WO2004100387A1 - Verlustarmes sendemodul - Google Patents

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WO2004100387A1
WO2004100387A1 PCT/EP2004/004078 EP2004004078W WO2004100387A1 WO 2004100387 A1 WO2004100387 A1 WO 2004100387A1 EP 2004004078 W EP2004004078 W EP 2004004078W WO 2004100387 A1 WO2004100387 A1 WO 2004100387A1
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module according
impedance
low
pass filter
signal path
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PCT/EP2004/004078
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Christian Block
Holger FLÜHR
Christian Hoffmann
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Epcos Ag
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    • H04B1/48—Transmit/receive switching in circuits for connecting transmitter and receiver to a common transmission path, e.g. by energy of transmitter
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    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication

Definitions

  • the invention relates to a transmitter module, in particular a transmitter module for mobile telecommunications devices.
  • Mobile radio devices operate one or more mobile radio systems that use one or more frequency bands (or mobile radio standards).
  • the signal transmission takes place in a frequency band which is assigned to a mobile radio standard and comprises a transmission area and a reception area.
  • the transmission chain of a mobile radio device generally comprises a chipset, a power amplifier, a coupler used to regulate the power, an antenna switch and / or a crossover network and an antenna.
  • a chipset is understood to mean one or more interconnected integrated circuits (HF-IC, High Frequency Integrated Circuits) that generate a carrier signal and mix it with a useful signal.
  • HF-IC High Frequency Integrated Circuits
  • a power amplifier generally has at least two stages, which comprise a voltage amplifier and a current amplifier.
  • a crossover can be a diplexer for separating the signals of different frequency bands or a duplexer for separating the transmit and receive signals of a frequency band.
  • a coupler is connected in the control loop of the power amplifier and is used to regulate the power of the power amplifier. It is known to design the function blocks mentioned as individual elements with matching networks arranged between them for impedance matching. Such a circuit has the disadvantage that a corresponding number of signal losses occur due to many interfaces.
  • the object of the present invention is to provide a transmitter module which has low signal losses.
  • the invention specifies a transmitter module for the radio frequency stage of a wireless communication system.
  • the transmitter module has an input impedance Z 0 ⁇ and an output impedance Z 02 .
  • the transmission module has a signal path designed as a transmission path, which is arranged between a signal input and a signal output that can be interconnected with an antenna.
  • the transmitter module comprises a power amplifier arranged in the signal path on the input side, the output impedance Z PA of which is smaller than Zoi, a low-pass filter arranged in the signal path on the output side, the input impedance z ' 0 ⁇ and output impedance z' 02 , the input impedance z ' 0 ⁇ greater than Z PA and is less than Z 02 .
  • the output impedance z '02 applies the ratio z'oi ⁇ z' 02 ⁇ Z 02 •
  • an impedance transformer that performs an impedance transformation Z PA on z'oi.
  • the power amplifier is on the top Nes carrier substrate arranged.
  • the carrier substrate has metallization levels on its top, bottom and between dielectric layers, the metallization levels being connected by means of plated-through holes.
  • the impedance converter and / or the low-pass filter each have passive components which are at least partially formed as conductor track sections in at least one of the metallization levels and / or by conductor track sections and layer regions of the dielectric layer lying therebetween.
  • the passive components are implemented as interconnect sections in at least one of the internal metallization levels or by interconnect sections hidden in the interior of the carrier substrate and intermediate layer regions of the dielectric layer.
  • all passive components of the impedance converter and the low-pass filter are completely hidden inside the substrate.
  • a part of the passive components from discrete components such. B. a chip capacitor or a coil selected, for. B. arranged on the top of the carrier substrate and electrically z. ' B. is connected by means of plated-through holes to the passive components of the same circuit (low pass) which are formed or hidden in the carrier substrate.
  • a passive component of the low-pass filter is understood in the sense of the invention to be a concentrated circuit element, in particular an inductor or a capacitor.
  • a passive component of the impedance converter means an inductance, a capacitance or a line section.
  • an impedance transformation in contrast to an impedance matching, for example, means a change from an impedance Zi to an impedance Z 2 -, Zi and Z 2 differing by at least a factor of two.
  • An impedance converter carries out an impedance transformation from an impedance Zi (input impedance of the impedance converter, here
  • An impedance converter can e.g. B. consist of a line section whose length corresponds to the required phase rotation of the signal in the Smith chart (z. B. by 180 degrees).
  • the phase rotation of the signal by 180 degrees corresponds to a ⁇ / 4 line, where ⁇ is a wavelength corresponding to the signal frequency (here transmission frequency).
  • a ⁇ / 4 line converts a short circuit occurring at one end into an open end at the opposite end of the ⁇ / 4 line. It is therefore possible to protect the output of the power amplifier against a short circuit on the antenna side by means of an impedance converter designed as a ⁇ / 4 line and arranged between the output of the power amplifier and the antenna.
  • the impedance converter consists of several stages and z. B. is formed by line sections and / or inductors arranged in the signal path and capacitors connected in parallel, which corresponds to successively connected elements of a low-pass filter of the nth order (n> 1).
  • the impedance transformation from Zi to Z 2 can only be carried out precisely at a frequency f 0 in the high-frequency range, since Z x and Z 2 are generally frequency-dependent in this frequency range. For frequencies deviating from f 0 the output of the impedance converter therefore mismatched. Hence the bandpass behavior of the impedance converter, whereby one understands bandwidth of the impedance converter the frequency difference of two frequencies at which the signal z. B. falls by 3dB from the maximum value achievable at f 0 . A narrow bandwidth of the impedance converter in comparison to the bandwidth of the modulated signal (which is typically a few to hundreds kHz) can influence or distort the signal, which leads to signal losses.
  • the absolute mismatch of the output impedance Z 2 becomes correspondingly smaller with a lower transformation ratio 2 / Zi or the signal transmission through the impedance converter becomes broadband.
  • the impedance Z L of the line decreases, Z L which ensures a lower insertion loss when the signal is transmitted through the line.
  • the power amplifier and the low-pass filter are implemented according to the invention in one module, the interfaces between them to be adapted later are also eliminated, whereby the signal losses in intermediate stages are reduced.
  • an antenna switch and / or a crossover is arranged in the signal path between the low-pass filter and the signal output.
  • the antenna switch is preferably connected between the low-pass filter and the crossover.
  • the crossover can be connected between the low-pass filter and the antenna switch.
  • the crossover can be designed as a diplexer or a duplexer.
  • An adaptation network can be connected in the signal path between the signal input and the power amplifier.
  • the adaptation network can be arranged in at least one metallization level.
  • a coupler which is partially arranged in the module and is in a circuit electrically isolated from the signal path of the module can be provided.
  • the coupler in particular a directional coupler, is used, for example, to monitor the transmit power of the amplifier.
  • a coupler can comprise, for example, two capacitively coupled line sections (coupling lines).
  • a coupler can also be designed as a transformer circuit of two inductors.
  • One of the coupling inductors or coupling lines (first coupling element) is arranged in the signal path after the power amplifier.
  • the other coupling inductor or coupling line (second coupling element) coupled to it is preferably connected in series with a power detector (e.g. a diode) in the control loop of the power amplifier.
  • This power detector can be arranged in the chipset or in the transmitter module.
  • the first and the second coupling inductance or coupling device can be formed side by side in the same metallization level or one above the other in at least two adjacent metallization levels.
  • the first coupling element can be arranged in the low-pass filter or impedance converter. Another possibility is that the first coupling element is arranged between the impedance converter and the low-pass filter.
  • the first coupling element can also be connected downstream of the low-pass filter.
  • the coupling element is designed as a coupling line
  • the second coupling line can be of the same length or shorter than the first coupling line.
  • the first coupling line is preferably designed as a ⁇ / 4 line.
  • the impedance converter and / or the low-pass filter can have one or more stages. At least one of the stages can be implemented by a line section or a low-pass filter element. The corresponding stage can alternatively be realized by a line section and a capacitance connected in parallel to it to ground or by any combination of LC elements.
  • At least one further signal path designed as a transmission path and connected to a second signal input can be arranged, which is connected to the signal output via the already mentioned or another antenna switch or via a crossover network and essentially the same components as the first signal path having.
  • the first and the second transmission path can each be assigned to different frequency bands of wireless communication systems.
  • the dielectric layers of the carrier substrate are preferably formed from ceramic.
  • the carrier substrate can have a mixed structure of ceramic and laminate layers (eg FR4, BT, ALIVH). The invention is explained in more detail below with reference to exemplary embodiments and the associated figures.
  • Figure 1 shows the block diagram of a transmission module according to the invention with a transmission path.
  • FIG. 2a shows the block diagram of a further transmission module according to the invention with two transmission paths.
  • Figure 2b shows the basic structure of a transmitter module according to the invention in a schematic cross section.
  • FIG. 3 shows a detail of a transmitter module according to the invention with an adaptation network connected between the signal input and the power amplifier.
  • Figure 4a shows the arrangement of a coupler with capacitive coupling between the impedance converter and the low-pass filter.
  • Figure 4b shows the arrangement of a coupler in the low-pass filter.
  • FIG. 4c shows the arrangement of a coupler in the impedance converter.
  • FIG. 5 shows the arrangement of a coupler with transformer coupling in the low-pass filter.
  • FIG. 6 shows the block diagram of a further transmission module according to the invention with three reception paths and one
  • FIG. 7 shows the block diagram of a further transmitter module according to the invention with two antenna switches.
  • FIG. 1 shows the first embodiment of a transmission module SM according to the invention.
  • the transmitter module has one between one Signal input IN and a signal output OUT arranged signal path TX (transmission path).
  • the input impedance of the transmitter module is Zoi.
  • the output impedance of the transmitter module is Z 02 .
  • a power amplifier PA is arranged on the input side.
  • the output impedance Z PA of the power amplifier PA is generally much smaller than its input impedance, which in this exemplary embodiment is the same as the input impedance of the transmission module Z 0 ⁇ .
  • a low-pass filter LP is arranged on the output side in the transmission path. In this exemplary embodiment, its output impedance z '02 is equal to the output impedance Z 0 of the transmitter module.
  • An impedance converter IT is arranged between the output of the power amplifier PA and the input of the low-pass filter LP and carries out an impedance transformation from Z PA to z'oi.
  • the impedance converter IT is preferably designed as a line section of suitable length. It is also possible to design the IT impedance converter using one or more LC elements.
  • the impedance converter preferably performs a phase rotation of the signal by 180 ° at a selected transmission frequency.
  • the impedance between the output of the power amplifier PA and the output of the transmitter module is gradually adjusted first from the value Z PA to the intermediate value z ' 0 ⁇ by the impedance converter and then from the intermediate value z'oi to the value z' 02 or Z 02 by the Low pass filter LP.
  • Figure 2b shows the basic structure of the module according to the invention in a schematic cross section.
  • the components of the transmission module are partly designed as chip components CB, PA-CB and partly integrated in a carrier substrate TS in metallization levels ME, ME1, ME2.
  • the metallization levels ME, ME1, ME2 are connected to one another, to chip components CB, PA-CB arranged on the upper side of the carrier substrate TS and to the circuit board of the mobile radio device by means of plated-through holes DK or electrical connections AE, AE1.
  • the carrier substrate TS comprises between the metallized tion planes ME, ME1 and ME2 arranged dielectric layers DS.
  • the dielectric layers DS are preferably made of ceramic.
  • the chip components CB, PA-CB are connected to the carrier substrate TS by means of the electrical connections AE, for example by means of an SMD technology (Surface Mounted Device) or another connection technology, eg. B. wire bonding or flip chip technology connected.
  • the power amplifier PA is arranged in the chip component PA-CB.
  • the element PA-CB is preferably a semiconductor chip.
  • the impedance wall IT 1 is implemented in a central metallization level ME1, which is arranged between two dielectric layers DS. It is also possible to implement the impedance converter IT partially or completely on the top or bottom of the carrier substrate.
  • the elements of the ' impedance converter IT can also be formed in several metallization levels ME, ME1, ME2.
  • the elements of the low-pass filter LP can also be implemented in one or more metallization levels of the carrier substrate TS.
  • the impedance converter IT and / or the low-pass filter LP can be at least partially formed in the chip component CB.
  • non-linear and / or active elements of an antenna switch can also be arranged in the chip component CB.
  • FIG. 2a shows a block diagram of a further transmission module SM according to the invention with two transmission paths TX and TX2.
  • the two transmission paths are essentially the same (according to FIG. 1).
  • the power amplifier PA of the first transmission path TX and the power amplifier PA2 of the second transmission path TX2 are implemented in this embodiment together in a discrete component or chip component.
  • the two transmission paths TX, TX2 are brought together on the output side by a diplexer DI, not shown here, such as. B. is shown in Figure 3.
  • the diplexer DI is realized in FIG. 2a with an antenna switch AS described in FIG. 3 in a function block, preferably designed as a discrete component, and on the output side with a ner antenna connected.
  • the antenna switch AS switches depending on the operating mode between the first and the second mobile radio standard, the first mobile radio standard using the transmit path TX and the receive path RX and the second mobile radio standard using the transmit path TX2 and the receive path RX2 for signal transmission.
  • the frequency bands of the two mobile radio standards are preferably separated from one another by approximately one octave.
  • the functioning of the elements IT2, LP2 arranged in the second transmission path TX2 correspond to the elements IT, LP of the first transmission path TX.
  • the diplexer DI, the antenna switch AS and the low-pass filters LP and LP2 are implemented in this exemplary embodiment in a modular chip component CB.
  • FIG. 3 shows a section of a further variant of the transmitter module according to the invention, which is suitable for signal transmission in multiband operation.
  • a diplexer DI separates the signals of the z. B. by one octave different frequency bands.
  • a transmission path for a frequency band e.g. GSM 1800 is shown.
  • the Diplexer DI consists of a low-pass filter and a high-pass filter. Through the low-pass filter of the diplexer z.
  • the reception signals of the first mobile radio system (GSM 1800) are processed further in the reception path RX.
  • the received signals of the second mobile radio system (GSM 1900) are further processed in the receive path RX1.
  • the transmission signals of the two mobile radio systems mentioned are transmitted via the transmission path TX.
  • the switch AS switches depending on the switch position between the transmission path TX and the respective reception path RX or RX1.
  • an adaptation network MA is arranged between the signal input IN of the transmitter module and the input of the power amplifier PA.
  • the impedance transformation takes place from Z PA to Z 02 in four. Steps - partly via the impedance converter IT from Z PA to z'oi, via the low-pass filter LP from z ' 0 ⁇ to z' 02 , via the antenna switch AS from the value z '02 to the value z " 02 and the diplexer DI from the value z " o2 to the value Z 02 .
  • Diplexers DI connected second antenna switch is not shown here.
  • FIG. 4a shows the arrangement of a coupler CO between the impedance converter IT and the low-pass filter LP.
  • the coupler CO is realized by a first coupling line KL1 arranged in the signal path and a second coupling line KL2 capacitively coupled to it.
  • the second coupling line KL2 is arranged between electrical connections AI and A2.
  • the connections AI and A2 can for example be further connected to a signal processor of a chipset.
  • the coupler CO is used to control the power of the power amplifier PA, not shown here.
  • the impedance converter IT has line sections LA1 and LA2 arranged in the signal path and capacitances C1, C2 and C3 arranged in parallel branches.
  • the line sections LA1, LA2 and the capacitances Cl, C2 and C3 form two ⁇ elements.
  • the low-pass filter LP consists of inductors L and Ll arranged in the signal path and capacitors C4, C5 and C6 arranged in parallel branches.
  • the inductors L, Ll and the capacitors C4, C5 and C6 form two ⁇ elements or a second order low-pass filter.
  • the number of ⁇ elements in the impedance converter IT or low-pass filter LP can also be 1 (preferred variant) or> 2.
  • Figure 4b shows that the coupler CO can be partially arranged in the low-pass filter LP.
  • the low-pass filter LP has the following elements: section LA1 and a first coupling line KL1, which are arranged in the signal path, and the capacitors C4, C5 and C ⁇ arranged in parallel branches.
  • the second coupling line KL2 coupled to the first coupling line KL2 is shorter than the first coupling line KL1. It is also possible that two lines of the same or different lengths only partially overlap with one another.
  • the coupling factor can be set by the overlap area of the two coupling lines KL1 and KL2.
  • FIG. 4c Another possible arrangement of the coupler CO is shown in FIG. 4c.
  • the coupler CO is partially arranged in the impedance converter IT.
  • the impedance converter IT has different levels.
  • the capacities C1, C2 and C3 are arranged in the parallel branches.
  • Line section LA1 connected in series and a first coupling inductor KI1 are connected in the signal path.
  • the coupler CO is formed by the first coupling inductor KI1 and a coupling inductor KI2.
  • FIG. 5 shows a coupler CO arranged in the low-pass filter LP with a transformer coupling of the coupling inductance KI1 and KI2, a diode D1 being connected in series with the second coupling inductance KI2.
  • the diode D1 is designed as a discrete component and is arranged on the upper side of the carrier substrate TS (not shown in this figure).
  • the impedance converter IT is formed by inductors L2 and L3 arranged in the signal path and capacitors C1, C2 and C3.
  • the width of the strip lines which implement the impedance converter IT or the coupling lines KL1, KL2 depends on the relative dielectric constant ⁇ re ⁇ of the corresponding dielectric layer (which lies between the strip line and the ground surface).
  • ⁇ re ⁇ the line width must be chosen to be comparatively large in order to implement the predetermined line impedance, the wave mode (quasi-TEM wave) in the strip line being able to be influenced due to the large line width. Therefore, in the preferred variant of the invention, the dielectric layers which are directly connected to the strip lines have a relative dielectric constant ⁇ re ⁇ > 12 (highly permeable dielectric layers). In principle, in the vicinity of the highly permeable dielectric layers, any component structures (e.g. capacitors C1-C6) with small dimensions, arranged in two superimposed metallization levels and capacitively coupled by the corresponding layer DS, can be realized.
  • the inductances (L, Ll - L3) or the elements with transformer couplings (KI1, KI2) can best be realized in the vicinity of dielectric layers with a low relative dielectric constant ⁇ re ⁇ ⁇ 12.
  • dielectric layers DS with different dielectric properties can be provided in the structure of the module according to the invention.
  • the highly permeable dielectric layers preferably form the upper layers of the module according to the invention.
  • the highly permeable dielectric layers it is also possible for the highly permeable dielectric layers to be arranged in the lower region of the module. It is also possible to arrange the dielectric layers with different ⁇ re ⁇ one above the other in any order.
  • the SM transmitter module is designed for multi-band operation (e.g. for the GSM900, GSM1800, GSM1900 mobile radio standards) and contains, in addition to the above-mentioned components connected in the TX (GSM900) or TX2 (GSM1800 / 1900) transmission path ( PA-CB, IT, LP, DI, AS) also three reception paths RX (GSM900), RX1 (GSM1800) and RX2 (GSM1900).
  • a bandpass filter is arranged in the respective reception path, all bandpass filters preferably being implemented in a chip component which forms a front-end sub-module FEM.
  • the front-end sub-module FEM is preferably arranged on the top of the carrier substrate TS of the transmitter module SM and is firmly connected to the carrier substrate TS both electrically and mechanically.
  • the front-end submodule FEM is electrically connected via the input INI of the transmitter module to the corresponding low-noise amplifiers (LNA, Low Noise Amplifier), which are arranged in the chipset CS.
  • LNA Low Noise Amplifier
  • the use according to the invention of a front-end submodule in a transmission module has the advantage that the length of the supply lines between the circuit components on the receiving side (compared to a front-end module which is designed separately) can be shortened and better controlled.
  • the thermal decoupling of the front-end sub-module, in particular from the power amplifier sub-module, is achieved by means of heat sinks or by suitable shaping when the carrier substrate TS is formed.
  • the electrical decoupling of the two sub-modules is possible using conventional shielding elements.
  • the impedance changers IT, IT2 and the low-pass filters LP, LP2 are implemented as indicated in the figure by a rectangle in a chip component or alternatively in the carrier substrate TS.
  • the crossover DI and the antenna switch AS can, as indicated, be implemented in a chip component. It is also possible to at least partially integrate the crossover DI in the carrier substrate TS.
  • the antenna switch AS is fed back to the semiconductor chip PA-CB (power amplifier submodule) via the path RK (power control).
  • FIG. 7 shows the block diagram of a further transmitter module according to the invention, which has a diplexer DI (crossover) integrated in the carrier substrate on the antenna side.
  • the diplexer separates signals of the mobile radio standard, which differ by approximately one octave (e.g. GSM850 / GSM900 and GSM1800 / GSM1900).
  • the transmit or receive path TX or RX (or the TX2 or RX2) is electrically connected to the input of the diplexer DI in different time slots via antenna switch AS1 (or AS2).
  • the antenna switches AS, AS1 and AS2 can each have CMOS
  • the first and / or the second transmission path can each be assigned to at least two different mobile radio standards (eg GSM850 / GSM900, or GSM1800 / GSM1900 / UMTS).
  • GSM850 / GSM900 or GSM1800 / GSM1900 / UMTS.
  • the invention comprises a number of other combinations of individual components or by omitting 'by combining individual components of the described embodiments can be obtained.
  • the invention is also not restricted to a specific frequency range.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Sendemodul eines drahtlosen Übertragungssystems mit zumindest einem Sendepfad, der einen eingangsseitig angeordneten Leistungsverstärker, ein ausgangsseitig angeordnetes Tiefpaβfilter und einen dazwischen angeordneten Impedanzwandler umfaβt. Der Leistungsverstärker und das Tiefpaβfilter sind dabei auf der Oberseite eines einen Mehrschichtaufbau aufweisenden Trägersubstrats angeordnet. Der Impedanzwandler ist vorzugsweise in Metallisierungsebenen des Trägersubstrats angeordnet. Durch erfindungsgemäβe Integration aller genannten Komponenten in einem Modul gelingt es insbesondere, die Impedanzanpassung zwischen dem niederohmi gen Verstärkerausgang und dem Ausgang des Sendemoduls mit vorgegebener Ausgangsimpedanz (z. B. 50 Ohm) stufenweise durchzuführen, wobei die Impedanzanpassung teilweise durch das Tiefpaβfilter übernommen wird. Eine mehrstufige Impedanzanpassung läβt z. B. die Länge der im Impedanzwandler verwendeten Leitungsabschnitte und die damit verbundenen Signalverluste reduzieren.

Description

Beschreibung
Verlustarmes Sendemodul
Die Erfindung betrifft ein Sendemodul, insbesondere ein Sendemodul für Endgeräte der mobilen Telekommunikation.
Mobilfunkgeräte bedienen ein oder mehrere Mobilfunksysteme, die ein oder mehrere Frequenzbänder (oder Mobilfunkstandards) benutzen. Die Signalübertragung erfolgt in einem Frequenzband, das einem Mobilfunkstandard zugeordnet ist und einen Sendebereich und einen Empfangsbereich umfaßt.
Die Sendekette eines Mobilfunkgeräts umfaßt in der Regel ei- nen Chipsatz, einen Leistungsverstärker, einen zur Regelung der Leistung dienenden Koppler, einen Antennenschalter und/oder eine Frequenzweiche und eine Antenne.
Unter einem Chipsatz versteht man eine oder mehrere zusammen- geschaltete integrierte Schaltungen (HF-IC, High Frequency Integrated Circuits) , die ein Trägersignal generieren und dieses mit einem Nutzsignal mischen.
Ein Leistungsverstärker weist in der Regel zumindest zwei Stufen auf, die einen Spannungsverstärker und einen Stromverstärker umfassen.
Eine Frequenzweiche kann ein Diplexer zur Trennung der Signale verschiedener Frequenzbänder oder ein Duplexer zur Tren- nung der Sende- und Ξmpfangssignale eines Frequenzbandes • sein.
Ein Koppler ist im Regelkreis des Leistungsverstärkers geschaltet und dient zur Regelung der Leistungsstärke des Leis- tungsverstärkers . Es ist bekannt, die genannten Funktionsblöcke als Einzel- elemente mit dazwischen angeordneten Anpassungsnetzwerken zur Impedanzanpassung auszubilden. Eine solche Schaltung hat den Nachteil, daß wegen vieler Schnittstellen entsprechend viele Signalverluste zustande kommen.
Es ist auch bekannt, daß man einen Leistungsverstärker, einen Koppler und ein Anpassungsnetzwerk in einem Bauelement integrieren kann. Diese Lösung hat den Nachteil, daß zum Ausgleich der Phasendrehung des Signals durch die Verbindungsleitung auf der Platine des Telefons an der Schnittstelle zum Tiefpaßfilter Anpassungselemente nötig sind, die zur Erhöhung der Einfügedämpfung der Schaltung beitragen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Sendemodul anzugeben, das geringe Signalverluste aufweist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Sendemodul nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung gibt ein Sendemodul für die Hochfrequenzstufe eines drahtlosen KommunikationsSystems an. Das Sendemodul hat eine Eingangsimpedanz Z0ι und eine AusgangsImpedanz Z02. Das Sendemodul weist einen als Sendepfad ausgebildeten Signalpfad auf, der zwischen einem Signaleingang und einem mit einer Antenne verschaltbaren Signalausgang angeordnet ist. Das Sendemodul umfaßt einen im Signalpfad eingangsseitig angeordneten Leistungsverstärker, dessen Ausgangsimpedanz ZPA kleiner als Zoi ist, ein im Signalpfad ausgangsseitig angeordnetes Tiefpaßfilter, dessen Eingangsimpedanz z'0ι und Ausgangsimpedanz z'02 ist, wobei die Eingangsimpedanz z'0ι größer als ZPA und kleiner als Z02 ist. Für die Ausgangsimpedanz z'02 gilt das Verhältnis z'oi < z' 02 < Z02 • Im Signalpfad zwischen dem Leis- tungsverstarker und dem Tiefpaßfilter ist ein Impedanzwandler angeordnet, der eine Impedanztransformation von ZPA auf z'oi durchführt. Der Leistungsverstärker ist auf der Oberseite ei- nes Trägersubstrats angeordnet . Das Trägersubstrat weist auf seiner Oberseite, Unterseite und zwischen dielektrischen Schichten Metallisierungsebenen auf, wobei die Metallisierungsebenen mittels Durchkontaktierungen verbunden sind. Der Impedanzwandler und/oder das Tiefpaßfilter weisen jeweils passive Komponenten auf, die zumindest teilweise als Leiterbahnabschnitte in zumindest einer der Metallisierungsebenen und/oder durch Leiterbahnabschnitte und dazwischen liegende Schichtbereiche der dielektrischen Schicht ausgebildet sind.
Zoi und Z0 können Standardimpedanzen, z. B. 50 Ohm sein, wobei vorzugsweise Z0ι = Z02 ist.
In bevorzugten Variante der Erfindung ist zumindest ein Teil der passiven Komponenten als Leiterbahnabschnitte in zumindest einer der innen liegenden Metallisierungsebenen oder durch im Inneren des Trägersubstrats verborgene Leiterbahnabschnitte und dazwischen liegende Schichtbereiche der dielektrischen Schicht realisiert . Vorzugsweise sind alle passiven Komponenten des Impedanzwandlers und des Tiefpaßfilters komplett im Substratinneren verborgen. Es ist aber auch möglich, daß ein Teil der passiven Komponenten aus diskreten Komponenten wie z. B. ein Chip-Kondensator oder eine Spule ausgewählt, z. B. auf der Oberseite des Trägersubstrats angeordnet und elektrisch z.'B. mittels Durchkontaktierungen mit den im Trägersubstrat ausgebildeten bzw. verborgenen passiven Komponenten derselben Schaltung (Tiefpaß) verbunden ist.
Unter einer passiven Komponente des Tiefpaßfilters versteht man im Sinne der Erfindung ein konzentriertes Schaltungselement, insbesondere eine Induktivität oder eine Kapazität.
Unter einer passiven Komponente des Impedanzwandlers versteht man eine Induktivität, eine Kapazität oder einen Leitungsab- schnitt. Unter einer Impedanztransformation (im Gegensatz etwa zu einer Impedanzanpassung) wird in dieser Schrift eine Änderung von einer Impedanz Zi auf eine Impedanz Z2- verstanden, wobei sich Zi und Z2 um mindestens Faktor zwei unterscheiden.
Ein Impedanzwandler führt eine Impedanztransformation von einer Impedanz Zi (Eingangsimpedanz des Impedanzwandlers, hier
Zι=ZPA) auf Z2 (Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers, hier Z2=Z[)1), also bei erfindungsgemäßer Anordnung die Anpassung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers an die Eingangsimpedanz des Tiefpaßfilters durch.
Ein Impedanzwandler kann z. B. aus einem Leitungsabschnitt bestehen, dessen Länge der erforderlichen Phasendrehung des Signals im Smith-Diagramm (z. B. um 180 Grad) entspricht. Die Phasendrehung des Signals um 180 Grad entspricht einer λ/4- Leitung, wobei λ eine der Signalfrequenz (hier Sendefrequenz) korrespondierende Wellenlänge ist. Durch eine λ/4-Leitung wird ein an einem Ende auftretender Kurzschluß in ein offenes Ende am gegenüberliegenden Ende der λ/4-Leitung umgewandelt. Daher ist es möglich, den Ausgang des Leistungsverstärkers durch einen als λ/4-Leitung ausgebildeten, zwischen dem Ausgang des Leistungsyerstärkers und Antenne angeordneten Impedanzwandler gegen einen antennenseitigen Kurzschluß zu schüt- zen.
Möglich ist es auch, daß der Impedanzwandler aus mehreren Stufen besteht und z. B. durch im Signalpfad angeordnete Leitungsabschnitte und/oder Induktivitäten und parallel dazu ge- schaltete Kapazitäten gebildet ist, was hintereinander, geschalteten Gliedern eines Tiefpaßfilters n-er Ordnung (n > 1) entspricht.
Die Impedanztransformation von Zi auf Z2 kann im Hochfre- quenzbereich nur bei einer Frequenz f0 genau durchgeführt werden, da Zx und Z2 in diesem Frequenzbereich in der Regel frequenzabhängig sind. Bei von f0 abweichenden Frequenzen ist der Ausgang des Impedanzwandlers daher fehlangepaßt . Daher rührt das Bandpaßverhalten des Impedanzwandlers, wobei man unter Bandbreite des Impedanzwandlers die Frequenzdifferenz zweier Frequenzen versteht, bei denen das Signal z. B. um 3dB von dem bei f0 erreichbaren Maximalwert abfällt. Eine im Vergleich zur Bandbreite des modulierten Signals (die typischerweise einige bis hunderte kHz beträgt) geringe Bandbreite des Impedanzwandlers kann das Signal also beeinflussen bzw. verzerren, wodurch Signalverluste entstehen.
Die absolute Fehlanpassung der Ausgangsimpedanz Z2 wird bei einem geringeren Transformationsverhältnis 2/Zi entsprechend kleiner bzw. die Signalübertragung durch den Impedanzwandler wird breitbandiger. Gleichzeitig sinkt die Impedanz ZL der Leitung, ZL
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was bei Signalübertragung durch die Leitung eine geringere Einfügedämpfung gewährleistet.
Auf dieser Überlegung beruht die dieser Erfindung zugrμnde liegende Idee, die Impedanztransformation von der Ausgangsim- pedanz ZPA des Leistungsverstärkers auf die Eingangsimpedanz der Antenne in mehreren Stufen durchzuführen. Eine solche Impedanztransformation ist durch die erfindungsgemäße Integration eines Leistungsverstärkers und eines Tiefpaßfilters in einem Sendemodul möglich und hat den Vorteil, daß die Impe- ' danztransförmation von der Ausgangsimpedanz ZPA des Leistungsverstärkers auf die Eingangsimpedanz der Antenne einerseits zum Teil (z. B. von 2 auf 20 Ohm) durch den Impedanz- wandler und andererseits teilweise (z. B. von 20 auf 50 Ohm) durch das Tiefpaßfilter oder durch Tiefpaßfilter und die nachgeschalteten Stufen, z. B. Antennenschalter übernommen wird. Dabei ist die Fehlanpassung an jeweiligen Schnittstellen vom Betrag her geringer und das Übertragungsverhalten des entsprechenden Schaltungsabschnittes breitbandiger.
Dadurch, daß der Leistungsverstärker und das Tiefpaßfilter erfindungsgemäß in einem Modul realisiert sind, entfallen außerdem die später anzupassenden Schnittstellen dazwischen, wodurch die Signalverluste in Zwischenstufen reduziert werden.
In einer vorteilhaften Variante der Erfindung ist im Signal- pfad zwischen dem Tiefpaßfilter und dem Signalausgang ein An- tennenschalter und/oder eine Frequenzweiche angeordnet . Der Antennenschalter ist vorzugsweise zwischen dem Tiefpaßfilter und der Frequenzweiche geschaltet. Alternativ dazu kann die Frequenzweiche zwischen dem Tiefpaßfilter und dem Antennen- Schalter geschaltet sein. Die Frequenzweiche kann als ein Diplexer oder ein Duplexer ausgebildet sein.
Im Signalpfad zwischen dem Signaleingang und dem Leistungsverstärker kann ein Anpassungsnetzwerk geschaltet sein. Das Anpassungsnetzwerk kann in zumindest einer Metallisierungsebene angeordnet sein.
In einer weiteren vorteilhaften Variante der Erfindung kann ein teilweise im Modul angeordneter Koppler vorgesehen sein, der in einem galvanisch vom Signalpfad des Moduls getrennten Stromkreis ist. Der Koppler, insbesondere ein Richtkoppler, dient beispielsweise zum Monitoring der Sendeleistung des Verstärkers .
Ein Koppler kann beispielsweise zwei kapazitiv gekoppelte Leitungsabschnitte (Koppelleitungen), umfassen. Alternativ kann ein Koppler auch als eine Transformatorschaltung zweier Induktivitäten ausgebildet sein. Eine der Koppelinduktivitäten oder Koppelleitungen (erstes Koppelelement) ist dabei im Signalpfad nach dem Leistungsverstärker angeordnet. Die andere, mit ihr gekoppelte Koppelinduktivität oder Koppelleitung (zweites Koppelelement) ist vorzugsweise in Serie mit einem Leistungsdetektor (z.B. einer Diode) in den Regelkreis des Leistungsverstärkers geschaltet. Dieser Leistungsdetektor kann im Chipsatz oder im Sendemodul angeordnet sein.
Die erste und die zweite Koppelinduktivität oder Koppellei- tung können nebeneinander in der selben Metallisierungsebene oder übereinander in zumindest zwei benachbarten Metallisierungsebenen ausgebildet sein. Das erste Koppelelement kann im Tiefpaßfilter oder Impedanzwandler angeordnet sein. Eine wei- tere Möglichkeit besteht darin, daß das erste Koppelelement zwischen dem Impedanzwandler und dem Tiefpaßfilter angeordnet ist . Das erste Koppelelement kann auch dem Tiefpaßfilter nachgeschaltet sein. Bei der Ausführung des Koppelelements als Koppelleitung kann die zweite Koppelleitung gleich lang oder kürzer als die erste Koppelleitung ausgeführt sein. Die erste Koppelleitung ist vorzugsweise als eine λ/4-Leitung ausgebildet .
Der Impedanzwandler und/oder das Tiefpaßfilter kann eine oder mehrere Stufen aufweisen. Zumindest eine der Stufen kann durch einen Leitungsabschnitt oder ein Tiefpaßfilterglied realisiert sein. Die entsprechende Stufe kann alternativ durch einen Leitungsabschnitt und eine parallel dazu gegen Masse geschaltete Kapazität oder durch eine beliebige Kombination von LC-Elementen realisiert sein.
In einem weiteren erfindungsgemäßen Sendemodul kann zumindest ein mit einem zweiten Signaleingang verbundener weiterer als Sendepfad ausgebildeter Signalpfad angeordnet sein, der über den bereits genannten oder einen weiteren Antennenschalter oder über eine Frequenzweiche mit dem Signalausgang verbunden ist und im wesentlichen .die gleichem Komponenten wie der erste Signalpfad aufweist. Der erste und der zweite Sendepfad können jeweils unterschiedlichen Frequenzbändern drahtloser Kommunikationssysteme zugeordnet sein.
Die dielektrischen Schichten des Trägersubstrat sind vorzugsweise aus Keramik ausgebildet. Alternativ kann das Trägersubstrat einen gemischten Aufbau aus Keramik und Laminatschich- ten (z.B. FR4, BT, ALIVH) aufweisen. Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei- spielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert.
Figur 1 zeigt das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sendemoduls mit einem Sendepfad.
Figur 2a zeigt das Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Sendemoduls mit zwei Sendepfaden.
Figur 2b zeigt den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Sendemoduls im schematischen Querschnitt.
Figur 3 zeigt ausschnittsweise ein er indungsgemäßes Sendemodul mit einem zwischen dem Signaleingang und dem Leistungsverstärker geschalteten Anpassungsnetzwerk.
Figur 4a zeigt die Anordnung eines Kopplers mit kapazitiver Kopplung zwischen dem Impedanzwandler und dem Tiefpaßfilter.
Figur 4b zeigt die Anordnung eines Kopplers im Tiefpaßfilter.
Figur 4c zeigt die Anordnung eines Kopplers im Impedanzwandler.
Figur 5 zeigt die Anordnung eines Kopplers mit Transformatorkopplung im Tiefpaßfilter.
Figur 6 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren erfindungs- gemäßen Sendemoduls mit drei Empfangspfaden und einem
Frontend-Teilmodul .
Figur 7 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Sendemoduls mit zwei Antennenschaltern.
Figur 1 zeigt die erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sendemoduls SM. Das Sendemodul weist einen zwischen einem Signaleingang IN und einem Signalausgang OUT angeordneten Signalpfad TX (Sendepfad) auf. Die Eingangsimpedanz des Sendemoduls ist Zoi. Die Ausgangsimpedanz des Sendemoduls ist Z02. Eingangsseitig ist ein Leistungsverstärker PA angeord- net. Die Ausgangsimpedanz ZPA des Leistungsverstärkers PA ist in der Regel wesentlich kleiner als seine Eingangsimpedanz, die in diesem Ausführungsbeispiel der Eingangsimpedanz des Sendemoduls Z0ι gleich ist . Ausgangsseitig ist im Sendepfad ein Tiefpaßfilter LP angeordnet. Seine Ausgangsimpedanz z'02 ist in diesem Ausführungsbeispiel gleich der Ausgangsimpedanz Z0 des Sendemoduls. Zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers PA und dem Eingang des Tiefpaßfilters LP ist ein Impedanzwandler IT angeordnet, der eine Impedanztransformation von ZPA auf z'oi durchführt . ■ Der Impedanzwandler IT ist vor- zugsweise als ein Leitungsabschnitt passender Länge ausgebildet. Möglich ist es auch, den Impedanzwandler IT durch ein oder mehrere LC-Glieder auszubilden. Der Impedanzwandler führt bei einer ausgewählten Sendefrequenz eine Phasendrehung des Signals vorzugsweise um 180° durch.
Die Anpassung der Impedanz zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers PA und dem Ausgang des Sendemoduls erfolgt stufenweise zuerst vom Wert ZPA auf den Zwischenwert z'0ι durch den Impedanzwandler und anschießend vom Zwischenwert z'oi auf den Wert z'02 beziehungsweise Z02 durch das Tiefpaßfilter LP.
Figur 2b zeigt den prinzipiellen Aufbau des erfindungsgemäßen Moduls im schematischen Querschnitt. Die Komponenten des Sen- demoduls sind teilweise als Chipbauelemente CB, PA-CB ausgebildet und teilweise in einem Trägersubstrat TS in Metallisierungsebenen ME, ME1, ME2 integriert. Die Metallisierungsebenen ME, ME1, ME2 sind untereinander, mit auf der Oberseite des Trägersubstrats TS angeordneten Chipbauelementen CB, PA- CB sowie mit der Platine des Mobilfunkgeräts mittels Durchkontaktierungen DK bzw. elektrischer Anschlüsse AE, ÄE1 verbunden. Das Trägersubstrat TS umfaßt zwischen den Metallisie- rungsebenen ME, ME1 und ME2 angeordnete dielektrische Schichten DS. Die dielektrischen Schichten DS sind vorzugsweise aus Keramik ausgebildet. Die Chipbauelemente CB, PA-CB sind mit dem Trägersubstrat TS mittels der elektrischen Anschlüsse AE beispielsweise mittels einer SMD-Technik (Surface Mounted Device) oder einer anderen Verbindungstechnik, z. B. Drahtbonden oder Flip Chip Technik, verbunden. Der Leistungsverstärker PA ist im Chipbauelement PA-CB angeordnet. Das Element PA-CB ist vorzugsweise ein Halbleiterchip. Der Impedanzwand- 1er IT ist in diesem Ausführungsbeispiel in einer mittleren Metallisierungsebene ME1, die zwischen zwei dielektrischen Schichten DS angeordnet ist, realisiert. Möglich ist es auch, den Impedanzwandler IT teilweise oder komplett auf der Oberseite oder Unterseite des Trägersubstrats zu realisieren. Die Elemente des ' Impedanzwandlers IT können auch in mehreren Metallisierungsebenen ME, ME1, ME2 ausgebildet sein. Die Elemente des Tiefpaßfilters LP können auch in einer oder mehreren Metallisierungsebenen des Trägersubstrats TS realisiert sein. Alternativ kann der Impedanzwandler IT und/oder das Tiefpaßfilter LP zumindest teilweise im Chipbauelement CB ausgebildet sein. In einer weiteren Variante der Erfindung können im Chipbauelement CB auch nichtlineare und/oder aktive Elemente eines Antennenschalters angeordnet sein.
Figur 2a zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Sendemoduls SM mit zwei Sendepfaden TX und TX2. Die beiden Sendepfade sind im wesentlichen gleich (gemäß Figur 1) ausgebildet . Der Leistungsverstärker PA des ersten Sendepfades TX und der Leistungsverstärker PA2 des zweiten Sendepfa- des TX2 sind in diesem Ausführungsbeispiel zusammen in einem diskreten Bauelement beziehungsweise Chipbauelement realisiert. Die beiden Sendepfade TX, TX2 sind ausgangsseitig durch einen hier nicht dargestellten Diplexer DI zusammengeführt, wie z. B. in Figur 3 gezeigt ist. Der Diplexer DI ist in Figur 2a mit einem in Figur 3 beschriebenen Antennenschalter AS in einem vorzugsweise als diskretes Bauelement ausgebildeten Funktionsblock realisiert und ausgangsseitig mit ei- ner Antenne verbunden. Der Antennenschalter AS schaltet je nach Betriebsmode zwischen dem ersten und dem zweiten Mobil- funkstandard, wobei der erste Mobilfunkstandard den Sendepfad TX und den Empfangspfad RX und der zweite Mobilfunkstandard den Sendepfad TX2 und den Empfangspfad RX2 für die Signal- Übertragung benutzt. Die Frequenzbänder der beiden Mobilfunkstandards sind vorzugsweise um ca. eine Oktave voneinander getrennt. Die im zweiten Sendepfad TX2 angeordneten Elemente IT2, LP2 entsprechen in ihrer Funktionsweise den Elementen IT, LP des ersten Sendepfads TX.
Der Diplexer DI, der Antennenschalter AS und die Tiefpaßfilter LP und LP2 sind in diesem Ausführungsbeispiel in einem modular aufgebauten Chipbauelement CB realisiert.
Figur 3 zeigt ausschnittsweise eine weitere Variante des erindungsgemäßen Sendemoduls, das zur Signalübertragung im Multibandbetrieb geeignet ist. Ein Diplexer DI trennt die Signale der sich z. B. um eine Oktave unterscheidenden Fre- quenzbander voneinander. In der Figur ist ein Sendepfad für ein Frequenzband (z. B. GSM 1800) dargestellt.
Der Diplexer DI besteht aus einem Tiefpaßfilter und einem Hochpaßfilter. Durch das Tiefpaßfilter des Diplexers werden z. B. Signale der Mobilfunkstandards GSM 850 und/oder GSM
900, übertragen. Durch das Hochpaßfilter des Diplexers werden Signale von zumindest zwei vorzugsweise nebeneinander liegenden Frequenzbändern, z. B. GSM 1800 und GSM 1900, übertragen. Die Empfangssignale des ersten Mobilfunksystems (GSM 1800) werden im Empfangspfad RX weiterverarbeitet. Die Empfangssignale des zweiten Mobilfunksystems (GSM 1900) werden im Empfangspfad RX1 weiterverarbeitet. Die Sendesignale der beiden genannten Mobilfunksysteme werden über den Sendepfad TX übertragen. Der Schalter AS schaltet je nach Schalterstellung zwischen dem Sendepfad TX und dem jeweiligen Empfangspfad RX beziehungsweise RX1. Zwischen dem Signaleingang IN des Sendemoduls und dem Eingang des Leistungsverstärkers PA ist in dieser Variante der Erfindung ein Anpassungsnetzwerk MA angeordnet.
In diesem Ausführungsbeispiel erfolgt die Impedanztransformation (bzw. Impedanzanpassung) von ZPA auf Z02 in vier. Stufen - teilweise über den Impedänzwandler IT von ZPA auf z'oi, über das Tiefpaßfilter LP von z'0ι auf z'02, über den Antennenschalter AS vom Wert z'02 auf den Wert z"02 und den Diplexer DI vom Wert z"o2 auf den Wert Z02. Der an das Tiefpaßfilter des
Diplexers DI angeschlossene zweite Antennenschalter ist hier nicht dargestellt.
Figur 4a zeigt die Anordnung eines Koppler CO zwischen dem Impedanzwandler IT und dem Tiefpaßfilter LP. Der Koppler CO ist durch eine erste im Signalpfad angeordnete Koppelleitung KL1 und eine mit dieser kapazitiv gekoppelten zweite Koppel- leitung KL2 realisiert. Die zweite Koppelleitung KL2 ist zwischen elektrischen Anschlüssen AI und A2 angeordnet. Die An- Schlüsse AI und A2 können beispielsweise mit einem Signalprozessor eines Chipsatzes weiter verbunden werden. Der Koppler CO dient zur Leistungssteuerung des hier nicht dargestellten Leistungsverstärkers PA. Der Impedanzwandler IT weist im Signalpfad angeordnete Leitungsabschnitte LA1 und LA2 sowie in Parallelzweigen angeordnete Kapazitäten Cl, C2 und C3 auf. Die Leitungsabschnitte LA1, LA2 und die Kapazitäten Cl, C2 und C3 bilden zwei π-Glieder. Das Tiefpaßfilter LP besteht aus im Signalpfad angeordneten Induktivitäten L und Ll und in Parallelzweigen angeordneten Kapazitäten C4, C5 und C6. Die Induktivitäten L, Ll und die Kapazitäten C4, C5 und C6 bilden zwei π-Glieder bzw. ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung. Die Anzahl der π-Glieder im Impedanzwandler IT oder Tiefpaßfilter LP kann auch 1 (bevorzugte Variante) oder > 2 sein.
Figur 4b zeigt, daß der Koppler CO teilweise im Tiefpaßfilter LP angeordnet sein kann. Das Tiefpaßfilter LP weist in diesem Ausführungsbeispiel folgende Elemente auf : den Leitungsab- schnitt LA1 und eine erste Koppelleitung KL1, die im Signal- pfad angeordnet sind, sowie die in Parallelzweigen angeordneten Kapazitäten C4, C5 und Cβ . Die zweite, mit der ersten verkoppelte Koppelleitung KL2 ist in diesem Ausführungsbei- spiel kürzer als die erste Koppelleitung KL1 ausgebildet. Möglich ist es auch, daß zwei gleich oder unterschiedlich lange Leitungen nur teilweise miteinander überlappen. Durch den Überlappungsbereich der beiden Koppelleitungen KL1 und KL2 läßt sich der Kopplungsfaktor einstellen.
In Figur 4c ist eine weitere mögliche Anordnung des Kopplers CO gezeigt. Der Koppler CO ist teilweise im Impedanzwandler IT angeordnet. Der Impedanzwandler IT weist unterschiedlich ausgebildete Stufen auf. In den Parallelzweigen sind die Ka^ pazitäten Cl, C2 und C3 angeordnet. Im Signalpfad sind in Serie geschalteter Leitungsabschnitt LA1 und eine erste Koppel- induktivität KI1 geschaltet . Der Koppler CO ist durch die erste Koppelinduktivität KI1 und eine Koppelinduktivität KI2 gebildet .
Figur 5 zeigt einen im Tiefpaßfilter LP angeordneten Koppler CO mit einer Transformatorkopplung der Koppelinduktivität KI1 und KI2, wobei in Serie mit der zweiten Koppelinduktivität KI2 eine Diode Dl geschaltet ist. Die Diode Dl ist in diesem Ausführungsbeispiel als diskretes Bauelement ausgebildet und auf der Oberseite des in dieser Figur nicht dargestellten Trägersubstrats TS angeordnet.
Der Impedanzwandler IT ist in diesem Ausführungsbeispiel durch im Signalpfad angeordnete Induktivitäten L2 und L3 sowie Kapazitäten Cl, C2 und C3 gebildet.
Die Breite der Streifenleitungen, die den Impedanzwandler IT oder die Koppelleitungen KL1, KL2 realisieren, hängt von der relativen Dielektrizitätskonstante εreι der entsprechenden dielektrischen Schicht (die zwischen der Streifenleitung und der Massefläche liegt) ab. Bei niedrigen Werten von εreι, z. B. wenn εreι < 12 ist, muß die Leitungsbreite vergleichsweise groß gewählt werden, um die vorgegebene Leitungsimpedanz zu realisieren, wobei aufgrund der großen Leitungsbreite die Wellenmode (quasi-TEM-Welle) in der Streifenleitung beeinflußt werden kann. Daher haben in der bevorzugten Variante der Erfindung die dielektrischen Schichten, welche mit den Streifenleitungen direkt in Verbindung stehen, eine relative Dielektrizitätskonstante εreι > 12 (hochpermeable dielektrische Schichten) . In der Umgebung der hochpermeablen dielektrischen Schichten lassen sich im Prinzip beliebige in zwei übereinander angeordneten Metallisierungsebenen angeordnete, durch die entsprechende Schicht DS kapazitiv gekoppelte BauelementStrukturen (z. B. die Kapazitäten Cl - C6) mit kleinen Abmessungen realisieren.
Dagegen lassen sich die Induktivitäten (L, Ll - L3) oder die Elemente mit Transformatorkopplungen (KI1, KI2) am besten in der Umgebung von dielektrischen Schichten mit einer niedrigen relativen Dielektrizitätskonstante εreι < 12 realisieren.
Daher können im Aufbau des erfindungsgemäßen Moduls dielektrische Schichten DS mit unterschiedlichen dielektrischen Eigenschaften vorgesehen sein. Die hochpermeablen dielektrischen Schichten bilden vorzugsweise die oberen Schichten des erfindungsgemäßen Moduls. Möglich ist aber auch, daß die hochpermeablen dielektrischen Schichten im unteren Bereich des Moduls angeordnet sind. Möglich ist es auch, die dielektrischen Schichten mit unterschiedlichem εreι in beliebiger Folge übereinander anzuordnen.
In Figur 6 ist eine weitere Variante des erfindungsgemäßen Sendemoduls SM vorgestellt, welches mit einem Chipsatz CS des Endgeräts verschaltet ist. Das Sendemodul SM ist für Multi- band-Betrieb (z. B. für Mobilfunk-Standards GSM900, GSM1800, GSM1900) ausgelegt und enthält neben oben schon genannten, im Sendepfaden TX (GSM900) bzw. TX2 (GSM1800/1900) geschalteten Komponenten (PA-CB, IT, LP, DI, AS) auch drei Empfangspfade RX (GSM900) , RX1 (GSM1800) und RX2 (GSM1900) . In dem jeweiligen Empfangspfad ist ein Bandpaßfilter angeordnet, wobei alle Bandpaßfilter vorzugsweise in einem Chip-Bauelement realisiert sind, welches ein Frontend-Teilmodul FEM bildet. Das Frontend-Teilmodul FEM ist vorzugsweise auf der Oberseite des Trägersubstrats TS des Sendemoduls SM angeordnet und mit dem Trägersubstrat TS sowohl elektrisch als auch mechanisch fest verbunden. Das Frontend-Teilmodul FEM ist über den Eingang INI des Sendemoduls mit den entsprechenden rauscharmen Ver- stärkern (LNA, Low Noise Amplifier) , die im Chipsatz CS angeordnet sind, elektrisch verbunden.
Die erfindungsgemäße Verwendung eines Frontend-Teilmoduls in einem Sendemodul hat den Vorteil, daß die Länge der Zuleitun- gen zwischen den Schaltungskomponenten auf der Empfangsseite (verglichen mit einem Frontendmodul, das separat ausgebildet ist) verkürzt und besser kontrollierbar ist. Die thermische Entkopplung des Frontend-Teilmoduls insbesondere vom Leistungsverstärker-Teilmodul gelingt durch Wärmesenken oder durch eine geeignete Formgebung bei Ausbildung des Trägersubstrats TS. Die elektrische Entkopplung der beiden Teilmodule ist durch herkömmliche Abschirmelemente möglich.
Die Impedanzwaήdler IT, IT2 und die Tiefpaßfilter LP, LP2 sind wie in der Figur durch ein Rechteck angedeutet in einem Chip-Bauelement oder alternativ im Trägersubstrat TS realisiert . Die Frequenzweiche DI und der Antennenschalter AS können wie angedeutet in einem Chip-Bauelement realisiert sein. Es besteht auch die Möglichkeit, die Frequenzweiche DI zumin- dest teilweise im Trägersubstrat TS zu integrieren. Der Antennenschalter AS ist mit dem Halbleiterchip PA-CB (Leistungsverstärker-Teilmodul) über den Pfad RK rückgekoppelt (Leistungssteuerung) .
Es ist möglich, die hier vorgestellten, im Sendepfad angeordneten Komponenten in einem Chip-Bauelement zu realisieren bzw. beliebig miteinander zu kombinieren. Beispielsweise ist es möglich, die Leistungsverstärker PA, PA2 und den Antennenschalter AS in einem gemeinsamen Chip-Bauelement zu realisieren.
Figur 7 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren erfindungs- gemäßen Sendemoduls, das antennenseitig einen im Trägersubstrat integrierten Diplexer DI (Frequenzweiche) aufweist. Der Diplexer trennt Signale der Mobilfunk-Standrads, die sich um ca. eine Oktave unterscheiden (Z. B. GSM850/GSM900 und GSM1800/GSM1900) . Der Sende- oder Empfangspfad TX bzw. RX (o- der TX2 bzw. RX2) wird in unterschiedlichen Zeitschlitzen e- lektrisch über Antennenschalter AS1 (bzw.. AS2) mit dem Eingang des Diplexers DI verbunden.
Die Antennenschalter AS, AS1 und AS2 können jeweils CMOS-
Schalter, ein GaAs-Schalter oder ein Schalter auf der Basis der PIN-Dioden sein, die als Bare-Die oder SMD-Chipbauelemente (SMD = Surface Mounted Device) ausgebildet sind.
Der erste und/oder der zweite Sendepfad kann jeweils zumindest zwei unterschiedlichen Mobilfunk-Standards (z. B. GSM850/GSM900, oder GSM1800/GSM1900/UMTS) zugeordnet sein.
Neben den in den Ausführungsbeispielen und den dazugehörigen Figuren vorgestellten Verwirklichungen umfaßt die Erfindung noch eine Reihe weiterer Kombinationen, die durch Weglassen einzelner Komponenten oder' durch Kombination einzelner Komponenten der beschriebenen Ausführungsbeispiele erhalten werden können. Die Erfindung ist auch nicht auf einen bestimmten Frequenzbereich beschränkt .

Claims

Patentansprüche
1. Sendemodul für die Hochfrequenzstufe eines drahtlosen Kommunikationssystems, mit einer Eingangsimpedanz Z0ι und einer Ausgangsimpedanz Z02/ mit einem zwischen einem Signaleingang (IN) und einem mit einer Antenne verschaltba- ren Signalausgang (OUT) angeordneten, als Sendepfad (TX) ausgebildeten Signalpfad, umfassend
- einen im Signalpfad eingangsseitig angeordneten Leistungs- Verstärker (PA) , dessen Ausgangsimpedanz ZPA < Z0ι ist,
- ein im Signalpfad ausgangsseitig angeordnetes Tiefpaßfilter (LP) , dessen Eingangsimpedanz Z'01und Ausgangimpedanz
Z'02ist, wobei ZPA<Z'01<Z02 und Z01<Z02≤Z02 gilt,
- einen im Signalpfad zwischen dem Leistungsverstärker und dem Tiefpaßfilter angeordneten Impedanzwandler (IT) , der eine Impedanztransformation von ZPA auf ZQJ durchführt,
- wobei der Leistungsverstärker (PA) auf der Oberseite eines TrägerSubstrats (TS) angeordnet ist,
- wobei das Trägersubstrat (TS) Metallisierungsebenen (ME) aufweist, zwischen denen dielektrische Schichten (DS) angeordnet sind,
- wobei die Metallisierungsebenen (ME) mittels Durchkontak- tierungen (DK) verbunden sind,
- wobei der Impedanzwandler (IT) und/oder das Tiefpaßfilter (LP) passive Komponenten aufweist, die zumindest teilweise als Leiterbahnabschnitte in zumindest einer der Metallisierungsebenen (ME) und/oder durch Leiterbahnabschnitte und dazwischen liegende Schichtbereiche der dielektrischen Schicht (DS) ausgebildet sind.
Sendemodul nach Anspruch 1, bei dem im Signalpfad zwischen dem Tiefpaßfilter (LP) und den Signalausgang (OUT) zumindest ein Antennenschalter und/oder eine Frequenzweiche angeordnet sind.
Sendemodul nach Anspruch 1 oder 2 , bei dem der Antennenschalter (AS) zwischen dem Tiefpaß- filter (LP) und der Frequenzweiche (DI) geschaltet ist.
4. Sendemodul nach Anspruch 1 oder 2 , bei dem die Frequenzweiche (DI) zwischen dem Tiefpaßfil- ter (LP) und dem Antennenschalter (AS) geschaltet ist.
5. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Frequenzweiche (DI) ein Diplexer oder ein Duplexer ist.
6. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem im Signalpfad zwischen dem Signaleingang (IN) und dem Leistungsverstärker (PA) ein Anpassungsnetzwerk (MA) geschaltet ist.
7. Sendemodul nach Anspruch 6 , bei dem das Anpassungsnetzwerk (MA) in zumindest einer Metallisierungsebene (ME) angeordnet ist .
8. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem zumindest ein Teil eines zum Monitoring der Sendeleistung vorgesehen Kopplers (CO) im Modul angeordnet ist, wobei der Koppler (CO) galvanisch vom Signalpfad des Moduls getrennt ist.
9. Sendemodul nach Anspruch 8 , bei dem im Signalpfad nach dem Leistungsverstärker (PA) eine erste Koppelinduktivität (KI1) angeordnet ist, bei dem der Koppler (CO) eine zweite Koppelinduktivität (KI2) aufweist, wobei die erste und die zweite Koppelinduktivität über eine Transformatorkopplung gekoppelt sind, wobei die erste und die zweite Koppelinduktivität nebeneinander in derselben Metallisierungsebene (ME) oder ü- bereinander in zumindest zwei benachbarten Metallisierungsebenen (ME) realisiert sind.
10. Sendemodul nach Anspruch 9, bei dem die erste Koppelinduktivität (KI1) im Tiefpaßfilter (LP) oder Impedanzwandler (IT) angeordnet ist.
11. Sendemodul nach Anspruch 8, bei dem im Signalpfad nach dem Leistungsverstärker (PA) eine erste Koppelleitung (KLl) angeordnet ist, bei dem der Koppler (CO) eine zweite Koppelleitung (KL2) aufweist, wobei die Länge der zweiten Koppelleitung (KL2) die Länge der ersten Koppelleitung (KLl) nicht übersteigt, wobei die erste und die zweite Koppelleitung über eine kapazitive Kopplung gekoppelt sind, wobei die erste und die zweite Koppelleitung nebeneinan- der in derselben Metallisierungsebene (ME) oder übereinander in zumindest zwei benachbarten Metallisierungsebenen (ME, ME1) realisiert sind.
12.Sendemodul nach Anspruch 11, bei dem die erste Koppelleitung (KLl) im Tiefpaßfilter (LP) oder Impedanzwandler (IT) angeordnet ist.
13.Sendemodul nach Anspruch 11 oder 12, bei dem die erste Koppelleitung (KLl) als eine λ/4-Leitung ausgebildet ist.
14. Sendemodul nach Anspruch 8, 9, 11 oder 13, bei dem der Koppler (CO) vor oder nach dem Tiefpaßfilter (LP) angeordnet ist.
15. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem der Impedanzwandler (IT) und/oder das Tiefpaßfilter (LP) eine oder mehrere Stufen aufweist, wobei zumindest eine der Stufen durch eine Leitungstransformation o- ' ' der über ein Tiefpaßfilter-Glied oder durch einen Leitungsabschnitt und eine parallel dazu gegen Masse geschaltete Kapazität oder eine Kombination von LC- Elementen realisiert ist.
16. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 15, bei dem der Impedanzwandler (IT) bei einer ausgewählten Sendefrequenz eine Phasendrehung des Signals um 180 Grad durchführt .
17. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 16, bei dem zumindest ein mit einem zweiten Signaleingang verbundener weiterer als Sendepfad ausgebildeter Signalpfad angeordnet ist, der über den oder einen weiteren Antennenschalter (AS) o- der der über die oder eine weitere Frequenzweiche (DI) mit dem Signalausgang (OUT) verbunden ist und im wesentlichen die gleichen Komponenten wie der erste Signalpfad aufweist.
18. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 17, bei dem der erste und der zweite Sendepfad unterschiedlichen Frequenzbändern drahtloser KommunikationsSysteme zugeordnet sind.
19. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 18, bei dem der erste und/oder der zweite Sendepfad jeweils zumindest zwei unterschiedlichen Frequenzbändern drahtloser KommunikationsSysteme zugeordnet ist.
20. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 19, bei dem die dielektrischen Schichten (DS) aus Keramik ausgebildet sind.
21. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 19, bei dem das Trägersubstrat (TS) einen gemischten Aufbau aus Keramik und Laminat aufweist.
22. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 21, bei dem zumindest eine dielektrische Schicht (DS) eine Dielektrizitätskonstante > 12 aufweist.
23. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 22, bei dem zumindest ein Empfangspfad (RX) vorgesehen ist, wobei in dem zumindest einen Empfangspfad (RX) ein Frontend-Teilmodul angeordnet ist, wobei das Frontend- Teilmodul als Bestandteil des Sendemoduls ausgebildet ist.
24. Sendemodul nach Anspruch 23, bei dem das Frontend-Teilmodul auf der Oberfläche des Trägersubstrats (TS) angeordnet ist.
25.Sendemodul nach Anspruch 23 oder 24, bei dem das Frontend-Teilmodul zumindest ein mit akustischen Wellen arbeitendes Bandpaßfilter umfaßt .
26. Sendemodul nach einem der Ansprüche 2 bis 25, bei dem der zumindest eine Antennenschalter (AS) als GaAs-Schalter, CMOS-Schalter oder ein PIN-Dioden-Schalter ausgebildet ist.
27. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 26, bei dem zumindest ein Teil der passiven Komponenten als Leiterbahnabschnitte in zumindest einer der innen liegenden Metallisierungsebenen (ME) oder durch im Inneren des Trägersubstrats verborgene Leiterbahnabschnitte und da- zwischen liegende Schichtbereiche der dielektrischen Schicht (DS) realisiert ist.
28.Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 27, bei dem eine passive Komponente des Tiefpaßfilters aus einer Induktivität und einer Kapazität ausgewählt ist.
29. Sendemodul nach einem der Ansprüche 1 bis 27, bei dem eine passive Komponente des Tiefpaßfilters eine Kapazität ist.
30.Sendemodul für die Hochfrequenzstufe eines drahtlosen
Kommunikationssystems, mit einer Eingangsimpedanz Z0ι und einer Ausgangsimpedanz Z0 , mit einem zwischen einem Signaleingang (IN) und einem mit einer Antenne verschaltba- ren Signalausgang (OUT) angeordneten, als Sendepfad (TX) ausgebildeten Signalpfad, umfassend einen im Signalpfad eingangsseitig angeordneten Leistungsverstärker (PA) , dessen Ausgangsimpedanz ZPA < Z0ι ist, einen im Signalpfad ausgangsseitig angeordneten ersten Impedanzwandler, dessen Eingangsimpedanz Z^und Ausgangimpe- danz Zj,2ist, wobei ZPA<Z01<Z02 und Z'01<Z02<Z02 gilt, einen im Signalpfad angeordneten zweiten Impedanzwandler (IT) , der eine Impedanztransformation von ZPA auf ZQ' I durchführt,
- wobei der Leistungsverstärker (PA) auf der Oberseite eines Trägersubstrats (TS) angeordnet ist,
- wobei der erste Impedanzwandler als Tiefpaßfilter (LP) ausgebildet ist,
- wobei das Trägersubstrat (TS) Metallisierungsebenen (ME) aufweist, zwischen denen dielektrische Schichten (DS) an- geordnet sind,
- wobei die Metallisierungsebenen (ME) mittels Durchkontak- tierungen (DK) verbunden sind,
- wobei zumindest einer der beiden Impedanzwandler (IT, LP) passive Komponenten aufweist, wobei zumindest ein Teil der passiven Komponenten zumindest teilweise als strukturierte
Leiterbahnen in zumindest einer der Metallisierungsebenen (ME) ausgebildet ist.
31. Sendemodul nach Anspruch 30, bei dem ein Teil der passiven Komponenten durch Leiterflächen oder Leiterbahnabschnitte und dazwischen liegende Schichtbereiche der dielektrischen Schicht (DS) ausgebil- det ist .
32.Sendemodul nach Anspruch 30 oder 31, bei dem der zweite Impedanzwandler (IT) im Signalpfad zwischen dem Leistungsverstärker (PA) und dem ersten Impedanzwandler (LP) angeordnet ist.
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