JP2010135473A - 発光ダイオード駆動用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】平滑コンデンサを使用することなく入力電流の波形をほぼ正弦波形にすることが可能な発光ダイオード駆動用電源装置を提供する。
【解決手段】商用交流電源電圧を整流する整流手段（２〜５）を有し、直列接続した発光ダイオードの群（１０）を整流手段（２〜５）の出力電圧を用いて駆動する電源装置である。整流手段（２〜５）の出力電圧が所定の値に到達するまでの第１の期間および所定の値から減少する第２の期間において、発光ダイオード群（１０）における発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段（１４ａ、１４ｂ、１００）と、整流手段（２〜５）と発光ダイオード群（１０）との間に介在され、手段（２〜５）の瞬時入力電流が瞬時入力電圧の波形に相似な波形をもつように発光ダイオード群（１０）への供給電流を制御する電流制御手段（７、１７）と、を備えている。
【選択図】 図１

Description

この発明は、商用交流を電源とする発光ダイオード駆動用電源装置に関し、より詳しくは、入力高調波を抑制するための技術に関するものである。

図９に従来例に係る発光ダイオード駆動用電源装置の回路構成を示す。この電源装置は、商用交流電源１の出力を整流するダイオード２〜５からなるブリッジ整流回路、コンデンサ６、半導体スイッチング素子７、ダイオード８およびインダクタ９を備え、直列接続された発光ダイオード（以下、ＬＥＤと略称する）群ユニット１０を駆動する。

この電源装置において、交流電源１から入力される電圧Ｖinは、ダイオード２〜５で整流された後、コンデンサ６で平滑されて直流に変換される。半導体スイッチング素子７がオンすると、コンデンサ６→ＬＥＤ群ユニット１０→インダクタ９→半導体スイッチング素子７→コンデンサ６の経路で電流が流れて、ＬＥＤ群ユニット１０が点灯する。
コンデンサ６の両端電圧Ｅdは、ＬＥＤ群ユニット１０の順電圧合計値Ｖfより大きく設定されている。したがって、上記経路を流れる電流は、半導体スイッチング素子７のオン後、インダクタ９に電気エネルギーを蓄えながら次第に増加することになる。

半導体スイッチング素子７をオフすると、インダクタ９に蓄えられた電気エネルギーにより、インダクタ９→ダイオード８→ＬＥＤ群ユニット１０→インダクタ９の経路で電流が流れる。このとき、インダクタ９のエネルギーがＬＥＤ群ユニット１０で消費されるので、上記経路を流れていた電流は次第に減少する。
半導体スイッチング素子７は、高周波（一般には、数１０〜数１００ｋＨｚ）でオン・オフされる。そのさい、半導体スイッチング素子７のオン時比率を制御することによってＬＥＤ群ユニット１０に流れる電流、つまり、該ＬＥＤ群ユニット１０の光度を所望の大きさに調整することができる。

ダイオード２〜５とコンデンサ６とからなる整流・平滑回路においては、周知のように、入力電圧Ｖinが正弦波電圧であっても、入力電流Ｉinは正弦波電流にならない。これは、図１０に示すように、入力電圧Ｖinの絶対値がコンデンサ６の両端電圧Ｅdを超えているときのみ入力電流Ｉinがこの整流・平滑回路に流入するためである。この場合、入力電流Ｉinが図示したような歪の大きい波形となり、これが電源系統に有害な影響をもたらすことがある。

そこで、非特許文献１は、入力電流Ｉinを正弦波電流にするための手段を備えた発光ダイオード駆動用電源装置を提案している。
図１１に示すように、この発光ダイオード駆動用電源装置は、ダイオード２〜５からなるブリッジ整流回路の正出力と平滑用のコンデンサ６との間にインダクタ１１およびダイオード１３を直列に介装し、かつ、インダクタ１１とダイオード１３の直列接続点と上記ブリッジ整流回路の負出力との間に半導体スイッチング素子１２を介装した構成を有する。

上記インダクタ１１を流れる電流は、半導体スイッチング素子１２のオン時比率に依存する。そこで、この発光ダイオード駆動用電源装置によれば、インダクタ１１の平均電流が正弦波半波状となるように半導体スイッチング素子１２のオン時比率を制御することによって、入力電流Ｉinをほぼ正弦波にすることが可能である。
トランジスタ技術編集部編、「高輝度/パワーＬＥＤの活用テクニック」、ＣＱ出版株式会社、２００８年５月、ｐ．１００（図７−１１）

しかし、図１１に示す発光ダイオード駆動用電源装置は、以下のような問題点を有する。
（１）半導体スイッチング素子１２を含むスイッチング回路が追加されるため、変換損失が大きい。
なお、上記文献１には、スイッチング素子７とスイッチング素子１２の役割を兼用する単一のスイッチング素子を用いた回路構成も示されている。しかし、その回路構成では、上記単一のスイッチング素子が結果的に２つのスイッチング素子７、１２分の電流責務を負うことになるので、同様に損失が大きくなる。

（２）起動時、充電されていない状態のコンデンサ６にいきなり整流された電圧が印加されるので、過大な突入電流を生じる。なお、この突入電流は、図８に示した回路構成の電源装置においても同様に生じる。
過大な突入電流は、下記初期充電手段を用いることによって抑制することができる。
・ 起動時におけるコンデンサ６の充電電流を抵抗等の電流制限素子で制限し、該コンデンサ６の充電終了後、損失防止のために上記電流制限素子を短絡する。
・ 温度上昇に伴って電気抵抗が小さくなる温度依存抵抗素子（サーミスタ等）をコンデンサ６の充電路に挿入する。起動時には、上記抵抗素子の抵抗値が大きいために充電電流が制限される。また運転時には、自己発熱によって上記抵抗素子の抵抗値が小さくなることにより損失が抑制される。
しかし、このような初期充電手段は部品の追加を伴うので、規模が更に拡大されることになる。

（３）上記初期充電手段を設けても、交流電源１が電圧低下後短時間で復帰する、いわゆる「瞬断」が生じた場合には、上記電流制限素子の短絡解除が間に合わないため、あるいは上記温度依存抵抗素子の温度が低下しないため、電圧復帰の際に突入電流を生じる。このため、「瞬断」の発生しやすい環境下で適用した場合に、突入電流により装置の内外に損傷を受ける恐れがある。

（４）コンデンサ６として、キャパシタンスの大きいものが必要となる。したがって、実用的には、コンデンサ６として電解コンデンサが用いられる。電解コンデンサは、有寿命部品である。このため、ＬＥＤ等の他部品が長寿命であっても、装置全体の寿命がコンデンサ６によって短く制限される場合がある。

入力電圧Ｖinのピーク値に対して、上記順電圧合計値Ｖfを十分小さくすれば、すなわち、ＬＥＤ群ユニット１０におけるＬＥＤの直列接続数を小さくすれば、入力電流Ｉinを流せる期間が増加する。したがって、その期間におけるスイッチング素子７のスイッチングによって電流瞬時値を制御すれば、入力電流を概ね正弦波とすることができる。
しかし、同一の光度を得るためには、ＬＥＤ群ユニット１０におけるＬＥＤの並列接続数を増やす必要があるので、スイッチング素子７、ダイオード８およびインダクタ９に流れる電流が大きくなる。これは、これらの部品として電流容量の大きなもの、つまり、形状が大でコストの高いものを使用しなければならないという不都合をもたらし、また損失を増大させるという新たな問題ももたらす。

本発明は、このような状況に鑑み、平滑コンデンサを使用することなく入力電流の波形をほぼ正弦波形にすることが可能な発光ダイオード駆動用電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、商用交流電源電圧を整流する整流手段を有し、直列接続した発光ダイオードの群を前記整流手段の出力電圧を用いて駆動する電源装置であって、前記整流手段の出力電圧が所定の値に到達するまでの第１の期間および該所定の値から減少する第２の期間において、前記発光ダイオード群における発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段と、前記整流手段と前記発光ダイオード群との間に介在され、前記整流手段の瞬時入力電流が瞬時入力電圧の波形に相似な波形をもつように前記発光ダイオード群への供給電流を制御する電流制御手段と、を備えることによって上記目的を達成している。

１つの実施形態において、前記電流制御手段は、前記発光ダイオード群に直列接続されたスイッチング素子およびインダクタと、前記整流手段の正負出力端間に介在させたコンデンサと、前記整流手段の出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧と前記出力電流に対応する電圧との差に基づいて前記スイッチング素子のオン時比率を制御する手段と、を備えるように構成される。

別の実施形態において、前記電流制御手段は、前記発光ダイオード群に直列接続された電流制御素子と、前記整流手段の出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧と前記出力電流に対応する電圧との差に基づいて前記電流制御素子を制御する手段と、を備えるように構成される。

前記発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段は、前記発光ダイオード群の一部を短絡するように構成することができる。
すなわち、例えば、前記発光ダイオード群を、互いに同数の発光ダイオードを有する第１の群と第２の群とを直列接続することによって構成し、前記第１の群と第２の群のいずれか一方を短絡するように構成することができる。
この場合、前記第１の期間において前記第１の群を短絡し、前記第２の期間において前記第２の群を短絡するようにすれば、第１の群と第２の群の負担が平均化される。
前記直列接続数の減少変更は、前記第１の群に前記第２の群を並列接続することによっても実現することができる。

本発明は、商用交流電源電圧を整流する整流手段を有し、直列接続した発光ダイオードの群を前記整流手段の出力を用いて駆動する電源装置であって、前記整流手段の出力電圧が所定の値に到達するまでの第１の期間において、前記発光ダイオード群における該発光ダイオードの直列接続数を段階的に増加させ、前記整流手段の出力電圧が前記所定の値から減少する第２の期間において、前記発光ダイオード群における該発光ダイオードの直列接続数を段階的に減少させる手段を含む形態も含む。
この電源装置では、前記整流回路の瞬時入力電流が瞬時入力電圧の波形に相似する波形をもつように前記発光ダイオードの直列接続数が増減される。

前記直列接続数の増減は、例えば、前記発光ダイオード群をＮ個（Ｎは２以上の整数）の発光ダイオード群ユニットを直列接続することによって構成し、このＮ個の発光ダイオード群ユニットを選択的に短絡することによって実現することができる。
なお、前記整流手段と前記発光ダイオード群との間には、必要に応じて電流制限用のインダクタもしくは抵抗器が介在される。

本発明によれば、スイッチング素子を増設することなく、かつ、平滑コンデンサを使用することなく整流手段の入力電流をほぼ正弦波にすることが可能である。
したがって、スイッチング素子を増設することによる損失がなく、また、瞬断時を含め、突入電流を生じないことから、初期充電回路も不要になる。さらに、平滑コンデンサとしての電解コンデンサが使用されないので、長寿命化を図ることができる。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
図１に本発明の第１の実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置の回路図を示す。なお、この図１では、図９、図１１に示した従来例の構成要素と同一の要素に対して共通する符号を付してある。

図１において、ダイオード２〜５はブリッジ整流回路を構成している。このブリッジ整流回路の正負出力端間には、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと略称する）群１０、インダクタ９、半導体スイッチング素子（本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴが使用されている）７および電流検出センサ１９が直列に介装されている。

ＬＥＤ群１０は、直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂを有している。ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂは、それぞれ所定個数のＬＥＤを直列接続した構成を有する。ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂにおけるＬＥＤの直列数は、各ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの通電時の両端電圧をそれぞれＶf／２とすると、電圧Ｖfの値が整流回路の出力電圧Ｖr（入力電圧Ｖinの絶対値を有する電圧と見なすことができる）のピーク値よりも小さくなるように設定される。
ＬＥＤ群１０には、インダクタ９を介してダイオード８が並列接続され、また、ＬＥＤ群ユニット１０ａおよび１０ｂには、それぞれスイッチ１４ａおよび１４ｂが並列接続されている。

スイッチ１４ａ（１４ｂ）は、図２に示すように、例えばフォトカプラ１０１（１０２）と、抵抗１０３、１０５（１０４、１０６）と、ＮＰＮ型トランジスタ１０７（１０８）とによって構成され、後述のスイッチ制御回路１００によって制御される。
フォトカプラ１０１（１０２）がオフされている時には、抵抗１０３、１０５（１０４、１０６）を介してトランジスタ１０７（１０８）にべ一ス電圧が印加されるので、該トランジスタ１０７（１０８）がオンする。つまり、スイッチ１４ａ（１４ｂ）がオンする。スイッチ１４ａ（１４ｂ）がオンした場合には、ＬＥＤ群ユニット１０ａ（１０ｂ）が短絡されることになる。
一方、フォトカプラ１０１（１０２）がオンされている時には、上記べ一ス電圧が消失するので、トランジスタ１０７（１０８）がオフ、つまり、スイッチ１４ａ（１４ｂ）がオフすることになる。

図１に示すコンデンサ１８は、ブリッジ整流回路の正出力端とダイオード８とを結ぶラインにその一端が接続され、電流検出センサ１９と半導体スイッチング素子７とを結ぶラインにその他端が接続されている。後述するように、このコンデンサ１８は平滑に使用するものではないので、小容量のものが使用される。
スイッチ１４ａ、１４ｂを制御するスイッチ制御回路１００と、半導体スイッチング素子７を制御するゲート制御回路１７については後述する。

次に、本実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置の動作について説明する。
上記ダイオード２〜５からなるブリッジ整流回路は、交流電源１から入力した交流電圧Ｖinを全波整流して、該電圧Ｖinの絶対値に対応する電圧Ｖrを出力する。
スイッチ制御回路１００は、電圧Ｖｒを基準電圧と比較する手段と、電圧Ｖrの増減を検出する手段とを備えている。
上記基準電圧は、本実施形態において、スイッチ１４ａおよび１４ｂが共にオフしているときのＬＥＤ群１０の順電圧合計値（直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの順電圧合計値）Ｖfに設定されている。また、上記電圧Ｖrの増減を検出する手段は、例えば、上記電圧Ｖｒを微分し、その微分結果の極性を判別することによって上記電圧Ｖrの増減を検出するように構成される。

スイッチ制御回路１００は、「Ｖr＜Ｖf」という条件および「電圧Ｖrが増加」という条件が成立している期間（図３の期間Ｔ１）においてスイッチ１４ａおよび１４ｂをそれぞれオフおよびオンさせる。
この場合、ＬＥＤ群ユニット１０ｂが短絡されることから、ＬＥＤ群ユニット１０ａが点灯可能な状態におかれる。ＬＥＤ群ユニット１０ａの順電圧は、Ｖf／２である。したがって、ＬＥＤ群ユニット１０ａは、期間Ｔ１において電圧ＶrがＶf／２≦Ｖr＜Ｖfの大きさを示しているときに単独点灯することになる。

また、スイッチ制御回路１００は、「Ｖr≧Ｖf」という条件が成立している期間（図３の期間Ｔ２）においてスイッチ１４ａおよび１４ｂを共にオフさせる。
この場合、直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂが点灯可能な状態におかれる。直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの順電圧合計値は、前記したようにＶfである。したがって、直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂは、電圧ＶrがＶr≧Ｖfの大きさを示しているときに同時点灯することになる。

さらに、スイッチ制御回路１００は、「Ｖr＜Ｖf」という条件および「電圧Ｖrが減少」という条件が成立している期間（図３の期間Ｔ３）においてスイッチ１４ａおよび１４ｂをそれぞれオンおよびオフさせる。
この場合、ＬＥＤ群ユニット１０ａが短絡されることから、ＬＥＤ群ユニット１０ｂが点灯可能な状態におかれる。ＬＥＤ群ユニット１０ｂの順電圧は、Ｖf／２である。したがって、ＬＥＤ群ユニット１０ｂは、期間Ｔ３において電圧ＶrがＶf／２≦Ｖr＜Ｖfの大きさを示しているときに単独点灯することになる。

電流検出センサ１９は、ブリッジ整流回路に流入する電流Ｉrを検出し、この電流Ｉrに対応する電圧Ｖiを出力する機能を有し、例えば、抵抗器によって構成される。
ゲート制御回路１７は、上記ブリッジ整流回路の出力電圧Ｖrと上記電流検出センサ１９の出力電圧Ｖiとの差を演算する回路、この差を増幅する回路、この増幅回路の出力に対応するオン時比率をもたらすゲート信号（例えば、数１０〜数１００ｋＨｚのキャリヤ周波数に基づくＰＷＭ信号）を形成する回路等を備え、以下のように動作する。

ＬＥＤ群１０に流れる電流が増大すると、コンデンサ１８に充電された電荷が放電されるので、このコンデンサ１８を充電するために電流Ｉr、つまり、電圧Ｖiが増大される。電圧Ｖiの増大は、電圧Ｖr、Ｖiの差の減少をもたらす。そこで、ゲート制御回路１７は、ＬＥＤ群１０に流れる電流が減少されるように半導体スイッチング素子７のオン時比率を減少させる。逆に、ＬＥＤ群１０に流れる電流が減少した場合には、ＬＥＤ群１０に流れる電流が増大されるように半導体スイッチング素子７のオン時比率が増加される。これにより、入力電流Ｉinに対応する電圧Ｖiが入力電圧Ｖinに対応する電圧Ｖrに類似した形態で変化すること、換言すれば、図３に点線で示すように、入力電流Ｉinが略正弦波状に変化することになる。

本実施形態に係る電源装置は、上記したスイッチ制御回路１００によるスイッチ１４ａ、１４ｂの制御によって、図３の期間Ｔ１およびＴ３においてもＬＥＤ群１０に電流を流すことが可能になる。具体的には、期間Ｔ１においてＬＥＤ群ユニット１０ａに電流を流し、期間Ｔ３においてＬＥＤ群ユニット１０ｂに電流を流すことができる。そして、上記したゲート制御回路１７による半導体スイッチング素子７のオン時比率の制御によって、図３に点線で示すように、入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinに類似した形態で変化させること、つまり、略正弦波状に変化させることが可能である。

本実施形態に係る電源装置によれば、半導体スイッチング素子を増設することなく、かつ、平滑コンデンサを使用することなく入力電流Ｉinをほぼ正弦波にすることが可能である。したがって、スイッチング素子を増設することによる損失がなく、また、瞬断時を含め、突入電流を生じないことから、初期充電回路も不要になる。さらに、電解コンデンサを使用することが多い平滑コンデンサが不要であるので、経年劣化が早いというこの電解コンデンサの持つ問題も発生しない。

ところで、本実施形態では、図３に示した期間Ｔ１およびＴ３においてそれぞれＬＥＤ群ユニット１０ｂおよび１０ａを短絡させているが、この期間Ｔ１、Ｔ３において一方のＬＥＤ群ユニット（例えば、ＬＥＤ群ユニット１０ｂ）のみを短絡させるようにしても、ＬＥＤ群１０におけるＬＥＤの直列接続数を減少変更するという目的、つまり、ＬＥＤ群１０の順電圧をＶfからＶf／２に低下させるという目的は達成される。
しかし、そのようにすると、期間Ｔ１、Ｔ３において点灯されるＬＥＤ群ユニットが固定されるため、ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの点灯時間が不均一になる。したがって、ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの負担の均等化を図る上では、期間Ｔ１およびＴ３において一方および他方のＬＥＤ群ユニットをそれぞれ短絡させることが望ましい。

図４に本発明の第２の実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置の回路図を示す。
本実施形態の電源装置は、ＬＥＤ群１０のＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂがダイオード１６を介して直列接続されている点と、スイッチ１４ａがＬＥＤ群ユニット１０ａのアノード側端とＬＥＤ群ユニット１０ｂのアノード側端間に介装されている点と、スイッチ１４ｂがＬＥＤ群ユニット１０ａのカソード側端とＬＥＤ群ユニット１０ｂのカソード側端間に介装されている点と、スイッチ制御回路２００を備えている点とにおいて、図１に示す電源装置と相違している。

スイッチ制御回路２００は、電圧Ｖｒを基準電圧Ｖfと比較する手段を備え、Ｖr＜Ｖfである図６のＴ１、Ｔ３期間（図３のＴ１、Ｔ３期間に相当）においてスイッチ１４ａとスイッチ１４ｂを共にオンさせるとともに、Ｖr≧Ｖfである図６の期間Ｔ２（図３の期間Ｔ２に相当）においてスイッチ１４ａとスイッチ１４ｂを共にオフさせるように構成されている。
図５にこのスイッチ制御回路２００とスイッチ１４ａ、１４ｂの具体的な接続形態を示す。

次に、この第２の実施形態に係る電源装置の動作について説明する。
図６の期間Ｔ１、Ｔ３ではスイッチ１４ａと１４ｂが共にオンされる。この場合、ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂが並列接続されるので、それら双方が点灯可能な状態におかれる。ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂの順電圧はＶf／２である。したがって、ＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂは、期間Ｔ１、Ｔ３において電圧ＶrがＶf／２≦Ｖr＜Ｖfの大きさを示しているときに同時に点灯することになる。
また、図６の期間Ｔ２では、スイッチ１４ａと１４ｂが共にオフされる。この場合、直列接続されたＬＥＤ群ユニット１０ａ、１０ｂが同時点灯することになる。

一方、ゲート制御回路１７は、図１の実施形態におけるゲート制御回路１７と同様に動作する。したがって、この実施形態においても、入力電流Ｉinに対応する電圧Ｖiが入力電圧Ｖinに対応する電圧Ｖrに類似した形態で変化すること、換言すれば、図６に点線で示すように、入力電流Ｉinが略正弦波状に変化することになる。
以上のように動作する本実施形態に係る電源装置は、前記第１の実施形態に係る電源装置の効果と同様な効果をもたらす。

なお、上記第１の実施形態および第２の実施形態においては、半導体スイッチング素子７をスイッチング動作させることによってＬＥＤ群１０に流れる電流を制御しているが、半導体スイッチング素子７に使用しているＭＯＳＦＥＴを電圧Ｖrと電圧Ｖiの差に基づいてアナログ的に制御するようにしても、ＬＥＤ群１０に流れる電流を同様に制御することが可能である。この場合、インダクタ９が使用されないので、ダイオード９も不要になる。

図７は、本発明の第３の実施形態に係る電源装置を示している。図１および図４に示す実施形態では、半導体スイッチング素子７が使用されているが、本実施形態では、この半導体スイッチング素子７が使用されない。
すなわち、本実施形態においては、ブリッジ整流回路の正出力端がインダクタ１５を介してＬＥＤ群１０のアノード側端に接続され、また、ブリッジ整流回路の負出力端がＬＥＤ群１０のカノード側端に接続されている。
ＬＥＤ群１０は、４つＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄに分割されている。ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄは直列接続され、かつ、それぞれに対してスイッチ１４ａ〜１４ｄが並列接続されている。
スイッチ１４ａ、１４ｂは図２に示すような構成を有し、また、スイッチ１４ｃ、１４ｄはスイッチ１４ａ、１４ｂと同等な構成を有する。

スイッチ制御回路３００は、電圧Ｖrの増減を検出する手段と、電圧Ｖrが増加する第１の期間において、オン状態のスイッチ１４ａ〜１４ｄを順次オフさせるとともに、電圧Ｖrが減少する第２の期間において、オフ状態のスイッチ１４ａ〜１４ｄを順次オンさせる手段とを内蔵している。
上記電圧Ｖrの増減を検出する手段は、例えば、電圧Ｖｒを微分し、その微分結果の極性を判別することによって上記増減を検出するように構成される。

次に、この第３の実施形態に係る電源装置の動作について説明する。
ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄは、それぞれの順電圧がＶf／４である。しかし、電圧Ｖrが０のときには、スイッチ１４ａ〜１４ｄが全てオンされるので、つまり、ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄが全て短絡されるので、ＬＥＤ群１０の端子電圧は０である。
上記第１の期間においては、この状態からスイッチ１４ａ〜１４ｄが順次オフされるので、図８に示すように、ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄが順次オン状態に移行し、その結果、ＬＥＤ群１０の端子電圧がＶf／４のステップで０からＶfまで増加する。また、上記第２の期間においては、全てオフされた状態にあるスイッチ１４ａ〜１４ｄが順次オンされるので、図８に示すように、ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄが順次オフ状態に移行し、その結果、ＬＥＤ群１０の端子電圧がＶf／４のステップでＶfから０まで減少する。

かくして、ＬＥＤ群１０の端子電圧は、概ね正弦波状を呈するように階段状に変化されることになる。それゆえ、インダクタ１５の両端間の電圧（電圧ＶrとＬＥＤ群１０の端子電圧との差電圧）は、正弦波同士の差電圧とみなすことができ、これは、インダクタ１５に流れる電流が概ね正弦波状になること、つまり、入力電流Ｉinが概ね正弦波状になることを意味している。
本実施形態に係る電源装置は、前記第１、第２の実施形態による効果に加えて、半導体スイッチング素子および該半導体スイッチング素子を制御する手段が不要になるという利点が得られる。

なお、上記インダクタ１５は、電圧Ｖrの波形（真の正弦波形）と真の正弦波形ではないＬＥＤ群１０の端子電圧の波形との差異により生じる電流の高周波成分を抑制する作用を持つ。したがって、ＬＥＤ群１０の分割数を本実施形態における４よりも増加して、ＬＥＤ群１０の端子電圧をより正弦波形に近づくように細かく調整すれば、インダクタ１５としてインダクタンスのより小さいものを用いることが可能になる。
また、整流回路の出力電圧Ｖrに対して、ＬＥＤ群１０の端子電圧の基本波の位相をわずかに遅らせて、電圧ＶrとＬＥＤ群１０の端子電圧の差の電圧の位相が電圧Ｖrに対し９０°進みとなるように制御すれば、インダクタンスの電圧と電流の関係から、インダクタ１５に流れる電流の位相が９０°遅れて電圧Ｖrと同相となる。この原理により、入力電流Ｉinを入力電圧Ｖinと同位相とすることができる。

損失があまり問題にならない場合には、インダクタ１５に代えて抵抗器を用いることもできる。たとえば、ＬＥＤ群１０の分割数が十分に多くて、電圧ＶrとＬＥＤ群１０の端子電圧の差の電圧を常に十分小さく調節できる場合がこれに相当する。この場合には、電圧ＶrとＬＥＤ群１０の端子電圧Ｖfとを同位相とし、電圧Ｖrに対して電圧Ｖfの基本波の振幅をわずかに小さくすることによって入力電流Ｉinをほぼ正弦波とすることができる。
なお、ＬＥＤ群１０の端子電圧は、上記のように均等なステップ（例えばＶf／４）で変化させる必要はない。すなわち、ＬＥＤ群１０の端子電圧をより正弦波に近似した形態で変化させるために、ＬＥＤ群１０の端子電圧を不均等なステップで変化させてもよい。この場合、当然、ＬＥＤ群ユニット１０ａ〜１０ｄにおけるＬＥＤの接続個数が不均等になる。

本発明の第１の実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置を示す回路図である。 第１の実施形態におけるスイッチの構成例および接続態様を示す回路図である。 第１の実施形態に係る電源装置の作用を説明するための波形図である。 本発明の第２の実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置を示す回路図である。 第２の実施形態におけるスイッチの構成例および接続態様を示す回路図である。 第２の実施形態に係る電源装置の作用を説明するための波形図である。 本発明の第３の実施形態に係る発光ダイオード駆動用電源装置を示す回路図である。 第３の実施形態に係る電源装置の作用を説明するための波形図である。 従来例に係る発光ダイオード駆動用電源装置を示す回路図である。 従来例に係る電源装置の作用を説明するための波形図である。 従来例に係る他の発光ダイオード駆動用電源装置を示す回路図である。

符号の説明

１ 交流電源
２〜５ ダイオード
７ 半導体スイッチング素子
８ ダイオード
９ インダクタ
１０ 発光ダイオード群
１０ａ〜１０ｄ 発光ダイオード群ユニット
１４ａ〜１４ｄ スイッチ
１５ インダクタ
１６ ダイオード
１７ ゲート制御回路
１００、２００、３００ スイッチ制御回路

Claims (10)

1. 商用交流電源電圧を整流する整流手段を有し、直列接続した発光ダイオードの群を前記整流手段の出力電圧を用いて駆動する電源装置であって、
   前記整流回路の出力電圧が所定の値に到達するまでの第１の期間および該所定の値から減少する第２の期間において、前記発光ダイオード群における発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段と、
   前記整流手段と前記発光ダイオード群との間に介在され、前記整流手段の瞬時入力電流が瞬時入力電圧の波形に相似な波形をもつように前記発光ダイオード群への供給電流を制御する電流制御手段と、
   を備えることを特徴とする発光ダイオード駆動用電源装置。
2. 前記電流制御手段は、
   前記発光ダイオード群に直列接続されたスイッチング素子およびインダクタと、
   前記整流手段の正負出力端間に介在させたコンデンサと、
   前記整流手段の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力電圧と前記出力電流に対応する電圧との差に基づいて前記スイッチング素子のオン時比率を制御する手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
3. 前記電流制御手段は、
   前記発光ダイオード群に直列接続された電流制御素子と、
   前記整流手段の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記出力電圧と前記出力電流に対応する電圧との差に基づいて前記電流制御素子を制御する手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
4. 前記発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段は、前記発光ダイオード群の一部を短絡するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
5. 前記発光ダイオード群が、互いに同数の発光ダイオードを有する第１の群と第２の群とを直列接続した構成を有し、
   前記発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段は、直列接続された前記第１の群と第２の群のいずれか一方を短絡するように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
6. 前記発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段は、前記第１の期間において前記第１の群を短絡し、前記第２の期間において前記第２の群を短絡するように構成されていることを特徴とする請求項５に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
7. 前記発光ダイオード群が、互いに同数の発光ダイオードを有する第１の群と第２の群とを直列接続した構成を有し、
   前記発光ダイオードの直列接続数を減少変更する手段は、前記第１の群に前記第２の群を並列接続するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
8. 商用交流電源電圧を整流する整流手段を有し、直列接続した発光ダイオードの群を前記整流手段の出力を用いて駆動する電源装置であって、
   前記整流手段の出力電圧が所定の値に到達するまでの第１の期間において、前記発光ダイオード群における該発光ダイオードの直列接続数を段階的に増加させ、前記整流手段の出力電圧が前記所定の値から減少する第２の期間において、前記発光ダイオード群における該発光ダイオードの直列接続数を段階的に減少させる手段を備え、
   前記発光ダイオードの直列接続数の増減によって、前記整流手段の瞬時入力電流の波形を瞬時入力電圧の波形に相似させるようにしたことを特徴とする発光ダイオード駆動電源装置。
9. 前記発光ダイオード群が、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の発光ダイオード群ユニットを直列接続した構成を有し、
   前記発光ダイオードの直列接続数を増減する手段は、前記Ｎ個の発光ダイオード群ユニットを選択的に短絡することによって前記直列接続数を増減するように構成されていることを特徴とする請求項８に記載の発光ダイオード駆動電源装置。
10. 前記整流手段と前記発光ダイオード群との間に電流制限用のインダクタもしくは抵抗器を介在させたことを特徴とする請求項８に記載の発光ダイオード駆動電源装置。

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