KR20080069777A - Ｍｉｍｏ 시스템의 안테나 선택 방법 - Google Patents

Abstract

MIMO 시스템의 안테나 선택 방법을 제공한다. 복호 순서에 따른 순열 행렬을 구하고, 상기 순열 행렬을 채널 행렬에 곱해 얻어진 행렬을 QR 분해한다. 상기 QR 분해로 얻어지는 상삼각 행렬의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 안테나를 선택한다. 복호 순서를 고려한 QR 분해를 통해 안테나를 선택함으로써 동일한 RF단을 사용하면서도 성능이 향상될 수 있다.

MIMO, 다중 안테나, 안테나 선택, 비선형 수신기, SIC

Description

ＭＩＭＯ 시스템의 안테나 선택 방법{Method for selecting antenna in MIMO system}

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나 선택 방법을 나타낸 순서도이다.

도 3은 4×3 MIMO 시스템에서 3×3 안테나를 선택하는 ZF-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다.

도 4는 4×3 MIMO 시스템에서 3×3 안테나를 선택하는 MMSE-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다.

도 5는 6×5 MIMO 시스템에서 5×5 안테나를 선택하는 ZF-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다.

도 6은 6×5 MIMO 시스템에서 5×5 안테나를 선택하는 MMSE-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다.

도 7은 4×4 MIMO 시스템에서 2×2 안테나를 선택하는 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다.

도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타낸 블록도이다.

** 도면의 주요부분의 부호에 대한 설명 **

210 : 안테나 스위치

230 : 채널 추정기

250 : 수신 처리기

280 : 안테나 선택기

본 발명은 무선 통신에서 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중 안테나 중 실제로 신호를 송수신하기 위한 안테나를 선택하는 MIMO 시스템에서의 안테나 선택 방법에 관한 것이다.

최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하여 전송할 수 있는 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동통신 시스템은 제한된 주파수 자원을 이용하여 고품질, 고용량 멀티미디어 데이터를 고속으로 전송할 수 있어야 한다. 대역폭이 제한된 무선 채널에서 이를 가능하게 하기 위해서는 주파수 효율을 극대화하면서 고속 전송시 발생하는 심벌 간 간섭 및 주파수 선택적 페이딩을 극복해야만 한다. 주파수 효율을 극대화하기 위해 개발된 기술 중 가장 각광을 받고 있는 것이 MIMO 기술이다.

MIMO 시스템은 크게 두 가지 목적으로 사용될 수 있다. 첫째로는 채널의 페이딩 환경으로 인한 성능감소를 줄이기 위해 다이버시티(diversity) 이득을 높이는 목적으로 이용될 수 있다. 둘째로는 동일한 주파수 대역에서 데이터 전송률을 올리는 목적으로 이용될 수 있다. MIMO 기술은 하나의 송수신 안테나를 사용하는 SISO(Single-Input Single-Output) 시스템에 견주어 주파수 대역폭을 늘리지 않으면서 더욱 많은 데이터를 보낼 수 있는 장점이 있다. 차세대 무선 통신망은 고속 데이터 전송속도(20Mbps(bit per second)이상)를 요구하는데 제한된 대역폭(10 ~ 20MHz)으로 이를 구현하기 위해서는 MIMO 기술이 필수적으로 사용될 것이다.

그러나, MIMO 기술은 송수신기의 복잡도가 증가한다는 단점이 있다. MIMO 시스템은 하나의 안테나만을 사용하는 시스템에 비해서 송수신단에서 이루어지는 신호 처리량이 많아지기 때문이다. 또한, 단말 또는 기지국에서 MIMO를 구현하기 위해서는 생산 비용도 상당한 부담을 가져온다. MIMO 시스템에서 필요한 안테나는 보통 비싸지 않으며, 추가적인 디지털 신호 처리 회로는 기술의 발달로 점점 더 가격이 하락하고 있다. 하지만, 저잡음 증폭기(low-noise amplifier), 업/다운 변환기(up/down converter), A/D 변환기(Analog-to-Digital converter) 등을 포함하는 RF단(Radio Frequency unit)은 상대적으로 비싸기 때문에, MIMO 시스템을 적용하기 위해 상당한 생산 비용 상승이 발생할 수 있다. 즉, MIMO 시스템을 구현하기 위해 상대적으로 비싼 RF단의 수가 증가함에 따라 비용 상승이 심각한 문제가 될 수 있다.

안테나의 수는 필요한 수만큼 유지하면서 RF단의 수를 줄이기 위한 기법 중 하나가 안테나 선택(antenna selection) 기법이다. 안테나 선택 기법을 사용할 경우 MIMO의 장점, 특히 다이버시티(diversity) 이득을 유지하면서 RF단의 수를 줄일 수 있어 단말 생산 비용을 절감할 수 있다.

이상적인 안테나 선택을 위해서는 어떤 정해진 기준에 따라 선택 가능한 모든 조합에 대해서 조사를 해보아야 한다. 그러나 안테나 수가 많아지면 실제로 조사해 보아야 할 가능한 조합이 매우 커지게 되어 구현이 거의 불가능하다.

MIMO 시스템에서는 수신 안테나로 들어오는 신호로부터 송신된 신호를 복원해야 한다. 따라서 다른 송신 안테나로부터 오는 신호 간섭과 동일한 송신 안테나에서 전송된 신호가 다중경로채널을 겪게 되면서 생기는 간섭으로 인한 효과를 제거하여야 한다. 채널에 의한 간섭으로부터 송신 신호를 복원하는 수신기의 종류는 크게 선형 수신기와 비선형 수신기로 나눌 수 있다. 선형 수신기는 다시 잡음의 영향을 고려하느냐에 따라 ZF(Zero-Forcing) 수신기와 MMSE(Minimum Mean Square Error) 수신기로 나뉠 수 있다. 그리고 비선형 수신기로는 ML(Maximum Likelihood) 수신기와 BLAST(Bell Labs Layered Space Time) 타입의 수신기가 있다.

종래 기술에 의한 안테나 선택 기법은 이상적인 수신기를 가정한다. 그러나 실제 시스템에서 사용되는 수신기는 이상적이지 않다. 따라서 실제적인 수신기의 알고리즘이 사용될 경우 어떻게 안테나를 선택하는지에 관한 기술이 필요하다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 복호 순서를 고려한 안테나 선택 방법을 제공하는 데에 있다.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 비선형 수신기에 적합한 안테나 선택 방법을 제공하는 데에 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면 MIMO 시스템의 안테나 선택 방법을 제공한다. 복호 순서에 따른 순열 행렬을 구하고, 상기 순열 행렬을 채널 행렬에 곱해 얻어진 행렬을 QR 분해한다. 상기 QR 분해로 얻어지는 상삼각 행렬 R의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 안테나를 선택한다.

본 발명의 다른 양태에 따르면 수신기를 제공한다. 상기 수신기는 L개의 수신 안테나로부터 N개의 안테나를 선택하여 N개의 수신 신호를 얻는 안테나 스위치, 상기 수신 신호를 처리하여 데이터를 검출하는 수신 처리기, 상기 수신 신호로부터 채널 행렬을 구하는 채널 추정기 및 상기 수신 처리기의 복호 순서에 따라 순열 행렬을 얻고, 상기 순열 행렬을 상기 채널 행렬에 곱해 얻어진 행렬을 QR 분해하여, 상기 QR 분해로 얻어지는 상삼각 행렬 R의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 상기 안테나를 선택하는 안테나 선택기를 포함한다.

이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 송신 처리기(110) 및 안테나 스위치(150)를 포함한다. 송신 처리기(110)는 입력되는 비트 스트림을 처리하여 M개의 송신 심벌 s={s₁,...,s_M}을 생성한다. 송신 심벌을 생성하기 위해 송신 처리기(110)는 입력 비트 스트림에 대해 채널 코딩, 성상 맵핑, 공간 다중화 등을 수행할 수 있다. 안테나 스위치(150)는 수신기(200)로부터 귀환되는 정보(예를 들어, 선택된 안테나 인덱스)를 통해 K개의 송신 안테나(190-1,...,190-K) 중 M개를 선택하여 송신한다. 여기서, 송신 안테나의 수를 K라 하고, 선택되는 송신 안테나의 수를 M이라 하며, K≥M인 관계가 성립한다.

수신기(200)는 안테나 스위치(210), 수신 처리기(250) 및 안테나 선택기(280)를 포함한다. 안테나 스위치(210)는 L개의 수신 안테나(290-1,...,290-L) 중에서 N개를 택하여 수신한다. 여기서, 수신 안테나의 수를 L라 하고, 선택되는 송신 안테나의 수를 N이라 하며, L≥N인 관계가 성립한다. 수신 처리기(250)는 수신 신호 y={y₁,..,y_N}으로부터 원래의 비트 스트림을 검출한다. 채널 추정기(230)는 수신 신호로부터 채널을 추정한다. 안테나 선택기(280)는 안테나 선택 기준에 따라 안테나를 선택하여 이를 안테나 스위치(210)로 보낸다. 또한, 안테나 선택기(280)는 선택된 안테나에 관한 정보를 송신기(100)로 귀환시킨다.

수신 신호 y에 대한 송신 신호 s의 모델은 다음 수학식 1과 같다.

여기서, M은 선택된 송신 안테나의 수, N은 선택된 수신 안테나의 수, E는 송신 안테나에서 가용한 전체 파워이다. y는 N×1의 수신 신호 벡터이고, n은 N×1의 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 벡터이다. H는 N×M의 채널 행렬이고, s는 M×1의 송신 신호 벡터이다.

수학식 1에 의한 모델로부터 송신 신호 s를 복원하는 수신기에 대해 먼저 설명한다.

먼저, 선형 수신기의 일종인 ZF(Zero Forcing) 수신기는 수신 신호에 채널 행렬의 유사역행렬(pseudo-inverse matrix)를 곱하여 송신 신호를 분리하는 방법이다. ZF 수신기에서의 채널 행렬의 함수 G _ZF는 다음 수학식 2와 같다.

여기서, H ⁺=(H ^H H)^-1 H ^H는 채널 행렬의 유사역행렬이고, (·)^H는 허미션 행렬(Hermitian matrix)를 의미한다. ZF 수신기의 출력은 행렬 G _ZF를 수학식 1의 모델에 곱하여 다음 수학식 3과 같이 얻을 수 있다.

H가 풀-열 랭크(full column rank)를 가진다고 가정하면, ZF 수신기는 스트림 사이의 잡음이 더 이상 독립적이지 않은 M개의 스칼라 채널로 나누는 결과를 가 져온다. ZF 수신기는 매우 간단한 구조를 가진다는 장점을 가진다. 그러나 ZF 수신기는 다른 송신 안테나로부터 전송되는 스트림 사이의 간섭은 제거하지만 잡음을 증폭시킬 수 있다는 단점을 가지고 있다.

수신기에서의 성능은 각 스트림의 신호대 잡음 비율(Signal-to-Noise Ratio; 이하 SNR)에 영향을 받게 되는데 ZF 수신기에서 k번째 스트림의 SNR은 다음 수학식 4와 같이 계산될 수 있다.

여기서, N₀는 잡음 파워를 나타낸다.

또 다른 선형 수신기의 일종인 MMSE(Minimum Mean Square Error) 수신기는 잡음의 영향까지 고려하여 검출 오류를 줄이는 방법이다. 즉, MSE(Mean Square Error)를 최소화하는 방법이다. MMSE 수신기에서의 채널 행렬의 함수 G _MMSE는 다음 수학식 5와 같다.

수학식 5에 수학식 6과 같은 잘 알려진 직교성 원리(orthogonality principle)를 적용한다.

따라서, 다음 수학식 7과 같은 행렬을 구할 수 있다.

여기서, I _M은 M×M 단위 행렬(identity matrix)이다. ZF 수신기에서와 같은 방법으로 k번째 출력 스트림에 대한 SNR을 구하면 다음 수학식 8과 같다.

수학식 8로부터 MMSE 수신기의 경우 낮은 SNR에서는 상대적으로 두번째 항의 값이 커지게 되므로

가 되어 매칭 필터링(matched filtering)을 수행하는 수신기의 성능으로 수렴하고, 높은 SNR에서는 두 번째 항이 매우 작다고 할 수 있으므로

에서 알 수 있듯이 ZF 수신기와 비슷한 성능을 보이게 된다.

이제 비선형 수신기에 대해 설명한다. 비선형 수신기에 대해서도 여러 종류가 있으나, 여기서는 연속 간섭 제거(Successive Interference Cancellation; 이하 SIC) 방식을 이용한 비선형 수신기를 사용한다. SIC 방식은 단일 안테나 시스템의 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer; DFE)와 비슷한 개념으로 이전에 복호된 신호를 수신된 신호에서 차례로 제거해 가면서 수신신호를 검출해 내는 원리이다. 여기서는 스트림을 복호하는 순서가 중요한데, 이상적인 복호 순서는 매 순간 최대의 SNR을 가지는 스트림을 복호하는 것이 전체 시스템의 성능을 최대화한다는 것이 알려져 있다.

SIC 방식을 이용한 비선형 수신기에 있어서, 반복에 사용되는 채널 행렬의 함수에 따라 ZF-타입 수신기와 MMSE-타입 수신기로 나눌 수 있다.

먼저, ZF-타입 수신기의 작동 원리를 설명하면 다음과 같다.

(1) 초기화

(2) 재귀적 반복

여기서 G _ZF(·)는 채널 행렬의 함수로서 ZF 수신기에서 알아본 행렬이다. 따라서 수학식 2를 참조하면, G _ZF(H)= H ⁺가 된다. (G _i)_ki는 i번째 반복에서 생기는 G _i 행렬의 k_i번째 행 벡터(row vector)를 의미한다. F(·)는 복호과정을 나타내는 기호이고,

는 k₁ ~ k_i 에 해당하는 열을 영 벡터(zero vector)로 바꾼 H 행렬을 의미 한다.

한편, MMSE-타입 수신기의 원리는 상술한 ZF-타입 수신기의 원리에서 G _ZF(·)를 ZF 수신기에서 알아본 행렬 G _MMSE(·)로 치환하면 된다. 수학식 7을 참조하면, G _MMSE(H)= (H ^H H + αI _M)^-1이 된다. 이때 α=N₀M/E 이다.

ZF-타입 수신기 또는 MMSE-타입 수신기의 k_i번째 스트림의 SNR은 수학식 9와 같다.

매 반복마다 비선형 수신기는 하나의 스트림을 복호하고 수신 벡터 신호로부터 복호된 신호를 제거해 나가기 때문에 다이버시티 차수는 반복이 이루어질 때마다 하나씩 올라가게 된다. 따라서 처음으로 복호하는 스트림의 다이버시티 차수는 N-M+1 이고, 마지막 스트림의 경우 다이버시티 차수는 N이 된다. 따라서 전체 시스템의 다이버시티 차수는 이 사이의 값이 될 것이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나 선택 방법을 나타낸 순서도이다.

도 2를 참조하면, 복호 순서에 따른 순열 행렬(permutation matrix) P를 구한다(S110). 비선형 수신기에서는 매 반복 순간 최대의 SNR을 갖는 스트림을 복호하므로, 복호 순서가 이를 따르도록 하기 위해서는 복호 순서를 먼저 구한 후 복호 순서에 따른 순열 행렬을 만들어야 한다.

임의의 복호 순서를 p=[p₁, p₂, ..., p_M] 이라 하고, 순열 행렬 P의 m번째 행(row), n번째 열(column)에 대한 성분(element)을 P(m,n)이라 할 때, 순열 행렬 P를 다음 수학식 10과 같이 얻는다.

예를 들어, 4×4 MIMO 시스템에서 복호 순서를 p=[2 1 4 3]이라 하면, P(3,1) = P(4,2) = P(1,3) = P(2, 4) = 1이므로, 순열 행렬 P은 다음 수학식 11과 같이 얻을 수 있다.

순열 행렬 P를 채널 행렬 H에 곱한 다음, QR 분해(QR decomposition)를 수행한다(S120). 이를 수식으로 나타내면 다음 수학식 12와 같다.

잘 알려진 바와 같이, QR 분해의 결과로 얻어지는 Q는 QQ ^T=I인 직교 행렬(orthogonal matrix)이고, R은 상삼각 행렬(upper triangular matrix)이다.

QR 분해된 행렬로부터 안테나를 선택한다(S130). QR 분해를 한 후 R 행렬의 대각 성분의 절대값 중 제일 작은 값이 최대가 되도록 안테나의 부분 집합을 선택한다. 복호 순서를 고려한 QR 분해를 통해 안테나를 선택함으로써 SIC 방식 수신기의 효율성을 높일 수 있다.

R 행렬의 대각 성분을 r_{i ,i} 라 하면, ZF-타입 수신기에서 k_i번째 스트림의 SNR은 다음 수학식 13과 같다.

또한, MMSE-타입 수신기에서는 다음 수학식 14와 같이 QR 분해를 할 수 있다.

여기서, α=N₀M/E 이다. MMSE-타입 수신기에서 k_i번째 스트림의 SNR은 다음 수학식 15와 같다.

MIMO 시스템에서 시스템의 성능은 가장 나쁜 스트림의 SNR에 의해 결정된다. 따라서 최적의 안테나 선택은 R 행렬의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 한다. 이를 다음 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

전체 송신 안테나의 수를 K, 전체 수신 안테나의 수를 L이라 할 때, 안테나 선택 방법을 통해 M개의 송신 안테나를 선택하고, N개의 수신 안테나를 선택하여 신호를 송수신한다. 따라서, 요구되는 RF단의 수를 전체 송신 안테나의 수나 전체 수신 안테나의 수에 상관없이 선택되는 안테나의 수에 따라 결정할 수 있고, RF단의 효율적인 배치가 가능하다.

도 3은 4×3 MIMO 시스템에서 3×3 안테나를 선택하는 ZF-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이고, 도 4는 4×3 MIMO 시스템에서 3×3 안테나를 선택하는 MMSE-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다. 도 5는 6×5 MIMO 시스템에서 5×5 안테나를 선택하는 ZF-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이고, 도 6은 6×5 MIMO 시스템에서 5×5 안테나를 선택하는 MMSE-타입 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다. 본 발명에 의한 안테나 선택 방법을 안테나를 선택하지 않은 경우와 채널 용량을 선택 기준으로 하여 안테나를 선택한 경우를 각각 비교한다.

여기서 선택 기준으로 채널 용량을 사용한 것은 다음 수학식 17과 같은 일반적인 채널 용량 공식의 값이 최대가 되도록 안테나를 선택한 경우이다.

도 3 내지 6을 참조하면, 본 발명에서 제안한 안테나 선택 방법이 높은 SNR일수록 디른 기법에 비해 성능이 더 뛰어남을 나타내고 있다. 또한, MMSE-타입 수신기가 ZF-타입 수신기보다 더 나은 성능을 보인다.

도 7은 4×4 MIMO 시스템에서 2×2 안테나를 선택하는 수신기에 대한 시뮬레이션 결과에 따른 그래프이다. 본 발명에 의한 안테나 선택 방법을 안테나를 선택하지 않은 경우와 선형 수신기에서 특이값(singular value)을 선택 기준으로 하여 안테나를 선택한 경우를 각각 비교한다.

도 7을 참조하면, 본 발명에 의한 안테나 선택 기법이 선형 수신기에서의 안테나 선택 기법보다 더 나은 성능을 보이고 있다. 선형 수신기인 ZF 수신기에서는 가장 작은 SNR이 최대가 되도록 선택하는 방법이 최적의 안테나 선택 방법으로 알려져 있다. 하지만, 매번 SNR 값을 구해야 하므로 계산량이 너무 많아져 일반적으 로 채널 행렬의 가장 작은 특이값이 최대가 되도록 안테나를 선택하는 방법을 사용한다.

이하에서는 최소의 특이값을 최대화하는 방법이 비선형 수신기에 이상적일 수 없음을 수학적으로 분석한다. 다음 수학식 18을 고려한다.

여기서, σ는 행렬의 특이값을, λ는 행렬의 고유값(eigenvalue)이다. 상기 식으로부터

이므로 가장 작은 특이값이 최대가 되도록 안테나를 선택하는 것은 복호 순서와 상관이 없음을 알 수 있다. 그리고 상삼각 행렬 R의 특이값은 대각 성분의 값과 같으므로 다음 수학식 19와 같은 부등식이 성립한다.

여기서, 부등호는 다음 수학식 20의 바일의 정리(Weyl's theorem)로부터 유도된다.

상기 바일의 정리를 이용하면 다음 수학식 21과 같은 관계식이 성립한다.

이로부터 가장 작은 특이값을 이용하는 선택 기법은 복호 순서와는 상관없이 SNR의 하한값에 대한 정보만을 준다는 것을 알 수 있다. 가장 작은 특이값이 최대가 되는 안테나 부분 집합이 항상

값을 제일 크게 만들지는 않는다. 즉, 특이값을 이용해서 선택된 안테나 부분 집합이 아닌 다른 부분 집합에서

이 최대가 될 수 있다. 따라서 특이값을 기준으로 안테나를 선택하는 기법은 SIC를 이용하는 비선형 수신기에서는 이상적일 수 없다.

도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타낸 블록도이 다.

도 8을 참조하면, 도 1의 실시예와 비교하여 안테나 선택기(480)가 수신기(500)가 아닌 송신기(400)에 배치된다. 수신기(500)의 채널 추정기(530)는 채널 행렬을 구하고, 이 채널 정보를 송신기(400)로 귀환시킨다. 안테나 선택기(480)는 귀환된 채널 정보를 통해 복호 순서를 고려한 안테나 선택 방법을 이용하여 송신 안테나 및/또는 수신 안테나를 선택한다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

상기에서 상술한 바와 같이 본 발명에 의하면 복호 순서를 고려한 QR 분해를 통해 안테나를 선택함으로써 동일한 RF단을 사용하면서도 성능이 향상되고, 특히 이동 통신 환경의 단말에서 비용 절감과 부피 문제를 해결하는 데 기여할 수 있다.

Claims (7)

1. MIMO 시스템의 안테나 선택 방법에 있어서,

   복호 순서에 따른 순열 행렬을 구하고,

   상기 순열 행렬을 채널 행렬에 곱해 얻어진 행렬을 QR 분해하고,

   상기 QR 분해로 얻어지는 상삼각 행렬 R의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 안테나를 선택하는 안테나 선택 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 순열 행렬을 P, 상기 채널 행렬을 H라 할 때 HP = QR 과 같이 QR 분해하는 안테나 선택 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 순열 행렬을 P, 상기 채널 행렬을 H라 할 때,

   

   과 같이 QR 분해하는 안테나 선택 방법. 여기서, M은 선택되는 안테나의 수, I_M은 M×M 단위 행렬, α=N₀M/E, N₀는 잡음 파워, E는 안테나에서 가용한 전체 파워이다.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 복호 순서를 p=[p₁, p₂, ..., p_M] 이라 하고, 상기 순열 행렬 P의 m번째 행(row), n번째 열(column)에 대한 성분(element)을 P(m,n)이라 할 때,

   

   

   와 같이 상기 순열 행렬 P를 얻는 안테나 선택 방법. 여기서, M은 선택되는 안테나의 수이다.
5. L개의 수신 안테나로부터 N개의 안테나를 선택하여 N개의 수신 신호를 얻는 안테나 스위치;

   상기 수신 신호를 처리하여 데이터를 검출하는 수신 처리기;

   상기 수신 신호로부터 채널 행렬을 구하는 채널 추정기; 및

   상기 수신 처리기의 복호 순서에 따라 순열 행렬을 얻고, 상기 순열 행렬을 상기 채널 행렬에 곱해 얻어진 행렬을 QR 분해하여, 상기 QR 분해로 얻어지는 상삼각 행렬 R의 대각 성분의 절대값 중 가장 작은 값이 최대가 되도록 상기 안테나를 선택하는 안테나 선택기를 포함하는 수신기.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 수신 처리기는 연속 간섭 제거 방식으로 상기 데이터를 검출하는 수신기.
7. 제 5 항에 있어서,

   상기 안테나 선택기는 선택된 상기 안테나에 대한 정보를 송신기로 귀환시키는 수신기.

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