KR20080072164A - Ｍｉｍｏ 시스템의 안테나 선택 방법 및 송신기 - Google Patents

Abstract

MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 시스템에서 다중 안테나 중 실제로 신호를 송신 또는 수신하기 위한 안테나를 선택하는 기법을 제공한다. MIMO 시스템의 채널 정보를 구하고, 상기 채널 정보로부터 얻어지는 채널 행렬의 디터미넌트(determinant)가 최대가 되도록 안테나를 선택한다. 스트림의 실제적인 채널 이득이 특이값의 기하 평균과 같도록 채널 행렬을 분해하는 전처리와 함께 사용되는 경우 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.

무선 통신, MIMO, 안테나 선택, 전처리, 디터미넌트

Description

ＭＩＭＯ 시스템의 안테나 선택 방법 및 송신기{Method for selecting antenna of MIMO system and transmitter}

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다.

도 2는 MIMO 시스템 모델을 나타낸 블록도이다.

도 3은 T ^k에서 G ₂ ^T Π T ^k Π G ₁로의 변환을 나타낸다.

도 4는 4×3 시스템에서 3×3 시스템을 선택한 경우에 대해 본 발명에서 제안한 기법을 다른 기법과 비교한 그래프이다.

도 5는 5×4 시스템에서 4×4 시스템을 선택한 경우에 대해 본 발명에서 제안한 기법을 다른 기법과 비교한 그래프이다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타낸 블록도이다.

* 도면의 주요 부분에 대한 설명*

110 : 송신 처리기

120 : MIMO 전처리기

150 : 안테나 스위치

180 : 안테나 선택기

본 발명은 무선 통신에서 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중 안테나 중 실제로 신호를 송신 또는 수신하기 위한 안테나를 선택하는 MIMO 시스템에서의 안테나 선택 방법에 관한 것이다.

최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하여 전송할 수 있는 시스템이 요구되고 있다.

차세대 무선 통신 시스템은 제한된 주파수 자원을 이용하여 고품질, 고용량 멀티미디어 데이터를 고속으로 전송할 수 있어야 한다. 대역폭이 제한된 무선 채널에서 이를 가능하게 하기 위해서는 주파수 효율을 극대화하면서 고속 전송시 발생하는 심벌간 간섭 및 주파수 선택적 페이딩을 극복해야만 한다. 주파수 효율을 극대화하기 위해 개발된 기술 중 가장 각광을 받고 있는 것이 MIMO 기술이다.

MIMO 기술은 크게 두 가지 목적으로 사용될 수 있다. 첫째로는 채널의 페이딩 환경으로 인한 성능감소를 줄이기 위해 다이버시티(diversity) 이득을 높이는 목적으로 이용될 수 있다. 둘째로는 동일한 주파수 대역에서 데이터 전송률을 올리는 목적으로 이용될 수 있다. MIMO 기술은 하나의 송수신 안테나를 사용하는 SISO(Single-Input Single-Output) 시스템에 견주어 주파수 대역폭을 늘리지 않으면서 더욱 많은 데이터를 보낼 수 있는 장점이 있다. 차세대 무선 통신망은 고속 데이터 전송속도(20Mbps(bit per second)이상)를 요구하는데 제한된 대역폭(10 ~ 20MHz)으로 이를 구현하기 위해서는 MIMO 기술이 필수적으로 사용될 것이다.

그러나 MIMO 기술은 송신기와 수신기의 복잡도가 증가한다는 단점이 있다. MIMO 시스템은 하나의 안테나만을 사용하는 시스템에 비해서 송수신단에서 이루어지는 신호 처리량이 많아지기 때문이다. 또한, 단말 또는 기지국에서 MIMO를 구현하기 위해서는 생산 비용도 상당한 부담을 가져온다. MIMO 시스템에서 필요한 안테나는 보통 비싸지 않으며, 추가적인 디지털 신호 처리 회로는 기술의 발달로 점점 더 가격이 하락하고 있다. 하지만, 저잡음 증폭기(low-noise amplifier), 업/다운 변환기(up/down converter), A/D 변환기(Analog-to-Digital converter) 등을 포함하는 RF단(Radio Frequency unit)은 상대적으로 비싸기 때문에, MIMO 시스템을 적용하기 위해 상당한 생산 비용 상승이 발생할 수 있다. 즉, MIMO 시스템을 구현하기 위해 상대적으로 비싼 RF단의 수가 증가함에 따라 비용 상승이 심각한 문제가 될 수 있다.

안테나의 수는 필요한 수만큼 유지하면서 RF단의 수를 줄이기 위한 기법 중 하나가 안테나 선택(antenna selection) 기법이다. 안테나 선택 기법을 사용할 경우 MIMO의 장점, 특히 다이버시티(diversity) 이득을 유지하면서 RF단의 수를 줄일 수 있어 단말 생산 비용을 절감할 수 있다.

이상적인 안테나 선택을 위해서는 어떤 정해진 기준에 따라 선택 가능한 모 든 조합에 대해서 조사를 해보아야 한다. 그러나 안테나 수가 많아지면 실제로 조사해 보아야 할 가능한 조합이 매우 커지게 되어 구현이 거의 불가능하다. MIMO 시스템의 복잡도를 줄이고 성능을 향상시킬 수 있는 안테나 선택 기법이 필요하다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 MIMO 시스템의 복잡도를 줄이는 안테나 선택 방법 및 송신기를 제공하는 데에 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면 다중 안테나를 갖는 송신기를 제공한다. 송신기는 입력되는 비트 스트림으로부터 데이터 심벌을 생성하는 송신 처리기, 상기 데이터 심벌에 대해 프리코딩 행렬을 이용하여 처리하여 송신 신호를 생성하는 MIMO 전처리기 및 상기 다중 안테나 중 선택되는 송신 안테나를 통해 상기 송신 신호를 송신하는 안테나 스위치를 포함한다. 상기 프리코딩 행렬은 채널 행렬 H을 H=WTP ^H로 분해하여 얻은 P 행렬이다. 여기서, M은 선택되는 송신 안테나의 수, N은 선택되는 수신 안테나의 수, W와 P는 직교 행렬, T는 그 대각 성분(diagonal element)이 모두 양의 특이값(singular value)의 기하 평균(geometric mean)인 상삼각 행렬이다.

본 발명의 다른 양태에 따르면 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 안테나 선택 방법을 제공한다. 상기 MIMO 시스템의 채널 정보를 구하고, 상기 채널 정보로부터 얻어지는 채널 행렬의 디터미넌트(determinant)가 최대가 되도록 안테나를 선택한다.

이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타내는 블록도이다. 송신기는 기지국(base station)의 일부분일 수 있고, 수신기는 단말(user equipment)의 일부분일 수 있다. 기지국은 일반적으로 단말과 통신하는 고정된 지점을 말하는데, 노드-B(node-B), BTS(base transceiver system), 접속 포인트(access point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 단말은 고정되거나 이동성을 가질 수 있는데, UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선 기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 또는, 송신기는 단말의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국의 일부분일 수 있다.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 송신 처리기(110), MIMO 전처리기(120), 안테나 스위치(150) 및 안테나 선택기(180)를 포함한다. 송신 처리기(110)는 입력되는 비트 스트림을 처리하여 M개의 데이터 심벌

을 생성한다. 데이터 심벌을 생성하기 위해 송신 처리기(110)는 입력되는 비트 스트림에 대해 채널 코딩, 성상 맵핑 등을 수행할 수 있다. MIMO 전처리기(120)는 데이터 심벌에 대해 공간 다중화를 수행한다. MIMO 전처리기(120)는 프리코딩 행렬(precoding matrix)을 이용하여 데이터 심벌을 처리하여 송신 신호 s={s₁,...,s_M}을 출력한다. 프리코딩 행렬은 채널 행렬 H를 H=WTP ^H 형태로 분해하여 나온 P 행렬일 수 있다. 프리코딩 행렬과 채널 행렬의 분해에 대하여는 후술한다. 안테나 스위치(150)는 K개의 송신 안테나(190-1,...,190-K) 중 안테나 선택기(180)에 의해 선택되는 M개의 안테나를 통해 송신 신호를 송신한다. 전체 송신 안테나의 수를 K라 하고, 선택되는 송신 안테나의 수를 M이라 할 때, K≥M인 관계가 성립한다.

안테나 선택기(180)는 귀환되는 채널 정보를 이용하여 안테나 선택 기준에 따라 안테나를 선택하여 이를 안테나 스위치(150)로 보낸다. 안테나 선택기(180)는 귀환되는 채널 정보로부터 실제로 송신 신호를 송신하는 데 사용되는 송신 안테나 및/또는 실제로 수신 신호를 수신하는데 사용되는 수신 안테나를 선택한다. 전체 안테나 즉 K개의 송신 안테나와 L개의 수신 안테나에 대한 모든 채널 정보를 행렬로 나타내면 L×K 행렬이 된다. 이중 실제로 신호를 송신 또는 수신하기 위해 선택되는 M개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나에 대한 채널 행렬은 N×M 행렬이 된다. 안테나 선택기(180)는 전체 채널 정보 중 조합 가능한 채널 행렬을 택하여 채널 행렬 H의 디터미넌트(determinant) |H|가 최대가 되도록 송신 안테나 및 수신 안테나를 선택한다. 또한, 안테나 선택기(180)는 채널 행렬 H를 H=WTP ^H 형태로 분해하여 나온 P 행렬을 프리코딩 행렬로 선택하여 MIMO 전처리기(120)로 보낼 수 있다.

수신기(200)는 안테나 스위치(210), MIMO 후처리기(220) 및 수신 처리기(250)를 포함한다. 안테나 스위치(210)는 L개의 수신 안테나(290-1,...,290-L) 중에서 N개를 택하여 수신한다. 전체 수신 안테나의 수를 L라 하고, 선택되는 송신 안테나의 수를 N이라 할 때, L≥N인 관계가 성립한다. 선택되는 송신 안테나에 대 한 정보는 송신기(100)로부터 전달받을 수 있다. MIMO 후처리기(220)는 송신기(100)의 MIMO 전처리기(120)에 대응하는 후처리를 수행한다. 프리코딩 행렬로 상기 P 행렬을 사용할 경우, MIMO 후처리기(220)는 W ^H를 이용하여 수신 신호 y={y₁,..,y_N}에 대해 후처리를 수행할 수 있다. 수신 처리기(250)는 원래의 비트 스트림을 검출한다. 채널 추정기(230)는 수신 신호로부터 채널을 추정하여, 이 채널 정보를 송신기(100)로 귀환시킨다.

수신 신호 y에 대한 송신 신호 s의 모델은 다음 수학식 1과 같다.

여기서, M은 선택된 송신 안테나의 수 및/또는 수신 안테나의 수, E는 송신 안테나에서 가용한 전체 파워이다. y는 N×1의 수신 신호 벡터이고, n은 N×1의 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 벡터이다. H는 N×M의 채널 행렬이고, s는 M×1의 송신 신호 벡터이다.

이하에서는 설명을 명확히 하기 위해 MIMO 전처리와 후처리를 생략한 경우에 있어서 수학식 1에 의한 모델로부터 송신 신호 s를 복원하는 수신기에서의 동작에 대해 먼저 설명한다.

먼저, 선형 수신기의 일종인 ZF(Zero Forcing) 수신기는 수신 신호에 채널 행렬의 유사 역행렬(pseudo-inverse matrix)을 곱하여 송신 신호를 분리하는 방법 이다. ZF 수신기에서의 채널 행렬의 함수 G _ZF는 다음 수학식 2와 같다.

여기서, H ⁺=(H ^H H)^-1 H ^H는 채널 행렬의 유사 역행렬이고, (·)^H는 허미션 행렬(Hermitian matrix)을 의미한다. ZF 수신기의 출력은 행렬 G _ZF를 수학식 1의 모델에 곱하여 다음 수학식 3과 같이 얻을 수 있다.

H가 풀-열 랭크(full column rank)를 가진다고 가정하면(채널 행렬 H의 랭크를 r이라 할 때, r=M), ZF 수신기는 스트림 사이의 잡음이 더 이상 독립적이지 않은 M개의 스칼라 채널로 나누는 결과를 가져온다. ZF 수신기는 매우 간단한 구조를 가진다는 장점을 가진다. 그러나 ZF 수신기는 다른 송신 안테나로부터 전송되는 스트림 사이의 간섭은 제거하지만 잡음을 증폭시킬 수 있다는 단점을 가지고 있다.

수신기에서의 성능은 각 스트림의 신호대 잡음 비율(Signal-to-Noise Ratio; 이하 SNR)에 영향을 받게 되는데 ZF 수신기에서 k번째 스트림의 SNR은 다음 수학식 4와 같이 계산될 수 있다.

여기서, N₀는 잡음 파워를 나타낸다.

또 다른 선형 수신기의 일종인 MMSE(Minimum Mean Square Error) 수신기는 잡음의 영향까지 고려하여 검출 오류를 줄이는 방법이다. 즉, MSE(Mean Square Error)를 최소화하는 방법이다. MMSE 수신기에서의 채널 행렬의 함수 G _MMSE는 다음 수학식 5와 같다.

수학식 5에 잘 알려진 수학식 6과 같은 직교성 원리(orthogonality principle)를 적용한다.

따라서, 다음 수학식 7과 같은 행렬을 구할 수 있다.

여기서, I _M은 M×M 단위 행렬(identity matrix)이다. ZF 수신기에서와 같은 방법으로 k번째 출력 스트림에 대한 SNR을 구하면 다음 수학식 8과 같다.

수학식 8로부터 MMSE 수신기의 경우 낮은 SNR에서는 상대적으로 두번째 항의 값이 커지게 되므로

가 되어 정합 필터링(matched filtering)을 하는 수신기의 성능으로 수렴하고, 높은 SNR에서는 두 번째 항이 매우 작다고 할 수 있으므로

에서 알 수 있듯이 ZF 수신기와 비슷한 성능을 보이게 된다.

이제 연속 간섭 제거(Successive Interference Cancellation; 이하 SIC) 방식을 이용한 수신기에 대해 설명한다. SIC 방식은 단일 안테나 시스템의 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer)와 비슷한 개념으로 이전에 복호된 신호를 수신된 신호에서 차례로 제거해 가면서 수신신호를 검출해 내는 원리이다. SIC 방식을 이용한 수신기는 반복에 사용되는 채널 행렬의 함수에 따라 ZF-타입 수신기와 MMSE-타입 수신기로 나눌 수 있다.

먼저, ZF-타입 수신기의 작동 원리를 설명하면 다음과 같다.

(1) 초기화

(2) 재귀적 반복

여기서 G _ZF(·)는 채널 행렬의 함수로서 ZF 수신기에서 알아본 행렬이다. 따라서 수학식 2를 참조하면, G _ZF(H)= H ⁺가 된다. (G _i)_ki는 i번째 반복에서 생기는 G _i 행렬의 k_i번째 행 벡터(row vector)를 의미한다. F(·)는 복호과정을 나타내는 기호이고,

는 k₁ ~ k_i 에 해당하는 열을 영 벡터(zero vector)로 바꾼 H 행렬을 의미한다.

한편, MMSE-타입 수신기의 원리는 상술한 ZF-타입 수신기의 원리에서 G _ZF(·)를 ZF 수신기에서 알아본 행렬 G _MMSE(·)로 치환하면 된다. 수학식 7을 참조하면, G _MMSE(H)= (H ^H H + αI _M)^-1이 된다. 이때 α=N₀M/E 이다.

ZF-타입 수신기 또는 MMSE-타입 수신기의 k_i번째 스트림의 SNR은 수학식 9와 같다.

상기와 같은 SIC 방식의 수신기를 사용할 경우에 송신기에서 채널의 정보를 알 수 있다고 가정하면 채널 행렬의 QR 분해(QR decomposition)를 이용해서 좀 더 간략한 분석을 시도할 수 있다. 우선 선택되는 안테나로 만들어지는 채널 행렬 H을 QR 분해를 수행하면 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 Q는 유니터리 행렬(unitary matrix)이고, R은 상삼각 행렬(upper-triangular matrix)이다. 수학식 1의 수신 신호 y에 Q의 역행렬 Q ^-1 = Q ^H을 곱하면 다음 수학식 11과 같다.

여기서, k번째 스트림은 다음 수학식 12와 같다.

여기서, (R)_kk는 R 행렬의 (k,k)번째 원소를 의미한다. 만약 복호 순서가 s_M → s₁로 고정되어 있다고 하고, SIC 방식 수신기의 특성에 의해서 이미 복호된 신호 는 제거되므로 오차 전파(error propagation)를 무시한다면, 수학식 12에서 세번째항은 항상

이 된다. 따라서 k번째 스트림의 SNR은 다음 수학식 13과 같이 구할 수 있다.

상기에서는 MIMO 시스템에서 SIC 방식의 수신기에 대하여 기술하고 있으나, 이는 일예에 불과하고 MIMO 시스템의 구성은 기타 다양한 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, 더티 페이퍼 코딩(dirty paper coding; DPC) 방식이 사용될 수 있다. DPC의 일예는 M. Costa, "Writing on Dirty Paper", IEEE Trans. on Inf. Theory, vol. IT-239, No. 3, May 1983 을 참조할 수 있다. 동 문헌에서 코스타는 DPC를 통해 송신 파워 제한하에서 채널 용량은 간섭이 존재하지 않는 경우와 동일함을 보이고 있다.

이제 MIMO 전처리와 MIMO 후처리를 고려한 시스템에 대해 기술한다.

도 2는 MIMO 시스템 모델을 나타낸 블록도이다. 송신기(100)는 채널 추정기(230)를 통해 채널 정보를 귀환받으므로, 이 채널 정보를 처리하여 송신기(100)는 프리코딩을 수행할 수 있다.

도 2를 참조하면, 전처리와 후처리를 고려한 신호 모델은 다음 수학식 14와 같다.

채널 행렬 H는 H=WTP ^H로 분해될 수 있다. 여기서, W는 N×N 직교 행렬, P는 M×M 직교 행렬, T는 그 대각 성분(diagonal element)이 모두 양의 특이값(singular value)의 기하 평균(geometric mean)인 상삼각 행렬이다. 채널 행렬 H의 랭크를 r이라 할 때, T의 대각 성분 t_ii는 다음 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 채널 행렬 H의 r 특이값들이다.

수학식 14에 H=WTP ^H를 대입하면, 다음 수학식 16과 같다.

여기서,

,이다. 오차 전파를 무시하면, MIMO 채널은 다음 수학식 17과 같이 r개의 SISO(Single-Input Single-Output) 채널로 구성된다고 볼 수 있다.

행렬 T의 대각 성분 t_ii은 다음 수학식 18과 같은 관계가 성립한다.

여기서, σ_i는 채널 행렬 H의 특이값이고, λ_i는 채널 행렬 H의 고유값(eigenvalue)이다. 여기에 산술 기하 평균의 부등식

을 이용하면 다음 수학식 19와 같은 관계를 얻을 수 있다.

MIMO 시스템의 성능은 가장 나쁜 스트림의 성능에 의해 좌우되기 때문에 시스템의 성능은 T 행렬의 가장 작은 대각 성분에 의해서 결정된다고 할 수 있다. 그리고 수학식 19로부터 가장 작은 대각 성분의 절대값은 특이값의 산술 평균보다 작 게 된다. 등호는 모든 특이값의 값이 동일한 경우에 성립한다. 잘 알려진 바와 같이, 특이값의 곱은 행렬의 디터미넌트(determinant)와 같다. 즉 수학식 20과 같다.

최소의 SNR은 다음 수학식 21과 같다.

결론적으로 H=WTP ^H로 분해된 시스템에서 최적의 안테나를 선택하기 위해서는 채널 행렬의 디터미넌트가 최대가 되도록 안테나를 선택해야 한다. 이는 다음 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.

이제 채널 행렬 H로부터 H=WTP ^H의 형태로 분해하는 기법에 대해 설명한다.

먼저, 채널 행렬 H에 대해 H=UDV ^H와 같이 SVD(sigular value decomposition)를 수행한다. 여기서, U는 N×N 유니터리 행렬, V는 M×M 유니터리 행렬, D는 그 대각 성분이 특이값(singular value)인 대각 행렬(diagonal matrix)이다.

상삼각 행렬 T ^K(1<K<r, T ¹=D)의 시퀀스를 생성한다. 각 행렬 T ^K의 (i,j)번째 성분 t^K _ij는 다음과 같은 성질을 가진다.

(a) t^K _ij = 0 when i>j or i>max{K,i}.

(b) t^K _ii =

for all i<K, 그리고 t^K _ii, K≤i≤r의 기하 평균은

.

T ^{k +1} = W ^T _k T ^k P _k로 표시한다. 여기서, W _k, P _k는 각 k에 대해 직교한다.

t^k _kk ≥

라면, Π는 순열 행렬(permutation matrix) Π T ^k Π가 T ^k의 (k+1)번째 대각 성분을 다른 성분 t_pp, p>k (여기서 t_pp≤

)으로 교환하는 성질을 갖도록 할 수 있다. t^k _kk ≤

라면, Π는 Π T ^k Π가 T ^k의 (k+1)번째 대각 성분을 다른 성분 t_pp, p>k (여기서 t_pp≥

)으로 교환하는 성질을 갖도록 선택할 수 있다. 순열 행렬 ΠT ^k Π와 관련되는 k 및 k+1 위치에서의 새로운 대각 성분을 δ₁=t^k _kk, δ₂=t^k _pp 라 한다.

k와 k+1 행(row) 및 k와 k+1 열(column)의 교차점(intersection)에 있는 단 위 행렬에서의 성분들을 변경시키기 위해 직교 행렬 G ₁과 G ₂를 생성한다. 예를 들어, G ₁과 G ₂를 다음 수학식 23과 같이 선택할 수 있다.

만약 δ₁=δ₂=

라면, c=1, s=0으로 취할 수 있다. 만약 δ₁≠δ₂라면, 다음 수학식 24와 같이 s와 c를 취할 수 있다.

≠

순열 행렬 Π T ^k Π의 왼쪽에 G ₂ ^T를, 오른쪽에 G ₁을 곱한다. 이 곱셈은 k와 k+1 행 및 k와 k+1 열의 교차점에서 2×2 부행렬(submatrix)에서의 성분들을 변경시킨다. 이를 나타내면 다음 수학식 25와 같다.

도 3은 T ^k에서 G ₂ ^T Π T ^k Π G ₁로의 변환을 나타낸다.

도 3을 참조하면, 점선 박스는 상기 수학식 25에 나타난 2×2 부행렬이다.

는 δ₁와 δ₂ 사이에 있으므로, s와 c는 음이 아닌 실수 값의 스칼라(scalar)이다. 따라서, c와 s는 다음 수학식 26을 만족하도록 선택할 수 있다.

W _k=Π G ₂, P _k=Π G ₁으로 정의하면, 다음 수학식 27이 성립한다.

수학식 25, |T ^{k +1}|=|T ^k| 및 상기 조건 (a)와 (b)에 의하면 K=k+1이다. 따라서,

을 대각 성분으로 갖는 실수값의 상삼각 행렬 T ^r은 존재한다. 또한, 다음 수학식 28의 관계를 갖는 유니터리 행렬 W _i와 P _i (i=1, 2, ..., r-1)이 존재한다.

이를 SVD와 결합하면, 다음 수학식 29와 같은 H=WTP ^H를 얻을 수 있다.

상술한 방법은 일 예를 기술한 것에 불과하고, 기타 다양한 방법을 통해 채널 행렬을 H=WTP ^H의 형태로 분해할 수 있다.

채널 행렬을 H=WTP ^H의 형태로 분해하여 프리코딩을 수행하는 경우 각 스트림의 실제적인 채널 이득이 특이값의 기하 평균과 같기 때문에 AMC(adaptive modulation and coding)나 파워 할당(power allocation) 문제를 용이하게 해결할 수 있다. 하지만, 송수신 안테나의 수가 많아지면 분해하는데 필요한 계산이 복잡해질 수 있다. 따라서 제안된 안테나 선택 기법을 통해 복잡도를 줄일 수 있다.

도 4는 4×3 시스템에서 3×3 시스템을 선택한 경우에 대해 본 발명에서 제안한 기법을 다른 기법과 비교한 그래프이다. 도 5는 5×4 시스템에서 4×4 시스템을 선택한 경우에 대해 본 발명에서 제안한 기법을 다른 기법과 비교한 그래프이다.

도 4 및 5를 참조하면, 심벌 에러율 측면에서 SNR이 높을수록 제안한 기법이 다른 기법에 비해 보다 성능이 높아지고 있다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신기와 수신기를 나타낸 블록도이다.

도 6을 참조하면, 도 1의 실시예와 달리 수신기(400)는 안테나 선택기(480)를 포함한다. 안테나 선택기(480)는 채널 추정기(430)에 의해 추정되는 채널 정보를 통해 안테나 선택 기준에 따라 안테나를 선택한다. 안테나 선택기(480)는 채널 행렬 H의 디터미넌트 |H|가 최대가 되도록 안테나를 선택한다. 안테나 선택기(480)는 선택된 안테나 정보를 송신기(300)로 귀환시킨다. 또한, 안테나 선택기(480)는 채널 행렬 H를 H=WTP ^H 형태로 분해하여 나온 P 행렬을 프리코딩 행렬로 선택하여 송신기(300)로 보낼 수 있다.

송신기(300)의 제어기(380)는 선택된 안테나 정보 및/또는 프리코딩 행렬에 관한 정보를 받아 안테나 스위치(350)로 선택된 안테나 정보를 보내고, MIMO 전처리기(320)로 프리코딩 행렬 정보를 보낸다.

MIMO 전처리기(320)는 프리코딩 행렬을 이용하여 데이터 심벌을 처리하여 송신 신호를 출력한다. 안테나 스위치(350)는 K개의 송신 안테나(390-1,...,390-K) 중 선택되는 M개의 안테나를 통해 송신 신호를 송신한다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

상기한 바와 같은 본 발명에 의하면 채널 행렬의 디터미넌트를 통해 최적의 안테나를 선택할 수 있다. 또한, 스트림의 실제적인 채널 이득이 특이값의 기하 평균과 같도록 채널 행렬을 분해하는 전처리와 함께 사용되는 경우 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.

Claims (8)

1. 다중 안테나;

   입력되는 비트 스트림으로부터 데이터 심벌을 생성하는 송신 처리기;

   상기 데이터 심벌에 대해 프리코딩 행렬을 이용하여 처리하여 송신 신호를 생성하는 MIMO 전처리기; 및

   상기 다중 안테나 중 선택되는 송신 안테나를 통해 상기 송신 신호를 송신하는 안테나 스위치를 포함하되,

   상기 프리코딩 행렬은 채널 행렬 H을 H=WTP ^H로 분해하여 얻은 P 행렬인 송신기. 여기서, M은 선택되는 송신 안테나의 수, N은 선택되는 수신 안테나의 수, W와 P는 직교 행렬, T는 그 대각 성분(diagonal element)이 모두 양의 특이값(singular value)의 기하 평균(geometric mean)인 상삼각 행렬이다.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 채널 행렬 H의 디터미넌트(determinant)가 최대가 되도록 상기 송신 안테나를 선택하는 송신기.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 프리코딩 행렬은 수신기로부터 귀환받는 송신기.
4. 제 1 항에 있어서,

   선택되는 상기 송신 안테나는 수신기로부터 귀환받는 송신기.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 채널 행렬 H을 SVD(singular value decomposition)한 후 H=WTP ^H로 분해하는 송신기.
6. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 안테나 선택 방법에 있어서,

   상기 MIMO 시스템의 채널 정보를 구하는 단계; 및

   상기 채널 정보로부터 얻어지는 채널 행렬의 디터미넌트(determinant)가 최대가 되도록 안테나를 선택하는 단계를 포함하는 안테나 선택 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 채널 행렬 H를 H=WTP ^H로 분해하여 얻은 P 행렬을 통해 전처리하는 단계를 더 포함하는 안테나 선택 방법. 여기서, W와 P는 직교 행렬, T는 그 대각 성분이 모두 양의 특이값의 기하 평균인 상삼각 행렬이다.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 W ^H을 통해 후처리하는 단계를 더 포함하는 안테나 선택 방법.

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