WO2004021505A1 - 線路変換器、高周波モジュールおよび通信装置 - Google Patents

線路変換器、高周波モジュールおよび通信装置 Download PDF

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WO2004021505A1
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waveguide
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Atsushi Saitoh
Original Assignee
Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions

Definitions

  • the present invention relates to a line converter for a transmission line used in a microwave band or a millimeter wave band, a high-frequency module including the same, and a communication device.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. Japanese Patent Application Laid-Open No. 192401
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-111310
  • the end of a microstrip line configured as a part of a planar circuit is inserted into a terminal short-circuited waveguide divided into two parts at the E plane of the waveguide, and divided into two parts.
  • the terminated short-circuit waveguide penetrates the groove formed in the dielectric substrate, and has a structure in which the dielectric substrate is sandwiched.
  • the line converter of Patent Document 2 has a structure in which a dielectric substrate is arranged in a direction perpendicular to the direction of electromagnetic wave propagation at a position returned by a predetermined distance from the short-circuit surface of the terminal short-circuited waveguide.
  • the dielectric substrate is arranged in a direction perpendicular to the electromagnetic wave propagation direction of the waveguide, so that a three-dimensional waveguide using the waveguide and a planar circuit using the dielectric substrate are used.
  • the degree of freedom of the positional relationship was low, and there was a problem that the planar circuit could not be arranged in a direction parallel to the electromagnetic wave propagation direction of the waveguide.
  • An object of the present invention is to enable a planar circuit to be arranged in a direction parallel to an electromagnetic wave propagation direction propagating through a three-dimensional waveguide, to facilitate processing of a dielectric substrate, and to provide a planar circuit and a three-dimensional waveguide formed on a dielectric substrate.
  • Line converters that make it possible to easily obtain the line conversion characteristics of the design as well as the coupling characteristics between the two and the assembly accuracy of the two, and provide a high-frequency module and communication device equipped with the line converter. Is to do. Disclosure of the invention
  • a three-dimensional waveguide for transmitting an electromagnetic wave in a three-dimensional space for transmitting an electromagnetic wave in a three-dimensional space; and a planar circuit formed by forming a predetermined conductor pattern on a dielectric substrate, and a line conversion for performing line conversion between the planar circuit and the three-dimensional waveguide.
  • a planar circuit formed by forming a predetermined conductor pattern on a dielectric substrate, and a line conversion for performing line conversion between the planar circuit and the three-dimensional waveguide.
  • a conductor pattern of the dielectric substrate As a conductor pattern of the dielectric substrate, a conductor portion forming a cut-off region of the three-dimensional waveguide, a coupling line portion electromagnetically coupled to a standing wave generated in the cut-off region, and a transmission line continuous from the coupling line portion And a part.
  • the standing wave required for electromagnetically coupling the three-dimensional waveguide and the transmission line on the planar circuit is generated by the cut-off region formed in the conductor portion provided on the dielectric substrate.
  • the positional relationship between the conductor part of the three-dimensional waveguide on the dielectric substrate side that constitutes the cut-off region and the coupling line part that electromagnetically couples to the standing wave generated in the cut-off region depends on the formation of the conductor pattern on the dielectric substrate. It can be determined only by accuracy. Therefore, stable coupling characteristics can be obtained without being affected by the assembly accuracy of the three-dimensional waveguide and the planar circuit, and line conversion characteristics as designed can be obtained.
  • the present invention is characterized in that the conductor portion forming the self-interruption region is a ground conductor formed on both surfaces of the dielectric substrate.
  • the present invention provides a plurality of conductive paths penetrating through a dielectric substrate, which are arranged along the transmission line on both sides or one side separated by a predetermined distance from the transmission line, and formed on both surfaces of the dielectric substrate.
  • the grounded conductors are electrically connected.
  • the present invention provides a structure in which the conductor of the three-dimensional waveguide is divided into upper and lower parts by a plane parallel to the E-plane, and at a position apart from the three-dimensional waveguide by a predetermined distance, in parallel to the electromagnetic wave propagation direction of the three-dimensional waveguide.
  • a space is provided in the conductor of the three-dimensional waveguide, and the space forms a choke.
  • the present invention is characterized by including the line converter, and a high-frequency circuit connected to the planar circuit and the three-dimensional waveguide of the line converter.
  • the present invention is characterized in that a communication device is configured by including the high-frequency module in an electromagnetic wave transmitting / receiving unit.
  • FIG. 1 is a plan view and a sectional view showing a configuration of a line converter according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an exploded plan view showing the configuration of the line converter.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing an example of an electric field intensity distribution in a three-dimensional waveguide portion showing a result of a three-dimensional electromagnetic field analysis simulation of the line converter.
  • FIG. 4 is a plan view showing a result of a three-dimensional electromagnetic field analysis simulation of the line converter.
  • FIG. 5 is a plan view showing the results of a three-dimensional electromagnetic field analysis simulation of the line converter.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a line converter according to a second embodiment.
  • FIG. 7 is an exploded plan view of the configuration of the line converter.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the high-frequency module according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a view showing a configuration of a line converter
  • FIG. 1 (C) is a plan view in a state where an upper conductor plate 2 and an upper dielectric strip 7 are removed.
  • (A) is a cross-sectional view taken along the line A-A 'in (C) with the upper conductor plate 2 attached
  • (B) is a cross-sectional view of the B- portion in (C) with the upper conductor plate 2 attached. It is sectional drawing of B 'part.
  • 1 is a lower conductor plate
  • 2 is an upper conductor plate
  • 3 is a dielectric substrate
  • 6 and 7 are dielectric strips.
  • the dielectric substrate 3 is disposed between the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2 and between the dielectric strips 6 and 7.
  • FIG. 2 is an exploded plan view showing a configuration of each part of the line converter shown in FIG. (A) is a top view of the upper conductor plate 2, (B) is a top view of the dielectric substrate 3, (C) is a diagram showing a conductor pattern on the lower surface side of the dielectric substrate 3, and (D) is a lower conductor plate 1.
  • the lower conductor plate 1 is formed with a three-dimensional waveguide groove G 11, and the upper conductor plate 2 is formed with a three-dimensional waveguide groove G 21.
  • a lower dielectric strip 6 is fitted in the three-dimensional waveguide groove G11.
  • An upper dielectric strip 7 is fitted in the three-dimensional waveguide groove G 21.
  • DFWG dielectric-filled waveguide
  • a plane parallel to the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2 of the waveguide is an E plane (a conductor plane parallel to an electric field of a TE10 mode, which is a mode of a propagating electromagnetic wave). Therefore, the dielectric substrate 3 is arranged in parallel with the E-plane of the waveguide and substantially at the center of the waveguide (between the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2).
  • the conductor plates 1 and 2 are made by cutting a metal plate such as aluminum. Also, dielectric The body strips 6 and 7 are formed by injection molding or cutting of fluororesin.
  • the dielectric substrate 3 is made of a ceramic substrate such as alumina.
  • a transmission line conductor 4a and a subsequent coupled line conductor 4k are formed on the lower surface (the side facing the lower conductor plate 1) of the dielectric substrate 3.
  • a ground conductor 5 g is formed on the upper surface of dielectric substrate 3 (the side facing upper conductor plate 2).
  • the transmission line conductor 4a formed on the dielectric substrate 3 and the ground conductor 5g on the surface facing the transmission line conductor 4a constitute a microstrip line.
  • the ground conductor 5 g on the upper surface of the dielectric substrate 3 is provided with a notch-shaped portion as indicated by N in FIG. 2 (B).
  • the coupled line conductor 4 k facing the cutout portion N forms a suspended line by the dielectric substrate 3, the lower conductor plate 1, and the upper conductor plate 2.
  • a transmission line conductor 4a and a coupling line conductor 4k are formed, and a ground conductor 4g is formed in a region at least a predetermined distance from these transmission lines. .
  • a transmission line groove G12 is formed in the lower conductor plate 1 along the transmission line conductor 4a.
  • a predetermined space is provided and shielded on the hot line side of the microstrip line by the transmission line groove G12.
  • a plurality of conductive paths (via holes) that conduct between the ground conductors 4 g and 5 g on the upper and lower surfaces of the dielectric substrate 3 are provided on both sides separated by a predetermined distance from the transmission line conductor 4 a and the coupling line conductor 4 k. V is arranged.
  • spurious modes such as a parallel plate mode generated between the parallel plates by the upper and lower grounding conductors 4 g and 5 g sandwiching the dielectric substrate 3 and the microstrip by the transmission line conductor 4 a and the grounding conductor 5 g are obtained. Unnecessary coupling with the mode of the lip line is cut off.
  • the conduction path (via hole) V is arranged on one side of the conductor 4a for the transmission line and the conductor 4k for the coupling line at a predetermined distance from each other.
  • the inside of the waveguide is oriented in a direction perpendicular to the electromagnetic wave propagation direction of the waveguide.
  • the dielectric substrate 3 is arranged on the conductor plates 1 and 2 so that the coupling line conductor 4 k is inserted.
  • Ground conductors 4 g and 5 g are formed on the dielectric substrate 3, and a part of the ground conductors 4 g and 5 g is inserted into the waveguide.
  • the presence of the ground conductors 4 g and 5 g indicated by S constitutes a cutoff region of the waveguide.
  • the waveguide is divided by a plane parallel to the E plane by forming a ground conductor parallel to the E plane at a substantially central position of the waveguide, thereby shortening the cutoff wavelength of the waveguide.
  • a blocking region is formed inside the waveguide.
  • the portion indicated by S is a conductor portion constituting the cutoff region according to the present invention.
  • the upper conductor plate 2 has a three-dimensional waveguide groove G A choke groove G22 is formed at a position parallel to the electromagnetic wave propagation direction and at a predetermined distance from the waveguide (from the three-dimensional waveguide groove G21). Therefore, when the conductor plates 1 and 2 are overlapped, a gap formed at the interface forms a discontinuous portion, but an electromagnetic wave that is about to leak from the gap is released in the space of the groove G22 for the yoke.
  • FIG. 1 the conductor plates 1 and 2 are overlapped, a gap formed at the interface forms a discontinuous portion, but an electromagnetic wave that is about to leak from the gap is released in the space of the groove G22 for the yoke.
  • the positional relationship between the conductor portion S constituting the cutoff region and the coupling line conductor 4 k depends on the dimensional accuracy of the conductor pattern with respect to the dielectric substrate 3.
  • the formation accuracy of the conductor pattern on the dielectric substrate is much higher than the assembly accuracy of the dielectric substrate 3 on the conductors 1 and 2. Therefore, the relative position between the standing wave of the three-dimensional waveguide generated by the cut-off region and the coupling line conductor 4 k is always maintained as designed. As a result, the line conversion characteristics between the waveguide and the planar circuit can be obtained as usual.
  • the design conditions are as follows.
  • Width of dielectric strips 6, 7 Wd 1.1 mm
  • Thickness of dielectric substrate 3 0.2mm
  • FIG. 3 shows the results of a three-dimensional electromagnetic field analysis simulation showing the state of line conversion between a waveguide and a planar circuit.
  • FIG. 4 is a longitudinal section of the waveguide portion.
  • the pattern that appears periodically in white indicates the electric field intensity distribution.
  • the pattern shown in a ring shape shows the distribution of the electric field intensity.
  • the standing wave is generated by the blocking region of the waveguide by the conductor portion S, and the electric field intensity is reduced.
  • the suspended line with the coupling connection conductor 4 k is electromagnetically coupled.
  • the distance Ld between the conductor portion S constituting the cutoff region and the coupling line conductor 4 k is such that the coupling line conductor 4 k is arranged at the position where the electric field intensity of the electric field intensity distribution by the standing wave is the highest. It is determined as follows. Since the above standing wave is also affected by the positions of the ends of the dielectric strips 6 and 7, the end of the dielectric strips 6 and 7 and the conductor 4k for the coupling line are connected. The spacing is determined so that the coupling line conductor 4k is arranged at the position where the electric field intensity of the standing wave is the highest in the electric field intensity distribution. However, the effect of the variation in the spacing between the ends of the dielectric strips 6, 7 and the coupling line conductor 4k on the standing wave is relatively small. The assembly accuracy of the dielectric strips 6, 7 and the dielectric substrate 3 may be low.
  • the suspended line mode is converted into a microstrip line mode by the transmission line conductor 4a, and electromagnetic waves are sequentially propagated.
  • FIG. 5 shows the result of the reflection characteristic S11 in the line conversion unit.
  • low reflection characteristics of less than ⁇ 40 dB are obtained in the 76 GHz band. Therefore, a ⁇ line converter having a line conversion efficiency can be configured.
  • the line converter according to the second embodiment performs line conversion between a cavity rectangular waveguide and a planar circuit.
  • C of FIG. 6 is a plan view with the upper conductor plate removed.
  • A) is a right side view with the upper conductor plate attached, and
  • B) is a cross-sectional view taken along the line B-B 'in (C) with the upper conductor plate attached. .
  • 1 is a lower conductor plate
  • 2 is an upper conductor plate
  • 3 is a dielectric substrate.
  • the dielectric substrate 3 is disposed so as to be sandwiched between the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2.
  • FIG. 7 is an exploded plan view showing a configuration of each part of the line converter. 7, (A) is a top view of the upper conductor plate 2, (B) is a top view of the dielectric substrate 3, (C) is a diagram showing a conductor pattern on the lower surface side of the dielectric substrate 3, (D) 2 is a plan view of the lower conductor plate 1.
  • FIG. 7 is an exploded plan view showing a configuration of each part of the line converter. 7, (A) is a top view of the upper conductor plate 2, (B) is a top view of the dielectric substrate 3, (C) is a diagram showing a conductor pattern on the lower surface side of the dielectric substrate 3, (D) 2 is a plan view of the lower conductor plate 1.
  • FIG. 7 is an exploded plan view showing a configuration of each part of the line converter. 7, (A) is a top view of the upper conductor plate 2, (B) is a top view of the dielectric substrate 3, (C) is a diagram showing a conductor pattern on the lower surface
  • the lower conductor plate 1 is formed with a three-dimensional waveguide groove G 11, and the upper conductor plate 2 is formed with a three-dimensional waveguide groove G 21.
  • the two three-dimensional waveguide grooves face each other to form a cavity rectangular waveguide (hereinafter simply referred to as a waveguide).
  • the waveguide has a through structure in which the dielectric is not filled.
  • a plane parallel to the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2 is an E plane (a conductor plane parallel to an electric field of a TE10 mode, which is a mode of a propagating electromagnetic wave). Therefore, the dielectric substrate 3 is disposed parallel to the E-plane of the waveguide and substantially at the center of the waveguide (between the lower conductor plate 1 and the upper conductor plate 2).
  • transmission line conductor 4a and subsequent coupled line conductor 4k are formed on the lower surface of dielectric substrate 3 (the side facing lower conductor plate 1).
  • Upper surface of dielectric substrate 3 (facing upper conductor plate 2) Side) is formed with a ground conductor 5 g.
  • a microstrip line is formed by the transmission line conductor 4a formed on the dielectric substrate 3 and the ground conductor 5g on the surface facing the transmission line conductor 4a.
  • the ground conductor 5 g is formed only on the upper surface side of the dielectric substrate 3.
  • This ground conductor 5 g is provided with a notch-shaped portion as indicated by N in FIG. 2 (B).
  • the coupled line conductor 4 k facing the cutout portion N forms a suspended line by the dielectric substrate 3, the lower conductor plate 1, and the upper conductor plate 2.
  • the dielectric substrate 3 when the dielectric substrate 3 is sandwiched between the two conductor plates 1 and 2, the direction perpendicular to the electromagnetic wave propagation direction of the waveguide is placed inside the waveguide.
  • the dielectric substrate 3 is arranged with respect to the conductor plates 1 and 2 so that the coupling line conductor 4 k is inserted into the conductor plate 1.
  • the dielectric substrate 3 is arranged at a substantially central position of the waveguide so that the ground conductor 5 g is inserted in parallel with the E plane.
  • the presence of the ground conductor 5 g in the portion indicated by S in FIG. 6 constitutes the cutoff region of the waveguide.
  • the portion indicated by S is a conductor portion forming the cutoff region.
  • each of the coupling line conductor, the transmission line conductor, and the ground conductor is formed on the surface of the dielectric substrate 3. (Inner layer).
  • the three-dimensional waveguide is a dielectric-filled waveguide in the first embodiment, and a cavity waveguide in the second embodiment, but has a structure in which a dielectric strip is sandwiched between parallel conductor planes.
  • a non-radiative dielectric line may be used.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency module.
  • ANT is a transmitting / receiving antenna
  • C ir is a circuit
  • BP Fa and BP Fb are bandpass filters
  • AMPa and AMPb are amplifier circuits
  • MIX a and MIX b are mixers
  • OSC is an oscilloscope.
  • SYN is a synthesizer and IF is an intermediate frequency signal.
  • MI Xa mixes the input IF signal with the signal output from SYN
  • BPFa allows only the transmission frequency band of the mixed output signal from MIXa to pass
  • AMPb amplifies the received signal extracted from Cir.
  • BPFB passes only the reception frequency band of the reception signal output from AMPb.
  • MIXb mixes the frequency signal output from SYN with the received signal and outputs an intermediate frequency signal IF.
  • high frequency components provided with the line converter having the structure described in the first and second embodiments can be used.
  • a transmission line Use a dielectric-filled waveguide or cavity waveguide, and use a planar circuit with an amplification circuit formed on a dielectric substrate.
  • high-frequency components including an amplifier circuit and a line converter, a high-frequency module with low loss and excellent communication performance is constructed.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to the fourth embodiment.
  • This communication device comprises the high-frequency module and the signal processing circuit shown in FIG.
  • the signal processing circuit shown in FIG. 9 includes an encoding / decoding circuit, a synchronization control circuit, a modulator, a demodulator, a CPU, and the like.
  • the signal processing circuit is further provided with a circuit for inputting and outputting a transmission / reception signal. I have.
  • a communication device including the high-frequency module in the transmission / reception unit of the electromagnetic wave is configured.
  • the blocking region of the three-dimensional waveguide is formed by the conductor pattern of the dielectric substrate, the conductor portion on the dielectric substrate side that forms the blocking region of the three-dimensional waveguide,
  • the positional relationship between the standing wave generated in the cutoff region and the coupling line portion that electromagnetically couples can be determined only by the accuracy of forming the conductor pattern on the dielectric substrate. Therefore, stable coupling characteristics can be obtained without being affected by the assembly accuracy of the three-dimensional waveguide and the planar circuit, and the line conversion characteristics as designed can be obtained.
  • the conductor portion forming the cutoff region is a ground conductor formed on both surfaces of the dielectric substrate, the cutoff effect of the three-dimensional waveguide is enhanced, and the line converter is small.
  • the ground conductor is electrically connected to the conductive path formed on both sides of the dielectric substrate along the transmission line on both sides or one side of the transmission line at a predetermined distance. It is possible to obtain good spurious characteristics, in which the connection lines and the coupling line and the transmission line are not easily coupled to the spurious mode.
  • a space is provided in the conductor of the three-dimensional waveguide at a position apart from the three-dimensional waveguide by a predetermined distance in parallel along the electromagnetic wave propagation direction of the three-dimensional waveguide, and the space forms a choke.
  • a low-loss high-frequency module including a line converter and a high-frequency circuit connected to the planar circuit and the three-dimensional waveguide of the line converter can be configured.
  • a communication device having reduced communication line loss and excellent communication characteristics can be obtained.
  • the line converter according to the present invention prevents the coupling characteristics between the planar circuit formed on the dielectric substrate and the three-dimensional waveguide from being affected by the assembly accuracy of the two, and achieves the line conversion characteristics as designed. Since it can be easily obtained, it is useful as a high-frequency module and a communication device used in, for example, a microwave band or a millimeter wave band.

Landscapes

  • Waveguides (AREA)
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Abstract

誘電体基板３に接地導体４ｇ，５ｇ、伝送線路用導体４ａおよび結合線路用導体４ｋを形成し、下部導体板１、上部導体板２、下部誘電体ストリップ６、上部誘電体ストリップ７による誘電体充填導波路を構成し、その間に誘電体基板３を挟み込み、誘電体基板の接地導体の一部である導体部分Ｓで誘電体充填導波路の遮断領域を構成する。結合線路用導体４ｋは遮断領域により生じた定在波の電界強度の高い部分で結合する。これにより、立体導波路を伝搬する電磁波伝搬方向に平行な向きに平面回路を配置できるようにし、誘電体基板の加工を容易とし、誘電体基板に構成した平面回路と立体導波路との結合特性が，両者の組立精度に影響されぬようにして設計どおりの線路変換特性を容易に得られるようになる。

Description

明細書 線路変換器、 高周波モジュールおよび通信装置 技術分野
この発明は、 マイクロ波帯またはミリ波帯で用いられる伝送線路の線路変換器、 それを 備えた高周波モジュールおよび通信装置に関するものである。 背景技術
従来、 誘電体基板を用いて構成した平面回路と、 立体的な空間内で電磁波を伝搬させる 立体導波路との間で線路変換を行う線路変換器として、 特許文献 1 (特開昭 6 0— 1 9 2 4 0 1号公報） 、 特許文献 2 (特開 2 0 0 1 - 1 1 1 3 1 0号公報） が開示されている。 特許文献 1の線路変換器は、 導波管の E面で 2分割された終端短絡導波管内に平面回路 の一部として構成されているマイクロス卜リップ線路の端部を挿入し、 2分割された終端 短絡導波管で、 誘電体基板に形成された溝を貫通して、 その誘電体基板を挟み込んだ構造 としている。
特許文献 2の線路変換器は、 終端短絡導波管の短絡面から所定距離だけ戻った位置で、 電磁波伝搬方向に垂直な向きに誘電体基板を配置した構造としている。
ところが、 特許文献 1の線路変換器では、 誘電体基板に 2分割した導波管の一部を貫通 させるための貫通溝を形成する必要があり、 アルミナなどのセラミック基板の場合に、 そ の加工が困難となる。 また、 導波管の終端で生じる定在波による電界の集中した位置でマ イクロス卜リップラインを結合させるが、 その結合特性は、 マイクロストリップラインを 構成した誘電体基板と導波管との位置関係により決まる。 そのため、 結合特性は両者の組 立精度に左右され、 設計どおリの線路変換特性をバラツキなく得ることが困難であつた。 特許文献 2の線路変換器では、 導波管の電磁波伝搬方向に対して垂直な向きに誘電体基 板を配置するものであるため、 導波管による立体導波路と誘電体基板による平面回路との 位置関係の自由度が低く、 導波管の電磁波伝搬方向に平行な向きに平面回路を配置するこ とができないという問題があつた。
この発明の目的は、 立体導波路を伝搬する電磁波伝搬方向に平行な向きに平面回路を配 置できるようにし、 誘電体基板の加工を容易とし、 誘電体基板に構成した平面回路と立体 導波路との結合特性が， 両者の組立精度に影響されぬようにし、 設計どおリの線路変換特 性を容易に得られるようにした線路変換器、 それを備えた高周波モジュールおよび通信装 置を提供することにある。 発明の開示
上述の目的を達成するために、 この発明は、
立体的な空間内で電磁波を伝搬させる立体導波路と、 誘電体基板に所定の導体パターン を形成してなる平面回路とを備え、 該平面回路と前記立体導波路との線路変換を行う線路 変換器において、
前記誘電体基板を、 前記立体導波路の E面に平行で且つ該立体導波路の略中央位置に配 置するとともに、
前記誘電体基板の導体パターンとして、 前記立体導波路の遮断領域を構成する導体部分 と、 前記遮断領域で生じる定在波に電磁界結合する結合線路部分と、 該結合線路部分から 連続する伝送線路部分とを備えたことを特徴としている。
このように、 立体導波路と平面回路上の伝送線路とを電磁界結合させるために必要な定 在波を、 誘電体基板に設けた導体部分にょリ形成される遮断領域により発生させる構成と したため、 立体導波路の遮断領域を構成する誘電体基板側の導体部分と、 その遮断領域で 生じる定在波に電磁界結合する結合線路部分との位置関係は、 誘電体基板に対する導体パ ターンの形成精度のみによって定めることができる。 そのため、 立体導波路と平面回路と の組立精度に左右されずに、 安定した結合特性が得られ、 設計どおリの線路変換特性が得 られる。
また、 この発明は、 前言己遮断領域を構成する導体部分を前記誘電体基板の両面に形成し た接地導体としたことを特徴としている。
また、 この発明は、 前記伝送線路から所定距離離れた両脇または片脇に前記伝送線路に 沿って配列した、 誘電体基板を貫通する複数の導電路で、 前記誘電体基板の両面に形成し た接地導体間を導通させたことを特徴としている。
また、 この発明は、 前記立体導波路の導体を前記 E面に平行な面で上下 2分割した構造 とし、 前記立体導波路から所定距離離れた位置で前記立体導波路の電磁波伝搬方向に平行 に前記立体導波路の導体に空間部を設け、 該空間部でチョークを構成したことを特徴とし ている。
また、 この発明は、 前記線路変換器と、 その線路変換器の平面回路および立体導波路に それぞれつながる高周波回路とを備えたことを特徴としている。
また、 この発明は、 前記高周波モジュールを電磁波の送受信部に備えて通信装置を構成 したことを特徴としている。
図面の簡単な説明
第 1図は、 第 1の実施形態に係る線路変換器の構成を示す平面図および断面図である。 第 2図は、 同線路変換器の構成を示す分解平面図である。
第 3図は、 同線路変換器の 3次元電磁界解析シミュレーションの結果を示す立体導波路 部分の電界強度分布の例を示す断面図である。
第 4図は、 同線路変換器の 3次元電磁界解析シミュレーションの結果を示す平面図であ る。
第 5図は、 同線路変換器の 3次元電磁界解析シミュレーションの結果を示す平面図であ る。
第 6図は、 第 2の実施形態に係る線路変換器の構成を示す図である。
第 7図は、 同線路変換器の構成を分解平面図である。
第 8図は、 第 3の実施形態に係る高周波モジュールの構成を示すブロック図である。 第 9図は、 第 4の実施形態に係る通信装置の構成を示すプロック図である。 発明を実施するための最良の形態
第 1の実施形態に係る線路変換器の構成を第 1図〜第 5図を参照して説明する。
第 1図は、 線路変換器の構成を示す図であり、 （C) は上部導体板 2および上部誘電体 ストリップ 7を取り除いた状態での平面図である。 （A ) は上部導体板 2を取り付けた状 態での （C ) における A— A ' 部分の断面図、 （B ) は、 同じく上部導体板 2を取り付け た状態での （C ) における B— B ' 部分の断面図である。
ここで、 1は下部導体板、 2は上部導体板、 3は誘電体基板、 6， 7は誘電体ストリツ プである。 この誘電体基板 3を下部導体板 1と上部導体板 2との間、 および誘電体ス卜リ ップ 6， 7の間に挟み込むように配置している。
第 2図は、 第 1図に示した線路変換器の各部の構成を示す分解平面図である。 （A ) は 上部導体板 2の上面図、 （B ) は誘電体基板 3の上面図、 （C ) は誘電体基板 3の下面側 の導体パターンを示す図、 （D ) は下部導体板 1の平面図である。
下部導体板 1には立体導波路用溝 G 1 1、 上部導体板 2には立体導波路用溝 G 2 1をそ れぞれ形成している。 立体導波路用溝 G 1 1には下部誘電体ストリップ 6を嵌め込んでい る。 立体導波路用溝 G 2 1には上部誘電体ス卜リップ 7を嵌め込んでいる。 2つの導体板 1 , 2を重ね合わせることによって、 この 2つの誘電体ストリップ 6， 7同士を対向させ、 誘電体充填導波路 （D F W G ) (以下、 単に 「導波路」 という。 ） を構成している。
この導波路の下部導体板 1および上部導体板 2に平行な面が E面 （伝搬する電磁波のモ ードである T E 1 0モードの電界に対して平行な導体面） である。 したがって、 誘電体基 板 3は導波路の E面に平行で且つ導波路 （下部導体板 1と上部導体板 2との間） の略中央 位置に配置している。
導体板 1， 2はアルミニウムなどの金属板の切削加工により構成している。 また、 誘電 体ストリップ 6， 7はフッ素樹脂の射出成形または切削加工によリ構成している。 誘電体 基板 3はアルミナなどのセラミック基板から構成している。
誘電体基板 3の下面 （下部導体板 1に面する側） には、 伝送線路用導体 4 aおよびそれ に続く結合線路用導体 4 kを形成している。 誘電体基板 3の上面 （上部導体板 2に面する 側） には、 接地導体 5 gを形成している。 この誘電体基板 3に形成した伝送線路用導体 4 aと、 それに対向する面の接地導体 5 gとによってマイクロス卜リップラインを構成して いる。
誘電体基板 3の上面の接地導体 5 gには、 第 2図 （B ) の Nで示すように切欠形状部を 設けている。 この切欠形状部 Nに対向する結合線路用導体 4 kは、 誘電体基板 3、 下部導 体板 1および上部導体板 2によってサスペンデッドラインを構成している。 誘電体基板 3 の下面側には、 伝送線路用導体 4 aおよび結合線路用導体 4 kを形成するとともに、 これ らの伝送線路から所定距離以上離れた領域に接地導体 4 gを形成している。
第 2図の （D ) に示すように、 下部導体板 1には伝送線路用導体 4 aに沿って伝送線路 用溝 G 1 2を形成している。 この伝送線路用溝 G 1 2によって上記マイクロストリップラ インのホッ卜ライン側に所定の空間を設けるとともに遮蔽している。
また、 伝送線路用導体 4 aおよび結合線路用導体 4 kから所定距離離れた両脇に、 誘電 体基板 3の上下面の接地導体 4 g— 5 g間を導通させる複数の導通路 （ビアホール） Vを 配列している。 このことにより、 誘電体基板 3を挟む上下の接地導体 4 g， 5 gとによる 平行平板間に生じる平行平板モードなどのスプリアスモードと伝送線路用導体 4 aと接地 導体 5 gとによるマイクロス卜リップラインのモードとの不要な結合を遮断する。 また、 結合線路用導体 4 k、 誘電体基板 3および導体板 1 , 2によるサスペンデッドラインのモ ードと上記スプリアスモードとの不要結合を遮断する。 なお、 この導通路 （ビアホール） Vは、 伝送線路用導体 4 aおよび結合線路用導体 4 kから所定距離離れた片脇に配列して ちょい。
さて、 上述したように各種導体パターンを形成した誘電体基板 3を 2つの導体板 1， 2 の間に挟み込んだ際、 上記導波路の内部に、 その導波路の電磁波伝搬方向に垂直な向きに 結合線路用導体 4 kが挿入されるように、導体板 1， 2に対して誘電体基板 3を配置する。 この誘電体基板 3には接地導体 4 g， 5 gを形成していて、 導波路内に接地導体 4 g， 5 gの一部を挿入する。 第 1図において Sで示す部分の接地導体 4 g , 5 gの存在により、 導波路の遮断領域を構成している。 すなわち、 導波路の略中央位置に E面に平行な接地導 体を形成することによつて導波路を E面に平行な面で分割し、 そのことによつて導波路の 遮断波長を短くし、 導波路内部に遮断領域を形成している。 具体的には、 Sで示す部分が この発明に係る遮断領域を構成する導体部分である。
上部導体板 2には、 第 2図の （A) に示すように、 立体導波路用溝 G 2 1から導波路の 電磁波伝搬方向に平行で且つ導波路から（立体導波路用溝 G 2 1から） 所定距離離れた位 置にチョーク用溝 G 22を形成している。 そのため、 導体板 1， を重ね合わせた状態で、 その界面に生じる隙間が不連続部を構成するが、 隙間から漏れようとする電磁波がこのチ ヨーク用溝 G 22の空間で開放される。 第 1図の （B) において C 0で示す部分と C sで 示す部分との間隔を伝搬波長の略 1ノ 4波長としておけば、 C 0で示す部分が開放端であ るので、 C sで示す部分が等価的に短絡端となる。 これにより、 2つの導体板 1， 2を重 ねたときに生じる隙間からの放射損失はほとんど生じない。
上記遮断領域を構成する導体部分 Sと結合線路用導体 4 kとの位置関係は、 誘電体基板 3に対する導体パターンの寸法精度に依存している。 誘電体基板に対する導体パターンの 形成精度は、導体 1， 2に対する誘電体基板 3の組立精度に比べてはるかに高精度である。 したがって、 遮断領域によって生じる立体導波路の定在波と結合線路用導体 4 kとの相対 位置が常に設計通りに保たれる。 その結果、 導波路と平面回路との線路変換特性を常 [こ設 計通りに得ることができる。
次に、 1つの設計例についてシミュレーションした結果を第 3図〜第 5図を基に説明す る。
設計条件は次のとおりである。
周波数 76 GH z帯
立体導波路用溝 G 1 1， G2 1の幅 Wg= 1. 2mm
立体導波路用溝 G 1 1， G2 1の深さ Hg=0. 9mm
誘電体ストリップ 6， 7の比誘電率 2
誘電体ストリップ 6, 7の幅 Wd = 1. 1 mm
誘電体ストリップ 6， 7の高さ Hd = 0. 9mm
誘電体基板 3の比誘電率 1 0
誘電体基板 3の厚み t=0. 2mm
伝送線路用導体 4 aおよび結合線路用導体 4 kの線路幅 Wc = 0. 2mm
第 3図は、 導波路と平面回路との線路変換の様子を示す 3次元電磁界解析シミュレーシ ヨンの結果を示している。 また、 第 4図はその導波路部分の縦断面である。 第 3図におい て、 白く周期的に現れているパターンが電界強度分布を示している。 第 4図において、 リ ング状に示すパターンは電界強度の分布を示している。この第 3図 ·第 4図と第 1図の（A)， (C) とを対比すれば明らかなように、 導体部分 Sによる導波路の遮断領域によって定在 波が生じ、 その電界強度の最も高い位置で、 結合接続用導体 4 kによるサスペンデッドラ インを電磁界結合させている。 すなわち、 遮断領域を構成する導体部分 Sと結合線路用導 体 4 kとの間隔 L dは、 定在波による電界強度分布の最も電界強度の高い位置に結合線路 用導体 4 kが配置されるように定める。 なお、 上記定在波のたち方は、 誘電体ス卜リップ 6， 7の端部の位置にも影響されるの で、 誘電体ストリップ 6， 7の端部と結合線路用導体 4 kとの間隔は、 定在波による電界 強度分布の最も電界強度の高い位置に結合線路用導体 4 kが配置されるように定める。 し かし、 誘電体ス卜リップ 6， 7の端部と結合線路用導体 4 kとの間隔のばらつきが定在波 のたち方に与える影響は相対的に小さいので、導体板 1， 2に対する誘電体ス卜リップ 6， 7および誘電体基板 3の組み立て精度は低くてもよい。
上記サスペンデッドラインのモードは、 伝送線路用導体 4 aによるマイクロス卜リップ ラインのモードに変換されて電磁波が順次伝搬されることになる。
第 5図は、 線路変換部における反射特性 S 1 1の結果を示している。 このように、 7 6 G H z帯において— 4 0 d Bを下回る低反射特性が得られる。 したがって、 線路変換効率 の ゝ線路変換器が構成できる。
次に、 第 2の実施形態に係る線路変換器について、 第 6図および第 7図を参照して説明 する。
この第 2の実施形態に係る線路変換器は、 空胴矩形導波管と平面回路との線路変換を行 う。 第 6図の （C ) は、 上部導体板を取り除いた状態での平面図である。 （A) は上部導 体板を取リ付けた状態での右側面囡、（ B )は同じく上部導体板を取リ付けた状態での（ C ) における B— B ' 部分の断面図である。
ここで、 1は下部導体板、 2は上部導体板、 3は誘電体基板である。 この誘電体基板 3 を下部導体板 1と上部導体板 2との間に挟み込むように配置している。
第 7図は、 この線路変換器の各部の構成を示す分解平面図である。 第 7図の （A ) は上 部導体板 2の上面図、 （B ) は誘電体基板 3の上面図、 （C ) は誘電体基板 3の下面側の 導体パターンを示す図、 （D ) は下部導体板 1の平面図である。
下部導体板 1には立体導波路用溝 G 1 1、 上部導体板 2には立体導波路用溝 G 2 1をそ れぞれ形成している。 2つの導体板 1， 2を重ね合わせることによって、 この 2つの立体 導波路用溝同士を対向させ、 空胴矩形導波管 （以下、 単に導波管という。 ） を構成してい る。
第 1の実施形態と異なり、 第 6図 ·第 7図に示した範囲で導波管は誘電体が充填されな い通り抜けの構造となっている。 '
この導波管は、 下部導体板 1および上部導体板 2に平行な面が E面 （伝搬する電磁波の モードである T E 1 0モードの電界に対して平行な導体面） である。 したがって、 誘電体 基板 3は導波管の E面に平行で且つ導波管 （下部導体板 1と上部導体板 2との間） の略中 央位置に配置している。
誘電体基板 3の下面 （下部導体板 1に面する側） には、 伝送線路用導体 4 aおよびそれ に続く結合線路用導体 4 kを形成している。 誘電体基板 3の上面 （上部導体板 2に面する 側） には、 接地導体 5 gを形成している。 この誘電体基板 3に形成した伝送線路用導体 4 aと、 それに対向する面の接地導体 5 gとによってマイクロス卜リップラインを構成して いる。 この例では、 誘電体基板 3の上面側にのみ接地導体 5 gを形成している。
この接地導体 5 gには、 第 2図 （B) の Nで示すように切欠形状部を設けている。 この 切欠形状部 Nに対向する結合線路用導体 4 kは、 誘電体基板 3、 下部導体板 1および上部 導体板 2によってサスペンデッドラインを構成している。
第 1の実施形態の場合と同様に、 誘電体基板 3を 2つの導体板 1， 2の間に挟み込んだ 際、 上記導波管の内部に、 その導波管の電磁波伝搬方向に垂直な向きに結合線路用導体 4 kが挿入されるように、 導体板 1， 2に対して誘電体基板 3を配置する。 それと同時に、 導波管の略中央位置に E面に対して平行に接地導体 5 gが挿入されるように誘電体基板 3 を配置する。 第 6図において Sで示す部分の接地導体 5 gの存在にょリ、 導波路の遮断領 域を構成している。 この Sで示す部分が遮断領域を構成する導体部分である。
このような構造により、 空胴導波管と平面回路との線路変換を行うことができる。 なお、 第 1 ·第 2の実施形態では、 誘電体基板 3の表面に結合線路用導体、 伝送線路用 導体、接地導体のそれぞれを形成したが、これらの一部または全部を誘電体基板の内部（内 層） に形成してもよい。
また、立体導波路として第 1の実施形態では、誘電体充填導波路、第 2の実施形態では、 空胴導波管としたが、 平行な導体平面間に誘電体ス卜リップを挟み込んだ構造をとる誘電 体線路、 特に非放射性誘電体線路を構成してもよい。
次に、 第 3の実施形態に係る高周波モジュールの構成について、 第 8図を参照して説明 する。
第 8図は高周波モジュールの構成を示すプロック図である。
第 8図において、 AN Tは送受信アンテナ、 C i rはサーキユレ一夕、 BP Fa， BP F bはそれぞれ帯域通過フィルタ、 AMPa， AMPbはそれぞれ増幅回路、 M I X a， M I X bはそれぞれミキサ、 OSCはオシレー夕、 SYNはシンセサイザ、 I Fは中間周 波信号である。
M I Xaは入力された I F信号と、 SYNから出力された信号とを混合し、 B PFaは M I X aからの混合出力信号のうち送信周波数帯域のみを通過させ、 AM Paは、 これを 電力増幅して C i rを介し ANTより送信する。 AMPbは C i rから取リ出した受信信 号を増幅する。 B P F bは AM P bから出力される受信信号のうち受信周波数帯域のみを 通過させる。 M I Xbは SYNから出力された周波数信号と受信信号とをミキシングして 中間周波信号 I Fを出力する。
第 8図に示した増幅回路 A M P a, AMPb部分には、 第 1 ■第 2の実施形態で示した 構造の線路変換器を備えた高周波部品を用いることができる。 すなわち、 伝送線路として 誘電体充填導波路や空胴導波管を用い、 誘電体基板に増幅回路を構成した平面回路を用い る。 このように増幅回路と線路変換器を含む高周波部品を使用することによリ、 低損失で 通信性能に優れた高周波モジュールを構成する。
次に、 第 4の実施形態に係る通信装置の構成について、 第 9図を参照して説明する。 第 9図は、 第 4の実施形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。 この通信装 置は、 第 8図に示した高周波モジュールと信号処理回路とから構成している。 第 9図に示 す信号処理回路は、 符号化 ·復号化回路、 同期制御回路、 変調器、 復調器、 および C P U などから成り、 この信号処理回路に送受信信号を入出力する回路を更に設けている。 この ように、 高周波モジュールを電磁波の送受信部に備えた通信装置を構成する。
このように、 立体導波路と平面回路との線路変換を行う前記構成の線路変換器および、 それを備えた高周波モジュールを使用することにより、 低損失で通信性能に優れた通信装 置を構成する。
以上のようにこの発明によれば、 誘電体基板の導体パターンによって、 立体導波路の遮 断領域を構成したので、この立体導波路の遮断領域を構成する誘電体基板側の導体部分と、 その遮断領域で生じる定在波に電磁界結合する結合線路部分との位置関係は、 誘電体基板 に対する導体パターンの形成精度のみによって定めることができる。 そのため、 立体導波 路と平面回路との組立精度に左右されずに、 安定した結合特性が得られ、 設計どおりの線 路変換特性が得られる。
また、 この発明によれば、 遮断領域を構成する導体部分を誘電体基板の両面に形成した 接地導体としたことによリ、立体導波路の,遮断効果が高まリ、線路変換部が小型化できる。 また、 この発明によれば、 伝送線路から所定距離離れた両脇または片脇に、 前記伝送線 路に沿って誘電体基板の両面に形成した導電路で接地導体間を導通させたことによリ、 結 合線路および伝送線路がスプリアスモードと結合し難くなリ、 良好なスプリアス特性が得 られる。
また、 この発明によれば、 立体導波路から所定距離離れた位置で立体導波路の電磁波伝 搬方向に沿って平行に、 立体導波路の導体に空間部を設け、 該空間部でチョークを構成し たことによリ、 2つの導体板を接合して立体導波路を構成する場合の放射電力損失が低減 できる。
また、 この発明によれば、 線路変換器と、 その線路変換器の平面回路および立体導波路 にそれぞれつながる高周波回路とを備えた、 低損失な高周波モジュールが構成できる。 また、 この発明によれば、 線路変換による損失が低減され、 優れた通信特性を有する通 信装置が得られる。 産業上の利用可能性 以上のように、 本発明にかかる線路変換器は、 誘電体基板に構成した平面回路と立体導 波路との結合特性が， 両者の組立精度に影響されぬようにし、 設計どおりの線路変換特性 を容易に得られるので、 たとえばマイクロ波帯またはミリ波帯で用いられる高周波モジュ ールおよび通信装置として有用である。

Claims

請求の範囲
I . 立体的な空間内で電磁波を伝搬させる立体導波路と、 誘電体基板に所定の導体パ ターンを形成してなる平面回路とを備え、 該平面回路と前記立体導波路との線路 変換を行う線路変換器において、 前記誘電体基板を、 前記立体導波路の E面に平 行で且つ該立体導波路の略中央位置に配置するとともに、 前記誘電体基板の導体 パターンとして、 前記立体導波路の遮断領域を構成する導体部分と、 前記遮断領 域で生じる定在波に電磁界結合する結合線路部分と、 該結合線路部分から連続す る伝送線路部分とを備えたことを特徴とする線路変換器。
2 . 前記導体部分を前記誘電体基板の両面に形成した接地導体としたことを特徴とす る請求項 1に記載の線路変換器。
3 . 前記伝送線路から所定距離離れた両脇または片脇に前記伝送線路に沿って配列し た、 誘電体基板を貫通する複数の導電路で、 前記誘電体基板の両面に形成した接 地導体間を導通させたことを特徴とする請求項 2に記載の線路変換器。
4 . 前記立体導波路の導体を前記 E面に平行な面で上下 2分割した構造とし、 前記立 体導波路から所定距離離れた位置で前記立体導波路の電磁波伝搬方向に平行に、 前記立体導波路の導体に空間部を設け、 該空間部でチョークを構成したことを特 徵とする請求項 1， 2または 3に記載の線路変換器。
5 . 前記伝送線路部分を、 前記誘電体基板の一方の面に形成した接地導体とそれに対 向する面に形成した線路導体とからなるマイクロス卜リップラインとし、 前記結 合線路部分を、 前記誘電体基板の一方の面に形成した線路導体と前記立体導波路 の導体とからなるサスペンデッドラインとしたことを特徴とする請求項 1， 2ま たは 3に記載の線路変換器。
6 . 請求項 1， 2または 3に記載の線路変換器と、 該線路変換器の前記平面回路およ び前記立体導波路にそれぞれつながる高周波回路とを備えた高周波モジュール。
7 . 請求項 4に記載の線路変換器と、 該線路変換器の前記平面回路および前記立体導 波路にそれぞれつながる高周波回路とを備えた高周波モジュール。
8 . 請求項 5に記載の線路変換器と、 該線路変換器の前記平面回路および前記立体導 波路にそれぞれつながる高周波回路とを備えた高周波モジュール。
9 . 請求項 6に記載の高周波モジュールを電磁波の送受信部に備えた通信装置。
1 0 . 請求項 7に記載の高周波モジュールを電磁波の送受信部に備えた通信装置。
I I . 請求項 8に記載の高周波モジュールを電磁波の送受信部に備えた通信装置。
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