WO2004100414A1

WO2004100414A1 - Verfahren zur preemphase eines optischen multiplexsignals

Info

Publication number: WO2004100414A1
Application number: PCT/EP2004/050546
Authority: WO
Inventors: Christian Eder; Wolfgang Peisl; Lutz Rapp
Original assignee: Siemens Aktiengesellschaft
Priority date: 2003-05-08
Filing date: 2004-04-16
Publication date: 2004-11-18
Also published as: US20060233552A1; CA2524832A1; ES2749718T3; US7460784B2; CA2524832C; EP1620964A1; CN1784849A; EP1620964B1; DE102004018166A1; CN1784849B

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur schnellen und einfachen Preemphase eines aus einem Sender zu einem Empfänger übertragenen optischen Multiplexsignals, bei dem mindestens am Empfänger Signal-Rauschabstände ohne Messung von Rauschleistungen oder Signal-Rauschabständen sondern mittels einfacher Messung bzw. Neueinstellung von Signalleistungen über die Bandbreite des optischen Multiplexsignals ausgeglichen werden. Die Erfindung beruht auf einer von einem Übertragungs system zugelassenen Balance der Signal-Rauschabstände, bei der spektrale Einflüsse aus Gewinnprofilen, Rauscheffekten und Dämpfungen berücksichtigt wurden. Insbesondere bei Anwendung der DWDM-Übertragungstechnik, bei der die Kanalabstände des optischen Multiplexsignals sehr klein sind, ermöglicht dieses Verfahren eine Einsparung von hochauflösenden und empfindlichen Messinstrumenten zur Steuerung der Preemphase.

Description

Beschreibung

Verfahren zur Preemphase eines optischen Multiplexsignals

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Preemphase eines optischen Multiplexsignals nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Optische Verstarker für breitbandige optische Signale weisen eine Wellenlangenabhanglgkeit des Gewinns auf, die durch üblicherweise eingesetzte Glattungsfilter nicht vollständig behoben wird. Bei der WDM- oder DWDM-Ubertragungstechnik (WDM = Wavelength Division Multiplex; DWDM = Dense Wavelength Division Multiplex) besteht das optische Signal aus mehreren un- terschiedliche Wellenlangen aufweisenden Kanälen, deren Wel- lenlangenabstande heutzutage unterhalb 100 GHz liegen können. Durch die Wellenlangenabhanglgkeit des Gewinns der Verstärker akkumulieren sich Leistungsunterschiede zwischen den einzelnen Kanälen beim Durchlaufen einer optischen, so daß die Ka- nale stark unterschiedliche optische Signal-Rauschabstande OSNR (Optical Signal-to-Noise Ratio) und Leistungen an den Empfangern besitzen.

In Punkt-zu-Punkt-Verbindungen wird daher häufig ein unter dem Namen "Preemphase" (Preemphasis im englischen Sprachgebrauch) bekanntes Verfahren zur Nivellierung der Signal- Rauschabstande OSNR-Werte mindestens am Streckenende eingesetzt, das in A. R. Chraplyly, J. A. Nagel and R. W. Tkach: "Equalization in Amplifier WDM Lightwave Transmission Sys- tems" , IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 4, No. 8, August 1992, pp . 920-922 beschrieben wurde. Dabei werden anhand einer am Streckenende gemessenen OSNR-Verteilung die sender- seitigen Kanalleistungen in einem iterativen Verfahren solange nachgefuhrt, bis sich für alle Kanäle dieselben Signal- Rausachabstande OSNR-Werte am Streckenende ergibt. Häufig wird zur Bestimmung der Signal-Rauschabstande OSNR die verstärkte spontane Emission ASE (ASE = A plified Spontaneous Emission) zwischen den Kanälen gemessen und daraus die den Kan len überlagerte Rauschleistung durch Interpolation berechnet. Dies ist aber nicht mehr möglich, wenn die verstärkte Spontanemission ASE zwischen den Kanälen durch optische Komponenten gedampft wird. Dies ist z.B. der Fall, wenn weitere Module wie Add-Drop-Module oder Interleaver-Filter in der Übertragungsstrecke geschaltet sind.

Allen gangigen Messmethoden für die OSNR-Verteilung am Streckenende ist gemeinsam, dass sie auf Kanäle im 100 GHz Raster beschrankt sind. Ferner sind die Verfahren in der Regel zu langsam (separate Messungen für Kanalleistungen und Leistungen der verstärkten Spontanemission ASE) , um Zeitanforderungen in dynamischen optischen Netzen, z. B. maximal ca. 10 Sekunden für einen Kanalupgrade, gerecht werden zu können.

Aus DE 19848989 ist ein Verfahren zur kanalweisen Einstellung von Sendesignalleistungen bekannt, bei dem bei einer unzulässigen Überschreitung des sendeseitigen Dynamikbereiches eine Kompression der einzelnen Sendesignalleistungen derart erfolgt, dass die Sendesignal-Summenleistung annähernd konstant gehalten wird. Dieses Verfahren wird ebenfalls für eine Uber- schreitung des empfangseitigen Dynamikbereiches durchgeführt.

Da dieses Verfahren auf gemessenen OSNR-Werten basiert, ergeben sich auch hier die bereits weiter oben beschriebenen Probleme der OSNR-Messung bei kleinen Kanalabstanden.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, das eine schnelle Preemphase eines optischen Multiplexsignals ermöglicht. Das Verfahren sollte sich ebenfalls für eine WDM- Ubertragung entlang einer zu definierten optischen Ubertra- gungsstrecke mit beliebig schmalen Kanalabstanden eignen. Eine Losung der Aufgabe erfolgt hinsichtlich ihres Verfah- rensaspekts durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruches 1.

Ausgehend von einem Verfahren zur Preemphase eines optischen Multiplexsignals, das als Kanäle mehrere Signale unterschiedlicher Wellenlange aufweist, die von Sendern zu Empfangern übertragen werden, bei dem Leistungen der Signale am Sender eingestellt und am Empfanger gemessen werden, wird erfin- dungsgemaß eine Ermittlung der Signal-Rauschabstande OSNR am Empfanger nicht mehr benotigt. Dafür wird eine mittlere Leistung der Signale am Sender ermittelt und anschließend werden sendeseitig neue Leistungen der Signale aus aktuellen Leistungen der Signale am Sender und am Empfanger und aus der mittleren Leistung am Sender eingestellt, derart, dass Signal-Rauschabstande am Empfanger annähernd gleich bleiben.

Dieses wird in einer ersten m Folgenden ausführlich erläuterten Naherungslosung erreicht, wenn Leistungsspektren der Kanäle am Sender und am Empfanger ca. inverse Funktionen bilden. Eine präzisere und ausreichende Erzielung gleicher Signal-Rauschabstande am Empfanger einer Ubertragungsstrecke wird ebenfalls in Anbetracht einer Wellenlangenabhanglgkeit von Rauschzahlen, Gewinnen und Dampfungen definiert werden.

Der wesentliche Vorteil der Erfindung ist, dass keine Messung der Signal-Rauschabstande bzw. der Rauschleistungen sondern nur Pegelmessungen von Signalen erforderlich sind. Aufgrund der Messung und Neueinstellung der Leistungen an einem Sender mittels einer einfachen Messung von Signalleistungen am einem Empfanger erfolgt die Preemphase gemäß erfindungsgemaßer Regelformel weit schneller als eine auf Signal-Rausch-Abstanden OSNR basierte Preemphase. Damit werden auch systembedingte und daher aufwendige Messung von Rauschleistungen der Signale nicht mehr benotigt. Das Einstellen der inversen Funktion zwischen Leistungsspektren fuhrt in sehr guter Näherung zu identischen Signal- Rauschabstanden OSNR für alle Kanäle. Bei einem Ubertragungs- system kann eine tolerierte Abweichung bzw. Verschlechterung im voraus definiert werden, d. h. die Signal-Rauschabstanden OSNR müssen sich bei der Preemphase derart andern, dass keine Ubertragungsfehler auftreten. Auf der Basis einer zugelassenen Balance bzw. eines tolerierten Intervalls der Signal- Rauschabstande OSNR ergibt sich eine einfache erfindungsgema- ße Regelformel zur Preemphase, die eine Neueinstellung der

Signalleistungen am Sender ohne Ermittlung der aktuellen Signal-Rauschabstanden OSNR darstellt.

Ein weiterer Vorteil des erfmdungsgemaßen Verfahrens ist darin zu sehen, dass eine komplizierte Messung von Rauschleistungen zwischen den Kanälen oder gar eine direkte und technisch sehr aufwendige Messung der den Kanälen überlagerten verstärkten spontanen Emission ASE zur Ermittlung der Signal-Rauschabstande OSNR entfallt. Das Verfahren eignet sich also bestens für beliebige kleine Wellenlangenabstande der Kanäle .

Selbstverständlich ist es möglich, dieses Verfahren mit einer anschließenden Preemphase zu kombinieren, die auf einer Mes- sung des Signal-Rauschabstandes OSNR basiert und die zu einer optimalen Einstellung der Kanalleistungen am Sender fuhrt. Dass hierzu wesentlich mehr Zeit erforderlich ist, hat keine negativen Auswirkungen auf die Ubertragungsqualitat . Das er- findungsgemaße Verfahren erfordert jedoch keine solche be- kannte Preemphase mehr, um die annähernd gleichen Erfordernissen zu erfüllen. Dieser vorteilhafte Aspekt wurde theoretisch und experimentell im Labor nachgewiesen. Damit werden kostenverbundene spektral auflosende Messinstrumente wie optische Spektrumanalysatoren eingespart.

Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung besteht ebenfalls darin, dass das beschriebene Verfahren gegen eine vorhandene Verkippung oder gegen eine weitere vorhandene ungleichmäßige spektralen Verteilung der Leistungen und/oder der Signal- Rauschabstande OSNR am Sender unempfindlich ist.

In der gesamten Erfindung werden die Ausdrucke "Sender" und "Empfanger" aus Gründen der einfachen Darstellung verwendet. Es sollte hier klargestellt werden, dass diese Ausdrucke }ede Stelle einer Ubertragungsstrecke bezeichnen, an denen die er- findungsge aße Preemphase durchfuhrbar ist, d. h. z. B. an optischen Verstarkern, an Multiplexern und Demultiplexern, an spektral regelbaren Filtern, etc. Dazu müssen mindestens bei einer "Sender" -Stelle ein erstes für das Leistungsspektrum vorgesehenes Regel- und Messmodul und bei einer "Empfanger" - Stelle ein zweites für das Leistungsspektrum vorgesehenes Messmodul vorhanden werden.

Zur Durchfuhrung des erfindungsgemaßen Verfahrens zur Preemphase wird eine einfache geeignete optische Ubertra- gungstrecke angegeben. Diese Ubertragungsstrecke konnte Teil eines aufwendigeren optischen Netzwerks sein.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter- anspruchen angegeben.

Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung naher erläutert.

Dabei zeigen:

Fig. 1: Leistungsspektren der Kanäle am Sender und am Empfanger vor und nach der Preemphase, Fig. 2: Spektren der Signal-Rauschabstande OSNR der Kanäle am Sender und am Empfanger vor der Preemphase und am Sender nach der Preemphase, Fig. 3: eine optische Übertragungsstrecke zur Durchfuhrung der erfindungsgemaßen Preemphase. In Fig. 1 sind Leistungsspektren LSI, LS2, LS3, LS4 der Kanäle am Sender und am Empfanger vor und nach der Preemphase für ein optisches DWDM-Signal mit 80 Kanälen (Frequenzabstand = 50 GHz) dargestellt. Vor der Preemphase ist das gemessene Signalleistungsspektrum LSI am Sender bei einem mittleren Leistungswert von -16 dBm konstant. Das gemessene Signalleistungsspektrum LS2 am Empfanger weist dagegen ein beliebiges Profil auf, wobei die Kanäle Leistungsunterschiede von bis zu 8dB aufweisen. Die Ab- weichung kann sowohl eine lineare Funktion der Wellenlange wie bei einer Verkippung oder im allgemein eine nichtlineare Funktion der Wellenlange darstellen.

Gemäß der zugelassenen Balance der Signal-Rauschabstande OSNR am Empfanger wird nun die Preemphase mittels der Invertierung des Signalleistungsspektrums LSI am Sender durchgeführt. Eine Regelformel der Invertierung wird im folgenden Text angegeben. Somit ergeben sich zwei neue Signalleistungsspektren LS3 am Sender und LS4 am Empfanger. Die Signal-Rauschabstande OSNR am Empfanger bilden nun ein flaches Spektrum.

In Fig.2 sind Spektren OSNR1, 0SNR2 der Signal-Rauschabstande OSNR der Kanäle am Sender und am Empfanger vor der Preemphase sowie ein Spektrum OSNR3 der Signal-Rauschabstande OSNR der Kanäle am Empfanger nach der Preemphase für das optische Signal gemäß Fig. 1 dargestellt.

Vor der Preemphase ist das für das Experiment hier gemessene Spektrum OSNR1 am Sender bei einem mittleren Wert von 28 dB konstant. Das Spektrum OSNR2 am Empfanger weist dagegen ein beliebiges Profil auf, das von einem mittleren Wert bei ca. 23 dB abweicht. Die Abweichung kann sowohl eine lineare Funktion der Wellenlange wie bei einer Verkippung oder im allgemein eine nichtlineare Funktion der Wellenlange darstellen. Nach der Preemphase ist das Spektrum OSNR3 am Empfanger flach . Fig. 3 zeigt eine optische Ubertragungsstrecke mit zwischen Sender OTT Tx und Empfanger OTT Rx liegenden frequenzabhangi- gen Elementen - hier Zwischenverstarker OLR1, OLR2, ..., optische L chtwellenleiter LWL1, LWL2, ..., etc - zur Durchfuhrung des erfindungsgemaßen Verfahrens zur Preemphase. Eine Leistungsmesseinrichtungen Ml, M2 ist jeweils an dem Sender OTT Tx und dem Empfanger OTT Rx und eine Leistungsregeleinrichtung Rl an dem Sender OTT Tx angeschlossen, d e lediglich Pegel der übertragenen Signale sendeseitig und empfangseitig messen bzw. sendeseitig regeln.

Im folgenden wird eine mathematische Beschreibung des in den Fig. 1 und 2 dargestellten Verfahrens angegeben, wobei angenommen wird, dass das übertragene Mult plexsignale die Band- breite Δλ belege .

Folgende Bezeichnungen werden hierfür verwendet:

Sender. OTT Tx

Empfanger: OTT Rx

Kanal (Wellenlange) λ = λmm, . ., λmax Bandbreite: Δλ = λ max — λ min

Kanalleistungen am OTT Tx: Pχ_N(λ) {m mW}

Kanalleistungen am OTT Rx : POUTW {in mW}

Mittlere Emgangsleistung : < P_τ» j^* P_IN(λ) dλ {in mW}

Δλ

Mittlere Ausgangsleistung: < P_ouτ >= P_ot,_τ(λ) dλ {in mW}

Δλ .{ Allgemein wird der Mittelwert - hier über einem Wellenlängenbereich - eines Wertes X durch die Schreibweise < X > zwischen eckigen Klammern < X > signalisiert.

Die Summeneingangsleistung der Kanäle mit den Wellenlängen λ = λmin, ..., λmax wird am Sender OTT Tx konstant gehalten. Neue, am Sender OTT Tx einzustellende Kanalleistungen Pτ_N(λ)_new (linear in mW), unter Beibehaltung der bestehenden Summeneingangsleistung (=Δλ- < P_IN >) mittels einer Funktion Q(λ) lauten daher:

Q(λ) P„,(λ) new := < P_™ >

— • [Q(λ)dλ

Δλ

Eine zugelassene Balance der Signal-Rauschabstande OSNR wird durch den im folgenden begründeten Ansatz ι/P_IH(λ) • P_0OT(λ) = const (d. h. Konstante)

angenähert, womit sich für die Funktion Q(λ) ergibt:

Diese Gleichung zeigt, dass die Funktion Q der Quadratwurzel der Übertragungsfunktion der Signale entspricht.

Damit lassen sich sehr schnell die neu einzustellenden Ein- gangsleistungen P_TN<λ)_new für jeden Kanal mittels der mittleren Eingangsleistung und der vorhandenen bzw. neu gemessenen Eingang- und Ausgangsleistungen P_Tn(λ) und P₀uτ (λ) neu einstellen. Es werden dadurch keine Messungen der Signal- Rauschabstande OSNR oder von Rauschleistungen benötigt. Im geeigneten Fall erfolgt die Neueinstellung durch eine einfache Invertierung zwischen Leistungsspektren des Senders und des Empfängers.

Ferner wird nun eine präzisere Herleitung des neu einzustellenden Leistungsspektrums Pι_N(λ)__new bei einer Berücksichtigung wellenlängenabhängiger Rauschzahlen Fi(λ) (i=0,...,N) eines oder mehrerer entlang der Übertragungsstrecke angeordneten optischen Verstärkern V0, VI, ..., VN angegeben. Diese Herleitung zeigt, inwieweit sich die erfindungsgemäße

Preemphase im Hinblick auf erforderliche Übertragungstoleranzen für den Einsatz in ÜbertragungsSystemen eignet. Außerdem ergeben sich daraus auch Varianten des Verfahren, die eine höhere Genauigkeit erreichen, jedoch die Kenntnis zusätzli- eher Parameter voraussetzen, die entweder direkt am System oder aber bereits bei der Produktion gemessen werden können. Alternativ können auch typische Werte verwendet werden.

Es wird gezeigt, dass trotz Einflüssen der Rauschzahl Fi(λ) die erfindungsgemäße Preemphase für eine Anzahl von N+l kaskadierten optischen Verstärkern Vi mit N zwischengeschalteten optischen Leitungen OLi (1=1, ■•-, N) mit Dämpfungen Ai eine tolerierbare Einebnung der Signal-Rauschabstande OSNR am Ende der Übertragungsstrecke ermöglicht. Falls weitere präzi- sere Erfüllungen benötigt sind, können auch die Rauschzahlen Fi (λ) berücksichtigt werden, z. B. durch die technischen Lieferungsangaben eines optischen Verstärkers .

Der Gewinn Gi (λ) eines der optischen Verstärker Vi (i=0, ... , N) sei gegeben durch:

Gi (λ) = < Gi > • g(λ)

wobei < Gi > einen mittleren Gewinn und g(λ) eine normierte spektrale Abhängigkeitsfunktion des Gewinns Gi (λ) bezeichnen. Genauso lassen sich die Dampfung Aι(λ) der optischen Leitungen OLi und die Rauschzahl Fι(λ) beschreiben:

Ai (λ) = < Ai > a(λ) Fi (λ) = < Fi > f(λ)

Zur Vereinfachung der Darstellung wurde davon ausgenommen, dass die Wellenlangenabhangigkeiten a (λ) und f (λ) der Dampfung Ai (λ) und der Rauschzahl Fi (λ) f r alle Verstarker und zwi- schengeschalteten Fasern ann hernd identisch sind.

Am Ende der Ubertragungsstrecke OTT Rx sind die Ausgangslei- tungen P_ouτ(λ) als Funktion der Wellenlange λ so definiert:

P_∞T(λ) = i Aι(λ) \ Gι(λ) P_IH(λ) = P„,(λ) G0 [ Aι(λ) Gι(λ)

1-] 1-0 l-l wobei G0 der Gewinn des sendeseitig als Booster eingesetzten ersten optischen Verstärkers V0 st. Bei den optischen Verstarkern Vi tritt verstärkte spontane Emission ASE auf, die f r einen die Wellenlange λ aufweisenden Kanal eines bre t- bandigen optischen Signals zu einer Rauschleistungsanteil

P_Mr(ι, λ) = hv B₀ [F (λ) Gι(λ) - l]

In dieser Gleichung repräsentierten h die Planck' sehe Konstant, v die Frequenz des betrachteten Kanals und Bo die Messbandbreite . Am Sender OTT Tx und am Empfanger OTT Rx der kompletten übertragungstrecke V0, LWL1, VI, LWL2, ..., LWLN, VN weist ein Kanal bei der Wellenlange λ mit Emgangsleitung Pι_N(λ) und Ausgangsleitung P₀ατ(λ) eine akkumulierte Rauschleistung P_ASEI auf, die sich wie folgt errechnen lasst: ∑ [Fj⁽λ^{) •} Gj⁽λ⁾ - l] ^• fi ^{Ai(λ) • Gi(λ)} b-o

Die wellenlängenabhängigen Signal-Rauschabstande OSNR am Sender OTT Tx sind so definiert:

_ P_0OT(λ)

OSNR

Der Ansatz zur Balance der Signal-Rauschabstande OSNR basiert auf einer Einebnung derselben am Sender OTT Tx. Dies lässt sich durch die folgende Bedingung (const= Konstante) realisieren:

[Fj⁽λ^{) ■} Gj⁽λ⁾ - l] ^• fi ^Ai<^{λ) • Gi}<^λ> , ^J- = const

OSNR P_ln(λ) G0 • [ Ai(λ) • Gi(λ)

Durch die Definition der schon bekannten Funktion Q(λ) nun als :

∑ [F ^jw ^{• Gj(λ)} - ¹] ^• π ^{A±(λ) • Gi<λ>}

Q(λ) = λ • G0 • l Ai(λ) • Gi(λ)

lässt sich diese Bedingung für identische Signal- Rauschabstande OSNR aller Kanäle am Empfänger OTT Rx wie folgt formulieren:

P_IB(λ) _ new := < P_IH > • -g - _mit < Q(λ) >= - Q(λ)dλ

Diese Gleichung beschreibt die neu einzustellenden Kanalleistungen sehr genau, erfordert aber die Kenntnis zahlreicher Parameter. Im folgenden wird daher der Einfluß verschiedener Parameter wie die Rauschzahlen Fi(λ), die Gewinne Gi (λ) und die Dämpfungen Ai (λ) auf die Wellenlängenabhängigkeit der Funktion Q (λ) betrachtet . Zunächst wird dieser Aspekt mittels eines Ausführungsbeispiels für eine Übertragungstrecke mit N+l optischen Verstärkern und mit N den optischen Verstärkern zwischengeschalteten optischen Leitungen OLi beschrieben, bei dem ein breitbandiges optisches Signal mit mehreren Kanälen vom dem Sender OTT Tx bis zum Empfänger OTT Rx übertragen wird.

In der Regel werden die Gewinne der Verstärker Vi so eingestellt, dass sie die Dämpfungsverluste in den nachfolgenden Streckenabschnitten OLi ("span" in englisch) kompensieren, so dass

1

< Gi (λ) > = gilt .

< Ai(λ) >

Damit lässt sich die Funktion Q(λ) wie folgt beschreiben:

£ [< Fj > ^• < Gj > ^• f j(λ) ^• gj(λ) - l] ^• fi ^ai<^λ> ^•

Q(λ) = j°0 -=] + !

H λ- < G0 > • gO • l ai(λ) ■ gi(λ)

Ausgehend von aus der Praxis bekannten Werten wie z. B.

< Fj >≡ 2 und < Gj >≤ 100 ist es implizit, dass:

< Fj > • < Gj > • fj(λ) • gj(λ) » 1

Ferner wird angenommen, dass die optischen Verstärker Vi sowie die optischen Leitungen OLi quasi-identisch sind. Diese Annahme ist in der Regel erfüllt, da im Bezug auf Gewinn und Dämpfung kritische technische Eigenschaftsabweichungen der Komponenten Vi, OLi bei ihrer Herstellung bzw. bei der Installation eines Netzwerks möglichst minimiert bzw. optimiert werden und die Wellenlängenabhängigkeit des Gewinns optischer Verstärker nahezu unabhängig vom eingestellten Gewinn ist. Somit werden nun einzelne Mittelwerte und einzelne spektrale Abhangigkeitsfunktionen der Rauschzahl <F>=<Fι>, f(λ)=fι(λ), des Gewinns <G>=<Gι>, g(λ)=gι(λ) und der Dampfung <A>=<Aι>, a(λ)=aι(λ) für alle Komponente Vi, OLi verwendet, was zu einer einfacheren neuen Form der Funktion Q(λ) fuhrt:

< F > f(λ) [a(λ) g(λ)]^M+1 - 1

Q(λ) = - λ [a(λ) g(λ)]^H [a(λ) g(λ) - l]

Diese Gleichung fuhrt auf die Approximation Q(λ) f(λ) 1 [a(λ) g )]"*¹ - 1

< Q(λ) > λ N + 1 [a(λ) g(λ)]^N [a(λ) g(λ) - l] ^'

Diese letzte Funktion berücksichtigt die spektrale Welligkeit (Ripples in englisch) der Rauschzahl, des Gewinns und der

Dampfung über einer gew nschten Bandbreite im Wellenlangenbe- reich Δλ.

Mittels der Messung des Leistungs Spektrums bzw. des Gesamtgewinns GLI_NK ⁼ [a (λ) g (λ) ]^N+1 am Empfanger OTT Rx erhalt man:

Q(λ) f(λ) Gιτ - 1

< Q(λ) > N + 1 „ -ü-

Beim Kenntnis oder Abschätzung der Rauschzahl f (λ) aus einer oder mehrerer optischen Verstärkungen m der Ubertragungs- strecke ist also die Funktion Q(λ)/<Q(λ)> wellenlangenunab- hangig ermittelbar. Die Preemphase ist in diesem Fall also mehr als nur eine einfache Invertierung der Leistungsspektren zwischen Empfanger und Sender, beruht jedoch immer noch nur auf Signalleistungsmessungen bzw. Leistungseinstellungen.

Anders formuliert, wenn die Wellenlangenabhanglgkeit der Rauschzahl F(ι) der optischen Verstarker bekannt ist (analytisch oder in Tabellenform) , so kann diese Abhängigkeit bei der Preemphase genauer als mittels der bisher erwähnten Invertierung der Leistungsspektren berücksichtigt werden.

Als konkrete Wertebereiche für eine praktische Anwendung ist:

1 < N ≤ 20 - 0,7 dB < 10 log[g(λ)] < 0,7 dB

von Interesse, da heutzutage typische Verstärker wie EDFAs (Erbium Doped Fiber Amplifiers) Gewinnwelligkeiten unterhalb 1,4 dB aufweisen.

Für diese Wertebereiche kann die Funktion Q(λ)/<Q(λ)> durch

gut angenähert werden. Dadurch wird die Preemphase unabhängig von der Zahl N der Übertragungsabschnitte Vi, OLi (span) erfolgen.

Diese Annäherung bestätigt wiederum die bisher erläuterte Behauptung, dass mit den beiden folgenden Gleichungen:

Q(λ)

P,„(λ) new := < P_ra > {in mW} mit < Q(λ)

< Q(λ) > - .

die neu einszustellenden Leistungen P_TN(λ)_new am Sender OTT Tx bei der Preemphase wie folgt errechnet werden:

In diesem Fall beruht die Preemphase auf der einfachen Invertierung der Leistungsspektren am Sender OTT Tx und am Empfänger OTT Rx. Wenn eine zusätzliche Leistungseinstellung der Kanäle am Sender OTT Rx vorgesehen ist, ist auch die Preemphase in einer bidirektionalen Weise steuerbar. Dadurch weisen die Signal- Rauschabstände OSNR am Empfänger OTT Rx und am Sender OTT Tx ein flaches Spektrum auf.

Weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert.

Dabei zeigen:

Fig. 4: Kleinster auftretender Signal-Rauschabstand als

Funktion eines Parameters k bei 5 Übertragungsab- schnitten,

Fig. 5: Kleinster auftretender Signal-Rauschabstand als Funktion des Parameters k bei 10 Übertragungsabschnitten,

Fig. 6: optimale Werte des Parameters k für unterschiedli- ehe Streckendämpfungen als Funktion der Anzahl an

Streckenabschnitten,

Fig. 7: eine Teilstrecke eines optischen Netzwerks.

Nun wird von einem Verfahren ausgegangen, bei dem zunächst für eine beliebige Kanalleistungsverteilung Pι_K(λ) am Linkeingang die entsprechende Kanalleistungsverteilung P_ouτ (λ) am Linkausgang gemessen wird. In einem zweiten Schritt werden Eingangsleistungen nach der Vorschrift:

P_TN (λ) _new = < P_IN > - ( (P_TN/Pouτ) °-⁵) /< ( ( PIH/POUT) °^{' 5}) > eingestellt, wobei P_TN(λ) und P₀uτ(λ) mit P_IN bzw. P₀uτ dargestellt sind. Damit lassen sich annähernd identische Werte der Signal-Rauschabstande OSNR für alle Kanäle erzielen, aber dennoch ergeben sich Abweichungen zu einer reinen OSNR- Preemphase. Im folgenden wird gezeigt, dass sich die Große dieser Abweichungen durch Einfuhrung eines variablen Exponenten k mit Werten im Bereich von 0 bis 1 - im Vergleich zu 0,5 in der oberen Gleichung - deutlich reduzieren lasst, so dass das Verfahren naher an die optimalen Ergebnisse einer SNR- Preemphasis herankommt. Die Leistungen am Sender OTT Rx werden nun nach der Vorschrift

P_m (λ) _new = < PIN > - ( (P™/Pouτ) ^k) /< ( ( PIN/POUT) ^k) > eingestellt. Da sich die Ubertragungsfunktion des Links beim Veränderung des EingangsSpektrums ver ndern kann, bietet es sich an, dieses Verfahren mehrmals anzuwenden. Es stellt sich nun die Aufgabe, eine optimale Einstellung des Exponenten k zu bestimmen. Die beiden folgenden Figuren 4 und 5 zeigen die minimal auftretenden Signal-Rauschabstande OSNR (in dB) als Funktion des Exponenten k für ein Link mit 5 und 10 Abschnitten LWL1, LWL2, etc gemäß Figur 3. Die Abschnitt- dampfung betragt dabei jeweils 20dB. Dabei ist ein Optimum

(hier ca. 0,4 bei 5 Abschnitten und ca. 0,45 bei 10 Abschnitten) des Exponenten k deutlich zu erkennen, damit die Signal- Rauschabstande OSNR maximale Werte aufweisen. Die nun folgende Figur 6 zeigt - für eine geänderte mittlere Eingangsleistung am Sender OTT Tx - den optimalen Wert des Exponenten k<l als Funktion der Anzahl (1 bis 20) an Abschnitten LWL1, LWL2, etc für verschiedene Abschnittsdampfun- gen (lOdB, 15 dB, 20 dB, 25 dB, 30 dB) . Dabei wird auch deut- lieh, dass neben der Abschnittsdampfung und der Anzahl an Abschnitten auch die Leistung am Sendereingang einen wesentlichen Einfluß auf den optimalen Wert des Exponenten k hat. Solange die Wellenlängen-Abhängigkeit der Rauschzahl der optischen Verstarker OLR1, OLR2, etc gemäß Figur 3 klein gegen- über der Wellenlängen-Abhängigkeit der Gewinn-

Ubertragungsfunktion der selben optischen Verstarker ist, können auftretende Abweichungen zu einer reinen Preemphase der Signal-Rauschabstande OSNR durch die optimale Wahl des Exponenten k minimiert werden.

Zur Optimierung des Exponenten k gibt es mehrere Moglichkei- ten, die auf dem Formelwerk der entsprechenden Patentanmeldung aufbauen:

- Bevor eine Ubertragungsstrecke OTT Tx, LWL1, OLR1, LWL2, OLR2, ..., OTT_Rx (link) aufgebaut wird, kommt ein Pla- nungstool zum Einsatz. Dieses kennt typische Werte der charakteristischen Parameter aller optischen Komponenten und kann somit den sich ergebenden Signal-Rauschabstand OSNR sowie denjenigen Parameterwert von k ermitteln, mit dem das rein auf Leistungsmessungen basierende Verfahren der idealen OSNR-Preemphase möglichst nahe kommt.

- Die eingesetzten Baugruppen werden bei der Produktion vermessen und stellen diese Werte, wenn sie im System eingebaut sind, dem Management-System zur Verfugung, das dann wiederum den optimalen Parameterwert bestimmen kann.

Die einzelnen Empfangerbaugruppen teilen die gemessenen Bitfehlerhaufigkeiten dem Management-System mit. Dieses benutzt dieses Information zur Bestimmung des optimalen Werte des Exponenten k.

- Bei Installation einer Ubertragungsstrecke wird diese zunächst mit wenigen Kanälen betrieben, so dass eine Messung der Signal-Rauschabstande OSNR möglich ist und eine reine OSNR-Preemphase durchgeführt werden kann. Daraufhin wird derjenige Parameter-Wert von k bestimmt, der das sich dabei einstellende Eingangsspektrum möglichst gut approximiert. Dieser Wert wird dann in Zukunft für eine beliebige Anzahl an Kanälen und auch bei Komponententausch weiter- verwendet . Zusammengefasst ermöglicht die Einfuhrung eines variablen Exponenten k eine Reduktion der Abweichungen zwischen einem leistungsbasierten Verfahren und der Signal-Rauschabstanden basierten Preemphase.

Im bisherigen Beschreibungsteil der Erfindung wurde eine Punkt-zu-Punkt-Ubertragungsstrecke für die Ausfuhrungsbei- spiele dargestellt. Das Verfahren zur Preemphase eines optischen Multiplexsignals eignet sich jedoch auch für ein kom- plettes Netzwerk mit mehreren Netzknoten, zwischen denen optische Punkt-zu-Punkt-Verbindungen angeordnet sind.

Die Figur 7 zeigt eine Teilstrecke eines optischen Netzwerkes, für die eine Preemphase durchzufuhren ist. An den e- weils am Ende angebrachten Netzknoten (dargestellt hier als

Add-Drop-Module OADM) werden Signale eingekoppelt bzw. ausgekoppelt. Die eingekoppelten Signale können entweder von einer anderen Ubertragungsstrecke her kommen oder aber direkt von sich an der Stelle des Add-Drop-Moduls OADM befindenden Sen- dern Tx stammen. Am Ende der Teilstrecke wird ein Teil der

Kanäle einer weiteren Ubertragungsstrecke zugeführt, wahrend der andere Teil dort zum Beispiel am einem Empfanger Rx terminiert wird. Eingangsseitig am ersten Add-Drop-Modul 0ADM1 besitzen die Kanäle unterschiedliche Signal-Rauschabstande-Werte 0SNR_TN. Da ein Teil der Kanäle noch weitere Ubertragungsstrecken durchlaufen muß und die Empfanger unterschiedliche Charakte- ristika aufweisen können (z. B. aufgrund unterschiedlicher Datenraten) , macht es Sinn, unterschiedliche Anforderungen der Signal-Rauschabstande OSNR^ot,τ am Ausgang der Ubertragungsstrecke zu stellen. Die aufgrund von dieser Anforderung gewünschte Wellenlangenabhanglgkeit des ausgangsseitigen Signal-Rauschabstandes OSNR_OUT sei durch die Funktion h mit Mlt- telwert 1 gegeben, die mit dem Kehrwert einer noch zu bestimmenden Konstante zum resultierenden Signal-Rauschabstand OSNR^OUT zu multiplizieren ist. Die wellenlangenabhangige Funk tion h (λ) wird von einem Netzplanungstool vorgegeben. Diese Wahl wird durch eine Verkehrsmatrix innerhalb des optischen Netzes bestimmt. Außerdem sei der bisher beschriebene Exponent k bekannt .

Die am Eingang der Teilstrecke einzustellende Leistungsverteilung ergibt sich damit zu

_D , > G(λ)-^k OSNR™(λ) h(λ)

P_πl(λ) _ new = (P_IH)

(G(λf^k) OSNR" OSNR™(λ) • α - h(λ)

wobei OSNR^pp für denjenigen konstanten Signal-Rauschabstand

OSNR steht, das sich beim Stand-alone-Betrieb der Ubertragungsstrecke im Netzwerk ergeben würde, und G(λ) den wellenlängenabhängigen Gewinn der betrachteten Ubertragungsstrecke bezeichnet. Der Parameter ot ist so zu wählen, dass die mittlere Leistung <Pχn> der Kanäle am Eingang unverändert bleibt. Er kann z. B. mit Hilfe einer iterativen Methode auf dem Rechner bestimmt werden. In die oben angegebene Gleichung gehen neben der zu messenden Gewinnübertragungsfunktion der Teilstrecke weitere Parameter wie die Signal-Rauschabstande OSNR™ am Eingang der Ubertragungsstrecke sowie das sich beim Stand-alone-Betrieb ergebende OSNR^pp am Ausgang der Ubertragungsstrecke ein. Die beiden letzteren Parameter können selbstverständlich aus Messungen gewonnen werden. Vorteilhaft ist es aber, auf Ergebnisse eines numerischen Planungstools zurückzugreifen.

Im folgenden soll noch ein Spezialfall betrachtet werden. Es wird davon ausgegangen, dass die betrachtete Teilstrecke Teil einer Punkt-zu-Punkt-Verbindung in einem Netzwerk ist, nur Kanäle eingespeist werden, die alle aus derselben Quelle stammen, und alle Kanäle an der selben Stelle terminiert werden. In diesem Fall wird am Ausgang identische Signal- Rauschabstände 0SNR^0UT für alle Kanäle gefordert. Auch am Ein gang besitzen alle Kanäle identische Signal-Rauschabstande OSNR™, da für die vorhergehende Teilstrecke ebenfalls eine Preemphase durchgeführt wird, die gleiche Signal- Rauschabstande OSNR für alle ihrer Ausgangskanäle sicherstellt. In der obenstehenden Gleichung weisen folglich BII und BIII keine Wellenlängenabhängigkeit mehr auf und können durch den Wert 1 ersetzt werden, nachdem ja die Eingangsleistung konstant bleiben soll. Das Ergebnis entspricht demjenigen für eine einzelne Ubertragungsstrecke.

Im folgenden wird dargelegt, wie dieses Verfahren noch weiter verbessert und damit die Leistungsfähigkeit von WDM-Netzen und -strecken gesteigert werden kann. Weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert .

Dabei zeigen: Fig. 8: Eine Punkt-zu-Punkt-Übertragungsstrecke mit mehreren optischen Verstärkern, Fig. 9: Signal-Rauschabstande nach einer Preemphase als

Funktion einer Verkippung eines Verstärkereingangs, Fig. 10 a, b, c, d: Signal-Rauschabstande als Funktion des Exponenten k bei unterschiedlichen Verstärkungsgewinnen,

In Fig. 8 wird eine Punkt-zu-Punkt-Übertragungsstrecke mit mehreren optischen Verstärkern VI, V2, V3, V4, zwischen denen Übertragungsfaser LWLl, LWL2, LWL3 geschaltet sind. Es könnte sich stattdessen um eine Teilstrecke eines optischen Netzes handeln. Ein besonderes Merkmal dieser Ubertragungsstrecke ist, dass die verwendeten optischen Verstärker VI, V2, V3, V4 derart angesteuert bzw. geregelt werden können, dass die Steigung des optischen Leistungsspektrums am Ausgang eines jeden Verstärkers VI, V2, V3, V4 einen vorgegebenen Wert aufweist . Eine wichtige Kenngröße des im folgenden beschriebenen Verfahrens ist die Steigung des Leistungsspektrums, die als die Steigung einer Gerade definiert sein kann, die die logarith- mische Leistungsverteilung über der Trägerfrequenz im Sinne einer minimalen Summe der Fehlerquadrate annähert (lineare Regression) . Diese Steigung wird im folgenden als Power-Tilt bezeichnet und hat die Einheit dB/THz. Ziel des Verfahrens ist es, durch optimale Einstellung des

Power-Tilts am Eingang eines jeden Verstärkers die sich nach Durchführung einer Preemphase ergebenden Signal- Rauschabstande OSNR zu optimieren. In Fig. 9 sind die Signal- Rauschabstande OSNR - in dB - nach einer Preemphase als Funk- tion einer Verkippung eines Verstärkereingangs als Power-Tilt - Tilt of amplifier input in dB/THz - dargestellt. Wie Figur 9 zeigt, gibt es für jede Steigung NOISE_FIGUR_Tilt einer Rauschzahlkurve A, B, C, D, E bzw. F, G, H, I, J (0,45 dB/THz, 0,23 dB/THz, 0,00 dB/THz, -0,23 dB/THz, -0,45 dB/THz), die im übrigen als identisch für alle Verstärker VI, V2, V3, V4 innerhalb des Preemphase-Abschnitts angenommen wurde, genau einen Power-Tilt-Wert am Eingang der Verstärker VI, V2, V3, V4, der zu einem optimalen Ergebnis führt. Ferner fällt auf, dass das Optimum bei kleiner Anzahl an Streckenab- schnitten (z.B. VI, LWLl, V2) dem Tilt der Rauschzahl entspricht (siehe obere Kurven A, B, C, D, E für 5 Übertragungsabschnitte) . Bei größerer Anzahl an Streckenabschnitten (siehe untere Kurven für 20 Übertragungsabschnitte) verschieben sich die Maxima zu größeren Tilt-Werten. Im folgenden wird beschrieben, wie dieser optimale Power-Tilt-Wert bestimmt werden kann und wie diese Optimierung mit dem Verfahren der Preemphase der bisherigen Signal-Rauschabstande OSNR und der Preemphase mit Power-Tilt verbunden werden kann.

Bei Verwendung der bisherigen Preemphase der Signal- Rauschabstande OSNR werden in einem ersten Schritt die z. B. als Erbium-dotierte Faserverstärker (EDFA = erbium doped fa ser amplifier) vorgesehenen Verstarker VI, V2, V3, V4 so eingestellt, dass der Power-Tilt am Eingang des jeweils nachfolgenden V2, V3, V4 und am Ausgang des Vorverstärkers V4 am Streckenende verschwindet (Power-Tilt soll null sein) . Dar- aufhm werden die Signal-Rauschabstande OSNR des Ausgangsspektrums bestimmt. Wird nun der Power-Tilt an den Eingangen der Verstarker VI, V2, V3, V4 so eingestellt, dass er dem negativen Tilt der im logarithmischen Maßstab angegebenen Signal-Rauschabstande OSNR entspricht, wird die nachfolgend durchgeführte Preemphase der Signal-Rauschabstande OSNR zu einem optimalen Ergebnis fuhren.

Die Preemphase mit Power-Tilt bietet im Vergleich zur bisherigen Preemphase den Vorteil einer deutlich reduzierten Durchfuhrungszeit und kann auch m Systemen und Netzen eingesetzt werden, in denen eine Messung der Signal-Rauschabstande OSNR nach dem derzeitigen Stand der Technik nicht möglich ist. Da die Signal-Rauschabstande OSNR m diesem Fall nicht bekannt sind, muss der optimale Wert des Power-Tilts auf an- dere Art und Weise bestimmt werden. Dazu wird wie folgt vorgegangen :

In einem ersten Schritt werden - wie schon bei der bisherigen Preemphase - die Verstarker VI, V2, V3, V4 so eingestellt, dass der Power-Tilt am Eingang des jeweils nachfolgenden Verstärkers V2, V3, V4 und am Ausgang des Vorverstärkers V4 am Streckenende verschwindet (Power-Tilt soll null sein) . Aus den am Eingang des Boosters VI und am Ausgang des Vorverstärkers V4 gemessenen linearen Leistungsspektren P_Tx(λ), P_Rx (λ) eines übertragenen WDM-Signals w rd ein Gewinn

Gi_ιnk(λ) berechnet. Aus dieser Große kann nach dem bereits m bisher beschriebenen Preemphase mit Power-Tilt das Sollspektrum am Eingang des Boosters VI bestimmt werden, wobei eine normierte Korrekturfunktion Q(λ)

Q(λ)

Verwendung findet . Der Faktor k wurde zuvor von einem Planungstool bestimmt. Alternativ kann auch bei aquidistanten Ubertragungsabschn tten die Gleichung

_Q(λ) _ _^G^> - 1

G_lιnk<λ) - Gsr<λ) verwendet werden, wobei N für die Anzahl an identischen Ubertragungsabschnitten in der gesamten Ubertragungsstrecke steht. Der optimale Power-Tilt am Eingang der Verstarker VI, V2, V3, V4 entspricht nun dem Tilt des Produkts aus dieser Große und der effektiven Rauschzahl F_sff, wobei der Begriff der effektiven Rauschzahl weiter unten erl utert wird. Nahe- rungsweise können auch der Tilt der Große Q(λ) (m dB/THz) und der Tilt der effektiven Rauschzahl F_eff (ebenfalls m dB/THz) zum resultierenden Power-Tilt addiert werden.

Die am Eingang des Boosters VI einzustellende Leistungsver- teilung P_Tx (λ) berechnet s ch unter der Bedingung gleich- bleibender mittlerer Emgangsleistung P _ Tx(λ)^Bθg"γ nun wie folgt:

Die in dieser Gleichung auftretenden Großen sind im linearen Maßstab einzusetzen. Ein wesentlicher Vorteil der Optimierung wird aus den folgenden Figuren 10a, 10b, 10c, lOd ersichtlich. Dargestellt sind die Signal-Rauschabstande OSNR als Funktion des Exponenten k für eine Ubertragungsstrecke mit 5 Übertragungsabschnitten, für den der optimale Wert des Power- Tilts 0,23 dB/THz ist. Bei den einzelnen Ergebnissen in jeder der Figuren 10a, 10b, 10c, lOd wurden unterschiedliche Ge- winnprofile angenommen. Für die Anwendbarkeit des Verfahrens stellt d e Tatsache, dass der optimale Wert des Exponenten k nahezu unabhängig vom Gewmnprofil der Verstarker ist, wenn der Power-Tilt den optimalen Wert annimmt, eine bedeutende Verbesserung im Vergleich zu einer Regelung auf verschwindenden Power-Tilt dar, bei der deutliche Unterschiede beobachtet werden .

Die effektive Rauschzahl F_eff wird am besten von einem Planungstool berechnet, das typische Werte für den Gewinnverlauf Gi_c (λ) und die Rauschzahl F_k (λ) der einzelnen Verstärker VI, V2, ... kennt. Mit den Streckendämpfungen a_k (λ) ergibt sich nun für N Ubertragungsstrecke LWLl, LWL2, ... und (N+l) Verstärker VI, V2, ... die effektive Rauschzahl F_eff(λ) zu

_{F (λ) =} ∑ g._BF_k(λ) ^■ G,(λ) ^■ π ; „a₃(λ) - G.P.) ∑ ϊ__oG_(λ) • π 5 _«a,(λ) • G.(λ)

Sämtliche in dieser Gleichung auftretende Größen sind prinzipiell wellenlängenabhängig (λ) . Sollte die Wellenlängenabhängigkeit jedoch nicht bekannt sein, kann auch mit approximierten Größen gearbeitet werden.

Bei identischen Verstärkern VI, V2, ... entspricht die effektive Rauschzahl F_eff (λ) der Rauschzahl eines einzelnen Verstärkers z. B. VI.

Zur Realisierung: Alternativ kann anstelle einer Messung des Leistungsspektrums am Eingang des Boosters VI auch eine Messung an dessen Ausgang erfolgen und eine entsprechende Berechnung der benötigten Booster-Ausgangs- und Eingangsleistungen erfolgen.

Zusammengefasst wird das Verfahren derart verbessert, daß zusätzlich am Eingang eines jeden Verstärkers VI, V2, ... ein optimaler Tilt (genannt Power Tilt) aufgeprägt wird. Bei kleiner Anzahl an Streckenabschnitten LWLl, LWL2, ... entspricht der aufzuprägende Tilt exakt dem Tilt der Rauschzahl des Verstärkers .

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zur Preemphase eines optischen Multiplexsignals

(OS) , das mehrere Signale mit unterschiedlichen Wellen- langen aufweist, die von einem Sender zu einem Empfanger übertragen werden, bei dem Leistungen der Signale am Sender eingestellt sowie am Empfanger gemessen werden, dadurch gekennzeichnet, dass eine mittlere Leistung für die sendeseitigen Signale ermittelt wird, dass aus den aktuellen Leistungen der Signale am Sender und am Empf nger und der mittleren Leistung neue Signalwerte ermittelt und sendeseitig eingestellt werden, derart, dass am Empfanger Signal-Rauschabstande aller Signale annähernd ausgeglichen werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Neueinsteilung der Signale am Sender spektra- le Einflüsse der Ubertragungsstrecke zwischen dem Sender und dem Empfanger, vorzugsweise aufgrund Verstärkung, Rauscheinflussen, Dampfungen, berücksichtigt werden.

3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer optischen Übertragung über N+l in Reihe geschalteten optischen Verstarkern mit ahnlichen Verstar- kungseigenschaften und über N den Verstarkern zwischengeschalteten Ubertragungsabschnitten die neu einzustellende Leistung (P_τbl (λ)_new) eines der Signale am Sender derart errechnet wird:

P_IH(λ) new := < P_IK > {m mW}

< Q(λ) > wobei ( <Pικ> ) die mittlere Leistung eines Signals am Sender bezeichnet und zur tolerierten Balance der Signal- Rauschabstande die Funktion Q(λ) wie folgt definiert ist:

mit (GLINK) als aus den am Sender und Empfänger Signalleistungen (P_TH, POU_T) ermittelter Gesamtgewinn eines Kanals und f (λ) als spektrale Rauschzahlfunktion der optischen Verstärker und K als Konstante.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , dass die Funktion Q(λ)/<Q(λ)> durch 1/ -JG₁ angenähert wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die normierten Leistungsspektren der Signale am Sender und am Empfänger zueinander inverse Funktionen bilden .

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die neu einzustellende Leistung (P_ΪN(λ)_new) eines Signals am Sender mittels folgender Formel berechnet wird:

P_IH(λ) _ new := < P_TN > {in mW}

wobei Klammern <...> eine Mittelung eines Arguments über die Bandbreite (Δλ) der Signale bezeichnet, (P™(λ)) die aktuell ermittelte Leistung eines Signals am Sender, (P_OU (λ) ) die gemessene Leistung eines Signals am Empfanger und (k) eine Konstante mit 0<k<l bezeichnen.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Optimum der Konstante (k) derart gewählt wird, dass minimale systembedingte Abweichungen der Signal- Rauschabstande auftreten.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Wahl der Konstante (k) mittels eines Planungstools vorzugsweise eines Netzwerkmanagements und/oder mittels Messungen von Signal-Rauschabstanden erfolgt.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zu Kontrollzwecken Signal-Rauschabstande ausgewählter Signale oder Gruppen von Signalen am Sender und am Empfan- ger ermittelt werden.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Sender und Empfanger optische Verstarker enthal- ten.

11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichne , dass die Ubertragungsstrecke zwischen dem Sender und dem Emp- fanger als Teilstrecke eines optischen Netzwerks vorgesehen ist und dass für jede Teilstrecke eine Preemphase durchgeführt wird.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch ge ennzeichne , dass die neu einzustellende Leistung (Pι_N(λ)_new) eines Signals am Sender einer Teilstrecke mittels folgender Formel eingestellt wird:

ς _D ,_M /„ \ ^Gi>^XP OSNR™(λ) h(λ) ^{5 p}ι_H(λ) _ new = (P_IB)

(G(λ)^"k) OSNR^pp 0SNR^IH(λ) • α - h(λ)

wobei der Signal-Rauschabstand-Wert (OSNR^pp) für denjenigen konstanten Signal-Rauschabstand steht, der sich beim Stand- alone-Betrieb der Ubertragungsstrecke im Netzwerk ergeben 0 wurde, und wobei (G(λ)) den wellenlangenabhangigen Gewinn der betrachteten Ubertragungsstrecke bezeichnet und wobei (h(λ)) eine gewünschte wellenlangenabhangige Funktion der Signal- Rauschabstande am Ende der Teilstrecke bezeichnet und wobei der Parameter (α) so zu wählen ist, dass die mittlere 5 Leistung <P_TN> der Kanäle am Eingang der Teilstrecke unverändert bleibt und wobei (OSNR™ (λ) ) die wellenlangenabhangige Signal- Rauschabstande am Eingang der Teilstrecke bezeichnet.

0 13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass volloptische transparente Netze f r die Übertragung der Signale verwendet werden.

5 14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer DWDM-Ubertragung spektrale Abstände zwischen den mit den Signalen belegten Kanälen bei oder beliebig unterhalb 100 GHz gewählt werden. 0

15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine zusatzliche Preemphase der Leistungen der Signale am Sender zur Einstellung von am Empfanger gemessenen 5 Rausch-Signal-Abstanden der Signale verwendet wird.

16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Verkippungen oder nicht-lineare Abweichungen des Spektrums der Signal-Rauschabstande kompensiert werden.

17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch ge ennzeichnet, dass bei einer Ubertragungsstrecke mit mehreren nachgeschalteten optischen Verstärkern (VI, V2, V3, V4) und Ü- bertragungsfasern (LWLl, LWL2, LWL3) die optischen Verstärker (VI, V2, V3, V4) derart angesteuert bzw. geregelt werden können, dass die Steigung des optischen Leistungsspektrums am Eingang eines jeden Verstärkers (VI, V2, V3, V4) einen vorgegebenen Wert aufweist.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass dieser vorgegebene Wert dem Tilt einer vorbestimmten

Rauschzahl entspricht.