WO2005053144A1

WO2005053144A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2005053144A1
Application number: PCT/JP2004/017184
Authority: WO
Inventors: Nobuhiro Nakamura; Masafumi Hashimoto
Original assignee: Daikin Industries, Ltd.
Priority date: 2003-11-27
Filing date: 2004-11-18
Publication date: 2005-06-09
Also published as: KR20060086431A; KR100767160B1; AU2004310594B2; US20070133237A1; US7468897B2; CN1883108A; JP2005185082A; JP4543718B2; EP1693949B1; ES2659044T3; CN1883108B; EP1693949A4; AU2004310594A1; EP1693949A1

Abstract

　この電力変換装置では、交流を入力する第１及び第２の入力側接続部（Ｔ１，Ｔ２）の間に、降圧用の第１のコンデンサ（Ｃ１）、半波整流用の第１のダイオード（Ｄ１）及び平滑用の第２のコンデンサ（Ｃ２）を介挿するとともに、第２の入力側接続部（Ｔ２）と第１のダイオード（Ｄ１）との入力端との間に、第１のコンデンサ（Ｃ１）の放電用の第２のダイオード（Ｄ２）を介挿している。そして、交流電源（Ｓ）から与えられる交流が、第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）により分圧（降圧）されて第１のダイオード（Ｄ１）によって直流化され、第２のコンデンサ（Ｃ２）により平滑化されつつ、ツェナーダイオード（ＺＤ１～ＺＤ４）により規定される出力電圧で、第１及び第２の出力側接続部（Ｔ３，Ｔ４）を介して負荷側に供給される。

Description

明細書

電力変換装置

技術分野

[0001] 本発明は、交流を降圧して直流に変換する電力変換装置に関する。

背景技術

[0002] 例えば、エアコン等においては、室外機の電源電圧が 200Vの 3相交流であるのに対して、室内機等に備えられる通信系統の電源には 60Vの直流が必要となる場合がある。このような場合、 200Vの 3相交流を 60Vの直流に変換して通信系統に供給する必要がある。

[0003] 図 24は、従来の電力変換装置の回路図である。この電力変換装置では、交流電源 Sから第 1及び第 2の入力側接続部 Tl, T2を介して与えられる交流が、降圧されつつ半波整流により直流に変換され、第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4を介して負荷（図示せず）に与えられる。

[0004] 第 1及び第 2の入力側接続部 Tl, T2の間には、第 1の入力側接続部 T1側から順に、複数の抵抗を備える降圧用の抵抗ユニット RUと、ダイオード D11と、コンデンサ C11とがこの記載順序で直列に介挿されている。ダイオード D 11は、第 1の入力側接続部側 T1から第 2の入力側接続部 T2側に向けて順方向となっている。また、直列接続された複数のツエナーダイオード ZD 11— ZD 13力コンデンサ C 11に並列に接続されている。このツエナーダイオード ZD11— ZD13は、第 2の入力側接続部 T2側から第 1の入力側接続部 T1側に向けて順方向になっている。さらに、コンデンサ C11 の放電用の抵抗 Rl 1がコンデンサ C 11に並列に接続されて!、る。

[0005] 第 1の出力側接続部 T3はダイオード Dl 1の順方向下流側の接続部と接続されており、第 2の出力側接続部 T4は第 2の入力側接続部 T2と接続されている。

[0006] より具体的には例えば、第 2の入力側接続部 T2の電位を基準として第 1の入力側接続部 T1に対して 200V (波高値)の交流電圧が、交流電源 Sから印加される。そしてこれを変換して 60Vの直流電圧に変換される。これに対応して、抵抗ユニット RU は 200Vの交流を 60Vの直流に降圧するために必要な抵抗値を有するものが用いられる。コンデンサ CI 1の容量としては 470 /z Fが採用され、ツエナーダイオード ZD11 一 ZD13のッヱナ一電圧はいずれも 20Vが採用されている。

[0007] そして、交流電源 Sから与えられる交流電圧が抵抗ユニット RUで降圧されつつダイオード D11に通されて半波整流され、コンデンサ C 11及びツエナーダイオード ZD 11 一 ZD 13で安定化されて、 60Vの直流電圧として負荷側に出力される。

[0008] ここで、図 25及び図 26は、図 24の回路上における各部の電位変化及び電流変化を例示した波形図である。図 25の波形 WD11は第 2の入力側接続部 T2の電位を基準とした第 1の入力側接続部 T1の電位変化を示し、同図の波形 WD12は抵抗ュ- ット RUの両端電圧の変化を示し、同図の波形 WD13は第 2の入力側接続部 T2の電位を基準とした第 2の出力側接続部 T3の電位変化を示している。波形 WD12が正の領域では、抵抗ユニット RUにお、てジュール損が発生する。

[0009] また、図 26の波形 WD14は、第 1の入力側接続部 T1から交流電源 S側に流れる電流の向きを正とした場合における交流電源 Sから第 1の入力側接続部 T1に流れる電流の変化を示している。同図の波形 WD15は、第 1のダイオード D11を介してコンデンサ C11側に流れる電流の向きを正とした場合におけるコンデンサ C11に供給される電流の変化を示している。同図の波形 WD16は、ツエナーダイオード ZD 11— ZD 13の順方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツエナーダイオード ZD11 一 ZD 13に流れる電流の変化を示して、る。

[0010] なお、平滑コンデンサの端子電圧を一定にする先行技術としては、全波整流回路における特許文献 1に記載のものがある。

[0011] 特許文献 1 :特開平 6— 284729号公報

発明の開示

[0012] 図 24に示す従来の電力変換装置では、抵抗ユニット RUにより降圧を行うため、抵抗ユニット RUでのジュール損失が大きぐ効率が悪いとともに、高価でしかも大型である大容量の抵抗ユニット RUを使用しなけらばならず、効率、コスト及び装置サイズ等の点で問題がある。

[0013] そこで、本願発明の解決すべき課題は、高効率化、低コストィ匕及び小型化等が図れる電力変換装置を提供することである。 [0014] 請求項 1にかかる発明は、交流 (S)を降圧して直流に変換する電力変換装置であつて、前記交流の出力を入力する第 1及び第 2の入力側接続部 (Tl, T2)と、前記第 1の入力側接続部 (T1)と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間の第 1の電気接続路 (L1)に、前記第 1の入力側接続部側から順に直列に介挿された第 1のコンデンサ（ C1)及び第 2のコンデンサ（C2)と、前記第 1の電気接続路における第 1のコンデンサと前記第 2のコンデンサとの間に、前記第 2の入力側接続部側に向けて順方向となるように介挿された第 1のダイオード (D1)と、前記第 1の電気接続路における前記第 1 のコンデンサと前記第 1のダイオードとの間と、前記第 2の入力側接続部とを接続する第 2の電気接続路 (L2)に、前記第 2の入力側接続部側に向けて逆方向になるように介挿された第 2のダイオード (D2)と、前記第 1の電気接続路における前記第 1のダイオードと前記第 2のコンデンサとの間と接続された前記直流の出力用の第 1の出力側接続部 (T3)と、前記第 2の入力側接続部と接続された前記直流の出力用の第 2の出力側接続部 (T4)とを備える。

[0015] 請求項 2にかかる発明は、請求項 1に記載の電力変換装置において、前記第 1の出力側接続部 (T3)と前記第 2の出力側接続部 (T4)との間に、前記第 1の出力側接続部側に向けて順方向になるように介挿されたツナーダイオード (ZD)をさらに備える。

[0016] 請求項 3にかかる発明は、請求項 2に記載の電力変換装置において、前記第 1の電気接続路 (L1)における前記第 2の電気接続路 (L2)が接続された接続位置よりも前記第 1の入力側接続部側に介挿された抵抗 (R)をさらに備える。

[0017] 請求項 4にかかる発明は、請求項 3に記載の電力変換装置において、前記抵抗はサーミスタである。

[0018] 請求項 5にかかる発明は、請求項 3に記載の電力変換装置において、前記抵抗 (R )の一端と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間に接続された第 3のコンデンサ (C3) を更に備える。

[0019] 請求項 6にかかる発明は、請求項 5に記載の電力変換装置において、前記抵抗 (R

)の前記一端は前記第 2の入力側接続部 (T2)側の端である。

[0020] 請求項 7にかかる発明は、請求項 5に記載の電力変換装置において、前記抵抗 (R )の前記一端は前記第 1の入力側接続部 (T1)側の端である。

[0021] 請求項 8にかかる発明は、請求項 5に記載の電力変換装置において、前記第 1のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0022] 請求項 9にかかる発明は、請求項 6に記載の電力変換装置において、前記第 1のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0023] 請求項 10にかかる発明は、請求項 7に記載の電力変換装置において、前記第 1のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0024] 請求項 11にかかる発明は、請求項 1に記載の電力変換装置において、前記第 1の電気接続路 (L1)における前記第 2の電気接続路 (L2)が接続された接続位置よりも前記第 1の入力側接続部側に介挿された抵抗 (R)をさらに備える。

[0025] 請求項 12にかかる発明は、請求項 11に記載の電力変換装置において、前記抵抗はサーミスタである。

[0026] 請求項 13にかかる発明は、請求項 11に記載の電力変換装置において、前記抵抗

(R)の一端と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間に接続された第 3のコンデンサ (C 3)を更に備える。

[0027] 請求項 14にかかる発明は、請求項 13に記載の電力変換装置において、前記抵抗

(R)の前記一端は前記第 2の入力側接続部 (T2)側の端である。

[0028] 請求項 15にかかる発明は、請求項 13に記載の電力変換装置において、前記抵抗

(R)の前記一端は前記第 1の入力側接続部 (T1)側の端である。

[0029] 請求項 16にかかる発明は、請求項 13に記載の電力変換装置において、前記第 1 のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0030] 請求項 17にかかる発明は、請求項 14に記載の電力変換装置において、前記第 1 のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0031] 請求項 18にかかる発明は、請求項 15に記載の電力変換装置において、前記第 1 のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

[0032] 請求項 19にかかる発明は、請求項 1ないし 18のいずれかに記載の電力変換装置において、前記第 1のコンデンサと前記第 2のコンデンサとの容量比力 1対 1000に設定されている。 [0033] 請求項 1に記載の発明によれば、第 1及び第 2の入力側接続部を介して与えられる交流を、第 1及び第 2のコンデンサにより分圧（降圧)して第 1のダイオードによって直流化し、第 2のコンデンサにより平滑ィ匕しつつ、第 1及び第 2の出力側接続部を介して負荷側に供給することができる。

[0034] このように、電圧降下を抵抗でなくコンデンサにより行うため、電圧降下時にジユール損失が発生せず高効率であるので、周辺部品に対する熱対策を考慮する必要がない。また従来のように高価な大容量の降圧用抵抗を使用する必要がなぐ低コスト化が図れる。

[0035] また、大型化しやすい降圧用抵抗を使用する必要がないため、部品の実装面積を小さくでき、プリント基板等の装置構成の小型化が図れ、構造面及びコスト面で有利である。

[0036] 請求項 2に記載の発明によれば、ツナーダイオードにより安定した直流電圧を出力することができる。

[0037] 請求項 3、請求項 4、請求項 11、請求項 12に記載の発明によれば、抵抗、例えばサーミスタにより第 1及び第 2の電気接続路に流れる突入電流を効果的に抑制することがでさる。

[0038] 請求項 5、請求項 13に記載の発明によれば、交流に脈動が存在した場合に招来される、第 1の電気接続路での過電流を抑制することができる。特にツエナーダイォードを採用している場合には、その熱負荷を軽減することができる。

[0039] 請求項 6、請求項 14に記載の発明によれば、第 1コンデンサと抵抗とが成す CR直列回路の時定数により、交流の脈動の影響を効果的に抑制できる。

[0040] 請求項 7、請求項 15に記載の発明によれば、交流が脈動する周波数が高い場合であっても、抵抗の定格を大きくする必要がない。

[0041] 請求項 8、請求項 9、請求項 10、請求項 16、請求項 17、請求項 18に記載の発明によれば、交流の脈動振幅が出力される直流電圧の二倍程度あってもツエナーダイオードに流れる不要な電流を抑制できる。

[0042] 請求項 19に記載の発明によれば、入力される交流を、第 1及び第 2のコンデンサにより効果的に分圧して直流化することができる。 [0043] この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによつて、より明白となる。

図面の簡単な説明

[0044] [図 1]本発明の第 1の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。

[図 2]図 1の回路上における各部の電位変化を例示した波形図である。

[図 3]図 1の回路上における第 1の入力側接続部に流れる電流の変化を例示した波形図である。

[図 4]図 1の回路上における各部の電流変化を例示した波形図である。

[図 5]第 1の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 6]第 1の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 7]第 1の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 8]第 1の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 9]本発明の第 2の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。

[図 10]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 11]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 12]第 1の実施の形態に力かる電力変換装置の特性と第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。

[図 13]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 14]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 15]第 1の実施の形態に力かる電力変換装置の特性と第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。

[図 16]本発明の第 3の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。

[図 17]第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 18]第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 19]第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 20]第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 21]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。

[図 22]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性を示すグラフである。 [図 23]第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性と第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。

[図 24]従来の電力変換装置の回路図である。

[図 25]図 24の回路上における各部の電位変化を例示した波形図である。

[図 26]図 24の回路上における各部の電流変化を例示した波形図である。

発明を実施するための最良の形態

[0045] 第 1の実施の形態.

図 1は本発明の第 1の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、交流電源 Sから与えられる交流を降圧して直流に変換して出力する。その構成要素として、図 1に示すように、交流を入力する第 1及び第 2の入力側接続部 Tl, T2と、直流を出力する第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4と、第 1及び第 2 のコンデンサ CI, C2と、第 1及び第 2のダイオード Dl, D2と、複数のツエナーダイォード ZD1— ZD4と、サーミスタ THを備えている。

[0046] 第 1及び第 2のコンデンサ CI, C2は、この記載の順序で、第 1の入力側接続部 T1 と第 2の入力側接続部 T2との間を接続する第 1の電気接続路 L1に第 1の入力側接続部側から順に直列に介挿されている。第 1のコンデンサ C1は分圧による電圧降下を行うため、第 2のコンデンサ C2は平滑ィ匕のため、それぞれ設けられている。第 1のコンデンサ C1での電圧降下を有効に行うため、第 1のコンデンサ Cの容量と第 2のコンデンサ C2の容量比は、例えば 1対 1000に設定される。

[0047] 第 1のダイオード D1は半波整流を行うために、第 1の電気接続路 L1における第 1 のコンデンサ C1と第 2のコンデンサ C2との間に、第 1の入力側接続部 T1側力も第 2 の入力側接続部 T2側に向けて順方向となるように介挿されて、る。

[0048] 第 2のダイオード D2は、第 1のコンデンサ C1の放電用のためのものであり、第 1の電気接続路 L1における第 1のコンデンサ C1と第 1のダイオード D1との間と、第 2の入力側接続部 T2とを接続する第 2の電気接続路 L2に、第 2の入力側接続部 T2側に向けて逆方向〖こなるように介挿されてヽる。

[0049] 第 1の出力側接続部 T3は、第 1の電気接続路 L1における第 1のダイオード D1と第 1のコンデンサ C1との間と接続されており、第 2の出力側接続部 T4は、第 2の入力側接続部 T2と接続されている。

[0050] 複数のツエナーダイオード ZD1— ZD4は、第 1の出力側接続部 Τ3と第 2の出力側接続部 Τ4との間に、第 2の出力側接続部 Τ4側力ゝら第 1の出力側接続部 Τ3側に向けて順方向になるように直列に介挿されて、る。

[0051] サーミスタ ΤΗは、突入電流抑制のためのものであり、第 1の電気接続路 L1における第 2の電気接続部 L2が接続された接続位置よりも第 1の入力側接続部 T1側に介挿される。図 1の構成では、サーミスタ ΤΗをコンデンサ C1の第 2の入力側接続部 Τ2 側に介挿してヽるが、コンデンサ C 1の第 1の入力側接続部 T1側に介挿してもょ、。

[0052] ここで、図 1に示す回路の構成要素のうち、少なくとも第 1及び第 2のダイオード D1

, D2及びツエナーダイオード ZD1— D4については単一のハイブリッド IC (HIC)に組み込んで構成してもよ!/ヽ。

[0053] より具体的には、この電力変換装置は、交流電源 Sが供給する例えば 200V (波高値)の交流電圧を 60Vの直流電圧に変換する。例えば第 2の入力側接続部 T2がグランド電位に保たれた状態で、第 1の入力側接続部 T1に対して 200Vの交流電圧が印加される。

[0054] これに対応して、例えば、第 1のコンデンサ C1の容量は 0. F、最大許容電圧は 250Vであり、第 2のコンデンサ C2の容量は 470 F、最大許容電圧が 100Vである。また例えば、第 1及び第 2のダイオード Dl, D2の最大許容電圧及び電流は、それぞれ 600V、 1Aである。

[0055] 60Vの直流電圧を安定して得るために、いずれもツエナー電圧が 15Vであるツエナ一ダイオード ZD 1一 ZD4を 4つ直列に接続して用いているが、！、ずれもツエナー電圧が 20Vであるツエナーダイオードを 3つ直列に接続して用いてもよい。なお、ここでは交流電源 Sの供給する交流電圧が 200V (波高値)の場合について説明するが、交流電源 Sの供給する交流電圧が 283V (波高値)の場合、即ち実効値が 200Vの場合についてもほぼ同様に適用可能である。

[0056] サーミスタ THには、例えば、使用周囲温度範囲（例えば、— 20°C— 70°C)にて抵抗値が 3. 73 Ω以上、かつ 47 Ω以下の値をとるものが用いられ、より具体的には例えば村田製作所製の品番： NTPA7220LBMB0の製品が用いられる。なお、 3. 73 Ωの下限値は、電源投入時に生じ得る突入電流の大きさと第 1及び第 2のダイオード Dl , D2の電流耐性とを基準に設定されたものであり、 47 Ωの上限値は、コンデンサ C1 , C2のインピーダンスに対して無視し得る値とするためである。あるいはサーミスタ T Hの代わりに 22 Ω程度の抵抗を採用してもよ!、。

[0057] 次に、この電力変換装置の動作原理について説明する。大略的には、交流電源 S から第 1及び第 2の入力側接続部 Tl, T2を介して与えられる交流電圧が、第 1及び第 2のコンデンサ CI, C2により分圧（降圧）されて第 1のダイオード D1によって直流ィ匕され、第 2のコンデンサ C2により平滑化されつつ、ツエナーダイオード ZD1— ZD4 により規定される出力電圧（60V)で、第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4を介して負荷側に供給される。

[0058] より詳細には、交流電源 Sが第 1の入力側接続部 T1側に対して正極性であるとき、第 1の電気接続路 L 1にて、第 1のコンデンサ C 1及び第 1のダイオード D 1を介して第 2のコンデンサ C2側に電流（電荷）が流れる。これにより、第 1及び第 2のコンデンサ C 1, C2にはいずれも第 1の入力側接続部 T1側が第 2の入力側接続部 T2側よりも高電位となる充電が行われる。この際、コンデンサ C2はツエナーダイオード ZD1— ZD 4により規定される電圧まで、充電される。上述のように両コンデンサ CI, C2の容量比が大きぐ例えば 1対 1000に設定されているため、第 1のコンデンサ C1にて十分な降圧が行われ、かつ第 2のコンデンサ C2で 60Vが確保される。

[0059] ここで、図 2ないし図 4は、図 1の回路上における各部の電位変化及び電流変化を例示した波形図である。各素子の値は上記で例示した値を採用している。図 2の波形 WD1は第 1の入力側接続部 T1の電位変化を示し、同図の波形 WD2は第 1のコンデンサ C 1の両端電圧の変化を示し、同図の波形 WD3は第 2の出力側接続部 T3 の電位変化を示している。但し、波形 WD2は第 1の入力側接続部 T1側が第 2の入力側接続部 T2側よりも高電位となる場合を正に採っている。

[0060] また、図 3の波形 WD4は、交流電源 Sから第 1の入力側接続部 T1側に流れる電流の向きを正とした場合における交流電源 Sから第 1の入力側接続部 T1に流れる電流の変化を示している。

[0061] また、図 4の波形 WD5は、第 1のダイオード D1の順方向に流れる電流の向きを正とした場合における第 1のダイオード Dlに流れる電流の変化を示している。同図の波形 WD6は、第 2のダイオード D2に逆方向に流れる電流の向きを正とした場合における第 2のダイオード D2に流れる電流の変化を示している。同図の波形 WD7は、第 1 のダイオード D1側から第 2のコンデンサ C2側に流れる電流の向きを正とした場合における第 2のコンデンサ C2に供給される電流の変化を示している。同図の波形 WD8 は、ツエナーダイオード ZD1— ZD4に順方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツエナーダイオード ZD1— ZD4に流れる電流の変化を示している。

[0062] まず図 2について説明する。以下、簡単のためにダイオードの順方向電圧は無視する。波形 WD1として示されるように、交流電源 Sが出力する交流電圧は周期 Tで変動し、時刻 tOにおいて電圧値 0を採り、時刻 tl =tO+TZ4において極大値を採る。

[0063] 時刻 tlではツエナーダイオード ZD1— ZD4の直列接続（以下ツエナーダイオード Z Dと総称する）とコンデンサ C2との並列接続によって 60Vの電圧が支えられて、る。従って、ダイオード D2には 60Vの逆方向電圧が印可されていて導通しておらず、コンデンサ C1の両端電圧は、時刻 tlにおける波形 WD2が示すように、 140Vを採ることになる。つまりダイオード D1のアノード電位は 60Vとなる。

[0064] その後、交流電源 Sが出力する交流電圧が低下すると、ダイオード D1のアノード電位が低下するので非導通であり、コンデンサ C1を放電する経路がないので、コンデンサ C 1の両端電圧が 140Vを維持したままダイオード D 1のアノード電位が低下し続ける。つまり時刻 tl一 t2においてはダイオード Dl, D2のいずれもが非導通となる。

[0065] そして時刻 t2において交流電圧が 140Vにまで低下すると、ダイオード D2が導通する。これによりダイオード D1のアノード電位は急激にほぼ零にまで低下し、コンデンサ C2とツエナーダイオード ZDとの並列接続がダイオード D1の力ソード電位を 60V 程度に維持しているので、依然としてダイオード D1は非導通状態が維持される。よつてその後に交流電圧が低下しても、ダイオード D2が導通している限り、コンデンサ C 1の両端電圧は交流電源 Sが出力する交流電圧と一致し続け、時刻 t3 = tO + 3TZ 4において 200Vとなる。この間、ダイオード D1のアノード電位は零である。

[0066] その後、時刻 t3から交流電圧が上昇し始めると、コンデンサ C1で電圧が保持されたままダイオード D1のアノード電位が上昇し、ダイオード D2は導通しない。ダイォード Dlも導通していないので、コンデンサ C1の両端電圧は 200Vに維持されたままである。

[0067] そして時刻 t4において交流電圧が—140Vにまで上昇すると、コンデンサ C1の両端電圧が—200Vを維持していたので、ダイオード D1のアノード電位は（一 140) (一 200) =60[V]となって、ダイオード D1が導通する。つまり時刻 t3—4においてはダィオード Dl, D2のいずれもが非導通であった力時刻 t4以降はダイオード D1が導通している。

[0068] その後、交流電圧とコンデンサ C1の両端電圧とは 60Vの差を維持したまま時刻 tO

+Tに至る。

[0069] 図 3にお!/、て波形 WD4が正の電流値を示して!/、る場合はダイオード D1が導通して、る期間であり、負の電流値を示して、る場合はダイオード D2が導通して、る期間である。図 4において波形 WD5, WD6は、それぞれ波形 WD4の正の電流値、負の電流値に対応している。いずれの波形もダイオード Dl, D2の導通開始時に幾分はオーバーシュートしている力サーミスタ THの機能により、そのピークは抑制されている。

[0070] ッヱナ一ダイオード ZDに逆方向に電流が流れ (波形 WD8)、第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4を介して接続される負荷に電流が供給されるので、図 4において、第 2のコンデンサ C2に供給される電流 (波形 D7)がダイオード D1に流れる電流 (波形 D5)よりも負側にシフトしている。

[0071] もしダイオード D2がなければ、ダイオード D1のアノード電位が 60Vになった後はダィオード D1は導通しない。コンデンサ C1が蓄積する電荷を移動させる経路がなぐその両端電圧は 140Vを維持し続けるため、ダイオード D1のアノード電位は—340— 60Vの間で遷移するカゝらである。この場合、コンデンサ C1を充電する経路も存在しないので、負荷に与えうる電圧は低下することになる。

[0072] これに対し、ダイオード D2が存在することにより、コンデンサ C2の電荷を引き抜くことなくコンデンサ C1を放電し、更に逆方向に充電する。よってコンデンサ C1の両端電圧は低下し、ダイオード D1の導通が可能となり、コンデンサ C2が充電可能となる。

[0073] 以上のように、本実施の形態によれば、電圧降下を抵抗でなく第 1のコンデンサ C1 により行うため、電圧降下時にジュール損失が発生せず高効率であるので、周辺部品に対する熱対策を考慮する必要がない。また、従来のように高価な大容量の降圧用抵抗を使用する必要がなぐ低コストィ匕が図れる。

[0074] また、大型化しやすい降圧用抵抗を使用する必要がないため、部品の実装面積を小さくでき、プリント基板等の装置構成の小型化が図れ、構造面及びコスト面で有利である。

[0075] また、ツエナーダイオード ZDにより安定した直流電圧を出力することができる。

[0076] また、サーミスタ THにより第 1及び第 2の電気接続路 LI, L2に流れる突入電流を効果的に抑制することができる。

[0077] また、第 1及び第 2のコンデンサ CI, C2の容量比が 1対 1000に設定されているため、入力される交流を、第 1及び第 2のコンデンサ CI, C2により効果的に分圧して直流ィ匕することができる。

[0078] 第 2の実施の形態.

上述のように、交流電源 Sから第 1及び第 2の入力側接続部 Tl, T2を介して与えられる交流電圧の変化により、コンデンサ C1の両端電圧は変動する。そのため、上記交流に対して大きな脈動が発生した場合にもコンデンサ C1の充放電が招来され、ッェナーダイオード ZDに流れる電流が多くなる。これはツエナーダイオード ZDの熱負荷を高め、熱破壊を招来する可能性もある。

[0079] 例えば第 1の実施の形態において、交流電源 Sから入力される交流電圧が 200V 近傍にある時点で急激に上昇した場合を想定する。この場合、コンデンサ C1が支えていた約 140Vの両端電圧が保れるので、ダイオード D1のアノード電位も急激に上昇し、ダイオード D1は導通する。ダイオード D1の導通によって引き上げられようとする第 1の出力側接続部 T3の電位 (即ちダイオード D1の力ソード電位）は、ツエナーダィオード ZDの導通により 60Vに維持される。つまり時刻 tO— tlにおけるコンデンサ C 1の充電と類似した現象が当該脈動によって招来される。力かる現象は交流電圧が 2 00V近傍で急激に上昇にある場合に限らず、当該脈動によってダイオード D1のァノード電位が 60Vを越えて上昇する局面で生じ得る。

[0080] 逆に、ダイオード D1のアノード電位が 0Vを下回って下降する局面でも生じ得る。交流電圧の急激な減少によりダイオード Dlのアノード電位が急激に低下してかかる局面を迎えると、ー且、ダイオード D2が導通する。そして時刻 t2— 3におけるコンデンサ C 1の放電及び逆方向の充電と類似した現象によってダイオード D 1のアノード電位は OVに戻る。しカゝし交流電圧の急激な減少から本来の交流電圧の電位に回復すれば、コンデンサ C1で支えていた分圧が不足しているため、ダイオード D1のァノード電位は急激に上昇してダイオード D1、ツエナーダイオード ZDが導通する。

[0081] 観点を変えれば、ダイオード D1のアノード電位は OVに、力ソード電位は 60Vに、それぞれクランプされるので、これらから電位が脈動すればコンデンサ C1の充放電が脈動して発生し、ツエナーダイオード ZDに不要な電流が流れることになる。

[0082] 図 5乃至図 8は力かる現象を説明するグラフである。図 5及び図 6は第 1の実施の形態で示された電力変換装置において、交流電圧に脈動が無い場合の特性を示している。図 7及び図 8は第 1の実施の形態で示された電力変換装置において、交流電圧に脈動が有る場合の特性を示している。但し第 1のコンデンサ C1の容量は 0. 47 μ F、第 2のコンデンサ C2の容量は 470 μ F、サーミスタ THの抵抗値は 22 Ωとした。

[0083] これらの図において波形 WD80はッヱナ一ダイオード ZDに逆方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツエナーダイオード ZDに流れる電流の変化を示しており、波形 WD8 (図 4)とは符号が反対となる。波形 WD60は第 2のダイオード D2に順方向に流れる電流の向きを正とした場合における第 2のダイオード D2に流れる電流の変化を示しており、波形 WD6 (図 4)とは符号が反対となる。波形 WD10は波形 WD1 (図 2)と同様に第 1の入力側接続部 T1の電位変化を示す力ここでは交流電圧として波高値 283V、周波数 50Hzを採用した場合が示されている。波形 WD12はダイオード D1のアノード電位であり、波形 WD1, WD2で示される値の差に相当する

[0084] なお、図示は省略しているが、脈動の有無によらず、第 1及び第 2の出力側接続部

T3, T4間の電圧は 60Vが維持されている。

[0085] 図 5及び図 6は、交流電圧の波高値が相違し、波形の正負を替えているものの、それぞれ図 4及び図 2と同じ内容が示されている。波形 WD12は 0— 60Vの間で推移する。 [0086] 図 7及び図 8は波高値 50V、周波数 1000Hzの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示されている。図 8の波形 WD12からコンデンサ C1の充放電が繰り返されていること力 S判る。図 7の波形 WD80に示されるようにツエナーダイオード ZDに流れる電流にも脈動が生じており、図 5の波形 WD80と比較して明らかに増大している。

[0087] そこで第 2の実施の形態では、上記脈動が生じてもツエナーダイオード ZDに流れる電流の増量を抑制する技術を提供する。

[0088] 図 9は本発明の第 2の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、第 1の実施の形態に係る電力変換装置のサーミスタ THの代わりに抵抗 Rを採用し、更に抵抗 Rの第 1の入力側接続部 T1側の一端と第 2の入力側接続部 T2との間に接続されたコンデンサ C3を追カロした構成を有している。

[0089] コンデンサ C3の存在により、ダイオード Dl, D2及びッヱナ一ダイオード ZD以外にコンデンサ C 1の電荷の移動を許す経路が得られる。つまりコンデンサ C 1が支えてヽた両端電圧は、交流電圧の脈動に応じて変動可能となる。

[0090] これを定式ィ匕すれば次のようになる。脈動の振幅電圧 Vd、ツエナーダイオード ZD によって支えられていた電圧 Vzを導入し、コンデンサ CI, C3の容量値も同じ記号を採用すれば、この脈動によってコンデンサ C1から移動する電荷量は Q1 = C1 ' (Vd Vd)である。この電荷量が、電圧 Vzでコンデンサ C3に充電されていた電荷 Q3 = C 3 'Vzでまかなわれれば、ツエナーダイオード ZDを経由した電荷の移動、即ち電流を低減できる。よって C3≥C1 ' (Vd— Vz) ZVzとすればよい。つまりコンデンサ CI, C 3の容量値を同程度に設定すれば、交流電圧の脈動振幅が、出力される直流電圧の二倍程度あってもツエナーダイオード ZDに流れる不要な電流を抑制できる。

[0091] 例えば上述の例では 100Vの振幅で脈動が生じるので、容量値 0. 47 μ Fのコンデンサ C1を採用する場合には、コンデンサの規格値の系列を考慮して容量値 0. 33 Fのコンデンサ C3を採用することができる。

[0092] なお、上述の計算では抵抗 Rは無関係となっているが、実際には定常時や突入時の両方の電流を制限するため、第 1の実施の形態よりも 1桁程度大きめの、例えば 22 0 Ωの抵抗を採用して CR時定数を大きくすることも望ましい。

[0093] 図 10及び図 11は第 2の実施の形態に力かる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形を示すグラフである。コンデンサ CI, C2には図 5乃至図 8で示された第 1の実施の形態と同じ容量値を採用し、コンデンサ C3には容量値 0. 33 Fを採用し、抵抗 Rには抵抗値 220 Ωを採用した。波形の記号は図 5乃至図 8と共通して用いている。図 10及び図 11で示される波形は、第 1の実施の形態に力かる電力変換装置にぉ、て電源歪みが無、場合の波形（図 5及び図 6)とほぼ同じである。

[0094] 図 12は交流電圧に脈動が無い場合であって、これが正である周期の初期において波形 WD80を比較したものであり、グラフ LI, L2がそれぞれ第 1の実施の形態、第 2の実施の形態の波形 WD80に相当する。脈動が無い場合においてさえ、第 2の実施の形態の方が、第 1の実施の形態と比較してツエナーダイオード ZDに流れる電流を低減できてヽることが判る。

[0095] 図 13及び図 14は波高値 50V、周波数 lOOOHzの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示され、第 1の実施の形態に関する図 7及び図 8とそれぞれ対応する。なお、図示は省略している力脈動の有無によらず、第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4 間の電圧は 60Vが維持されて!、る。

[0096] 図 15は図 7,図 13の交流電圧が正である周期の初期において波形 WD80を比較したものであり、グラフ L3, L4がそれぞれ第 1の実施の形態、第 2の実施の形態の波形 WD80に相当する。第 2の実施の形態の方が、第 1の実施の形態と比較してツエナーダイオード ZDに流れる電流を大きく低減できていることが判る。

[0097] 第 3の実施の形態.

図 16は本発明の第 3の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、第 2の実施の形態に係る電力変換装置のコンデンサ C3と抵抗尺の接続箇所が異なって、る。つまり抵抗 Rの第 2の入力側接続部 T2側の一端と第 2の入力側接続部 T2との間にコンデンサ C3が接続されている。

[0098] 図 17及び図 18は第 3の実施の形態に力かる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形を示すグラフである。コンデンサ CI, C2, C3、抵抗 Rには第 2の実施の形態と同じ仕様を採用した。波形の記号は図 5乃至図 8、図 10及び図 11等と共通して用いている。図 17及び図 18で示される波形は、第 2の実施の形態に力かる電力変換装置にぉ、て電源歪みが無、場合の波形（図 10及び図 11)とほぼ同じである。

[0099] 図 19乃至図 22では波高値 75V、周波数 1000Hzの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示されており、図 19及び図 20は第 3の実施の形態に力かる電力変換装置の特性であり、図 21及び図 22は第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の特性である。なお、図示は省略している力脈動の有無によらず、第 1及び第 2の出力側接続部 T3, T4間の電圧は 60Vが維持されている。

[0100] 図 23は図 19乃至図 22の交流電圧が正である周期の初期において波形 WD80を比較したものであり、グラフ L5, L6がそれぞれ第 2の実施の形態、第 3の実施の形態の波形 WD80に相当する。第 3の実施の形態の方が、第 2の実施の形態と比較してツエナーダイオード ZDに流れる電流を大きく低減できていることが判る。

[0101] これはコンデンサ CI, C3間の電荷の移動において、第 3実施の形態の方が、第 2 の実施の形態と比較して抵抗 Rによる時定数の効果を大きく得ているためと考えられる。換言すれば、コンデンサ C1と抵抗 Rとが成す CR直列回路の時定数により、交流の脈動の影響を効果的に抑制できる。

[0102] し力しながら、抵抗 Rの電力定格を下げ、部品の寸法を小さくできる点では第 2の実施の形態に力かる電力変換装置の方が望ましい。抵抗 Rを介したコンデンサ CI, C3 間の電荷の移動が顕著でなぐ従って脈動する周波数が高い場合であっても、抵抗 Rに流れる電流は小さくできる力である。

[0103] この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例力この発明の範囲力外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

請求の範囲 [1] 交流 (s)を降圧して直流に変換する電力変換装置であって、前記交流の出力を入力する第 1及び第 2の入力側接続部 (Tl, T2)と、前記第 1の入力側接続部 (T1)と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間の第 1の電気接続路 (L1)に、前記第 1の入力側接続部側から順に直列に介挿された第 1のコンデンサ（C1)及び第 2のコンデンサ（C2)と、前記第 1の電気接続路における第 1のコンデンサと前記第 2のコンデンサとの間に、前記第 2の入力側接続部側に向けて順方向となるように介挿された第 1のダイオード

(D1)と、

前記第 1の電気接続路における前記第 1のコンデンサと前記第 1のダイオードとの間と、前記第 2の入力側接続部とを接続する第 2の電気接続路 (L2)に、前記第 2の入力側接続部側に向けて逆方向になるように介挿された第 2のダイオード (D2)と、前記第 1の電気接続路における前記第 1のダイオードと前記第 2のコンデンサとの間と接続された前記直流の出力用の第 1の出力側接続部 (T3)と、

前記第 2の入力側接続部と接続された前記直流の出力用の第 2の出力側接続部（ T4)と、

を備える、電力変換装置。

[2] 請求項 1に記載の電力変換装置にお!、て、

前記第 1の出力側接続部 (T3)と前記第 2の出力側接続部 (T4)との間に、前記第 1の出力側接続部側に向けて順方向になるように介挿されたッヱナ一ダイオード (ZD )をさらに備える、電力変換装置。

[3] 請求項 2に記載の電力変換装置において、

前記第 1の電気接続路 (L1)における前記第 2の電気接続路 (L2)が接続された接続位置よりも前記第 1の入力側接続部側に介挿された抵抗 (R)をさらに備える、電力変換装置。

[4] 請求項 3に記載の電力変換装置において、

前記抵抗はサーミスタである、電力変換装置。

[5] 請求項 3に記載の電力変換装置において、前記抵抗 (R)の一端と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間に接続された第 3のコンデンサ (C3)を更に備える、電力変換装置。

[6] 請求項 5に記載の電力変換装置において、

前記抵抗 (R)の前記一端は前記第 2の入力側接続部 (T2)側の端である、電力変換装置。

[7] 請求項 5に記載の電力変換装置において、

前記抵抗 (R)の前記一端は前記第 1の入力側接続部 (T1)側の端である、電力変換装置。

[8] 請求項 5に記載の電力変換装置において、

前記第 1のコンデンサと前記第 3のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている、電力変換装置。

[9] 請求項 6に記載の電力変換装置において、

[10] 請求項 7に記載の電力変換装置において、

[11] 請求項 1に記載の電力変換装置にぉ、て、

[12] 請求項 11に記載の電力変換装置にぉ、て、

前記抵抗はサーミスタである、電力変換装置。

[13] 請求項 11に記載の電力変換装置にぉ、て、

前記抵抗 (R)の一端と前記第 2の入力側接続部 (T2)との間に接続された第 3のコンデンサ (C3)を更に備える、電力変換装置。

[14] 請求項 13に記載の電力変換装置において、

[15] 請求項 13に記載の電力変換装置において、

[16] 請求項 13に記載の電力変換装置において、

[17] 請求項 14に記載の電力変換装置において、

[18] 請求項 15に記載の電力変換装置において、

[19] 請求項 1な!、し 18の、ずれかに記載の電力変換装置にぉ、て、

前記第 1のコンデンサと前記第 2のコンデンサとの容量比力 1対 1000に設定されている、電力変換装置。