス幅の狭いパルスを発生させるのに対し、本実施の形態のパルス変調器は、低速動作の電子回路で構成したパルス発生回路で幅の広いパルスを発生し、微分回路で幅の広いパルスを微分し、幅の狭 V、スパイク状の微分波を得るものである。

[0048] 図 1において、パルス発生回路 11は、周期的なパルスを発生する。繰り返し周期 t

f は、当該パルス変調器を適用する変調装置に合わせればよい。車載用のパルス波レーダー装置であれば、最大測定距離に対応させる。例えば、最大測定距離を 30m に設定すると、電波の伝搬往復時間である 200nsec以上の繰り返し周期とする。パルス発生回路を CMOS素子で構成すると、発生するパルスの立上がり時間立下がり時間は約 lnsec程度まで短縮できるため、パルス幅は約 3nsec程度までは狭くすることができる。

[0049] 微分回路 12は、パルス発生回路 11からのパルスを微分する。微分回路 12は、ァクティブ素子で構成してもよいし、ノッシブ素子で構成してもよい。パッシブ素子で構成すると低コスト、低消費電力とすることができる。ノ^シブ素子で構成する例として、一次の高域通過フィルタがある。一次の高域通過フィルタの例を図 2に示す。図 2は、本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタの構成例であって、 31は入力端子、 32は出力端子、 33はコンデンサ、 34は抵抗である。入力端子 31にパルス発生回路力ものパルスを入力すると、出力端子 32にはノルスを微分したスパイク状の微分波が出力される。コンデンサ 33と抵抗 34とで決まる時定数を 3nsecよりも短く設定すると、 3nsecのパルス幅のパルスを 3nsecよりも狭!、幅のスパイク状の微分波とすることができる。図 2は一次の高域通過フィルタの例であって、本実施の形態の微分回路は、この構成に限定されるものではない。

[0050] 図 1において、発振回路 14は、変調周波数の発振波を発生する。例えば、変調周波数を 24GHzとすると、 24GHzのサイン波を発生する。

[0051] スィッチ回路 13は、微分回路 12からの微分波で発振回路 14力もの発振波を出力する力否かを切り替える。即ち、微分回路 12からの微分波が所定値を超えたときに、発振回路 14からの発振波を通過させ、所定値を超えないときは、発振回路 14からの発振波を遮断する。その結果、スィッチ回路 13は、変調パルス波を出力する。この出力がパルス変調器の出力する変調パルス波となる。このような動作により、パルス発生回路の発生するノルスの幅よりも狭いパルス幅の変調パルス波を得ることができる

[0052] 図 3は、本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図 3の (A)、（B)、（C)、（D)は図 1における A、 B、 C、 D各点における動作波形を示す。図 3の（A)はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を微分回路で微分すると、図 3の（C)の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。一方、図 3の (B)は発振回路力の発振波である。スィッチ回路で図 3の（C)の微分波が閾値を超えたときに、図 3の（B)の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図 3の（D)に示すパルス変調波が得られる。

[0053] 図 1に示すパルス変調器において、微分回路 12とスィッチ回路 13との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えてもよい。図 4は、図 2で説明した一次の高域通過フィルタの後段にクリップ回路を備えた例である。図 4において、 35はダイオード、 36は抵抗である。図 2と同じ符号は同じ意味を表す。

[0054] 図 4にお、て、コンデンサ 33及び抵抗 34で一次の高域通過フィルタを構成し、入力端子 31から入力されたパルスを微分してスパイク状の微分波とする。ダイオード 35 は一次の高域通過フィルタの出力のうち、負側のスパイクの波高値を制限して、出力端子 32に出力する。この結果、例えば、出力端子 32に FETのゲートが接続されても、微分波の負側が素子の定格を超えることを防止することができる。

[0055] このような動作により図 4に示すクリップ回路は、図 1に示すスィッチ回路 13に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。ここでは、スパイクの負側の波高値を制限するクリップ回路を例としたが、スパイクの正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよ、し、スパイクの負側及び正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよい。

[0056] 図 5は、スパイク回路を備えるパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図 5の (A)、（B)、（D)は、図 1における A、 B、 D各点における動作波形を示す。但し、図 5の（M)は微分回路の後段に設けられたクリップ回路出力である。図 5 の (A)はノルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を微分回路で微分すると、図 3の（C)の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。クリップ回路では図 3の（C)のスパイクの負側の波高値を制限すると図 5の（M)の波形が得られる。一方、図 5の（B)は発振回路力の発振波である。スィッチ回路で図 5の（M)の波形が閾値を超えたときに、図 5の（B)の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図 5の (D)に示すパルス変調波が得られる。

[0057] 従って、本実施の形態のパルス変調器は、微分回路をカ卩えることによって、パルス発生回路を低速の電子回路で構成しても、狭いパルス幅の変調パルスを出力することができる。また、微分回路として、一次の高域通過フィルタを利用すると、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。さらに、微分回路とスィッチ回路との間にクリップ回路を備えることによって、スィッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

[0058] (実施の形態 2)

本実施の形態は、パルス波レーダー装置に適用することのできるパルス変調器である。具体的には、パルス変調器のパルス発生回路は低速動作の電子回路で構成し、パルス発生回路からのパルスを帯域通過回路を通して所定の周波数成分を抽出する。所定の周波数成分を抽出すると、ノルス発生回路からのパルスよりも、ノルス幅の狭い波形とすることができる。当該所定の周波数成分の波形が所定値を超えないときは、発振回路力の発振波を遮断し、当該所定の周波数成分の波形が所定値を超えたときに、発振回路力もの発振波を通過させることによってノルス変調する。パルス発生回路は低速動作の電子回路で構成するため、低コストかつ低消費電力とすることができる。その一方、帯域通過回路は簡単に構成することができるため、パルス変調器自体のコストや消費電力に大きな影響を与えることなぐ狭ヽパルス幅の変調パルス波を出力するパルス変調器を実現することができる。

[0059] 図 6、図 7、図 8を用いて本実施の形態のパルス変調器を説明する。図 6は、本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図であって、 11は周期的なパルスを発生するパルス発生回路、 18はパルス発生回路 11からのパルスから所定の周波数成分を抽出して出力する帯域通過回路、 13は帯域通過回路 18の出力が所定値を超えたときに、後述する発振回路力の発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスィッチ回路、 14は変調周波数の発振波を発生する発振回路である。

[0060] 通常のパルス変調器は、パルス発生回路でパルス幅の狭いパルスを発生させるのに対し、本実施の形態のパルス変調器は、低速動作の電子回路で構成したパルス発生回路で幅の広いパルスを発生し、帯域通過回路で幅の広いパルスから高周波成分を抽出し、幅の狭い波形を得るものである。

[0061] 図 6において、パルス発生回路 11は、図 1で説明したものと同様である。帯域通過回路 18は、パルス発生回路 11からのパルスのうち所定の周波数成分を抽出する。帯域通過回路 18は、アクティブ素子で構成してもよいし、パッシブ素子で構成してもよい。ノ¾シブ素子で構成すると低コスト、低消費電力とすることができる。パッシブ素子で構成する例として、二次の帯域通過フィルタがある。二次の帯域通過フィルタの例を図 7に示す。図 7は、本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタの構成例であって、 31は入力端子、 32は出力端子、 33はコンデンサ、 34は抵抗、 37はインダクタである。入力端子 31にパルス発生回路からのパルスを入力すると、出力端子 32にはパルスの所定の周波数成分が抽出された波形が出力される。コンデンサ 33、抵抗 34及びインダクタ 37で決まる通過周波数をパルス発生回路の発生するパルスの幅 3nsecの逆数よりも短く設定すると、 3nsecのパルス幅のパルスを 3nsecよりも狭、幅の波形とすることができる。図 7は二次の帯域通過フィルタの例であって、本実施の形態の帯域通過回路は、この構成に限定されるものではない。

[0062] ここで、図 7に示す二次の帯域通過フィルタの要求特性について説明する。入力端子 31にノレス幅 30nsec、立ち上がり Z立下り時間 200psec、パルス波高値 Vo = 3 . 3— 5Vのパルスを入力したとき、出力端子 32に波高値差が 0. 6V以上になるようなインダクタへの要求条件を求める。入力端子 31に接続されて二次の帯域通過フィルタを駆動するパルス発生回路 11の出力インピーダンスは 10— 75オーム、抵抗 34の抵抗値 Rを 50— 150オーム、コンデンサ 33の容量 Cを 1一 10pFと、各パラメータを振った結果、下記（1)式の条件が得られた。

この条件であれば、出力端子 32がソース接地の FETのゲートに接続されたとき、接続された FETのドレインソースが十分カットオフとなるゲートソース間を 0. 6V以下とすることができた。

[0063] 図 6において、発振回路 14及びスィッチ回路 13は図 1におけるものと同じように動作する。即ち、図 6において、スィッチ回路 13は、帯域通過回路 18からの波形で発振回路 14からの発振波を出力する力否かを切り替える。帯域通過回路 18からの波形が所定値を超えたときに、発振回路 14からの発振波を通過させ、所定値を超えないときは、発振回路 14からの発振波を遮断する。その結果、スィッチ回路 13は、変調パルス波を出力する。この出力がパルス変調器の出力する変調パルス波となる。このような動作により、パルス発生回路の発生するパルスの幅よりも狭いパルス幅の変調パルス波を得ることができる。

[0064] 図 8は、本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図 8の (A)、（B)、（P)、（Q)は図 6における A、 B、 P、 Q各点における動作波形を示す。図 8の（A)はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を帯域通過回路を通すと、図 8の（P)の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。一方、図 8の (B)は発振回路力の発振波である。スィッチ回路で図 8の（P)の波形が閾値を超えたときに、図 8の（B)の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図 8の（Q)に示すパルス変調波が得られる。

[0065] 図 6に示すパルス変調器において、帯域通過回路 18とスィッチ回路 13との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えてもよい。図 9は、図 7で説明した二次の帯域通過フィルタの後段にクリップ回路を備えた例である。図 9において、 35はダイオード、 36は抵抗である。図 7と同じ符号は同じ意味を表す。

[0066] 図 9において、コンデンサ 33、インダクタ 37及び抵抗 34で二次の帯域通過フィルタを構成し、入力端子 31から入力されたパルスから所定の周波数成分を抽出した波形とする。ダイオード 35は二次の帯域通過フィルタの出力のうち、負側のスパイクの波高値を制限して、出力端子 32に出力する。この結果、例えば、出力端子 32に FET のゲートが接続されても、微分波の負側が素子の定格を超えることを防止することができる。

[0067] このような動作により図 9に示すクリップ回路は、図 6に示すスィッチ回路 13に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。ここでは、スパイクの負側の波高値を制限するクリップ回路を例としたが、スパイクの正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよ、し、スパイクの負側及び正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよい。

[0068] 図 10は、クリップ回路を備えるパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図 10の (A)、（B)、（Q)は、図 6における A、 B、 Q各点における動作波形を示す。但し、図 10の (R)は帯域通過回路の後段に設けられたクリップ回路出力である。図 10の（A)はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を帯域通過回路で所定の周波数成分を抽出すると、図 8の（P)の波形が得られる。ここでは、ノルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。クリップ回路では図 8の（P)のスパイクの負側の波高値を制限すると図 10の (R)の波形が得られる。一方、図 10の（B)は発振回路からの発振波である。スィッチ回路で図 10の（R)の波形が閾値を超えたときに、図 10の（B)の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図 10の（Q)に示すパルス変調波が得られる。

[0069] 従って、本実施の形態のノルス変調器は、帯域通過回路をカ卩えることによって、パルス発生回路を低速の電子回路で構成しても、狭ヽパルス幅の変調パルスを出力することができる。また、帯域回路として、二次の帯域通過フィルタを利用すると、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。さらに、帯域通過回路とスィッチ回路との間にクリップ回路を備えることによって、スィッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

[0070] (実施の形態 3)

実施の形態 1で説明したパルス変調器を適用したパルス波レーダー装置の実施の形態を図 11に示す。図 1と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一の符号のものにっ、ての説明は省略する。

[0071] 図 11を用いて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図 11は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、 15は変調パルス波を放射する送信アンテナ、 16は発振回路 14からの発振波を分配する分配回路、 21は対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナ、 22は受信波と発振波をミキシングして、対応するパルスを強度復調する検波回路、 23は検波したパルスを増幅する増幅回路、 24は増幅したノルスと所定値との大小を比較する比較回路、 25は変調パルス波を放射して力受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路である。

[0072] ノルス変調器は、図 11で示すように実施の形態 1で説明したノルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路 11、微分回路 12、スィッチ回路 13、発振回路 14及び分配回路 16でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図 11で示すように実施の形態 1で説明したパルス変調器とすると、狭、パルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路 22、増幅回路 23、比較回路 24、発振回路 14及び分配回路 16で受信回路として機能する。

[0073] 図 11に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態 1で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態 2で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態 2で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態 1で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

[0074] 図 11において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、送信アンテナ 15は変調パルス波を放射する。対象物から反射した受信波は受信アンテナ 21で受信され、検波回路 22で発振回路 14から分配回路 16を通して分配された発振波により検波する。検波された後、増幅回路 23で増幅され、比較回路 24によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを再生する。比較回路 24は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。

[0075] 当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射して力受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路 25を設けてもよい。伝搬往復時間力も対象物までの距離が算出できる。

[0076] 従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置では、狭、パルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる [0077] 図 11では、送信アンテナ 15と受信アンテナ 21を別々に記載している力送受信共用のアンテナであってもよい。また、指向性のあるアンテナであれば、特定の方向の対象物までの伝搬往復時間を算出でき、広指向性のアンテナであれば、広い角度にわたって対象物までの伝搬往復時間を算出できる。アンテナの設置場所は問わなヽ。車載用であれば、フロントバンパー内、エンジンルーム内や運転席前部に装備される。以下の実施の形態でも同様である。

[0078] 時間算出回路 25は、パルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間を検出して、対象物までの伝搬往復時間を算出する。図 11 においては、パルス発生回路 11がパルスを発生してから、スィッチ回路 13がパルス発生回路 11力ものパルスを微分回路 12からの微分波で変調した変調パルス波を出力し、送信アンテナ 15がスィッチ回路 13からの変調パルス波を放射し、受信アンテナ 21が対象物から反射した受信波を受信し、検波回路 22が受信アンテナ 21からの受信波を検波し、増幅回路 23、比較回路 24を経て、時間算出回路 25に強度復調したパルスが入力するまでの時間を、時間算出回路 25が検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する。対象物までの距離は伝搬往復時間から算出することができる

[0079] 対象物までの距離 L (m)は、（1)式で与えられる。

L=t -C/2 (1)

P

但し、 t (sec)はパルス波レーダー装置が変調パルス波を放射して力受信波を受

P

信するまでの時間、 C (m/sec)は光速である。パルス波レーダー装置は対象物までの伝搬往復時間 tを検出するため、 2で割ることになる。時間算出回路 25では、予め

P

パルス波レーダー装置内の各回路での伝搬遅延時間を測定しておき、検出した時間をパルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間に換算することで、対象物までの伝搬往復時間を算出することが好ましい。

[0080] 図 12は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチヤート図である。図 12の（E)、（F)は図 11における E、 F各点における動作波形を示す。図 12の（E)は比較回路からの対応するパルスであり、図 12の（F)はパルス発生回路からのパノレスである。 [0081] 図 12において、 f 、 f は、パルス発生回路が発生するパルスで、 tはパルス発生回

1 2 f

路が発生するパルスの周期である。 e 、 eは、比較回路 24が出力する強度復調した

1 2

パルスで、 f と eの間には伝搬往復時間 tが生じている。これは、伝搬往復時間 tに

1 1 p

相当する距離に対象物が存在することを示す。対象物までの距離は（1)式から算出することができる。

[0082] 時間算出回路には、パルスカウント方式やフリップフロップ回路方式等が適用できる。パルスカウント方式は、パルス発生回路 11がパルスを出力したときをスタートタイミングとし、比較回路 24が強度復調した対応するパルスを出力したときをストップタイミングとして、その間にカウントされたパルス数から、時間を算出するものである。

[0083] フリップフロップ回路方式の例として、図 11における時間算出回路 25の構成の一部を説明するブロック図を図 13に示す。図 13において、 41はフリップフロップ回路、 42は低域通過フィルタ、 43は A-D変換回路である。フリップフロップ回路 41はセットリセット型が好ましい。フリップフロップ回路 41の Sはセット入力端子、 Rはリセット入力端子である。パルス発生回路 11からのパルスはセット入力端子 Sに入力され、比較回路 24力ものノルスはリセット入力端子 Rに入力される。対象物までの変調パルス波の往復する時間が短いと、フリップフロップ回路 41のセットからリセットまでの時間が短くなる。対象物までの変調パルス波の往復する時間が長いと、フリップフロップ回路 41のセットからリセットまでの時間が長くなる。このフリップフロップ回路 41の出力を低域通過フィルタ 42で平滑ィ匕すると、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルが出力される。必要に応じて、 A— D変換回路 43を設け、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルをディジタル信号に変換してもよ、。

[0084] 図 14は、本実施の形態の図 13に示す時間算出回路の動作を説明するタイミングチャート図である。図 14 (E)ゝ (F)、（G)、（H)は図 13における E、 F、 G、 H各点における動作波形を示す。図 14 (E)は比較回路からの強度復調したパルス、図 14 (F)はパルス発生回路からのパルス、図 14 (G)はフリップフロップ回路 41の出力、図 14 (H )は低域通過フィルタ 42の出力である。

[0085] 図 14において、フリップフロップ回路のセット入力端子にパルス発生回路からのパルス（図 14 (F) )が入力すると、フリップフロップ回路はオンとなり、フリップフロップ回路のリセット入力端子に比較回路力もの対応するパルス（図 14 (E) )が入力すると、フリップフロップ回路はオフとなる（図 14 (G) )。このフリップフロップ回路の出力力も低域通過フィルタで直流レベルを抽出すると、図 14 (H)の出力が得られる。直流レべルの信号をアナログ信号として処理してもよヽし、 A— D変換回路でディジタル信号に変換して処理してもよい。

[0086] 変調パルス波の周期 tは 10MHz以下が望ましい。パルス波レーダー装置から対 f

象物までの最大検知距離を 16mとすると、 1の変調パルス波が送信されて距離 16m のところにある対象物で反射されて戻ってくるまでに、次の変調パルス波が送信されると最大検知距離での対象物を検知できなくなる。最大検知距離 16mに対象物が存在すると、対象物までのパルス符号の往復時間が 106nsecとなる。 106nsecを 1周期とするクロック周波数は、 9. 4MHzである。従って、送信信号のクロック周期が 10 MHz以下であれば、最大検知距離は 16m以上を確保することができる。以下の実施の形態でも同様である。

[0087] 変調パルス波のパルス幅は 600psec以下が望ましい。パルス波レーダー装置から対象物までの最小検知距離を 10cmとすると、 1の変調パルス波が送信されて距離 1 Ocmのところにある対象物で反射されて戻ってくるまでに、 1の変調パルス波の送信が完了しないと最小検知距離での対象物を検知できなくなる。最小検知距離 10cm では、パルス符号の往復時間が 666psecとなる。従って、 RZ伝搬信号の符号のパルス幅が 600psec以下であれば、最小検知距離は 10cm以下を確保することができる。以下の実施の形態でも同様である。

[0088] (実施の形態 4)

パルス波レーダー装置の他の実施の形態を図 15に示す。図 15を用ヽて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図 15は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、図 11と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一符号のものについての説明は省略する。図 15において、 26は対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路である。図 11に示すパルス波レーダー装置との違いは、受信回路を構成する検波回路 22等が、受信アンテナ 21の受信した受信波を検波して対応するパルスを強度復調するだけでなく、パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波も検波して対応するパルスを強度復調する点である。

[0089] ノルス変調器は、図 15で示すように実施の形態 1で説明したノルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路 11、微分回路 12、スィッチ回路 13、発振回路 14及び分配回路 16でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図 15で示すように実施の形態 1で説明したパルス変調器とすると、狭、パルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路 22、増幅回路 23、比較回路 24、発振回路 14及び分配回路 16で受信回路として機能する。

[0090] 図 15に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態 1で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態 2で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態 2で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態 1で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

[0091] 図 15において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、送信アンテナ 15は変調パルス波を放射する。対象物から反射した受信波は受信アンテナ 21で受信され、検波回路 22で発振回路 14から分配回路 16を通して分配された発振波で検波する。検波された後、増幅回路 23で増幅され、比較回路 24によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを強度復調する。比較回路 24は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。このような受信回路で受信波を検波して対応するパルスを強度復調することになる。

[0092] 図 15において、受信回路は、受信波を検波して対応するパルスを強度復調するだけでなく、パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波も検波して対応するパルスを強度復調する。変調パルス波は、スィッチ回路 13から装置内の基板や空中を介して漏洩する。また、送信アンテナ 15から、受信アンテナ 21や検波回路 22へも漏洩する。

[0093] 当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射して力受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路 26を設けてもよい。伝搬往復時間力も対象物までの距離が算出できる。

[0094] 実施の形態 3で説明したように、パルス発生回路からのパルスをフリップフロップ回路のセット入力とすると、パルス変調器や受信回路での内部遅延のばらつきが大きい場合には、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じる。本実施の形態では、変調パルス波をスィッチ回路 13や検波回路 22を経由して入力するため、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じにくい。特に、近距離の対象物では、わずかの内部遅延のばらつきが誤差となるため、近距離の対象物までの伝搬往復時間の算出に大きな効果がある。

[0095] 図 15では、送信アンテナ 15と受信アンテナ 21を別々に記載している力送受信共用のアンテナであってもよい。送受信共用アンテナとすると、サーキユレータ等での漏洩を積極的に利用することができる。以下の実施の形態でも同様である。

[0096] 時間算出回路 26は、パルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間を検出して、対象物までの伝搬往復時間を算出する。図 15 においては、スィッチ回路 13がパルス発生回路 11からのパルスを微分回路 12からの微分波で変調した変調パルス波を出力し、送信アンテナ 15がスィッチ回路 13からの変調パルス波を放射する。受信アンテナ 21又は検波回路 22が変調パルス波を受信し、受信回路が変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから、受信アンテナ 21が対象物から反射した受信波を受信し、受信回路が反射波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を、時間算出回路 26が検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する。対象物までの距離は伝搬往復時間から算出することができる。対象物までの距離 L (m)は、（1)式で与えられる。

[0097] 時間算出回路には、パルスカウント方式やフリップフロップ回路方式等が適用できる。パルスカウント方式は、比較回路 24が変調波に対応するパルスを出力したときをスタートタイミングとし、比較回路 24が受信波に対応するパルスを出力したときをストップタイミングとして、その間にカウントされたノルス数から、時間を算出するものである。

[0098] フリップフロップ回路方式の例として、図 15における時間算出回路 26の構成の一部を説明するブロック図を図 16に示す。図 16において、 44はフリップフロップ回路、 42は低域通過フィルタ、 43は A-D変換回路である。フリップフロップ回路 44は T型が好ましい。対象物までのパルス符号の往復する時間が短いと、フリップフロップ回路 44の反転力復帰までの時間が短ぐ対象物までのパルス符号の往復する時間が長いと、フリップフロップ回路 44の反転力復帰までの時間が長くなり、このフリップフロップ回路 44の出力を低域通過フィルタ 42で平滑化すると、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルが出力される。必要に応じて、 A— D変換回路 43を設け、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルをディジタル信号に変換してもよい。

[0099] 図 17は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチヤート図である。図 17の (J)、（K)、（L)は図 16における J、K、L各点における動作波形を示す。

[0100] 図 17において、 j、 j、 j 、； jは、比較回路が発生するパルスで、 j、 jは変調パルス

1 2 3 4 1 3

波に対応するノ《ルス、 j、j は反射波に対応するノルス波である。 tはパルス発生回

2 4 f

路が発生するノルスの周期である。 jと jの間には伝搬往復時間 tが生じている。こ

1 2 P

れは、伝搬往復時間 tに相当する距離に対象物が存在することを示す。対象物まで

P

の距離は（1)式力も算出することができる。

[0101] 図 17において、 T型のフリップフロップ回路に比較回路からのパルス jが入力すると、 T型のフリップフロップ回路は反転し、パルス jが入力すると、 T型のフリップフロッ

2

プ回路は復帰する（図 17 (K) )。このフリップフロップ回路力もの出力を低域通過フィルタで直流レベルを抽出すると、図 17 (L)に示す出力が得られる。直流レベルの信号をアナログ信号として処理してもよ、し、 A— D変換回路でディジタル信号に変換して処理してもよい。

[0102] 従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置は、狭、パルス幅の変調パルスを利用し、内部遅延のばらつきの影響の少ない回路形式を採用しているため、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

[0103] (実施の形態 5)

パルス波レーダー装置の他の実施の形態を図 18に示す。図 18を用いて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図 18は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、図 15と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一符号のものについての説明は省略する。図 18において、 17はスィッチ回路 13からの変調パルス波の一部を分岐する分岐回路、 27は受信アンテナ 21からの受信波と分岐回路 17からの変調パルス波の一部を合波する合波回路である。図 15に示すパルス波レーダー装置との違いは、変調パルス波を積極的に分岐して受信回路で検波して対応するパルスを強度復調する点である。

[0104] ノルス変調器は、図 18で示すように実施の形態 1で説明したノルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路 11、微分回路 12、スィッチ回路 13、発振回路 14及び分配回路 16でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図 18で示すように実施の形態 1で説明したパルス変調器とすると、狭、パルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路 22、増幅回路 23、比較回路 24、発振回路 14及び分配回路 16で受信回路として機能する。

[0105] 図 18に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態 1で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態 2で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態 2で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態 1で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

[0106] 図 18において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、分岐回路 17を経て、送信アンテナ 15から変調パルス波を放射する。分岐回路 17で分岐された変調パルス波の一部は合波回路 27で合波され、検波回路 22で発振回路 14から分配回路 16を通して分配された発振波により検波する。検波された後、増幅回路 23で増幅され、比較回路 24によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを強度復調する。比較回路 24は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。これら受信回路で受信波を検波して対応するパルスを強度復調することになる。

[0107] 対象物力反射した受信波は受信アンテナ 21で受信され、分岐された変調パルス波と同様に対応するパルスを強度復調する。

[0108] 当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射して力受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路 26を設けてもよい。伝搬往復時間力も対象物までの距離が算出できる。

[0109] 実施の形態 3で説明したように、パルス発生回路からのパルスをフリップフロップ回路のセット入力とすると、パルス変調器や受信回路での内部遅延のばらつきが大きい場合には、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じる。本実施の形態では、変調パルス波もスィッチ回路 13や検波回路 22を経由して入力するため、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じにくい。特に、近距離の対象物では、わずかの内部遅延のばらつきが誤差となるため、近距離の対象物までの伝搬往復時間の算出に大きな効果がある。

[0110] 図 18では、送信アンテナ 15と受信アンテナ 21を別々に記載している力送受信共用のアンテナであってもよい。時間算出回路 26については、実施の形態 4で説明したと同様である。

[0111] 従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置は、狭いパルス幅の変調パルスを利用し、内部遅延のばらつきの影響の少ない回路形式を採用しているため、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。また、レベル精度良く変調パルス波を受信することができるので、確実に対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

産業上の利用可能性

[0112] 本発明のパルス波レーダー装置は車載用のみならず、固定して使用するものであつても、近距離用のパルス波レーダー装置の分野でも利用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、

前記パルス発生回路からのパルスを微分して微分波を出力する微分回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、

前記微分回路力の微分波で前記発振回路力の発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスィッチ回路と、を備えるパルス変調器。

[2] 前記微分回路が、一次の高域通過フィルタであることを特徴とする請求項 1に記載のパルス変調器。

[3] 前記微分回路と前記スィッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えることを特徴とする請求項 1に記載のパルス変調器。

[4] 周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、

前記パルス発生回路からのパルスの特定周波数成分を通過させる帯域通過回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、

前記帯域通過回路からの出力で前記発振回路力の発振波を出力する力否かを切り替えて変調パルス波を出力するスィッチ回路と、を備えるパルス変調器。

[5] 前記帯域通過回路が、二次の帯域通過フィルタであることを特徴とする請求項 4に記載のパルス変調器。

[6] 前記帯域通過回路と前記スィッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えることを特徴とする請求項 4に記載のパルス変調器。

[7] 請求項 1から 6に記載のいずれかのパルス変調器と、

前記パルス変調器からの変調パルス波を放射する送信アンテナと、

対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナと、

該受信アンテナ力の受信波を検波して対応するパルスを強度復調する受信回路と

、を備えるパルス波レーダー装置。

[8] 前記変調パルス波を放射して力前記受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項 7に記載のパルス波レーダー装置。

[9] 前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とする請求項 7に記載のパルス波レーダー装置。

[10] 前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項 9に記載のパルス波レーダー装置。

[11] 前記パルス変調器力らの変調パルス波の一部を分岐して出力する分岐回路をさらに備え、

前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記分岐回路からの変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とする請求項 7 に記載のパルス波レーダー装置。

[12] 前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項 11に記載のパノレス波レーダー装置。