WO2004049597A1 - 無線受信装置および無線受信方法 - Google Patents

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Hiroaki Sudo
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
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    • H04B7/0868—Hybrid systems, i.e. switching and combining
    • H04B7/0871—Hybrid systems, i.e. switching and combining using different reception schemes, at least one of them being a diversity reception scheme
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems

Definitions

  • the present invention relates to a wireless receiving device that receives data transmitted in parallel from a plurality of transmitting antennas using a plurality of receiving antennas, and a wireless receiving method used in the device.
  • MIMO communication has attracted attention as a technology that enables large-capacity data communication of images and the like.
  • different transmission data are transmitted from multiple antennas on the transmission side, and the reception side separates multiple transmission data mixed on the propagation path into the original transmission data using propagation path estimation values.
  • FIG. 4 See, for example, JP-A-2002-44051 (FIG. 4)).
  • a signal transmitted from a transmitting device is received by the same number or more antennas than the number of transmitting devices, and a pilot signal inserted into a signal received by each antenna is received.
  • the propagation path characteristics between antennas are estimated based on the G signal.
  • This estimated channel characteristic H is represented by a 2 ⁇ 2 matrix when, for example, there are two transmitting antennas and two receiving antennas.
  • a transmission signal (substream) transmitted from each transmission antenna is obtained based on the inverse matrix of the obtained channel characteristic H and the reception signal obtained at each reception antenna. .
  • A is the propagation path characteristic between the transmitting antenna 11 and the receiving antenna
  • B is the propagation path characteristic between the transmitting antenna 12 and the receiving antenna
  • C is the transmitting antenna 11 and the receiving antenna 22
  • D represents the propagation path characteristics between the transmitting antenna 12 and the receiving antenna 22.
  • the antennas 21 and 22 of the receiver 20 receive TXI and TX2 in a mixed state, as shown in (Equation 1).
  • TXI and TX2 in a mixed state, as shown in (Equation 1).
  • TX1 and ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 2 for example, it is necessary to compensate for the interference signal component by using either TX1 or ⁇ 2 as the desired signal component and the other as the interference signal component.
  • the transmitter 10 transmits a signal in which a known signal (for example, a pilot signal) for propagation path estimation is inserted into the transmission signal, and the receiver 20 performs propagation path estimation based on the known signal. Find the characteristics A, B, C, and D, and find the inverse matrix.
  • a known signal for example, a pilot signal
  • the interference compensation error occurs in the process of compensating the interference signal component from the transmission signal. This error is large In such a case, there is a problem that the error rate characteristic on the receiving side is greatly deteriorated. Also, depending on the propagation environment, the value of the determinant IAD-BCI may be close to 0 in the inverse matrix shown in (Equation 2) in FIG. However, since an attempt is made to compensate for the interference signal component, the interference compensation error in the separated desired signal is very large, and the error rate on the receiving side is also greatly degraded. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to improve the error rate characteristic of the receiving side even in an environment where the interference compensation error increases on the receiving side when different data are transmitted between a plurality of transmitting antennas and receiving antennas as in MIMO communication. It is to improve.
  • a radio receiving apparatus that receives different data wirelessly transmitted from a plurality of transmitting antennas using a plurality of receiving antennas includes a channel compensation unit that performs channel compensation (line variation compensation) of a received signal.
  • the problem can be solved by installing an interference compensator that compensates (separates and removes) the interference signal component, and switches to use according to the situation.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating the principle of MIMO communication
  • FIG. 1B is an equation showing the relationship between the transmitted signal and the received signal
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 3 is a block diagram showing the internal structure of the control unit according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating the operation of the control unit according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. FIG. 9 specifically illustrates an effect achieved by the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 shows a variation of the wireless receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a control unit of the wireless reception device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the radio receiving apparatus shown in FIG. 2 includes a receiving antenna 101, a receiving section 102, a propagation path compensating section 103, an interference compensating section 104, a control section 105, a selecting section 106, and a demodulating section. 107 and a decoding unit 108.
  • receiving section 102-1 performs predetermined radio reception processing such as down-conversion on a signal received via receiving antenna 101-1, and performs channel compensation section 103 and interference Output to compensator 104.
  • receiving sections 102 and 122 perform predetermined radio reception processing such as down-conversion on a signal received via receiving antenna 101-2, and perform propagation path compensation section 103 and interference compensation. Output to section 104.
  • the channel compensator 103 performs channel estimation (channel estimation) on the signals output from the receivers 102-1, 102-2, and based on the result, performs channel compensation (channel estimation). Circuit fluctuation compensation), and outputs the result to the selector 106.
  • propagation path estimation refers to propagation path fluctuation (channel fluctuation) caused by the influence of fading or the like on the propagation path from when a wireless signal is transmitted from the transmitting side to when it reaches the receiving antenna on the receiving side. Is to estimate the size of
  • propagation path compensation refers to propagation path In order to remove (compensate) the effects of propagation path fluctuations based on the fixed result (channel estimation value), for example, complex multiplication of the original signal by a predetermined vector is required.
  • the interference compensator 104 performs the same channel estimation as the channel compensator 103 on the signals output from the receivers 102-1 and 102-1, and outputs the result to the controller 1. In addition to outputting the received signal, the MIMO separation processing described above is performed, and the separated received signal is output to the selection unit 106. .
  • the selection unit 106 selects one of the signals output from the propagation path compensation unit 103 and the interference compensation unit 104 under the control of the control unit 105, and Output to. Details of the control of the control unit 105 will be described later.
  • the signal is subjected to a predetermined demodulation process and output to the decoding unit 108.
  • Decoding section 108 performs a predetermined decoding process a corresponding to the encoding scheme used on the transmission side on the demodulated signal output from demodulation section 107 to obtain a received signal. .
  • FIG. 3 is a block diagram showing the internal structure of the control unit 105.
  • the control unit 105 includes an absolute value calculation unit 111, a subtraction unit 112, and a comparison determination unit 113.
  • the absolute value calculation section 111 calculates the absolute value of the desired signal component in the propagation path estimation result output from the interference compensation section 104, and outputs the calculated absolute value to the subtraction section 112.
  • the absolute value calculation unit 111-122 calculates the absolute value of the interference signal component in the propagation path estimation result output from the interference compensation unit 104, and outputs it to the subtraction unit 112.
  • the subtractor 1 1 2 subtracts the absolute value of the interference signal component (the output of the absolute value calculator 1 1 1 1 2) from the absolute value of the desired signal component (the output of the absolute value calculator 1 1 1-1). The difference is output to the comparison / determination unit 113.
  • the comparison / determination unit 113 compares the difference output from the subtraction unit 112 with a predetermined threshold, and if the difference is smaller than the threshold, outputs the output of the interference compensation unit 104 to the selection unit 106. Is selected (outputs control signal C1). If the difference is equal to or greater than the threshold value, the control unit 106 outputs a control signal C1 to the selection unit 106 so as to select the output of the propagation path compensation unit 103.
  • control unit 105 having the above configuration will be described with reference to the flowchart shown in FIG. ⁇
  • the desired signal component of the propagation path estimation result output from the interference compensating unit 104 is input to the absolute value calculating unit 111-1-1 (ST1010).
  • the absolute value calculation section 1 1 1 1 1 1 1 calculates the absolute value of the propagation path estimation result (ST 1 0 2 0).
  • the interference signal component of the channel estimation result output from the interference compensator 104 is input to the absolute value calculator 111-2 (ST103).
  • the absolute value calculating unit 111 calculates the absolute value of the channel estimation result (ST104).
  • the subtraction unit 112 obtains the difference between the absolute value of the desired signal component and the absolute value of the interference signal component (ST105).
  • the calculated difference indicates how much the propagation path fluctuation generated in the desired signal component is relatively larger than the propagation path fluctuation generated in the interference signal component. Therefore, a large difference indicates that the propagation path fluctuation generated in the desired signal component is larger than the propagation path fluctuation generated in the interference signal component.
  • the comparison / determination unit 113 compares the difference output from the subtraction unit 112 with a predetermined threshold value (ST 106 0). An instruction (control signal) to select the output of the interference compensation unit 104 is output (ST 1704). If the difference is equal to or larger than the threshold, the selector (106) outputs an instruction (control signal) to the selector (106) to select the output of the propagation path compensator (103) (ST108).
  • the selector (106) outputs an instruction (control signal) to the selector (106) to select the output of the propagation path compensator (103) (ST108).
  • the propagation path fluctuation generated in the desired signal component and the propagation path fluctuation generated in the interference signal component are at the same level, the signal subjected to the separation processing by MIM ⁇ technology is selected, and the interference signal component is selected. Propagation path fluctuations that occur are rare. If the fluctuation is relatively small compared to the propagation path fluctuation that occurs in the desired signal component, the operation of simply selecting a signal that has undergone propagation path compensation is performed
  • the control unit 105 has two inputs.
  • the desired signal components and Since there is an interference signal component there are four inputs to the controller 105.
  • two threshold determination results can be obtained.
  • the output of the channel compensation unit 103 may be selected only when the difference calculated by the subtraction unit 112 is equal to or larger than the threshold value in either of the determination results.
  • each determination result may be reflected for each receiving antenna. That is, a signal subjected to propagation path compensation processing is selected as a signal received by the receiving antenna 101-1, and interference compensation processing is performed to a signal received by the receiving antenna 101-2. You just have to do that.
  • the control section 105 controls the interference compensating section 104 to stop the other processing other than the propagation path estimation processing in the interference compensation processing.
  • Output C2 As a result, since the power consumed by the interference compensator 104 is particularly large, an effect of reducing power consumption can be expected.
  • the interference compensator 104 it goes without saying that a function of instructing the channel compensator 103 to stop may be implemented.
  • radio receiving apparatus 100 receives a radio signal transmitted by radio transmitting apparatus 150 having two transmitting antennas 151-1-1 and 151-2. Receiving via antennas 101-1 and 101-1-2.
  • the radio signal transmitted from the transmitting antenna 151-1-1 has no direct reception antenna 101-1-1, 1 because there is no obstacle in the middle of the propagation path. Reach 0 1—2.
  • the radio signal transmitted from the transmitting antenna 151-2 is directly transmitted to the receiving antenna 101-1-1 due to the presence of the building 160 in the middle of the propagation path. , 1 0 1–2, or the signal strength is significantly weakened.
  • the radio signal transmitted from the transmitting antenna 151-1 is better than the radio signal transmitted from the transmitting antenna 151-1-2, even if the radio signal passes through multipath. It is easily imagined that the receiving side receives the signal at a higher strength.
  • each transmission antenna may be in charge of a different user (transmission partner).
  • the signal transmitted from the transmitting antenna 15 1 _ 1 is a signal for the radio receiving apparatus 100, and the signal transmitted from the transmitting antenna 15 1 _ 2 is This is the case when the signal is not for 100.
  • the signal transmitted from the transmitting antenna 15 1 _ 2 is also targeted (signals other than the desired signal are treated as interference components), and the matrix representing the channel characteristics is used.
  • the inverse matrix was calculated, the interference component was removed by multiplying the inverse matrix, and the signals transmitted from the two transmitting antennas were separated (MIMO separation).
  • MIMO separation since the reception strength of the signal transmitted from the transmission antennas 1511 and 12 is extremely low, the reliability of the inverse matrix calculation is reduced.
  • the radio receiving apparatus switches between the two circuits, and performs channel compensation processing only on the signal transmitted from transmitting antenna 151-1 without performing MIMO separation processing. Get the received signal.
  • This process is another look In other words, it is equivalent to treating the signal transmitted from the transmitting antenna 151-2 as not noise but simply noise.
  • the wireless receiving apparatus has an effect.
  • the channel compensation unit and the interference compensation unit are used on the reception side. Since the switching is used, the error rate characteristics on the receiving side can be improved even in an environment where the interference cancellation error increases.
  • the method of calculating the inverse matrix has been described as a method of the interference compensation processing, there are other algorithms for interference compensation (for example, maximum likelihood sequence estimation), and other interference compensation algorithms are also applicable. Needless to say. Further, as shown in FIG. 6, by notifying control unit 105 of the transmission method on the transmission side, switching between propagation path compensation unit 103 and interference compensation unit 104 may be performed.
  • the transmitting side does not perform MIMO transmission and transmits data using only one transmitting antenna, so the received signal is not a multiplexed signal, or the transmitting side has multiple transmitting antennas. If the same radio signal is transmitted from all transmitting antennas, there is little benefit in performing the above-described interference compensation processing on the receiving side. Therefore, by notifying this fact (transmission method) to the control unit 105, the control unit 105 can instruct the selection unit 106 to select the propagation path compensation unit 103. It becomes possible.
  • the transmitting method may be notified by the transmitting side, or may be configured to analyze the transmitting method from a signal received by the receiving side.
  • FIG. 7 shows a configuration of a control unit of the wireless reception device according to Embodiment 2 of the present invention. It is a block diagram.
  • the control unit 105a has the same basic configuration as the control unit 105 shown in FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. I do.
  • control unit includes a threshold value setting unit 201.
  • the threshold setting unit 201 is notified of the number of modulation levels, the coding rate, the spread rate, or the number of code multiplexes used in the transmission signal, and is used by the comparison and determination unit 113 based on this. Set a threshold value.
  • the QSPK modulation method has higher error resilience when the propagation path environment is deteriorated than the 16QAM modulation method. Therefore, when QPSK is used as the modulation method, the possibility of obtaining error-free data by performing propagation path compensation on the received signal is higher than when using QPSK. That is, it is preferable to change the criterion (threshold) for selecting the channel compensation unit 103 and the interference compensation unit 104 according to the modulation method (modulation multi-level number) of the transmission signal. As a result, the number of cases where the channel compensation unit 103 is selected and the operation of the interference compensation unit 104 is stopped increases, so that the power consumption of the wireless reception device is reduced. The same can be said for the coding rate, spreading rate, or code multiplexing number used for the transmission signal, not limited to the modulation multilevel number.
  • threshold setting section 201 adaptively changes and sets the threshold used in comparison determining section 113 according to the modulation multi-level number used in the transmission signal. Note that the above-described modulation multi-level number and the like may be notified from the transmitting side, or the modulation multi-level number and the like may be analyzed from a signal received by the receiving side.
  • the switching criterion is used according to the modulation multi-level number used for the transmission signal and the like. Is changed, the number of cases in which the propagation path compensator is selected increases, and the power consumption of the wireless receiver can be reduced.
  • the radio receiving apparatus can be mounted on a communication terminal apparatus and a base station apparatus in a mobile communication system. It is possible to provide a communication terminal device and a base station device that have a useful effect. Further, the radio receiving apparatus according to the present invention can be used in a mobile communication system using a multi-carrier scheme such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex), whereby the mobile communication apparatus having the same operation and effect as described above can be obtained. A system can be provided. In the transmission method using multicarrier, since the symbol rate is set low (the symbol length is long), there is an effect of reducing intersymbol interference due to multipath in a multipath environment. Also, by introducing a guard interval, it is possible to eliminate inter-symbol interference due to multipath.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • the receiving side when different data is transmitted between a plurality of transmitting antennas and receiving antennas, such as in MIM ⁇ communication, the receiving side can receive signals even in an environment where the interference compensation error increases.
  • the error rate characteristics can be improved.
  • the present invention can be applied to a wireless receiving apparatus that receives data transmitted in parallel from a plurality of transmitting antennas using a plurality of receiving antennas, and a wireless receiving method used in the apparatus.

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Abstract

受信部（１０２）は、受信アンテナ（１０１）を介し受信された信号に対し無線受信処理を施し、伝搬路補償部（１０３）および干渉補償部（１０４）に出力する。伝搬路補償部（１０３）は、伝搬路推定結果に基づいて受信信号に伝搬路補償を施す。一方、干渉補償部（１０４）は、伝搬路推定を行い、この結果を制御部（１０５）に出力すると共に、ＭＩＭＯ分離処理を行い、分離された受信信号を出力する。選択部（１０６）は、制御部（１０５）の制御の下、伝搬路補償部（１０３）および干渉補償部（１０４）から出力された信号の一方を選択し出力する。制御部（１０５）は、伝搬路推定結果に基づいて選択部（１０６）を制御する。復調部（１０７）および復号化部（１０８）は受信信号の復調および復号化を行う。これにより、ＭＩＭＯ通信において、干渉補償誤差が大きくなる環境下でも受信側での誤り率特性を向上させることができる。

Description

明 細 書 無線受信装置およぴ無線受信方法 技術分野
本発明は、 複数の送信アンテナから並列送信されたデータを複数の受信ァ ンテナを用いて受信する無線受信装置および当該装置で使用される無線受信 方法に関する。 背景技術
近年、 画像等の大容量のデータ通信を可能にする技術として M I MO (Multi-Input / Multi-Output) 通信が注目されている。 M I MO通信では 送信側の複数のアンテナからそれぞれ異なる送信データ （サブストリーム） を送信し、 受信側では伝搬路上で混ざり合った複数の送信データを伝搬路推 定値を用いて元の送信データに分離する （例えば、 特開 2002— 4405 1号公報 （第 4図） 参照）。
実際上、 MIMO通信では、 送信装置から送信された信号を、 送信装置の 数と同数又はそれよりも多いアンテナ数で受信し、 当該各アンテナによって 受信された信号にそれぞれ挿入されているパイ口ット信号に基づいてアンテ ナ間の伝搬路特性を推定する。 この推定された伝搬路特性 Hは、 例えば送信 側アンテナが 2つであり、 受信アンテナが 2つである場合には、 2 X 2の行 列によって表される。 MIMO通信では、 求めた伝搬路特性 Hの逆行列と、 各受信アンテナで得られた受信信号とに基づいて、 各送信アンテナから送信 された送信信号 （サブストリーム） を求める。 .
図 1 Aを用いて、 送信機 1 0と受信機 20のアンテナ数がそれぞれ 2つの 場合の M I M〇通信の原理を説明する。 ここで送信機 1 0のアンテナ 1 1、 1 2から送信される信号をそれぞれ TX 1、 TX 2とし、 受信機 20のアン テナ 2 1、 22により受信される信号をそれぞれ RX 1、 RX 2とする。 このとき、 受信信号 （RX 1、 RX 2) は、 図 I Bに示す （式 1) で表す ことができる。 ただし、 Aは送信アンテナ 1 1と受信アンテナ 2 1との間の 伝搬路特性、 Bは送信アンテナ 1 2と受信アンテナ 2 1との間の伝搬路特性、 Cは送信アンテナ 1 1と受信アンテナ 22との間の伝搬路特性、 Dは送信ァ ンテナ 1 2と受信アンテナ 2 2との間の伝搬路特性を表すものとする。
よって、 受信機 20のアンテナ 2 1、 22では、 （式 1) に示すように、 T X I、 TX 2が混ざり合った状態で受信される。 TX 1、 ΤΧ 2のそれぞれ を分離するためには、 例えば、 TX 1または ΤΧ 2のいずれか一方を希望信 号成分、 他方を干渉信号成分とし、 干渉信号成分を補償する必要がある。 受信信号から上述した干渉信号成分を除去 （補償） し送信信号 （ΤΧ 1、 TX 2) を得るためには、 （式 2) に示すように、 4つ.の伝搬路特性 A、 B、 C、 Dからなる行列の逆行列を求める。 このため送信機 1 0では、 送信信号 に伝搬路推定用の既知信号 （例えばパイロット信号） を挿入した信号を送信 し、 受信機 20では、 この既知信号に基づいて伝搬路推定を行い、 伝搬路特 性 A、 B、 C、 Dを求め、 上記の逆行列を求める。
実際に、 受信信号 （RX 1、 RX2) から送信信号 （TX 1、 TX 2) を 求める手順としては、 （式 2)に示す逆行列演算のみによってサブストリーム (各データ） を分離する Z F (Zero-Forcing) 演算や、 誤差を最小にするよ うに分離する MM S E (Minimum Mean Square Error) 演算などが使用さ れる。
このように M I MO通信においては、 同一時間に同一周波数で送られた複 数の信号を、 理論上、 受信機でそれぞれ分離することができるので、 高速大 容量の通信が可能となる。
しかしながら、 実機では、 雑音やマルチパスによる符号間干渉等の影響が 存在し、 また実際の回路には量子化誤差等も存在するため、 送信信号から干 渉信号成分を補償する過程において干渉補償誤差が生じ、 この誤差が大きい 場合には受信側の誤り率特性が大きく劣化するという問題がある。 また、 伝 搬環境によっては、 図 1 Bの （式 2 ) に示した逆行列において行列式 I A D 一 B C Iの値が 0に近くなることがあり、 従来の装置はこのような状況下に おいても干渉信号成分に対し補償を試みるため、 分離された希望信号におけ る干渉補償誤差は非常に大きいものとなり、 やはり受信側の誤り率が大きく 劣化するという問題がある。 発明の開示
本発明の目的は、 M I MO通信のように複数の送信アンテナおよび受信ァ ンテナ間でそれぞれ異なるデータを伝送する場合に、 受信側で干渉補償誤差 が大きくなる環境下でも受信側の誤り率特性を向上させることである。
この目的は、 複数の送信アンテナから無線送信された異なるデータを複数 の受信アンテナを用いて受信する無線受信装置が、受信信号の伝搬路補償（回 線変動補償） をする伝搬路捕償部と、 干渉信号成分を補償 （分離除去） する 干渉補償部とを共に搭載し、 状況に応じて切り替えて使用することにより解 決される。 図面の簡単な説明
図 1 Aは、 M I MO通信の原理を説明する図、
図 1 Bは、 送信信号と受信信号の関係を表す式、
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の構成を示すプロック 図、
図 3は、本発明の実施の形態 1に係る制御部の内部構造を示すプロック図、 図 4は、 本発明の実施の形態 1に係る制御部の動作を説明するフロー図、 図 5は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の奏する効果を具体的 に説明する図、
図 6は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置のバリエーションを示 す図、
図 7は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の制御部の構成を示す プロック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。 なお、 ここでは、 送受信側とも 2本のアンテナを用いて M I MO通信を行う 場合を例にとって説明するが、 本発明はアンテナ数が任意の場合に適用でき る。
(実施の形態 1 )
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線受信装置の構成を示すプロック 図である。
図 2に示す無線受信装置は、 受信アンテナ 1 0 1、 受信部 1 0 2、 伝搬路 補償部 1 0 3、 干渉補償部 1 0 4、 制御部 1 0 5、 選択部 1 0 6、 復調部 1 0 7、 およぴ復号化部 1 0 8を有する。
図 2において、 受信部 1 0 2— 1は、 受信アンテナ 1 0 1— 1を介し受信 された信号に対し、 ダウンコンバート等の所定の無線受信処理を施し、 伝搬 路補償部 1 0 3および干渉補償部 1 0 4に出力する。 同様に、 受信部 1 0 2 一 2は、 受信アンテナ 1 0 1— 2を介し受信された信号に対し、 ダウンコン バート等の所定の無線受信処理を施し、 伝搬路補償部 1 0 3および干渉補償 部 1 0 4に出力する。
伝搬路補償部 1 0 3は、 受信部 1 0 2— 1、 1 0 2— 2から出力された信 号に対し伝搬路推定 （チャネル推定） を行い、 この結果に基づいて伝搬路補 償 （回線変動補償） を施し、 選択部 1 0 6に出力する。 ここで、 伝搬路推定 とは、 無線信号が送信側から送信された後、 受信側の受信アンテナに到達す るまでの伝搬路において、フェージング等の影響により受けた伝搬路変動（回 線変動） の大きさを推定することである。 また、 伝搬路補償とは、 伝搬路推 定の結果 （チャネル推定値） に基づいて伝搬路変動の影響を除去 （補償） す るため、 例えば所定のべク トルを元の信号に複素乗算することである。
干渉補償部 1 0 4は、 受信部 1 0 2— 1、 1 0 2一 2から出力された信号 に対し伝搬路補償部 1 0 3と同様の伝搬路推定を行い、 この結果を制御部 1 0 5に出力すると共に、 既述の M I M O分離処理を行い、 分離された受信信 号を選択部 1 0 6に出力する。 .
選択部 1 0 6は、 制御部 1 0 5の制御の下、 伝搬路補償部 1 0 3およぴ干 渉補償部 1 0 4から出力された信号の一方を選択し、 復調部 1 0 7に出力す る。 制御部 1 0 5の制御の詳細については後述する。
- 復調部 1 0 7は、 選択部 1 0 6から出力された信号に対し、 送信側で使用 された Q P S K ( Quadrature Phase Shift Keying ) N 1 6 Q A M (Quadrature Amplitude Modulation) 等の変調方式に対応した所定の復調 処理を施し、 復号化部 1 0 8に出力する。
復号化部 1 0 8は、 復調部 1 0 7から出力された復調後の信号に対し、 送 信側で使用された符号化方式に対応した所定の復号化処 aを施し、 受信信号 を得る。
図 3は、 制御部 1 0 5の内部構造を示すプロック図である。 制御部 1 0 5 は、絶対値算出部 1 1 1、減算部 1 1 2、および比較判定部 1 1 3を有する。 干渉補償部 1 0 4から出力された伝搬路推定結果には、 上述の通り、 希望 信号成分および干渉信号成分が存在する。 絶対値算出部 1 1 1一 1は、 干渉 補償部 1 0 4から出力された伝搬路推定結果のうち希望信号成分の絶対値を 算出し、 減算部 1 1 2に出力する。 同様に、 絶対値算出部 1 1 1一 2は、 干 渉補償部 1 0 4から出力された伝搬路推定結果のうち干渉信号成分の絶対値 を算出し、 減算部 1 1 2に出力する。
減算部 1 1 2は、希望信号成分の絶対値（絶対値算出部 1 1 1— 1の出力） から干渉信号成分の絶対値 （絶対値算出部 1 1 1一 2の出力） を減じ、 この 差を比較判定部 1 1 3に出力する。 比較判定部 1 1 3は、 減算部 1 1 2から出力された差を所定の閾値と比較 し、 この差が閾値より小さい場合は、 選択部 1 0 6に対し干渉補償部 1 0 4 の出力を選択するように指示する （制御信号 C 1を出力する）。 また、差が閾 値以上である場合は、 選択部 1 0 6に対し伝搬路補償部 1 0 3の出力を選択 するように制御信号 C 1を出力する。
次いで、 上記構成を有する制御部 1 0 5の動作について、 図 4に示すフロ 一図を用いて説明する。 ·
干渉補償部 1 0 4から出力された伝搬路推定結果の希望信号成分は、 絶対 値算出部 1 1 1— 1に入力される （S T 1 0 1 0 )。絶対値算出部 1 1 1一 1 は、 この伝搬路推定結果の絶対値を算出する （S T 1 0 2 0 )。 同様に、 干渉 補償部 1 0 4から出力された伝搬路推定結果の干渉信号成分は、 絶対値算出 部 1 1 1 _ 2に入力される （S T 1 0 3 0 )。 絶対値算出部 1 1 1一 2は、 こ の伝搬路推定結果の絶対値を算出する （S T 1 0 4 0 )。
減算部 1 1 2は、 希望信号成分の絶対値および干渉信号成分の絶対値の差 を求める （S T 1 0 5 0 )。 因みに、 この算出された差は、希望信号成分にお いて生じた伝搬路変動が干渉信号成分において生じた伝搬路変動に比べ相対 的にどの程度大きいかを示している。 よって、 差が大きいということは、 希 望信号成分において生じた伝搬路変動が干渉信号成分において生じた伝搬路 変動よりも大きいということを示している。
比較判定部 1 1 3は、 減算部 1 1 2から出力された差を所定の閾値と比較 し （S T 1 0 6 0 )、 この差が閾値より小さい場合は、選択部 1 0 6に対し干 渉補償部 1 0 4の出力を選択するように指示 （制御信号） を出力する （S T 1 0 7 0 )。 また、差が閾値以上である場合は、選択部 1 0 6に対し伝搬路捕 償部 1 0 3の出力を選択するように指示 （制御信号） を出力する （S T 1 0 8 0 )。すなわち、希望信号成分において生じた伝搬路変動と干渉信号成分に おいて生じた伝搬路変動が同等レベルにある場合は、 M I M〇技術による分 離処理を行った信号を選択し、 干渉信号成分において生じた伝搬路変動が希 望信号成分において生じた伝搬路変動に比べ相対的にかなり小さい場合は、 単なる伝搬路補償を行った信号を選択する、 という動作を行う。
なお、 ここでは説明を簡単にするため、 制御部 1 0 5の入力が 2本である としたが、 実際には既述の通り、 受信アンテナのそれぞれについて伝搬路推 定結果の希望信号成分および干渉信号成分が存在するため、 制御部 1 0 5の 入力は 4本存在する。 このとき、 例えば各受信アンテナに対応する入力 2本 ずつを時分割で処理するとすると、閾値判定の結果を 2つ得ることができる。 かかる場合、 どちらの判定結果においても減算部 1 1 2で算出された差が閾 値以上であった場合にのみ伝搬路補償部 1 0 3の出力を選択するとすれば良 い。 また、 受信アンテナごとに各判定結果を反映しても良い。 すなわち、 受 信アンテナ 1 0 1— 1で受信された信号としては伝搬路補償処理がされた信 号を選択し、 受信アンテナ 1 0 1— 2で受信された信号としては干渉補償処 理がされた信号を選択する、 ということを行えば良い。
また、 ここでは希望信号および干渉信号の伝搬路補償値の絶対値の差を算 出し、 この差を閾値と比較する場合を例にとって説明したが、 希望信号およ び干渉信号の伝搬路推定値の絶対値の比、すなわち、 （希望信号の伝搬路推定 値の絶対値） Z (干渉信号の伝搬路推定値の絶対値） を算出し、 この比を閾 値と比較しても良い。 ただし、 差を用いる方がハード規模を小さくすること ができるという利点を有する。
また、 制御部 1 0 5は、 伝搬路補償部 1 0 3を選択した場合、 干渉補償部 1 0 4に対し干渉補償処理のうち伝搬路推定処理を除く他の処理を停止する ように制御信号 C 2を出力する。 これにより、 干渉補償部 1 0 4が消費する 電力は特に大きいため、 消費電力の削減効果が望める。 なお、 干渉補償部 1 0 4を選択した場合、 伝搬路補償部 1 0 3に対し停止を指示する機能を実装 しても良いことは言うまでもない。
次に、 上記構成を有する無線受信装置の奏する効果について、 図 5を用い て具体的に説明する。 図 5において、 本実施の形態に係る無線受信装置 1 0 0は、 2本の送信ァ ンテナ 1 5 1— 1、 1 5 1— 2を有する無線送信装置 1 5 0が送信した無線 信号を受信アンテナ 1 0 1— 1、 1 0 1— 2を介し受信する。
しかし、 図中において実線で示したように、 送信アンテナ 1 5 1— 1から 送信された無線信号は、 途中の伝搬路において障害物がないために、 直接受 信アンテナ 1 0 1— 1、 1 0 1— 2に到達する。 一方、 図中において点線で 示したように、 送信アンテナ 1 5 1— 2から送信された無線信号は、 途中の 伝搬路においてビルディング 1 6 0が存在するために、 直接受信アンテナ 1 0 1 - 1 , 1 0 1—2に到達することはないか、 もしくは信号強度が著しく 弱められ到達する。 一般的に、 無線信号がマルチパスを経由することを考慮 しても、 送信アンテナ 1 5 1— 1から送信された無線信号の方が、 送信アン テナ 1 5 1— 2から送信された無線信号よりも受信側において強い強度で受 信されることが容易に想像される。
この状況下において、 例えば M I M O通信においては、 それぞれの送信ァ ンテナがそれぞれ別のユーザ （送信相手） を担当している場合がある。 図 5 の例で言うと、 送信アンテナ 1 5 1 _ 1から送信される信号が無線受信装置 1 0 0向けの信号であって、 送信アンテナ 1 5 1 _ 2から送信される信号は 無線受信装置 1 0 0向けの信号ではない場合である。 かかる場合に、 従来の M I MO受信機では、 送信アンテナ 1 5 1 _ 2から送信された信号をも対象 として（希望信号以外の信号を干渉成分として扱って）、伝搬路特性を表す行 列の逆行列を求め、 この逆行列を乗じることにより干渉成分を除去し、 2本 の送信アンテナから送信された信号を分離 （M I M O分離） していた。 しか し、 送信アンテナ 1 5 1一 2から送信される信号の受信強度は著しく低いた め、 逆行列演算の信頼度は低下している。
そこで、 本実施の形態に係る無線受信装置は、 2つの回路を切り替え、 M I M O分離処理を行うことなく、 送信アンテナ 1 5 1— 1から送信される信 号のみに対し伝搬路補償の処理を施し、 受信信号を得る。 この処理は別の見 方をすれば、 送信アンテナ 1 5 1—2から送信された信号を干渉成分として ではなく、 単なる雑音として取り扱うことに相当する。
上記の例はかなり限定された状況であるが、 一般論としても、 受信アンテ ナで受信される信号の希望信号成分と干渉信号成分を比較した場合、 干渉信 号成分が希望信号成分に比べ相対的にかなり低い受信強度である状況は容易 に起こり得る。 かかる場合に、 本実施の形態に係る無線受信装置は効果を発 揮する。
このように、 本実施の形態によれば、 M I M O通信のように複数の送信ァ ンテナおよび受信アンテナ間でそれぞれ異なるデータを伝送する場合に、 受 信側で伝搬路捕償部と干渉補償部とを切り替えて使用するため、 干渉捕償誤 差が大きくなる環境下でも受信側の誤り率特性を向上させることができる。 なお、 干渉補償処理の方法として、 逆行列を算出する方法について説明し たが、干渉補償アルゴリズムには他のアルゴリズムもあり（例えば、最尤系列 推定)、 他の干渉補償アルゴリズムも適用可能であることは言うまでもない。 また、 図 6に示すように、 制御部 1 0 5に送信側の送信方法を通知するこ とにより、 伝搬路補償部 1 0 3および干渉補償部 1 0 4の切り替えを行って も良い。 例えば、 送信側が M I M O送信を行っておらず 1本の送信アンテナ のみを用いてデータの送信を行っているため受信信号が多重信号でない場合、 または、 送信側が複数の送信アンテナを有しているが全ての送信アンテナか ら同一の無線信号を送信しているような場合には、 受信側で上記の干渉補償 処理を行う実益は少ない。 よって、 この事実 （送信方法） を制御部 1 0 5に 通知することにより、 制御部 1 0 5は、 伝搬路補償部 1 0 3を選択するよう に選択部 1 0 6に指示を出すことが可能となる。 なお、 この送信方法は、 送 信側が通知しても良いし、 受信側が受信した信号から送信方法を解析する構 成でも良い。
(実施の形態 2 )
図 7は、 本発明の実施の形態 2に係る無線受信装置の制御部の構成を示す ブロック図である。 なお、 この制御部 1 0 5 aは、 図 2に示した制御部 1 0 5と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の符号を付し、 その説明を省略する。
本実施の形態の特徴は、 制御部が閾値設定部 2 0 1を有することである。 閾値設定部 2 0 1は、 送信信号に用いられている変調多値数、 符号化率、 拡 散率、 または符号多重数を通知され、 これに基づいて比較判定部 1 1 3で使 用される閾値を設定する。
例えば、 Q S P K変調方式は 1 6 Q AM変調方式と比較すると伝搬路環境 が悪化した時の誤り耐性が強い。 よって、 変調方式として 1 6 Q AMを用い たときよりも Q P S Kを用いたときの方が、 受信した信号に対し伝搬路補償 を施すことにより誤りのないデータを得る可能性が高くなる。 すなわち、 送 信信号の変調方式 （変調多値数） に応じて、 伝搬路捕償部 1 0 3および干渉 補償部 1 0 4を選択する際の基準 （閾値） を変更することが好ましい。 これ により、 伝搬路捕償部 1 0 3を選択し、 干渉補償部 1 0 4の動作を停止する ケースが増えるため、 無線受信装置の消費電力が削減されることになる。 な お、 変調多値数に限らず、 送信信号に用いられている符号化率、 拡散率、 ま たは符号多重数に関しても同様のことが言える。
よって、 閾値設定部 2 0 1は、 送信信号に用いられている変調多値数等に 応じて比較判定部 1 1 3で使用される閾値を適応的に変化させて設定する。 なお、 上記の変調多値数等は、 送信側から通知されても良いし、 受信側が受 信した信号から変調多値数等を解析しても良い。
このように、 本実施の形態によれば、 受信側で伝搬路補償部と干渉補償部 とを切り替えて使用する際に、 送信信号に用いられている変調多値数等に応 じて切り替え基準を変更するので、伝搬路補償部を選択するケースが増加し、 無線受信装置の消費電力を削減することができる。
本発明に係る無線受信装置は、 移動体通信システムにおける通信端末装置 および基地局装置に搭載することが可能であり、 これにより上記と同様の作 用効果を有する通信端末装置および基地局装置を提供することができる。 さらに、 本発明に係る無線受信装置は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 等のマルチキヤリァ方式を用いた移動体通信システム においても利用可能であり、 これにより、 上記と同様の作用効果を有する移 動体通信システムを提供することができる。 マルチキャリアを用いた伝送方 式は、 シンポルレートが低く （シンポル長が長く） 設定されるため、 マルチ パス環境下においてマルチパスによる符号間干渉を低減する効果がある。 ま た、 ガードインターバルを揷入することにより、 マルチパスによる符号間干 渉を除去することもできる。
以上説明したように、 本発明によれば、 M I M〇通信のように複数の送信 アンテナおよび受信ァンテナ間でそれぞれ異なるデータを伝送する場合に、 受信側で干渉補償誤差が大きくなる環境下でも受信側の誤り率特性を向上さ せることができる。
本明細書は、 2002年 1 1月 26 出願の特願 200 2— 34 1 74 1 に基づく。 この内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 複数の送信アンテナから並列送信されたデータを複数の受信ァ ンテナを用いて受信する無線受信装置および当該装置で使用される無線受信 方法に適用することができる。

Claims

請求の範囲
1 . 異なる伝搬路を経た複数の無線信号を受信する複数の受信手段と、 前記複数の受信手段によって受信された無線信号のそれぞれに対し前記伝 搬路において前記無線信号が受けた振幅おょぴ位相の変動を補償する伝搬路 補償手段と、
前記複数の受信手段によつて受信された無線信号の干渉成分を前記伝搬路 の環境に基づいてそれぞれ補償する干渉補償手段と、
前記伝搬路補償手段および前記干渉補償手段のいずれかを選択する選択手 段と、
を具備する無線受信装置。
2 . 前記選択手段は、
前記異なる伝搬路の環境に基づいて前記選択を行う請求の範囲 1記載の無
3 . 前記選択手段は、
前記受信手段が受信した無線信号が多重信号でない場合または同一の信号 が多重された信号である場合、 前記伝搬路補償手段を選択する請求の範囲 1 記載の無線受信装置。 _
4 . 前記無線信号に含まれる希望信号および干渉信号が伝搬路において受 けた振幅および位相の変動値を前記希望信号および前記干渉信号について推 定する伝搬路推定手段を具備し、
前記選択手段は、
前記希望信号および前記干渉信号について推定された変動値の差または比 に基づいて前記選択を行う、
請求の範囲 1記載の無線受信装置。
5 . 前記選択手段は、
前記差または比を所定の閾値と比較する比較手段と、 前記無線信号の変調多値数、 符号化率、 拡散率、 または符号多重数に基づ いて前記閾値を設定する設定手段と、 を具備し、
前記比較手段の比較結果に基づいて前記選択を行う請求の範囲 4記載の無
6 . 前記無線信号は、
マルチキヤリァ化されている請求の範囲 1記載の無線受信装置。
7 . 請求の範囲 1記載の無線受信装置を具備する通信端末装置。
8 . 請求の範囲 1記載の無線受信装置を具備する基地局装置。
9 . 異なる伝搬路を経た複数の無線信号を受信する複数の受信手段と、 前記複数の受信手段によって受信された無線信号において、 希望信号以外 の信号を干渉成分として補償する第 1の補償手段と、
前記複数の受信手段によって受信された無線信号において、 希望信号以外 の信号を雑音成分として補償する第 2の補償手段と、
前記第 1および第 2の補償手段のいずれかを選択する選択手段と、 を具備する無線受信装置。
1 0 . 異なる信号が多重された無線信号を複数のアンテナを介し受信する 受信ステップと、
受信したそれぞれの信号に対し前記無線信号が伝搬路において受けた振 Φ] および位相の変動を補償する伝搬路補償ステップと、
受信したそれぞれの信号の干渉成分を前記無線信号が経た伝搬路環境に基 づいて補償する干渉補償ステツプと、
前記伝搬路環境に基づいて前記伝搬路捕償ステップぉよぴ前記干渉補償ス テツプのいずれかを選択する選択ステップと、
を具備する無線受信方法。
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