JPWO2005081404A1 - パルス波レーダー装置 - Google Patents

Abstract

変調パルス波のパルス幅には１ｎｓｅｃ以下が要求されるが、従来用いられているＰＩＮダイオードでこのようなパルス幅の狭い変調パルス波を扱うことは困難である。一方、パルス波レーダー装置では、パルス幅の狭い変調パルス波を扱うと、わずかの内部伝搬遅延の誤差であっても測定した時間の誤差に大きく影響することとなる。このような課題を解決するために、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するパルス変調器及びパルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置は、パルス発生回路からのパルスを微分して幅の狭い微分波を発生させ、この微分波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

Description

本発明は、パルス幅の狭い変調パルス波を発生するパルス変調器及びパルス波を使用するパルス波レーダー装置に関する。特に、近距離の対象物までの距離を測定したり、対象物までの距離を正確に測定したりするパルス波レーダー装置に関する。

パルス波を送信して、対象物からの反射を受信するまでの時間から、対象物までの距離を測定する各種のパルス波レーダー装置が知られている。このようなパルス波レーダー装置においては、変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を測定することにより、パルス波レーダー装置から対象物までの距離に比例した信号を得て、その信号から距離を算出している。

パルス波レーダー装置は、対象物との距離が１００ｋｍ程度の気象探査や飛行機に搭載する位置・距離の測定装置として利用されてきた。これらの用途では感度を上げるために、数１００ｎｓｅｃ程度のパルス幅の変調パルス波を用いてきた。しかし、対象物が１０ｃｍ程度の近距離にあるときにも、数１００ｎｓｅｃ程度のパルス幅の変調パルス波を用いると、変調パルス波を送信アンテナから放射しているパルス幅の時間内に対象物からの反射波を受信することとなり、正常に受信することができなくなる。

このため、変調パルス波のパルス幅には１ｎｓｅｃ以下が要求されるが、従来用いられているＰＩＮダイオードでこのようなパルス幅の狭い変調パルス波を扱うパルス変調器を構成することは困難である。従来の技術として、ショットキーバリアーダイオードやＦＥＴを用いるパルス変調器が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。このような構成のパルス変調器のパルス幅は、パルス発生回路の発生するパルスのパルス幅に依存することになる。

パルス発生回路だけでパルス幅の狭いパルスを発生できるようにするためには、パルス発生回路を高速動作する素子で構成しなければならない。高速動作する素子は高価でかつ消費電力の増大を招くことになる。

一方、パルス波レーダー装置では、送信波を放射してから受信波を受信するまでの時間を測定することにより、パルス波レーダー装置から対象物までの距離に比例した信号を得て、その信号から対象物までの距離を算出している。実際には、パルス発生回路からのパルスをスタート信号としているため、パルス変調器等の内部伝搬遅延を予め見込んで、測定した時間を補正している。しかし、パルス幅の狭い変調パルス波を扱うと、わずかの内部伝搬遅延の誤差であっても測定した時間の誤差に大きく影響することとなる。
特開２０００−２５８５２５号公報

そこで、このような課題を解決するために、本願発明は、パルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するパルス変調器を提供することを目的とする。

また、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、パルス幅の狭い変調パルス波で対象物までの距離を測定することのできるパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。

さらに、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差の少ないパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。

このような目的を達成するために、本願第一発明のパルス変調器は、パルス発生回路からのパルスを微分して幅の狭い微分波を発生させ、この微分波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

具体的には、本願第一発明は、周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からのパルスを微分して微分波を出力する微分回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、前記微分回路からの微分波で前記発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路と、を備えるパルス変調器である。

本願第一発明により、パルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器とすることができる。

本願第一発明において、前記微分回路が、一次の高域通過フィルタであることを特徴とするパルス変調器であってもよい。

上記発明により、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。

本願第一発明において、前記微分回路と前記スイッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えるパルス変調器であってもよい。

上記発明により、上記スイッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

このような目的を達成するために、本願第二発明のパルス変調器は、パルス発生回路からのパルスを帯域通過回路に通して、所定の周波数成分を持つパルス波で発振回路からの発振波をスイッチングすることにより、パルス幅の狭い変調パルス波を出力するものである。

具体的には、本願第二発明は、周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からのパルスの特定周波数成分を通過させる帯域通過回路と、変調周波数の発振波を発生する発振回路と、前記帯域通過回路からの出力で前記発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路と、を備えるパルス変調器である。

本願第二発明により、パルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器とすることができる。

本願第二発明において、前記帯域通過回路が、二次の帯域通過フィルタであることを特徴とするパルス変調器であってもよい。

上記発明により、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。

本願第二発明において、前記帯域通過回路と前記スイッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えるパルス変調器であってもよい。

上記発明により、上記スイッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

前述した目的を達成するために、本願第三発明のパルス波レーダー装置は、本願発明のいずれかのパルス変調器を備える。

具体的には、本願第三の発明は、前記いずれかのパルス変調器と、前記いずれかのパルス変調器からの変調パルス波を放射する送信アンテナと、対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナと、該受信アンテナからの受信波を検波して対応するパルスを強度復調する受信回路と、を備えるパルス波レーダー装置である。

本願第三発明のパルス波レーダー装置により、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、パルス幅の狭い変調パルス波で対象物までの伝搬往復時間を測定するため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができる。

本願第三発明において、前記変調パルス波を放射してから前記受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよい。

上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

前述した目的を達成するために、本願第四発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差が少なくなるようパルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波を利用するものである。

具体的には、本願第四発明は、前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とするパルス波レーダー装置である。

本願第四発明のパルス波レーダー装置により、近距離にある対象物であっても、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

本願第四発明において、前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよい。

上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

前述した目的を達成するために、本願第五発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、距離測定誤差が少なくなるようパルス波レーダー装置内で分岐した変調パルス波を利用するものである。

具体的には、本願第五発明は、前記パルス変調器からの変調パルス波の一部を分岐して出力する分岐回路をさらに備え、前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記分岐回路からの変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とするパルス波レーダー装置である。

本願第五発明のパルス波レーダー装置により、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

本願第五発明において、前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とするパルス波レーダー装置であってもよい。

上記発明により、対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

本願発明のパルス変調器は、パルス発生回路を低速動作の素子で構成しても、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することができる。

また、本願発明のパルス波レーダー装置は、パルス幅の狭い変調パルス波を出力することのできるパルス変調器を備え、パルス幅の狭い変調パルス波で対象物までの伝搬往復時間を測定するため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができる。

さらに、本願発明のパルス波レーダー装置は、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図である。 本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタの構成例である。 本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタにクリップ回路を追加した構成例である。 本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図である。 本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタの構成例である。 本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタにクリップ回路を追加した構成例である。 本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。 本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態の時間算出回路の構成の一部を説明するブロック図である。 本実施の形態の時間算出回路の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。 本実施の形態の時間算出回路の構成の一部を説明するブロック図である。 本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。 本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図である。

１１はパルス発生回路、１２は微分回路、１３はスイッチ回路、１４は発振回路、１５は送信アンテナ、１６は分配回路、１７は分岐回路、２１は受信アンテナ、２２は検波回路、２３は増幅回路、２４は比較回路、２５は時間算出回路、２６は時間算出回路、２７は合波回路、３１は入力端子、３２は出力端子、３３はコンデンサ、３４は抵抗、３５はダイオード、３６は抵抗、３７はインダクタ、４１はフリップフロップ回路、４２は低域通過フィルタ、４３はＡ−Ｄ変換回路、４４はフリップフロップ回路。

以下に、図を参照しながら本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置の実施形態を説明する。なお、本願発明のパルス変調器及びパルス波レーダー装置は以下の実施形態に限定されるものではない。

（実施の形態１）
本実施の形態は、パルス波レーダー装置に適用することのできるパルス変調器である。具体的には、パルス変調器のパルス発生回路は低速動作の電子回路で構成し、パルス発生回路からのパルスを微分回路で微分してスパイク状の微分波とする。スパイク状の微分波とすると、パルス発生回路からのパルスよりも、パルス幅の狭い波形とすることができる。当該スパイク状の微分波が所定値を超えないときは、発振回路からの発振波を遮断し、当該スパイク状の微分波が所定値を超えたときに、発振回路からの発振波を通過させることによってパルス変調する。パルス発生回路は低速動作の電子回路で構成するため、低コストかつ低消費電力とすることができる。その一方、微分回路は簡単に構成することができるため、パルス変調器自体のコストや消費電力に大きな影響を与えることなく、狭いパルス幅の変調パルス波を出力するパルス変調器を実現することができる。

図１、図２、図３を用いて本実施の形態のパルス変調器を説明する。図１は、本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図であって、１１は周期的なパルスを発生するパルス発生回路、１２はパルス発生回路１１からのパルスを微分してスパイク状の微分波を出力する微分回路、１３はスパイク状の微分波が所定値を超えたときに、後述する発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路、１４は変調周波数の発振波を発生する発振回路である。

通常のパルス変調器は、パルス発生回路でパルス幅の狭いパルスを発生させるのに対し、本実施の形態のパルス変調器は、低速動作の電子回路で構成したパルス発生回路で幅の広いパルスを発生し、微分回路で幅の広いパルスを微分し、幅の狭いスパイク状の微分波を得るものである。

図１において、パルス発生回路１１は、周期的なパルスを発生する。繰り返し周期ｔ_ｆは、当該パルス変調器を適用する変調装置に合わせればよい。車載用のパルス波レーダー装置であれば、最大測定距離に対応させる。例えば、最大測定距離を３０ｍに設定すると、電波の伝搬往復時間である２００ｎｓｅｃ以上の繰り返し周期とする。パルス発生回路をＣＭＯＳ素子で構成すると、発生するパルスの立上がり時間立下がり時間は約１ｎｓｅｃ程度まで短縮できるため、パルス幅は約３ｎｓｅｃ程度までは狭くすることができる。

微分回路１２は、パルス発生回路１１からのパルスを微分する。微分回路１２は、アクティブ素子で構成してもよいし、パッシブ素子で構成してもよい。パッシブ素子で構成すると低コスト、低消費電力とすることができる。パッシブ素子で構成する例として、一次の高域通過フィルタがある。一次の高域通過フィルタの例を図２に示す。図２は、本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる一次の高域通過フィルタの構成例であって、３１は入力端子、３２は出力端子、３３はコンデンサ、３４は抵抗である。入力端子３１にパルス発生回路からのパルスを入力すると、出力端子３２にはパルスを微分したスパイク状の微分波が出力される。コンデンサ３３と抵抗３４とで決まる時定数を３ｎｓｅｃよりも短く設定すると、３ｎｓｅｃのパルス幅のパルスを３ｎｓｅｃよりも狭い幅のスパイク状の微分波とすることができる。図２は一次の高域通過フィルタの例であって、本実施の形態の微分回路は、この構成に限定されるものではない。

図１において、発振回路１４は、変調周波数の発振波を発生する。例えば、変調周波数を２４ＧＨｚとすると、２４ＧＨｚのサイン波を発生する。

スイッチ回路１３は、微分回路１２からの微分波で発振回路１４からの発振波を出力するか否かを切り替える。即ち、微分回路１２からの微分波が所定値を超えたときに、発振回路１４からの発振波を通過させ、所定値を超えないときは、発振回路１４からの発振波を遮断する。その結果、スイッチ回路１３は、変調パルス波を出力する。この出力がパルス変調器の出力する変調パルス波となる。このような動作により、パルス発生回路の発生するパルスの幅よりも狭いパルス幅の変調パルス波を得ることができる。

図３は、本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図３の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）は図１におけるＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ各点における動作波形を示す。図３の（Ａ）はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を微分回路で微分すると、図３の（Ｃ）の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。一方、図３の（Ｂ）は発振回路からの発振波である。スイッチ回路で図３の（Ｃ）の微分波が閾値を超えたときに、図３の（Ｂ）の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図３の（Ｄ）に示すパルス変調波が得られる。

図１に示すパルス変調器において、微分回路１２とスイッチ回路１３との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えてもよい。図４は、図２で説明した一次の高域通過フィルタの後段にクリップ回路を備えた例である。図４において、３５はダイオード、３６は抵抗である。図２と同じ符号は同じ意味を表す。

図４において、コンデンサ３３及び抵抗３４で一次の高域通過フィルタを構成し、入力端子３１から入力されたパルスを微分してスパイク状の微分波とする。ダイオード３５は一次の高域通過フィルタの出力のうち、負側のスパイクの波高値を制限して、出力端子３２に出力する。この結果、例えば、出力端子３２にＦＥＴのゲートが接続されても、微分波の負側が素子の定格を超えることを防止することができる。

このような動作により図４に示すクリップ回路は、図１に示すスイッチ回路１３に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。ここでは、スパイクの負側の波高値を制限するクリップ回路を例としたが、スパイクの正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよいし、スパイクの負側及び正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよい。

図５は、スパイク回路を備えるパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図５の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｄ）は、図１におけるＡ、Ｂ、Ｄ各点における動作波形を示す。但し、図５の（Ｍ）は微分回路の後段に設けられたクリップ回路出力である。図５の（Ａ）はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を微分回路で微分すると、図３の（Ｃ）の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。クリップ回路では図３の（Ｃ）のスパイクの負側の波高値を制限すると図５の（Ｍ）の波形が得られる。一方、図５の（Ｂ）は発振回路からの発振波である。スイッチ回路で図５の（Ｍ）の波形が閾値を超えたときに、図５の（Ｂ）の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図５の（Ｄ）に示すパルス変調波が得られる。

従って、本実施の形態のパルス変調器は、微分回路を加えることによって、パルス発生回路を低速の電子回路で構成しても、狭いパルス幅の変調パルスを出力することができる。また、微分回路として、一次の高域通過フィルタを利用すると、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。さらに、微分回路とスイッチ回路との間にクリップ回路を備えることによって、スイッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態は、パルス波レーダー装置に適用することのできるパルス変調器である。具体的には、パルス変調器のパルス発生回路は低速動作の電子回路で構成し、パルス発生回路からのパルスを帯域通過回路を通して所定の周波数成分を抽出する。所定の周波数成分を抽出すると、パルス発生回路からのパルスよりも、パルス幅の狭い波形とすることができる。当該所定の周波数成分の波形が所定値を超えないときは、発振回路からの発振波を遮断し、当該所定の周波数成分の波形が所定値を超えたときに、発振回路からの発振波を通過させることによってパルス変調する。パルス発生回路は低速動作の電子回路で構成するため、低コストかつ低消費電力とすることができる。その一方、帯域通過回路は簡単に構成することができるため、パルス変調器自体のコストや消費電力に大きな影響を与えることなく、狭いパルス幅の変調パルス波を出力するパルス変調器を実現することができる。

図６、図７、図８を用いて本実施の形態のパルス変調器を説明する。図６は、本実施の形態のパルス変調器の概略構成を説明するブロック図であって、１１は周期的なパルスを発生するパルス発生回路、１８はパルス発生回路１１からのパルスから所定の周波数成分を抽出して出力する帯域通過回路、１３は帯域通過回路１８の出力が所定値を超えたときに、後述する発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路、１４は変調周波数の発振波を発生する発振回路である。

通常のパルス変調器は、パルス発生回路でパルス幅の狭いパルスを発生させるのに対し、本実施の形態のパルス変調器は、低速動作の電子回路で構成したパルス発生回路で幅の広いパルスを発生し、帯域通過回路で幅の広いパルスから高周波成分を抽出し、幅の狭い波形を得るものである。

図６において、パルス発生回路１１は、図１で説明したものと同様である。帯域通過回路１８は、パルス発生回路１１からのパルスのうち所定の周波数成分を抽出する。帯域通過回路１８は、アクティブ素子で構成してもよいし、パッシブ素子で構成してもよい。パッシブ素子で構成すると低コスト、低消費電力とすることができる。パッシブ素子で構成する例として、二次の帯域通過フィルタがある。二次の帯域通過フィルタの例を図７に示す。図７は、本実施の形態のパルス変調器に適用することのできる二次の帯域通過フィルタの構成例であって、３１は入力端子、３２は出力端子、３３はコンデンサ、３４は抵抗、３７はインダクタである。入力端子３１にパルス発生回路からのパルスを入力すると、出力端子３２にはパルスの所定の周波数成分が抽出された波形が出力される。コンデンサ３３、抵抗３４及びインダクタ３７で決まる通過周波数をパルス発生回路の発生するパルスの幅３ｎｓｅｃの逆数よりも短く設定すると、３ｎｓｅｃのパルス幅のパルスを３ｎｓｅｃよりも狭い幅の波形とすることができる。図７は二次の帯域通過フィルタの例であって、本実施の形態の帯域通過回路は、この構成に限定されるものではない。

ここで、図７に示す二次の帯域通過フィルタの要求特性について説明する。入力端子３１にパルス幅３０ｎｓｅｃ、立ち上がり／立下り時間２００ｐｓｅｃ、パルス波高値Ｖｏ＝３．３〜５Ｖのパルスを入力したとき、出力端子３２に波高値差が０．６Ｖ以上になるようなインダクタへの要求条件を求める。入力端子３１に接続されて二次の帯域通過フィルタを駆動するパルス発生回路１１の出力インピーダンスは１０〜７５オーム、抵抗３４の抵抗値Ｒを５０〜１５０オーム、コンデンサ３３の容量Ｃを１〜１０ｐＦと、各パラメータを振った結果、下記（１）式の条件が得られた。
Ｌ≦１．１×Ｖｏ×Ｒ^２×Ｃ （１）
この条件であれば、出力端子３２がソース接地のＦＥＴのゲートに接続されたとき、接続されたＦＥＴのドレイン−ソースが十分カットオフとなるゲート−ソース間を−０．６Ｖ以下とすることができた。

図６において、発振回路１４及びスイッチ回路１３は図１におけるものと同じように動作する。即ち、図６において、スイッチ回路１３は、帯域通過回路１８からの波形で発振回路１４からの発振波を出力するか否かを切り替える。帯域通過回路１８からの波形が所定値を超えたときに、発振回路１４からの発振波を通過させ、所定値を超えないときは、発振回路１４からの発振波を遮断する。その結果、スイッチ回路１３は、変調パルス波を出力する。この出力がパルス変調器の出力する変調パルス波となる。このような動作により、パルス発生回路の発生するパルスの幅よりも狭いパルス幅の変調パルス波を得ることができる。

図８は、本実施の形態のパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図８の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｐ）、（Ｑ）は図６におけるＡ、Ｂ、Ｐ、Ｑ各点における動作波形を示す。図８の（Ａ）はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を帯域通過回路を通すと、図８の（Ｐ）の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。一方、図８の（Ｂ）は発振回路からの発振波である。スイッチ回路で図８の（Ｐ）の波形が閾値を超えたときに、図８の（Ｂ）の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図８の（Ｑ）に示すパルス変調波が得られる。

図６に示すパルス変調器において、帯域通過回路１８とスイッチ回路１３との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えてもよい。図９は、図７で説明した二次の帯域通過フィルタの後段にクリップ回路を備えた例である。図９において、３５はダイオード、３６は抵抗である。図７と同じ符号は同じ意味を表す。

図９において、コンデンサ３３、インダクタ３７及び抵抗３４で二次の帯域通過フィルタを構成し、入力端子３１から入力されたパルスから所定の周波数成分を抽出した波形とする。ダイオード３５は二次の帯域通過フィルタの出力のうち、負側のスパイクの波高値を制限して、出力端子３２に出力する。この結果、例えば、出力端子３２にＦＥＴのゲートが接続されても、微分波の負側が素子の定格を超えることを防止することができる。

このような動作により図９に示すクリップ回路は、図６に示すスイッチ回路１３に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。ここでは、スパイクの負側の波高値を制限するクリップ回路を例としたが、スパイクの正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよいし、スパイクの負側及び正側の波高値を制限するクリップ回路としてもよい。

図１０は、クリップ回路を備えるパルス変調器の動作を説明するタイミングチャート図である。図１０の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｑ）は、図６におけるＡ、Ｂ、Ｑ各点における動作波形を示す。但し、図１０の（Ｒ）は帯域通過回路の後段に設けられたクリップ回路出力である。図１０の（Ａ）はパルス発生回路からのパルス波形であり、このパルス波形を帯域通過回路で所定の周波数成分を抽出すると、図８の（Ｐ）の波形が得られる。ここでは、パルス波形の立上がりと立ち下がりで大きなスパイクが得られる。クリップ回路では図８の（Ｐ）のスパイクの負側の波高値を制限すると図１０の（Ｒ）の波形が得られる。一方、図１０の（Ｂ）は発振回路からの発振波である。スイッチ回路で図１０の（Ｒ）の波形が閾値を超えたときに、図１０の（Ｂ）の発振波を出力し、閾値を超えないときは、発振波を遮断すると、図１０の（Ｑ）に示すパルス変調波が得られる。

従って、本実施の形態のパルス変調器は、帯域通過回路を加えることによって、パルス発生回路を低速の電子回路で構成しても、狭いパルス幅の変調パルスを出力することができる。また、帯域回路として、二次の帯域通過フィルタを利用すると、簡単な素子構成で低消費電力のパルス変調器とすることができる。さらに、帯域通過回路とスイッチ回路との間にクリップ回路を備えることによって、スイッチ回路に過大な波高値のパルス波が入力することを防止することができる。

（実施の形態３）
実施の形態１で説明したパルス変調器を適用したパルス波レーダー装置の実施の形態を図１１に示す。図１と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一の符号のものについての説明は省略する。

図１１を用いて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図１１は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、１５は変調パルス波を放射する送信アンテナ、１６は発振回路１４からの発振波を分配する分配回路、２１は対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナ、２２は受信波と発振波をミキシングして、対応するパルスを強度復調する検波回路、２３は検波したパルスを増幅する増幅回路、２４は増幅したパルスと所定値との大小を比較する比較回路、２５は変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路である。

パルス変調器は、図１１で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路１１、微分回路１２、スイッチ回路１３、発振回路１４及び分配回路１６でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図１１で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすると、狭いパルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路２２、増幅回路２３、比較回路２４、発振回路１４及び分配回路１６で受信回路として機能する。

図１１に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態１で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態２で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態２で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態１で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

図１１において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、送信アンテナ１５は変調パルス波を放射する。対象物から反射した受信波は受信アンテナ２１で受信され、検波回路２２で発振回路１４から分配回路１６を通して分配された発振波により検波する。検波された後、増幅回路２３で増幅され、比較回路２４によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを再生する。比較回路２４は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。

当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路２５を設けてもよい。伝搬往復時間から対象物までの距離が算出できる。

従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置では、狭いパルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

図１１では、送信アンテナ１５と受信アンテナ２１を別々に記載しているが、送受信共用のアンテナであってもよい。また、指向性のあるアンテナであれば、特定の方向の対象物までの伝搬往復時間を算出でき、広指向性のアンテナであれば、広い角度にわたって対象物までの伝搬往復時間を算出できる。アンテナの設置場所は問わない。車載用であれば、フロントバンパー内、エンジンルーム内や運転席前部に装備される。以下の実施の形態でも同様である。

時間算出回路２５は、パルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間を検出して、対象物までの伝搬往復時間を算出する。図１１においては、パルス発生回路１１がパルスを発生してから、スイッチ回路１３がパルス発生回路１１からのパルスを微分回路１２からの微分波で変調した変調パルス波を出力し、送信アンテナ１５がスイッチ回路１３からの変調パルス波を放射し、受信アンテナ２１が対象物から反射した受信波を受信し、検波回路２２が受信アンテナ２１からの受信波を検波し、増幅回路２３、比較回路２４を経て、時間算出回路２５に強度復調したパルスが入力するまでの時間を、時間算出回路２５が検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する。対象物までの距離は伝搬往復時間から算出することができる。

対象物までの距離Ｌ（ｍ）は、（１）式で与えられる。
Ｌ＝ｔ_ｐ・Ｃ／２ （１）
但し、ｔ_ｐ（ｓｅｃ）はパルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間、Ｃ（ｍ／ｓｅｃ）は光速である。パルス波レーダー装置は対象物までの伝搬往復時間ｔ_ｐを検出するため、２で割ることになる。時間算出回路２５では、予めパルス波レーダー装置内の各回路での伝搬遅延時間を測定しておき、検出した時間をパルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間に換算することで、対象物までの伝搬往復時間を算出することが好ましい。

図１２は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。図１２の（Ｅ）、（Ｆ）は図１１におけるＥ、Ｆ各点における動作波形を示す。図１２の（Ｅ）は比較回路からの対応するパルスであり、図１２の（Ｆ）はパルス発生回路からのパルスである。

図１２において、ｆ_１、ｆ_２は、パルス発生回路が発生するパルスで、ｔ_ｆはパルス発生回路が発生するパルスの周期である。ｅ_１、ｅ_２は、比較回路２４が出力する強度復調したパルスで、ｆ_１とｅ_１の間には伝搬往復時間ｔ_ｐが生じている。これは、伝搬往復時間ｔ_ｐに相当する距離に対象物が存在することを示す。対象物までの距離は（１）式から算出することができる。

時間算出回路には、パルスカウント方式やフリップフロップ回路方式等が適用できる。パルスカウント方式は、パルス発生回路１１がパルスを出力したときをスタートタイミングとし、比較回路２４が強度復調した対応するパルスを出力したときをストップタイミングとして、その間にカウントされたパルス数から、時間を算出するものである。

フリップフロップ回路方式の例として、図１１における時間算出回路２５の構成の一部を説明するブロック図を図１３に示す。図１３において、４１はフリップフロップ回路、４２は低域通過フィルタ、４３はＡ−Ｄ変換回路である。フリップフロップ回路４１はセットリセット型が好ましい。フリップフロップ回路４１のＳはセット入力端子、Ｒはリセット入力端子である。パルス発生回路１１からのパルスはセット入力端子Ｓに入力され、比較回路２４からのパルスはリセット入力端子Ｒに入力される。対象物までの変調パルス波の往復する時間が短いと、フリップフロップ回路４１のセットからリセットまでの時間が短くなる。対象物までの変調パルス波の往復する時間が長いと、フリップフロップ回路４１のセットからリセットまでの時間が長くなる。このフリップフロップ回路４１の出力を低域通過フィルタ４２で平滑化すると、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルが出力される。必要に応じて、Ａ−Ｄ変換回路４３を設け、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルをディジタル信号に変換してもよい。

図１４は、本実施の形態の図１３に示す時間算出回路の動作を説明するタイミングチャート図である。図１４（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｇ）、（Ｈ）は図１３におけるＥ、Ｆ、Ｇ、Ｈ各点における動作波形を示す。図１４（Ｅ）は比較回路からの強度復調したパルス、図１４（Ｆ）はパルス発生回路からのパルス、図１４（Ｇ）はフリップフロップ回路４１の出力、図１４（Ｈ）は低域通過フィルタ４２の出力である。

図１４において、フリップフロップ回路のセット入力端子にパルス発生回路からのパルス（図１４（Ｆ））が入力すると、フリップフロップ回路はオンとなり、フリップフロップ回路のリセット入力端子に比較回路からの対応するパルス（図１４（Ｅ））が入力すると、フリップフロップ回路はオフとなる（図１４（Ｇ））。このフリップフロップ回路の出力から低域通過フィルタで直流レベルを抽出すると、図１４（Ｈ）の出力が得られる。直流レベルの信号をアナログ信号として処理してもよいし、Ａ−Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して処理してもよい。

変調パルス波の周期ｔ_ｆは１０ＭＨｚ以下が望ましい。パルス波レーダー装置から対象物までの最大検知距離を１６ｍとすると、１の変調パルス波が送信されて距離１６ｍのところにある対象物で反射されて戻ってくるまでに、次の変調パルス波が送信されると最大検知距離での対象物を検知できなくなる。最大検知距離１６ｍに対象物が存在すると、対象物までのパルス符号の往復時間が１０６ｎｓｅｃとなる。１０６ｎｓｅｃを１周期とするクロック周波数は、９．４ＭＨｚである。従って、送信信号のクロック周期が１０ＭＨｚ以下であれば、最大検知距離は１６ｍ以上を確保することができる。以下の実施の形態でも同様である。

変調パルス波のパルス幅は６００ｐｓｅｃ以下が望ましい。パルス波レーダー装置から対象物までの最小検知距離を１０ｃｍとすると、１の変調パルス波が送信されて距離１０ｃｍのところにある対象物で反射されて戻ってくるまでに、１の変調パルス波の送信が完了しないと最小検知距離での対象物を検知できなくなる。最小検知距離１０ｃｍでは、パルス符号の往復時間が６６６ｐｓｅｃとなる。従って、ＲＺ伝搬信号の符号のパルス幅が６００ｐｓｅｃ以下であれば、最小検知距離は１０ｃｍ以下を確保することができる。以下の実施の形態でも同様である。

（実施の形態４）
パルス波レーダー装置の他の実施の形態を図１５に示す。図１５を用いて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図１５は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、図１１と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一符号のものについての説明は省略する。図１５において、２６は対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路である。図１１に示すパルス波レーダー装置との違いは、受信回路を構成する検波回路２２等が、受信アンテナ２１の受信した受信波を検波して対応するパルスを強度復調するだけでなく、パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波も検波して対応するパルスを強度復調する点である。

パルス変調器は、図１５で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路１１、微分回路１２、スイッチ回路１３、発振回路１４及び分配回路１６でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図１５で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすると、狭いパルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路２２、増幅回路２３、比較回路２４、発振回路１４及び分配回路１６で受信回路として機能する。

図１５に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態１で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態２で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態２で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態１で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

図１５において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、送信アンテナ１５は変調パルス波を放射する。対象物から反射した受信波は受信アンテナ２１で受信され、検波回路２２で発振回路１４から分配回路１６を通して分配された発振波で検波する。検波された後、増幅回路２３で増幅され、比較回路２４によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを強度復調する。比較回路２４は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。このような受信回路で受信波を検波して対応するパルスを強度復調することになる。

図１５において、受信回路は、受信波を検波して対応するパルスを強度復調するだけでなく、パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波も検波して対応するパルスを強度復調する。変調パルス波は、スイッチ回路１３から装置内の基板や空中を介して漏洩する。また、送信アンテナ１５から、受信アンテナ２１や検波回路２２へも漏洩する。

当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路２６を設けてもよい。伝搬往復時間から対象物までの距離が算出できる。

実施の形態３で説明したように、パルス発生回路からのパルスをフリップフロップ回路のセット入力とすると、パルス変調器や受信回路での内部遅延のばらつきが大きい場合には、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じる。本実施の形態では、変調パルス波をスイッチ回路１３や検波回路２２を経由して入力するため、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じにくい。特に、近距離の対象物では、わずかの内部遅延のばらつきが誤差となるため、近距離の対象物までの伝搬往復時間の算出に大きな効果がある。

図１５では、送信アンテナ１５と受信アンテナ２１を別々に記載しているが、送受信共用のアンテナであってもよい。送受信共用アンテナとすると、サーキュレータ等での漏洩を積極的に利用することができる。以下の実施の形態でも同様である。

時間算出回路２６は、パルス波レーダー装置が変調パルス波を放射してから、受信波を受信するまでの時間を検出して、対象物までの伝搬往復時間を算出する。図１５においては、スイッチ回路１３がパルス発生回路１１からのパルスを微分回路１２からの微分波で変調した変調パルス波を出力し、送信アンテナ１５がスイッチ回路１３からの変調パルス波を放射する。受信アンテナ２１又は検波回路２２が変調パルス波を受信し、受信回路が変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから、受信アンテナ２１が対象物から反射した受信波を受信し、受信回路が反射波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を、時間算出回路２６が検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する。対象物までの距離は伝搬往復時間から算出することができる。対象物までの距離Ｌ（ｍ）は、（１）式で与えられる。

時間算出回路には、パルスカウント方式やフリップフロップ回路方式等が適用できる。パルスカウント方式は、比較回路２４が変調波に対応するパルスを出力したときをスタートタイミングとし、比較回路２４が受信波に対応するパルスを出力したときをストップタイミングとして、その間にカウントされたパルス数から、時間を算出するものである。

フリップフロップ回路方式の例として、図１５における時間算出回路２６の構成の一部を説明するブロック図を図１６に示す。図１６において、４４はフリップフロップ回路、４２は低域通過フィルタ、４３はＡ−Ｄ変換回路である。フリップフロップ回路４４はＴ型が好ましい。対象物までのパルス符号の往復する時間が短いと、フリップフロップ回路４４の反転から復帰までの時間が短く、対象物までのパルス符号の往復する時間が長いと、フリップフロップ回路４４の反転から復帰までの時間が長くなり、このフリップフロップ回路４４の出力を低域通過フィルタ４２で平滑化すると、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルが出力される。必要に応じて、Ａ−Ｄ変換回路４３を設け、対象物までのパルス符号の往復時間に対応した直流レベルをディジタル信号に変換してもよい。

図１７は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の動作を説明するタイミングチャート図である。図１７の（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）は図１６におけるＪ、Ｋ、Ｌ各点における動作波形を示す。

図１７において、ｊ_１、ｊ_２、ｊ_３、ｊ_４は、比較回路が発生するパルスで、ｊ_１、ｊ_３は変調パルス波に対応するパルス、ｊ_２、ｊ_４は反射波に対応するパルス波である。ｔ_ｆはパルス発生回路が発生するパルスの周期である。ｊ_１とｊ_２の間には伝搬往復時間ｔ_ｐが生じている。これは、伝搬往復時間ｔ_ｐに相当する距離に対象物が存在することを示す。対象物までの距離は（１）式から算出することができる。

図１７において、Ｔ型のフリップフロップ回路に比較回路からのパルスｊ_１が入力すると、Ｔ型のフリップフロップ回路は反転し、パルスｊ_２が入力すると、Ｔ型のフリップフロップ回路は復帰する（図１７（Ｋ））。このフリップフロップ回路からの出力を低域通過フィルタで直流レベルを抽出すると、図１７（Ｌ）に示す出力が得られる。直流レベルの信号をアナログ信号として処理してもよいし、Ａ−Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して処理してもよい。

従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置は、狭いパルス幅の変調パルスを利用し、内部遅延のばらつきの影響の少ない回路形式を採用しているため、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。

（実施の形態５）
パルス波レーダー装置の他の実施の形態を図１８に示す。図１８を用いて本実施の形態のパルス波レーダー装置を説明する。図１８は、本実施の形態のパルス波レーダー装置の概略構成を説明するブロック図であって、図１５と同一又は相当部分には同一符号を付しているので、同一符号のものについての説明は省略する。図１８において、１７はスイッチ回路１３からの変調パルス波の一部を分岐する分岐回路、２７は受信アンテナ２１からの受信波と分岐回路１７からの変調パルス波の一部を合波する合波回路である。図１５に示すパルス波レーダー装置との違いは、変調パルス波を積極的に分岐して受信回路で検波して対応するパルスを強度復調する点である。

パルス変調器は、図１８で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすることが望ましい。つまり、パルス発生回路１１、微分回路１２、スイッチ回路１３、発振回路１４及び分配回路１６でパルス変調器を構成する。パルス変調器として、図１８で示すように実施の形態１で説明したパルス変調器とすると、狭いパルス幅の変調パルス波とすることができるため、近距離にある対象物であっても、伝搬往復時間を測定することができ、また、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。検波回路２２、増幅回路２３、比較回路２４、発振回路１４及び分配回路１６で受信回路として機能する。

図１８に示すパルス波レーダー装置において、実施の形態１で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。また、実施の形態２で説明したパルス変調器としてもよい。さらに、実施の形態２で説明したクリップ回路をさらに備えてもよい。ここでは、実施の形態１で説明したパルス変調器を備えるパルス波レーダー装置を例として説明する。

図１８において、パルス変調器は変調パルス波を出力し、分岐回路１７を経て、送信アンテナ１５から変調パルス波を放射する。分岐回路１７で分岐された変調パルス波の一部は合波回路２７で合波され、検波回路２２で発振回路１４から分配回路１６を通して分配された発振波により検波する。検波された後、増幅回路２３で増幅され、比較回路２４によって所定値との大小を比較して、対応するパルスを強度復調する。比較回路２４は、閾値との大小を比較する振幅軸方向の識別をできるものであればよい。例えば、ゲート回路や閾値を可変できるコンパレータ回路を適用することができる。これら受信回路で受信波を検波して対応するパルスを強度復調することになる。

対象物から反射した受信波は受信アンテナ２１で受信され、分岐された変調パルス波と同様に対応するパルスを強度復調する。

当該パルス波レーダー装置では、必要により前記変調パルス波を放射してから受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路２６を設けてもよい。伝搬往復時間から対象物までの距離が算出できる。

実施の形態３で説明したように、パルス発生回路からのパルスをフリップフロップ回路のセット入力とすると、パルス変調器や受信回路での内部遅延のばらつきが大きい場合には、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じる。本実施の形態では、変調パルス波もスイッチ回路１３や検波回路２２を経由して入力するため、対象物までの伝搬往復時間の算出に誤差が生じにくい。特に、近距離の対象物では、わずかの内部遅延のばらつきが誤差となるため、近距離の対象物までの伝搬往復時間の算出に大きな効果がある。

図１８では、送信アンテナ１５と受信アンテナ２１を別々に記載しているが、送受信共用のアンテナであってもよい。時間算出回路２６については、実施の形態４で説明したと同様である。

従って、本実施の形態のパルス波レーダー装置は、狭いパルス幅の変調パルスを利用し、内部遅延のばらつきの影響の少ない回路形式を採用しているため、対象物までの伝搬往復時間の測定誤差を少なくすることができる。また、レベル精度良く変調パルス波を受信することができるので、確実に対象物までの伝搬往復時間を算出することができる。

本発明のパルス波レーダー装置は車載用のみならず、固定して使用するものであっても、近距離用のパルス波レーダー装置の分野でも利用することができる。

Claims (12)

1. 周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、
   前記パルス発生回路からのパルスを微分して微分波を出力する微分回路と、
   変調周波数の発振波を発生する発振回路と、
   前記微分回路からの微分波で前記発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路と、を備えるパルス変調器。
2. 前記微分回路が、一次の高域通過フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のパルス変調器。
3. 前記微分回路と前記スイッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパルス変調器。
4. 周期的なパルスを発生するパルス発生回路と、
   前記パルス発生回路からのパルスの特定周波数成分を通過させる帯域通過回路と、
   変調周波数の発振波を発生する発振回路と、
   前記帯域通過回路からの出力で前記発振回路からの発振波を出力するか否かを切り替えて変調パルス波を出力するスイッチ回路と、を備えるパルス変調器。
5. 前記帯域通過回路が、二次の帯域通過フィルタであることを特徴とする請求項４に記載のパルス変調器。
6. 前記帯域通過回路と前記スイッチ回路との間に、波高値を制限するクリップ回路をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のパルス変調器。
7. 請求項１から６に記載のいずれかのパルス変調器と、
   前記パルス変調器からの変調パルス波を放射する送信アンテナと、
   対象物から反射した受信波を受信する受信アンテナと、
   該受信アンテナからの受信波を検波して対応するパルスを強度復調する受信回路と、を備えるパルス波レーダー装置。
8. 前記変調パルス波を放射してから前記受信波を受信するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項７に記載のパルス波レーダー装置。
9. 前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記パルス波レーダー装置内で漏洩した変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とする請求項７に記載のパルス波レーダー装置。
10. 前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載のパルス波レーダー装置。
11. 前記パルス変調器からの変調パルス波の一部を分岐して出力する分岐回路をさらに備え、
    前記受信回路は、前記受信アンテナからの受信波及び前記分岐回路からの変調パルス波をそれぞれ検波して対応するパルスを強度復調することを特徴とする請求項７に記載のパルス波レーダー装置。
12. 前記受信回路が前記変調パルス波に対応するパルスを強度復調してから前記受信波に対応するパルスを強度復調するまでの時間を検出して対象物までの伝搬往復時間を算出する時間算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載のパルス波レーダー装置。

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