WO2004040812A1

WO2004040812A1 - 利得等化器、光増幅器および光伝送システム

Info

Publication number: WO2004040812A1
Application number: PCT/JP2003/013873
Authority: WO
Inventors: Ken-Ichi Nakamoto; Setsuo Yoshida
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-10-29
Filing date: 2003-10-29
Publication date: 2004-05-13
Also published as: JP2004151227A

Abstract

本発明は、光の波長特性を複数の周期フィルタの組み合わせにより高い精度で効率的に補償することができる利得等化技術を実現することを目的とする。このため、本利得等化器は、補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有し、補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分を補償する第１補償部と、その第１補償部にカスケード接続した複数の周期フィルタの組み合わせからなる光フィルタにより、第１補償部で補償されなかった補償対象波長領域内の波長特性を補償する第２補償部と、を備えて構成される。

Description

明細書利得等化器、光増幅器および光伝送システム技術分野

本発明は、光の波長特性を補償するための利得等化技術に関し、特に、複数の周期フィル夕の組み合わせにより補償対象波長領域内の波長特性の補償を行う利得等化技術、並びに、それを適用した光増幅器および光伝送システムに関するものである。 . 背景技術

近年、光フアイバ製造技術の向上によつて低損失な光ファィバが出現したことで光ファイバ通信システムが実用化されている。また、長距離光伝送を実現させるため、光ファイバ伝送路の損失を補償する技術として、信号光を増幅する光増幅器が実用化されていると共に、伝送路容量を増大させるための技術として、波長多重（WD M) 光伝送方式も知られている。この WDM光伝送方式は、 1本のファイバを用いて、異なる波長をもつ複数の信号光を多重化して伝送する方式である。

ところで、多重化された信号光を一括増幅する光増幅器を使用する場合、光増幅器等の利得の波長依存性（利得波長特性）によって、光増幅器等を通過した後の信号光レベルが波長に応じて異なるようになることが知られている。この光増幅器等で発生する信号光レベルの波長間の偏差は、複数の光増幅器をカスケ一ド接続したシステムの場合、累積されることになる。このように、光増幅器等の利得の波長依存性は、各波長についての信号光レベルの偏差および光信号対雑音比 (O S N R) の偏差を発生させることになるため、 WD M信号光の伝送距離を制限すると共に受信端での受信感度を劣化させるなどの点で問題となっていた。従来、光増幅器の利得波長特性の補償（利得等化）を行うための様々な技術が提案されている。例えば、特許文献 1 ：特開平 6— 2 7 6 1 5 4号公報等においては、透過率の波長軸上における変化周期、すなわち、自由スペクトル領域（F S R) の異なる複数の周期フィルタをカスケード接続して構成した利得等化器を使用して、光増幅器の利得波長特性を補償する技術が提案されている。この従来技術は、フーリエ級数展開法より明らかなように、互いに異なる周期を有する複数の正弦波を重畳することによって任意の形状のフィルタ特性が実現可能になるという原理を基に、波長軸（または光周波数軸）上において正弦波状の可変な透過特性を有するマッハツエンダ形光フィルタ等を周期フィルタとして使用し、 F S Rの異なる複数の周期フィルタをカスケ一ド接続することで所望のフィルタ特性を持つ利得等化器を実現している。

また、下記の特許文献 2 ：特開 2 0 0 0— 3 5 4 0 0 5号公報等においては、上記のように複数の周期フィルタを組み合わせて利得等化器を構成する代わりに、所定の波長帯域内に損失の極大値を有し、その極大値を与える波長を中心に損失波長特性が非対称である光フィルタを用いて、光増幅器の利得波長特性を補償する技術が提案されでいる。この従来技術では、 1つの光フィルタによって光増幅器の利得波長特性を広い波長帯域に亘つて等化することができるようになる。しかしながら、上記のような従来技術に関しては次のような問題点がある。すなわち、周期フィルタを用いて光増幅器の利得波長特性を等化する場合、まず初めに、利得等化を行うべき補償対象波長帯域（例えば、信号光波長帯域）に対して実際に利得等化を行う波長帯域が決定され、その波長帯域に対応させて周期フィル夕の設計が行われる。具体的には、例えば図 2 5 (A) に示すように、信号光波長帯域 Δ λ _sの両端に対して所要の余裕波長領域 Δ λ _Μが設定され、利得等化の対象となる光増幅器の利得波長特性に応じて、上記信号光波長帯域 Δ λ _sについての損失（または透過）波長特性が設計される。そして、信号光波長帯域厶 A _s以外の帯域についても、信号光波長帯域 Δ λ ₃内の特性が波長軸上で繰り返され、かつ、信号光波長帯域 Δ λ ₅との境界部分での特性が余裕波長領域 Δ λ _Μ において滑らかにつながるように、フィル夕特性が設計される。より詳しくは、信号光波長帯域△ λ sと余裕波長領域△ λ _Μを足し合わせた波長帯域について設計されたフィル夕特性をフ一リェ級数展開することで、各々の周期フィルタの特性が設計される。このようなフィルタ設計に従って、周期的な損失波長特性を有する光フィルタの実現が図られ、.光増幅器の利得波長特性の補償が行われる。 . P T/JP2003/013873

3 上記のようなフィルタ設計においては、余裕波長帯域 Δλ_Μを広く設定しすぎると、必要となる周期フィル夕の数が多くなつてしまうという欠点がある。具体的には、 ^えば余裕波長帯域 Δλ_Μを信号光波長帯域 Δλ₃の 0. 5倍に設定した場合、必要となる周期フィル夕の数は、余裕波長帯域 Δλ_Μを設定しないとした場合に比べて、 1. 5倍となる。このため、余裕波長帯域 Δλ_Μをなるベく狭く設定する方が効率的である。しかし、図 25 (Β) に例示するように、余裕波長帯域 Δλ_Μを狭くし過ぎて、実際に利得等化を行う波長帯域を信号光波長帯域と同程度に設定してしまうと、信号光波長帯域 Δλ₃の両端部分（具体的には余裕波長領域 Δ λ_Μ) において損失が急激に変化するフィル夕特性が目標値として設計されるようになり、そのようなフィルタ特性を有する光フィルタを精度良く実? Iすることが困難になるという問題が生じる。このような問題は、図 25

(C) に例示するように、信号光波長帯域 Δλ₃の両端部分における光増幅器の利得偏差が大きい場合に対応した光フィルタを設計する際に顕著に表れることになる。

前述したように、信号光波長帯域 Δλ₃内のフィルタ特性の形状は、フーリエ級数展開法に基づいて F S Rの異なる複数の周期フィルタを合成することにより所要の精度で実現される。また、その信号光波長帯域 Δλ₃のフィル夕特性は、信号光波長帯域 Δλ₃以外の領域でも繰り返されることになる。このとき、信号光波長帯域△ λ _sの両端部分における信号光パワーの偏差が大きければ、目標とするフィル夕形状が信号光波長帯域 Δ λ _sの両端部分で不連続に近い状態となるため、複数の周期フィルタを合成して実際に得られるフィル夕形状と目標とするフィル夕形状との間の誤差が増大する。具体的には、例えば目標とするフィルタ形状がのこぎり波状の場合に、実際に得られるフィル夕形状は滑らかな曲線となつてしまう。このような誤差の大きな光フィル夕を用いて光増幅器の利得波長特性の補償を行ったときには、信号光波長帯域 Δぇ₃の両端付近についての補償精度が悪化してしまうことになる。

また、例えば図 26に示すように、フーリエ級数展開法に基づいて合成される各周期フィルタの損失波長特性 100の振幅が^：きくなるような場合には、合成後のフィル夕特性 101が先の尖った急峻な形状になる。このため、利得等化後 3

4 に得られる各波長に対応した信号光パワーに細かいうねり（リップル）が残さとして生じるという問題もある。発明の開示

本発明は上記の問題点に着目してなされたもので、利得等化を行う光の補償対象波長領域内の波長特性を複数の周期フィル夕の組み合わせにより高い精度で効率的に補償することができる利得等化技術を実現すると共に、それを適用した光増幅器および光伝送システムを提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明の利得等化器は、光波長特性を補償する利得等化器であって、補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有し、前記補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分を補償する第 1補償部と、該第 1補償部にカスケ一ド接続する複数の周期フィル夕の組み合わせにより、前記第 1補償部で未補償となる前記補償対象波長領域内の波長特性を補償する第 2補償部と、を備えて構成されるものである。ここで、等化とは、光の望ましくない波長特性について、好ましい波長特性と同一になるかまたは近似した特性となるように補償を行うことを意味する。

かかる構成の利得等化器では、利得等化を行う光が第 1補償部を通過することにより、補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分が補償され、また、第 1補償部で補償されなかつた補償対象波長領域内の波長特性が第 2補償部により補償されて、光の波長特性が等化されるようになる。このとき、第 1補償部で直線的な利得成分を補償するようにしたことで、補償対象波長領域の両端における信号光パワーの偏差が小さくなる。これにより、複数の周期フィルタの組み合わせにより構成される第 2補償部のフィルタ設計を高い精度で効率的に行うことができるようになる。

また、上記の利得等化器については、前記第 1補償部および前記第 2補償部が、可変の損失波長特性をそれぞれ有すると共に、前記第 1補償部および前記第 2補償部を通過した光をモニタする光モニタ部と、該光モニタ部のモニタ結果に基づいて前記補償対象波長領域内の波長特性を判断し、該判断結果に応じて前記第 1 補償部および前記第 2補償部の各損失波長特性をフィードパック制御する制御部と、を備えて構成されるようにするのが好ましい。

かかる構成によれば、第 1、 2補償部を通過して利得等化された光の状態に応じて第 1、 2補償部の可変の損失波長特性がフィ一ドバック制御されるようになり、補償対象波長領域内の波長特性の等化をより高い精度で安定して行うことが可能になる。

さらに、上記の利得等化器の具体的な態様として、前記制御部は、前記光モニ夕部のモニタ結果について最小二乗線形フィッティング法を適用して前記補償対象波長領域内の波長特性の一次傾斜値を計算し、前記第 1補償部の損失波長特性が前記一次傾斜値に対応した割合で単調増加または単調減少するように、前記第 1補償部に対するフィードバック制御を行うようにしてもよい。これにより、補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分が第 1補償部においてより確実に補償されるようになる。

本発明の光増幅器および光伝送システムは、上記のような利得等化器の構成を適用して利得波長特性の補償を行うようにしたものであり、その具体的な態様は以下の実施の形態において詳しく説明することにする。

なお、この発明の他の目的、特徴及び利点は、添付図面に関連する実施態様についての次の説明で明白になるであろう。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の第 1実施形態による利得等化器の構成を示すプロック図である。

図 2は、同上第 1実施形態に用いられる線形光フィルタの具体的な構成の一例を示す図である。

図 3は、同上第 1実施形態において利得等化の対象となる光増幅器の利得波長特性の一例を示す図である。

図 4は、同上第 1実施形態において第 1補償部で一次チルト成分が補償された後の利得波長特性を示す図である。

図 5は、図 4の利得波長特性に応じて設計したフーリエフィル夕の損失波長特性を示す図である。図 6は、図 3の利得波長特性に応じて設計したフーリエフィルタ（従来技術）の損失波長特性を示す図である。

図 7は、本発明の第 2実施形態による利得等化器の構成を示すプロック図である。

図 8は、同上第 2実施形態に用いられる線形光フィル夕の具体的な構成の一例を示す図である。

図 9は、同上第 2実施形態において起動時にモニタされる WD M信号光のスぺクトル例を示す図である。

図 1 0は、図 9について光周波数に対応した光パワーを読み取り一次チルト成分を計算した結果を示す図である。

図 1 1は、図 1 0の結果に対応して最適化された線形光フィル夕のフィルタ特性を示す図である。

図 1 2は、図 1 1の線形光フィルタを通過して一次チルト成分が補償された W DM信号光のスぺクトルを示す図である。

図 1 3は、図 1 2について光周波数に対応した光パワーを読み取り一次チルト成分を計算した結果を示す図である。

図 1 4は、上記第 2実施形態においてフ一リエフィル夕を構成する複数の周期フィルタの特性例を示す図である。

図 1 5は、図 1 4の各周期フィルタの組み合わせによって得られるフーリエフィル夕の特性を示す図である。

図 1 6は、図 1 5のフーリエフィル夕を通過してうねり成分が補償された WD M信号光のスペクトルを示す図である。

図 1 7は、図 1 6について光周波数に対応した光パワーを読み取った結果を示す図である。

図 1 8は、本発明の第 3実施形態による光増幅器の構成を示すブロック図である。

図 1 9は、本発明の第 4実施形態による光増幅器の構成を示すブロック図である。

.図 2 0は、同上第 4実施形態に関連する他の構成例を示すブロック図である。図 2 1は、同上第 4実施形態に関連する別の構成例を示すブロック図である。図 2 2は、本発明の第 5実施形態による WD M光伝送システムの構成を示すブロック図である。

図 2 3は、同上第 5実施形態に関連する他のシステム構成例を示すブロック図である。

図 2 4は、同上第 5実施形態に関連する別のシステム構成例を示すブロック図である。

図 2 5は、従来の利得等化器に関する問題点を説明するための図である。

図 2 6は、従来の利得等化器に関する他の問題点を説明するための図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、本発明の第 1実施形態による利得等化器の構成を示すブロック図である。

図 1において、第 1実施形態の利得等化器 1 aは、例えば、第 1補償部 1 1、第 2補償部 1 2および光路 1 3を有し、第 1補償部 1 1と第 2補償部 1 2が、入力端子 I Nおよび出力端子 O UTの間に光路 1 3を介してカスケード接続される。第 1補償部 1 1は、例えば、入力端子 I Nまたは出力端子 O UTに接続される図示しない光増幅器について、その利得波長特性の直線的な利得成分に該当する一次チルト成分の補償を行うものである。なお、ここでの一次チルトとは、光増幅器の波長に対する利得特性を直線と見立てたときの利得の傾斜を意味する。また、利得波長特性の一次チル卜成分の補償とは、補償対象波長帯域（例えば、信号光波長帯域）に対して、その両端部分における利得の偏差を補償することを意味する。従って、第 1補償部 1 1は、言い換えると、光増幅器の利得波長特性に対応して、信号伝送を行う帯域でリニアに変化する波長特性を有し、かつ、その波長特性の傾きが適切に設計されたものである。

上記の第 1補償部 1 1は、具体的には、波長に対する損失（または透過率）の変化が信号光波長帯域について単調増加または単調減少する光フィルタ（以下、線形光フィル夕と呼ぶ） 1 1 Aを備える。この線形光フィル夕 1 1 Aとしては、例えば、フアブリべ口一エタ口ン干渉計型フィルタゃフアイバブラッググレーテイングフィルタ等の長周期フィルタ、または、誘電体多層膜フィル夕若しくは音響光学フィルタを使用することが可能である。なお、長周期フィル夕を線形光フィルタ 1 1 Aとして用いる場合、その長周期フィルタは、信号光波長帯域よりも広い自由スペクトル領域（F S R) を持ち、周期的な損失波長特性が単調増加または単調減少する領域を信号光波長帯域に対応させて使用されるものとする。線形光フィル夕 1 1 Aの具体的な構成の一例として、ここでは図 2にフアブリペローエタロン干渉計型フィル夕の構成を示しておく。図 2の構成例では、入力側の光路の一端から出射された信号光がレンズ 1 1 Bを介してフアブリペローェタロン干渉計型フィルタ 1 1 Cに送られ、フアブリペローエタロン干渉計型フィル夕 1 1 Cを透過した信号光がレンズ 1 1 Dを介して出力側の光路の一端に集光される。 ·

第 2補償部 1 2は、第 1補償部 1 1において一次チルト成分の補償が行われた信号光が光路 1 3を介して入力され、第 1補償部 1 1で未補償となった光増幅器の利得波長特性、すなわち、第 1補償部 1 1で補償しきれなかった一次チルト成分および 2次以上の高次チルト成分（以下、うねり成分とする）を補償するものである。この第 2補償部 1 2は、従来の技術と同様にして、フーリエ級数展開法を基に複数の周期フィルタを組み合わせて構成した光フィル夕（以下、フーリエフィル夕と呼ぶ） 1 2 Aを備える。ここでのフーリエフィル夕 1 2 Aは、光増幅器の信号光波長帯域における利得波長特性に応じて決定される基本周期に対して、組み合わされる複数の周期フィル夕の自由スペクトル領域（F S R) が l Z n倍

(ただし、 nは整数とする）の条件を満たした光フィルタのことである。フ一リェフィルタ 1 2 Aを構成する各々の周期フィルタとしては、例えば、上記の図 2 レーティングフィル夕を使用することが可能である。

光路 1 3は、本利得等化器 1 aの入力端子 I Nおよび第 1補償部 1 1の入力端子の間と、第 1補償部 1 1の出力端子および第 2補償部 1 2の入力端子の間と、第 2補償部 1 2の入力端子および利得等化器 1 aの出力端子 O U Tの間とを、例えば光ファイバや光導波路等を用いてそれぞれ接続するものである。なお、ここでは、第 1補償部 1 1および第 2補償部を個別に形成して各々の間を光路 1 3で接続する構成例を示したが、例えば、第 1補償部 1 1および第 2補償部を一体化して単一デバィスとすることも可能である。

ここで、第 1補償部 1 1および第 2補償部 1 2の各フィルタ特性について詳しく説明する。 '

図 3は、利得等化の対象となる光増幅器の利得波長特性（出力 A S Eスぺク卜ル) の一例を示す図である。図 3に示すような利得波長特性に対して、本利得等化器 l aでは、図中の一点鑪線で示す一次チルト成分が補償されるように、第 1 補償部 1 1の線形フィルタ 1 1 Aの損失波長特性が設計される。具体的には、図 3の利得波長特性について例えば最小二乗線形フィッティング法などの公知の演算処理を適用して一次傾斜値が求められ、その結果に従って利得波長特性の一次チル卜成分が打ち消されるように線形フィルタ 1 1 Aの損失波長特性の傾き（波長の変化に対して損失が単調増加または単調減少する割合）が決められる。なお、最小二乗線形フィッティング法による一次傾斜値の求め方の詳細に関しては後述することにする。

上記のようにして線形フィル夕 1 1 Aの損失波長特性の傾きを決定した第 1補償部 1 1に対して、前述の図 3に示したようなスペクトルを持つ光が入力されると、第 1補償部 1 1から出力される光は、例えば図 4に示すようなスペクトルとなる。この第 1補償部 1 1からの出力光のスペクトルは、光増幅器の利得波長特性のうねり成分に対応しており、この利得波長特性のうねり成分が補償されるように、第 2補償部 1 2のフーリエフィル夕 1 2 Aの損失波長特性が設計される。具体的には、図 4の信号光波長帯域に対して、所望の余裕波長領域を足し合わせて、基本周期が設計される。その基本周期における損失波長特性に対してフーリェ級数展開法を適用して 1 / n倍（n == l， 2 , 3 , ···) の F S Rを有する所要数の周期フィル夕が設計される。なお、フーリエ級数展開法によるフィルタ特性の求め方の詳細に関しても後述することにする。

上記のようにレてフーリエフィル夕 1 2 Aについての信号光波長帯域に対する損失波長特性が設計されると、その特性を目標値としてフ一リエフィルタ 1 2 A の実現が図られる。このとき実際に構成されるフーリエフィル夕 1 2 Aは、複数 JP2003/013873

10 の周期フィル夕のそれぞれの特性を合成したものになるので、目標とする損失波長特性が信号光波長帯域内だけでなく信号光波長帯域外でも繰り返されることになる。このため、上述の図 2 5に示したように信号光波長帯域の両端部分（余裕波長領域）において損失波長特性が滑らかにつながっていないと目標値に対する誤差が増大することになるが、第 1補償部 1 1により一次チルト成分の補償が行われるので、余裕波長領域を狭く設定したとしても損失波長特性を滑らかにつなぐことができる。

図 5は、上記の図 4に示した利得波長特性に応じて設計したフーリエフィル夕 1 2 Aの損失波長特性を示したものである。ただし、図 5では、一次チルト成分を補償した後の特性を滑らかにつなぐことが可能な余裕波長領域の最小値として約 1 . 1 5 n mを設定し、余裕波長領域内の特性は簡単のために直線で近似している。また、ここでは信号光波長帯域内およびそれよりも短波長側の信号光波長帯域外についての 3つ分の周期の損失波長特性を示したが、目標値として設計された信号光波長帯域のフィルタ特性は、上記以外の波長領域についても繰り返される。一方、図 6は、上記の図 3に示した利得波長特性に応じて設計した目標値に従って実現されるフーリエフィル夕、すなわち、従来の場合と同様に一次チルト成分の補償を行うことなく設計を行ったときのフ一リエフィルタの損失波長特性を示したものである。ただし、余裕波長領域等の設定については図 5の場合と同じ条件としている。

図 5および図 6の比較から明らかなように、第 1補償部 1 1により一次チルト成分の補償を行うようにしたことで、第 2補償部 1 2に用いられるフーリエフィル夕 1 2 Aの損失波長特性は、余裕波長領域において非常に滑らかにつながるようになるため、フィル夕設計した目標値に対して実際に得られるフィルタ特性を精度よく一致させることが可能になる。

上記のようなフィルタ特性を有する第 1補償部 1 1および第 2補償部 1 2が光' 路 1 3を介してカスケード接続された利得等化器 1 aでは、例えば、光増幅器で増幅された WD M信号光が、入力端子 I Nに入力されて第 1補償部 1 1および第 2補償部 1 2に順に送られることにより、各波長の信号光レベル間に生じた偏差が補償されて、各々の信号光レベルが平坦化された WDM信号光が出力端子 O U Tから出力されるようになる。また例えば、光増幅器で増幅される前の WD M信号光が、入力端子 I Νに入力されて第 1補償部 1 1および第 2補償部 1 2に順に送られることにより、光増幅器で生じ得る信号光レベルの波長間の偏差を予め補償した WD M信号光が出力端子 O U Tから出力されるようになる。

上記のように第 1実施形態の利得等化器によれば、光増幅器の利得波長特性の一次チルト成分を線形光フィルタ 1 1 Aを用いて補償する第 1補償部 1 1と、うねり成分をフーリエフィルタ 1 2 Aを用いて補償する第 2補償部とをカスケード接続するようにしたことで、光増幅器の利得波長特性を高い精度で確実に補償することが可能になる。また、本利得等化器では、従来に比べて余裕波長領域を非常に狭く設定できるので、フーリエフィルタ 1 2 Aを構成するために組み合わされる周期フィルタの数（フィルタ段数）を低減することが可能である。これにより、効率的なフィル夕設計を行うことができるようになる。

次に、本発明の第 2実施形態による利得等化器について説明する。

図 7は、第 2実施形態の利得等化器の構成を示すブロック図である。なお、前述の図 1に示した第 1実施形態の構成と同様の部分には同一の符号が付してあり、以下、他の図面においても同様とする。

図 7において、第 2実施形態の利得等化器 1 bは、例えば、前述の図 1に示した第 1実施形態の構成について、損失波長特性を変化させることのできる線形光フィルタ 1 1 A ' を用いた第 1補償部 1 1 ' と、損失波長特性を変化させることのできるフーリエフィルタ 1 2 A ' を用いた第 2補償部 1 2，とを適用すると共に、それら第 1補償部 1 1 ' および第 2補償部 1 2 ' の各フィルタ特性をフィ一ドパック制御するための光分岐部 1 4、光モニタ部 1 5および制御部 1 6を設けたものである。

線形光フィル夕 1 1 A ' は、第 1実施形態の場合と同様に、損失（または透過）波長特性が信号光波長帯域について単調増加または単調減少する光フィルタであって、その単調増加または単調減少する割合が可変制御されるようにしたものである。このような可変の特性を有する線形光フィル夕 1 1 A ' としては、例えば、特開平 6— 2 7 6 1 5 4号公報等で公知のマッハツエンダ干渉計型フィル夕や磁気光学結晶の入出射面に反射膜を形成したエタロン型フィルタ（例えば、特願 2 0 0 2— 1 4 6 6 4 3号）などの長周期フィル夕を使用することが可能である。

上記マッハツエンダ干渉計型フィルタは、例えば図 8に示すように、長さの異なる 2本の光導波路 1 1 S , 1 1 Tの入力側および出力側をそれぞれ方向性結合器 1 1 U， 1 I Vで接続した構成を有し、方向性結合器 1 1 U， 1 I Vに設けられた電極 1 I X, 1 1 Yへのバイアス電流を調整することで結合効率を変化させてフィルタの振幅を変化させることが可能であり、また、方向性結合器 1 1 U， 1 I V間の光導波路 1 1 S上に設けられた電極 1 1 Zへのバイアス電流を調整することでフィルタの位相を変化させることが可能である。

上記のエタロン型フィル夕は、ファラデー回転子などの磁気光学効果を利用した偏光可変制御器の入出射面に反射膜を形成してエタ口ン型の光フィルタを構成し、そのファラデー回転角を制御することで透過率（または損失）を変化させることが可能となる。また、ファラデー回転子をくさび型の一対の可動な磁気光学結晶で構成し、エタロンの共振器長を制御することで、波長軸上での透過特性を制御することも可能となる。

また、可変の特性を有する線形光フィ ^»レ夕 1 1 A ' の他の具体例としては、特開平 1 1一 2 7 1 7 0 0号公報等に記載された光フィルタを使用することも可能である。この光フィルタは、具体的には、偏光分離部、偏光可変部および偏光波長特性変化素子を備えて構成され、まず、入力される信号光が偏光ビームスプリッ夕等を用いた偏光分離部により直交する 2つの光に分離され、一方の光の偏光状態が 9 0度回転されて 2つの光が同じ偏光状態にされる。そして、ファラデー回転子などの磁気光学効果を利用した偏光可変部により各光の偏光状態を変化させ、偏光状態に応じて透過波長特性が変化する誘電体多層膜フィルタ等の偏^ ά波長特性変化素子に各々の光が入射され、この偏光波長特性変化素子を通過した各光が通過前とは逆の経路をたどって出力される。このような光フィルタでは、偏光可変部における偏光状態の変化量を制御することによって、透過波長特性を可変制御することができる。ただし、上記のような構成の光フィルタでは、単調増加および単調減少のレゝずれかについての変化の割合しか制御できないため、単調増加および単調減少の変化の割合を同時に制御可能にする場合には、上記の構成を 2段に縦列接続する必要がある。

フーリエフィルタ 12A' は、第 1実施形態の場合と同様に、フーリエ級数展開法を基に複数の周期フィル夕を組み合わせて構成した光フィル夕であつて、少なくとも 1つ以上の周期フィルタ（望ましくはすべての周期フィルタ）の波長特性を可変制御できるようにしたものである。このような可変の特性を有する周期フィル夕としては、例えば、マッハツエ.ンダ干渉計型フィルタや、前述したような磁気光学結晶の入出射面に反射膜を形成したエタロン型フィルタなどを使用することが可能である。

光分岐部 14は、例えば、第 2補償部 12および出力端子 OUTの間の光路 1 3上に設けられ、第 2補償部 12を通過した WDM信号光の一部をモニタ光として分岐して光モニタ部 15に送るものである。

光モニタ部 15は、光分岐部 14からのモニタ光について、各波長にそれぞれ対応した信号光パワーまたは光信号対雑音比（OSNR) を検出し、その検出結果を示す信号を制御部 16に出力するものである。

制御部 16は、光モニタ部 15からの出力信号に基づいて、光増幅器の利得波長特性を最適な状態で補償できるように、第 1補償部 11 ' および第 2補償部 1 2 ' の可変のフィルタ特性をそれぞれフィードパック制御するものである。

次に、制御部 16によるフィードバック制御の具体的なアルゴリズムについて説明する。ただし、ここでは光増幅器で増幅されて各波長の信号光レベルに偏差の生じた WDM信号光が本利得等化器 1 bに入力される場合を想定する。具体的に、入力される WDM信号光としては、いわゆる Cパンド領域における 80波の信号光を多重化した WDM信号光を考え、この 80波の信号光についての光周波数（THz)、光パワー（dBm) および光信号対雑音比（dB) を、光周波数の低い方から順に、リぃ？₁ぉょび031^1^ (ただし i = l〜80) として表 · すことにする。なお、以下の説明では、光周波数を 1つのパラメ一夕としてフィードパック制御の具体的なアルゴリズムを例示するが、光周波数を波長に置き換えて考えることも勿論可能である。

まず、本利得等化器 1 bの起動時には、第 1補償部 11 ' および第 2補償部 1 2 ' が無制御の状態とされ、 '各々のフィルタ特性が光周波数に対して平坦な特性となるように初期設定される。このような状態では、光増幅器で増幅されて各波長の信号光レベルに偏差の生じた WDM信号光が、その光周波数特性を殆ど変化させることなく第 1補償部 1 1 ' および第 2補償部 12' を通過し、第 2補償部 12 ' から出力される WDM信号光の一部が光分岐部 14でモニタ光として分岐され、そのモニタ光の光周波数リ iに対応した光パワー Piおよび光信号対雑音比 OSNRiが光モニタ部 15で検出されて制御部 16に伝えられる。

図 9は、上記ような起動時にモニタされることになる 80波の WDM信号光のスペクトルの一例を示したものである。このような光モニタ部 15でのモニタ結果を受けた制御部 16では、最初に、第 1補償部 1 1 ' のフィルタ特性の最適化が次のアルゴリズムに従って実行される。

第 1補償部 11' のフィルタ特性を最適化するためには、まず、光モニタ部 1 5でのモニタ結果を基にして、光増幅器の一次チルト成分が計算により求められる。光増幅器の一次チルト成分は、光周波数リ；と光パワー P iとの関係、または、光周波数レ iと光信号対雑音比〇SNR₅との関係が一次式： y = C+DX Xに従うものと仮定して、最小二乗線形フィッティング法により定数 C, Dを決定して求めることができる。この計算は、例えば次に示すような行列式を使用することによって非常に簡単に処理することが可能である。

上記の一次式： y==C + DXxに対して光パワー P；または光信号対雑音比 0 SNRiを当てはめると、 P i = C + DX _iまたは〇SNR_i = C+DXリ；となる。これらの関係を行列式にて表現すると、次の（1) 式のようになる。

ここで、 80波の WDM信号光に対して各々の光周波数の信号光が存在するか否かを表す次の（2) 式のような重み行列 Wを導入し、最小二乗線形フイツティング法を適用する。

ただし、上記（2) 式の _Wiについては、信号光が存在する時に Wi = 1、存在しない時に = 0とする。

ここで、上記の（1) 式に関して次の（3) 式に示す行列 A， b， xを定義する'

A

^υ8。，、，、 OSNR 80

そして、上記の（1) 式〜（3) 式の関係を用いて重みつき最小二乗方程式を表すと、次の（4) 式のようになる。

Wb = WAx ...(4)

この（4) 式を Xについて解くと次の（5) 式となる。

X = (A^TW^TWA)^_1 A^TW^TWb ...(5)

従って、（5) 式の行列式を計算することにより、 Cおよび Dの値を求めることができる。

上記のような最小二乗線形フィッティング法による（5) 式の関係を基に、光モニタ部 1 5でモニタされる各光周波数ソ ₅に対応した光パワー P iまたは光信号対雑音比 O S NR；の値を用いて、光増幅器の一次チル卜成分が計算により求められる。ここでは、具体的な計算過程の一例として、図 9に示したスペクトルについて、図 10に示すように各光周波数リ iに対応した光パワー P ₅をそれぞれ読み取り、各々の値を用いて光増幅器の一次チルト成分を計算した結果を示しておく。

まず、図 10から読み取った各値を前述の（1) 式に代入すると、次の（6) 式のようになる。一 15.893〉 (I 191.95、

V -9.7155 V 1 195.9 、^D また、図 9に示したようにここではすべての光周波数の信号光が存在するため、前述の（2) 式における w Wsoの値はすべて 1となる。これらの関係より、前述の（5) 式を演算して Xを求めると、次の（7) 式のようになる。

-189.239〉

… ）

0.893075 従って、図 9に示したモニタ結果に対して、光増幅器の利得の一次チルト成分は、図 10中の実線で示すように、一次傾斜値 D=0.893075 (dB/Hz) を持つ直線で近似される。

次に、上記のような一次チルト成分が第 1補償部 11' で補償されるようにフィル夕特性の最適化が図られる。

具体的に、ここでは第 1補償部 11 ' に用いられる線形光フィルタ 1 1A' として、例えば、利得等化を行う周波数帯域の 2倍以上の FSRをもつ長周期フィル夕を使用する場合を考える。この場合、長周期フィル夕の最適化パラメ一夕はフィルタ特性の振幅および位相となる。このため、長周期フィル夕の振幅および位相と一次チルト成分の傾斜値 Dとの関係式を求めて、フィルタ特性の最適化を行うことが必要となる。このような線形光フィルタ 1 1A' の最適化は、例えば、以下に示すような最小二乗線形フィッティング法を適用した計算手順に従って行うことが可能である。

線形光フィルタ 11A' として用いられる長周期フィル夕の理論式は、純粋な周期フィル夕の理論式で近似することができるとして、次の（8) 式のような関係で表される。

ただし、 sはフィル夕の振幅（真値）、 △レはフィルタの FSR (THz)、リは光周波数、 v_bはフィルタのボトム周波数（THz) である。なお、上記のポトム周波数は、フィル夕の減衰量が 0 dBになるときの周波数を示す値である。上記の長周期フィルタについても、前述した場合と同様にして、一次式： y = C， +D， X xという関係式を当てはめると、 F ( V ,) =C +D， Xリ！となる。この関係式について、信号光の存在する 80波に対して最小二乗線形フィッティング法を適用し、次の（9) 式に示す行列式を利用する。

80

なお、第 1補償部 11' のフィルタ特性の最適化に関しては、すべての光周波数に対して F ( V i) は存在するとして設計を行うことができるため、前述の (2) 式に示したような重み行列 Wを導入する必要はない。

ここで、上記の (9) 式について次の（10) 式に示す行列 A， b ', ' を定義する。

上記の（9) 式および（10) 式の関係を用いて最小二乗方程式を表すと、 b' = Αχ' となり、この最小二乗方程式を χ' について解くと次の（11) 式となる。

x^,= (A^TA)"¹A^Tb' ...(11)

この（11) 式の行列式を計算することで、 C' および D' の値を求めることができる。

また、周期フィル夕の性質から明らかなように、フィルタの位相を制御することによって、所要の振幅のフィル夕から一次傾斜の絶対値が等しい 2つの線形光フィル夕を実現することができる。このため、前述の（5)'式に従って計算された光増幅器の一次チルト成分の傾きの絶対値 I D Iと、上記の（11) 式に従つて計算される周期フィル夕の傾きの絶対値 i D， Iとが等しくなる.ように、フィル夕の振幅 sの最適化が図られる。実際には、長周期フィル夕の振幅 sと一次傾斜の絶対値 D，との関係式を求め、その関係式に従って i D I = 1 D， Iが成り立つように線形光フィル夕 1 1A' の振幅 sを最適化すればよい。

長周期フィルタの振幅と一次傾斜の絶対値との関係式は、一般的に複雑なものとなる。このため、（5) 式に従って計算された一次傾斜の絶対値 I D Iからフィル夕の振幅 sを最適化する際には、制御部 16において例えばニュートン法などによる探索を行うことが好適である。また、フィル夕の位相については、フィル夕の平均挿入損失を最小にするため、（5) 式に従って計算された一次傾斜値 Dが正の場合には、光周波数レとフィル夕のポトム周波数ソ _bとが等しくなるようにし（1^ == _b)、一方、一次傾斜値 Dが負の場合には、光周波数リ₈。とフィル夕のボトム周波数 v_bとが等しくなり（ ₈。=リ _b) となるように制御するのが望ましい。 - ここでは、前述の具体例で計算した一次傾斜値 D=0.893075 に対応させて、線形光フィル夕 11A' の振幅 sの最適化を図った計算過程を一例として示しておく。

例えば、線形光フィルタ 11 A，として用いる長周期フィル夕の FSRAリを 12THz、ボトム周波数レ _bを 191.95THzとすると、上記の（11) 式は、次の（12) 式のようになる。

- 15.5421 · log₁₀(l - 0.738579■ s卜…

…ひ 2)

0.0804249 ' log₁₀il - 0.738579. s)十… 上記の（12) 式より、 I D I = I D， Iとするためには、次の（13) 式の関係を満たすことが必要となる。

. 0.893075 = -0.0804249 · log₁₀(l - 0.738579 · s) -… ...(13)

上記の（13) 式を sについて解けば、線形光フィルタ 1 1 A' の振幅 sは 0.74974と求まる。

図 11は、上記のようにして最適化が図られた線形光フィルタ 1 1A' のフィルタ特性を示したものである。ただし、図 11の縦軸は線形光フィルタ 1 1A' における減衰量を負の値で表している。また、このような線形光フィルタ 1 1 Α' を通過して一次チルト成分の補償が行われた WDM信号光は、例えば図 12 に示すようなスペクトルとなる。ここで、図 12のスペクトルについても、各光周波数ソ iに対応した光パワー P；をそれぞれ読み取り、上記の場合と同様の手順に従って一次チルト成分を演算してみると、図 13に示すように傾き Dが略 0 となっており、第 1補償部 11 ' によって一次チルト成分が効率的に補償されていることが分かる。また、図 10および図 13を比較すると明らかなように、信号光周波数帯域の両端における信号光レベルの偏差も格段に小さく制御できていることが分かる。

上記のようなアルゴリズムに従って第 1補償部 11 ' のフィルタ特性の最適化が完了すると、次に、第 2補償部 12' についてのフィル夕特性の最適化が行われる。

具体的には、第 1捕償部 11 ' を通過して一次チルト成分が補償された WDM 信号光が、第 2補償部 12' を通過し（この時のフィル夕特性は光周波数に対して平坦な状態）、その一部が光分岐部 14でモニタ光として分岐されて光モニタ部 15に送られる。光モニタ部 15では、上記の図 12に示したような一次チルト成分補償後の WDM信号光のスぺクトルが検出され、各々の光周波数リ iに対応した光パヮー P iおよび光信号対雑音比 O S N R _;が制御部 16に伝えられる。制御部 16では、光モニタ部 15でのモニタ結果を基に、一次チルト成分補償後の信号光パワーの光周波数特性に関するフーリエ級数展開が行われ、フーリエフィルタ 12A' を構成する複数の周期フィルタそれぞれの振幅および位相が最適ィ匕される。このフーリエ級数展開法に基づいた第 2補償部 12，の最適化のァルゴリズムは、例えば特開 2000- 199880号公報等に記載された設計手法を適用することが可能であり、ここではその概略について簡単に説明す。フーリエ級数展開法を用いたフィル夕設計では、フ一リエフィルタ 1 2A' を構成する複数の周期フィルタのうちで最も長周期のフィル夕の F SRを 1とすると、他の周期フィル夕の FSRは ΙΖη (ただし、 nは整数とする）となるように設計される。このとき、最も長周期のフィルタの FSRは、利得等化を行う信号光周波数帯域に余裕周波数帯域を足し合わせて設計される。従来の技術では、通常、余裕周波数帯域は信号光周波数帯域の約半分程度に設定される。しかし、本利得等化器 1 bにおいては、第 1利得等化部 1 1 ' により信号光周波数帯域の両端部分における信号光レベルの偏差が補償されているため、余裕周波数帯域を非常に狭くすることができる。これにより、フーリエフィルタ 12 A，の段数の低減を図ることが可能になる。

具体的に、前述の図 12や図 13に示したような一次チルト成分補償後の信号光パワーの光周波数特性について考えると、信号光周波数帯域は 3. 9 5THz であり、この信号光周波数帯域に少しの余裕周波数帯域を設け、最も長周期のフィル夕の FSRを 5. 1 THzとすることが可能である。この 5. ITHzを基本周期として、他の周期フィル夕の FSRを、例えば、 2. 55THz、 1. 7 THz , 1. 275 THz、 1. 02 THz, 0. 85THzおよび 0. 729 TH zに設定して合計 7段の周期フィルタの組み合わせによりフーリェフィル夕 12 A' を構成する。 7段の周期フィルタの各振幅は、信号光パワーの光周波数特性をフーリエ級数展開した結果に応じて、例えば図 14に示すようにそれぞれ個別に設定される。このようにして FSRおよび振幅の設定された 7段の周期フィルタを組み合わせることによって、フーリエフィルタ 12A，のフィルタ特性は、図 15に示すように 7段のフィル夕の和に相当する形状に最適化される。なお、ここでは 7段構成のフーリエフィルタ 12 A' を例示したが、本発明におけるフーリエフィルタの段数はこれに限らず、要求される補償精度に応じて適宜に設定することが可能である。

上記のようにしてフィルタ特性が最適化された第 2補償部 12 ' を通過してうねり成分が補償された WDM信号光は、例えば図 16に示すようなスぺクトルとなる。また、図 16に示す WDM信号光のスペクトルについて、各光周波数リに対応した光パワー P；をそれぞれ読み取ってプロッ卜すると図 17のようになる。図 16および図 17から明らかなように、信号光パワーの光周波数間における偏差が非常に高い精度で補償されており、信号光周波数帯域の全体に亘つて平坦な信号光パワーを持つ WDM信号光が得られることが分かる。

以上のようにして起動時における第 1補償部 11 ' および第 2補償部 12 ' の各フィルタ特性の最適化が完了した後は、光モニタ部 15でのモニタ結果が制御部 16に随時フィードバックされ、光増幅器の動作状態の変化や WDM信号光の使用される光周波数の変化などに応じて、起動時と同様のアルゴリズムに従い第 1補償部 11 ' および第 2補償部 12' の各フィルタ特性が最適化される。

このように第 2実施形態の利得等化器 1 bによれば、上述した第 1実施形態の場合と同様の効果が得られるのに加えて、第 1補償部 11 ' および第 2補償部 1 2 ' の各フィルタ特性を可変にしてフィードバック制御するようにしたことで、光増幅器の利得波長特性の補償をより高い精度で安定して行うことが可能になる。なお、上述した第 1、 2実施形態の利得等化器 1 a, l bでは、光増幅器の利得波長特性の一次チルト成分を補償する第 1補償部 11, 11 ' を入力側に配置し、うねり成分を補償する第 2補償部 12, 12' を出力側に配置してカスケ一ド接続するようにしたが、第 1、 2補償部の配置を入れ替えて、第 2.補償部 12, 12 ' を入力側に配置し、第 1補償部 11, 11 ' を力側に配置してカスケ一ド接続することも可能である。

. 次に、上述したような第 1、 2実施形態の利得等化器 1 a， l bを用いて構成した光増幅器について説明する。

図 18は、本発明の第 3実施形態による光増幅器の構成を示すブロック図である。

図 18において、本光増幅器 2 aは、例えば、段の光増幅部 21， 22をカスケ一ド接続して光出力の増大を図るようにした公知の構成の光増幅器について、' 光増幅部 21, 22の段間に上述した第 1実施形態の利得等化器 1 aを適用したものである。

この光増幅器 2 aは、具体的には、入力端子 I Nと出力端子 OUTの間に順にカスケード接続した、光増幅部 21、利得等化器（GEQ) 1A、可変光減衰器 (VOA) 23および光増幅部 22と、光増幅部 21への入力光パワーをモニタするための光分岐部 24 Aおよび受光器（PD) 25 Aと、光増幅部 2 1からの出力光パワーをモニタするための光分岐部 24 Bおよび受光器 25Bと、光増幅部 22への入力光パワーをモニタするための光分岐部 2 Cおよび受光器 25 C と、光増幅部 22からの出力光パワーをモニタするための光分岐部 24Dおよび受光器 25Dと、各光分岐部 24 A〜 24 Dでのモニタ結果に基づいて光増幅部 21, 22および可変光減衰器 23の動作状態を制御する制御回路 26とを備える。

制御回路 26は、光増幅器 2 aへの入力光パワーが変動したときでも、各光増幅部 21, 22の利得波長特性が変化しないように、各々の光増幅部 2 1， 22 の利得を一定に制御する AGCを行うと共に、後段の光増幅部 22に対する入力パワー（および出力パヮ一）が一定となるように、可変光減衰器 23における減衰量を制御して入力ダイナミックレンジの確保を行う。なお、上記のような光増幅器の制御方式は、従来の光増幅器に適用されている制御方式と同様であるので、ここでの説明を省略する。

上記のような構成の光増幅器 2 aでは、前段および後段の光増幅部 2 1, 22 の各利得波長特性が、段間に挿入された本発明による利得等化器 1 aによって高い精度で補償されるようになる。これにより、本光増幅器 2 aは、入力端子 I N に入力される WDM信号光を所望のレベルまで増幅して、波長間における信号光レベルの揃った WDM信号光を出力端子 OUTから出力することができる。

次に、本発明の第 4実施形態による光増幅器について説明する。

図 19は、第 4実施形態の光増幅器の構成を示すブロック図である。

図 19において、本光増幅器 2 bは、例えば、前述したような公知の 2段増幅構成の光増幅器について、上述の第 2実施形態で説明したフィードバック制御ありの利得等化器 1 bを設けたものである。

この光増幅器 2 bは、具体的には、前段おょぴ後段の光増幅部 21， 22の段間に、前述の第 2実施形態で説明した可変のフィルタ特性を持つ第 1補償部 1 1 ' および第 2補償部 12' をカスケード接続し、後段の光増幅部 22から出力される増幅光の一部を光分岐部 24D, 14で分岐して光モニタ部 15に送り、光モニタ部 15でのモニタ結果に基づいて、制御回路 26 ' により第 1補償部 1 1 ' および第 2補償部 12' の各フィルタ特性をフィードバック制御するようにしたものである。

上記の光増幅器 2 bでは、フィードバック制御が行われる利得等化器 1 bを適用したことにより、各光増幅部 21, 22の利得波長特性を広い範囲に亘つてダイナミックに補償できるため、前述した第 3実施形態の場合のように各光増幅部 21, 22に対する AGCを行う必要はなくなり、各光増幅部 21， 22の出力を一定に制御する APCを行えばよい。このため、第 3実施形態において各光増幅部 21, 22の前段に配置していた光分岐部 24 A， 24Cおよび受光器 25 A, 25 Cは、本実施形態では省略することが可能となる。また、後段の光増幅部 22への入力パワーを一定にする必要もなくなるため、第 3実施形態において各光増幅部 21， 22の間に配置していた可変光減衰器 23についても、本実施形態では省略することが可能となる。

このように第 4実施形態の光増幅器によれば、第 1、 2補償部 1 1 '， 12' の各フィル夕特性をフィ―ドバック制御する利得等化器 1 bを適用したことによつて、より簡素な構成で安定した光増幅を行うことが可能になる。

なお、上述した第 3、 4実施形態では、前段および後段の光増幅部 2 1, 22 の間に第 1、 2補償部を配置した構成について説明したが、本発明の光増幅器の構成はこれに限られるものではない。例えば図 20に示す光増幅器 2 cのように、入力端子 I Nと前段の光増幅部 21との間に第 1、 2補償部 1 1 '， 12 ' を配置してもよい。また、例えば図 21に示す光増幅器 2 dのように、後段の光増幅部 22と光分岐部 24Dの間に第 1、 2補償部 1 1 ', 12 ' を配置することも可能である。ただし、レベルダイヤや OS NR劣化などの点を考慮すると、第 1、 2補償部 1 1 '， 12 ' の挿入位置は、図 19に示した光増幅器 2 bのように、各光増幅部 21, 22の間とするのが望ましい。 '

次に、上述したような利得等化器 1 a， 1 bまたは光増幅器 2 a〜2 dを用いて構成した WDM光伝送システムについて説明する。

図 22は、本発明の第 5実施形態による WDM光伝送システムの構成を示すブロック図である。

図 22に示す WDM光伝送システム 3 aは、例えば、 WDM信号光を送受信する光送信装置 31および光受信装置 32の間を光伝送路 33で接続すると共に、該光伝送路 33上に所要の間隔で光増幅器 34を配置して WDM信号光を中継伝送する公知のシステム構成について、各中継区間の光増幅器 34にそれぞれ対応させて上述の第 1、 2実施形態に示した利得等化器 1 aまたは 1 b (図中は GE Q1として示す）を配置したものである。

このような WDM光伝送システム 3 aでは、各中継区間の光増幅器 34の利得波長特性が各々に対応した利得等化器（GEQ) 1によって高い精度で補償されるようになるため、光送信装置 31および光受信装置 32間における WDM信号光の中継伝送を確実に安定して行うことが可能になる。

なお、上記第 5実施形態の WDM光伝送システムでは、一般的な光増幅器 34 に対応させて本発明の利得等化器を付設する構成としたが、公知のシステム構成における各中継区間の光増幅器 34として、例えば図 23に示す WDM光伝送システム 3 bのように上述の第 3、 4実施形態に示した光増幅器 2 a〜 2 d (図中は光増幅器 2として示す）のいずれかを適用するようにしてもよい。

また、各々の中継区間ごとに利得等化器を配置して利得等化を行う一例を示したが、 2つ以上の中継区間についての利得等化を 1つの利得等化器によりまとめて行うことも可能である。この場合、例えば図 24に示す WDM光伝送システム 3 cのように、第 1補償部 11 ' と第 2補償部 12' を異なる中継区間に配置し、すなわち、第 1補償部 11 ' および第 2補償部 12 ' の間に光増幅器 34および光伝送路 33が存在するような配置として、異なる中継区間の第 1、 2補償部 1 1 ', 12 ' の各フィルタ特性を制御部 16により連動してフィードバック制御することも可能である。産業上の利用可能性

本発明の利得等化技術は、利得等化を行う光について、補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分を第 1補償部で補償し、その第 1補償部で補償されなかったうねり成分を第 2補償部で補償するようにしたことで、利得等化を高い精度で効率的に行うことが可能になるため、産業上の利用可能性が大である。

Claims

請求の範囲

1 . 光の波長特性を補償する利得等化器であって、

補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有し、前記補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分を補償する第 1補償部と、該第 1補償部にカスケ一ド接続する複数の周期フィル夕の組み合わせにより、前記第 1補償部で未補償となる前記補償対象波長領域内の波長特性を補償する第 2補償部と、

を備えて構成されることを特徴とする利得等化器。

2 . 請求項 1に記載の利得等化器であって、

前記第 1補償部および前記第 2補償部が、可変の損失波長特性をそれぞれ有すると共に、

前記第 1補償部および前記第 2補償部を通過した光をモニタする光モニタ部と、該光モニタ部のモニタ結果に基づいて前記補償対象波長領域内の波長特性を判断し、該判断結果に応じて前記第 1補償部および前記第 2補償部の各損失波長特性をフィ一ドバック制御する制御部と、

を備えて構成されることを特徴とする利得等化器。

3 . 請求項 1に記載の利得等化器であって、

前記第 1補償部は、前記補償対象波長領域よりも広い自由スぺクトル領域を持ち、周期的な損失波長特性が前記補償対象波長領域において単調増加または単調減少する長周期フィルタを備えることを特徴とする利得等化器。

4 . 請求項 1に記載の利得等化器であって、

前記第 2補償部は、自由スぺクトル領域が互いに異なる複数の周期フィルタを組み合わせて構成した光フィル夕を備えることを特徴とする利得等化器。

5 . 請求項 2に記載の利得等化器であって、

前記制御部は、前記光モニタ部のモニタ結果について最小二乗線形フィッティング法を適用して前記補償対象波長領域内の波長特性の一次傾斜値を計算し、前記第 1補償部の損失波長特性が前記一次傾斜値に対応した割合で単調増加または単調減少するように、前記第 1補償部に対するフィードバック制御を行うことを特徴とする利得等化器。

6 . 請求項 2に記載の利得等化器であって、

前記制御部は、前記光モニタ部のモニタ結果についてフーリエ級数展開法を適用し、前記第 2補償部の各周期フィルタの振幅おょぴ位相がフーリェ級数展開の演算結果に対応するように、前記第 2補償部に対するフィ一ドバック制御を行うことを特徴とする利得等化器。

7 . 請求項 2に記載の利得等化器であって、

前記光モニタ部は、波長多重信号光の各波長に対応した信号光パワーをモニタし、

前記制御部は、前記光モニタ部でモニタされる各波長の信号光パワーを用いた演算処理により前記補償対象波長領域内の波長特性を判断することを特徴とする利得等化器。

8 . 請求項 2に記載の利得等化器であって、

前記光モニタ部は、波長多重信号光の各波長に対応した光信号対雑音比をモニ夕し、

前記制御部は、前記光モニタ部でモニタされる各波長の光信号対雑音比を用いた演算処理により前記補償対象波長領域内の波長特性を判断することを特徴とする利得等化器。

9 . 波長多重信号光を一括して増幅する光増幅部と、

補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有し、前記光増幅部の利得波長特性の直線的な利得成分を補償する第 1補償部と、該第 1補償部にカスケード接続する複数の周期フィルタの組み合わせにより、前記第 1補償部で未補償となる前記光増幅部の利得波長特性を補償する第 2補償部と、

を備えて構成されることを特徴とする光増幅器。

1 0 . 請求項 9に記載の光増幅器であって、

前記第 1補償部および前記第 2補償部が、可変の損失波長特性をそれぞれ有すると共に、 '

前記第 1補償部および前記第 2補償部を通過した波長多重信号光をモニタする光モニタ部と、

該光モニタ部のモニタ結果に基づいて前記光増幅部の利得波長特性を判断し、該判断結果に応じて前記第 1補償部および前記第 2捕償部の各損失波長特性をフイードバック制御する制御部と、

を備えて構成されることを特徴とする光増幅器。

1 1 . 請求項 9に記載の光増幅器であって、

前記第 1補償部および前記第 2補償部は、カスケード接続された複数の光増幅部の各利得波長特性を補償することを特徴とする光増幅器。

1 2 . 請求項 1 1に記載の光増幅器であって、

前記第 1補償部および前記第 2補償部は、前記カスケ一ド接続された複数の光増幅部の間に配置されることを特徴とする光増幅器。

1 3 . 光伝送路上に配置された光増幅器により波長多重信号光を一括して増幅すると共に、前記光増幅器の利得波長特性を利得等化器により補償して中継伝送する光伝送システムであって、

前記利得等化器は、補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有し、前記光増幅器の利得波長特性の直線的な利得成分を補償する第 1補償部と、該第 1補償部にカスケ一ド接続する複数の周期フィル夕の組み合わせにより、前記第 1補償部で未補償となる前記光増幅器の利得波長特性を補償する第 2補償部と、を備えることを特徴とする光伝送システム。

1 4 . 請求項 1 3に記載の光伝送システムであって、

前記利得等化器は、前記第 1補償部および前記第 2補償部が、可変の損失波長特性をそれぞれ有すると共に、

該光モニタ部のモニタ結果に基づいて前記光増幅器の利得波長特性を判断し、該判断結果に応じて前記第 1補償部および前記第 2補償部の各損失波長特性をフィ一ドバック^!御する制御部と、

を備えて構成されたことを特徴とする光伝送システム。

1 5 . 請求項 1 4に記載の光伝送システムであって、前記光伝送路上に複数の光増幅器が配置され、波長多重信号光が複数の中継区間を伝送されるとき、

前記利得等化器は、各中継区間にそれぞれ配置されることを特徴とする光伝送システム。

1 6 . 請求項 1 4に記載の光伝送システムであって、

前記光伝送路上に複数の光増幅器が配置され、波長多重信号光が複数の中継区間を伝送されるとき、

前記利得等化器は、前記第 1補償部および前記第 2補償部が異なる中継区間に配置されることを特徴とする光伝送システム。

1 7 . 光の波長特性を補償する利得等化方法であって、

補償対象波長領域について単調増加または単調減少する損失波長特性を有する第 1補償部により、前記補償対象波長領域内の波長特性の直線的な利得成分を補償し、

前記第 1補償部にカスケード接続する複数の周期フィル夕の組み合わせからなる第 2補償部により、前記第 1補償部で未補償となる前記補償対象波長領域内の波長特性を補償することを特徴とする利得等化方法。

1 8 . 請求項 1 7に記載の利得等化方法であって、

前記第 1補償部および前記第 2補償部を通過した光をモニタし、

該モニタ結果に基づいて前記補償対象波長領域内の波長特性を判断し、該判断結果に応じて前記第 1補償部および前記第 2補償部の各損失波長特性をフィードバック制御することを特徴とする利得等化方法。