WO2004017530A1 - Sendeanordnung, insbesondere für den mobilfunk - Google Patents

Sendeanordnung, insbesondere für den mobilfunk Download PDF

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WO2004017530A1
WO2004017530A1 PCT/DE2003/002477 DE0302477W WO2004017530A1 WO 2004017530 A1 WO2004017530 A1 WO 2004017530A1 DE 0302477 W DE0302477 W DE 0302477W WO 2004017530 A1 WO2004017530 A1 WO 2004017530A1
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WO
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input
signal
quadrature
converter
phase
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PCT/DE2003/002477
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hans-Eberhard Kroebel
Martin Simon
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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Publication date
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Priority to EP03787724A priority patent/EP1527524B1/de
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Priority to US11/046,510 priority patent/US7415077B2/en

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Definitions

  • the present invention relates to a transmission arrangement, in particular for mobile radio.
  • homodyne architectures In mobile communications, instead of heterodyne transmit architectures, homodyne architectures with a direct implementation from baseband to a high-frequency location are increasingly being used.
  • a quadrature modulator or vector modulator is usually provided for frequency conversion of the modulation signal to a carrier frequency.
  • a vector modulator typically includes two Gilbert mixer cells. There the useful signal is mixed up to a carrier frequency. A carrier signal generated by a frequency generator becomes one of the two high-frequency mixers or
  • the output signals are linked to one another to form a transmission signal.
  • a method for improved carrier suppression in modulation systems is specified in document US Pat. No. 4,243,955.
  • a quadrature signal is generated and added to the modulated high-frequency signal at the output of a modulator.
  • a possibly translucent carrier signal is suppressed due to the opposite phase positions.
  • adjustment methods are also known in production, in which the carrier and sideband underpressure are improved by means of spectrum analyzers by means of an adjustment of the baseband signals. You can also by appropriate Enlargement of the areas of the components used and layout measures in circuit design reduce the offset voltages in the modulator circuits.
  • the object of the present invention is to provide a transmission arrangement, in particular for mobile radio, which enables the carrier and sideband negative pressure to be improved with little effort.
  • the object is achieved by having a transmission arrangement, in particular for mobile radio
  • a baseband signal processing unit for processing a useful signal comprising an in-phase and a quadrature path, each with a digital / analog converter
  • a frequency converter with an in-phase input, which is coupled to the in-phase path of the baseband signal processing unit, with a quadrature input, which is coupled to the quadrature path of the baseband signal processing unit, and with an output for providing a modulated signal derived from the useful signal and
  • a feedback path comprising an analog / digital converter with an input that is connected via a switch to the in-phase input and to the quadrature input of the frequency converter and with an output on the analog / digital converter, which is connected to a control input the Baseband signal processing unit is connected to influence the in-phase component or the quadrature component of the useful signal.
  • the offset voltages and the currents of the in-phase and quadrature paths at the input of the up-frequency converter or the signal at the output of the up-frequency converter are each with an analog / digital Transducer detected.
  • the offset voltages of the modulator can be adjusted by adding a digital offset to the amplitude of the in-phase signal component in the baseband or to the quadrature component of the useful signal in the baseband in digital baseband signal processing.
  • the adjustment of the offset voltage of the modulator brings about the desired carrier suppression.
  • the sideband underpressure is increased by applying a voltage of the same amplitude in the baseband in the in-phase path and in the quadrature path in a calibration operation.
  • an amplitude mismatch between the in-phase and quadrature paths at the mixer input or at the output of the mixer is detected in the feedback path by means of the A / D converter.
  • the adjustment is carried out as a function of the measured signals by changing the amplitude, that is to say the gain in the in-phase path or in the quadrature path of the baseband signal processing unit.
  • the values determined for the useful signal transmission mode can preferably be stored with modulated baseband.
  • the adjustment can take place both before the transmission of a high-frequency signal and during transmission. If the adjustment is to take place during transmission, then so is the feedback path is connected to the in-phase and quadrature inputs of the frequency converter.
  • the feedback measurement signal is preferably measured at the in-phase and quadrature input of the frequency converter, which is preferably designed as a vector modulator, at the inputs of the relevant multiplier cells.
  • the feedback path with the A / D converter is preferably connected to the useful signal inputs of the two mixer cells in the modulator.
  • a signal is preferably decoupled which is proportional to the respective signal component to be detected at the input of the high-frequency mixer.
  • a part of these currents is further preferably coupled out at a current input for supplying a current corresponding to the respective useful signal component and measured with the A / D converter.
  • the output of the rom is preferably carried out in a respective current mirror for supplying the mixer cells with the IQ signal components, with the output transistor Stor of the current mirror is duplicated and the additional transistor has an output terminal which is coupled to the A / D converter.
  • switches are preferably provided for coupling.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an exemplary embodiment of the present principle on the basis of a transmission arrangement
  • Figure 2 shows the vector modulator of Figure 1 with more preference
  • FIG. 3 shows an exemplary alternative embodiment of the block diagram of a transmission arrangement from FIG. 1.
  • Figure 1 shows a mobile radio transmitter with homodyne architecture according to the present principle. This comprises a baseband block 1 and a high-frequency block 2.
  • a digital baseband signal processing unit 3 is provided with an in-phase output and a quadrature output, to which an in-phase signal path I and a quadrature signal path Q are connected for the transmission of complex-value signal components of the useful signal.
  • the baseband signal processing unit 3 is designed as a digital signal processor.
  • Digital / analog converters 4, 5 are connected to the two outputs in the I and Q paths, each of which is followed by a low-pass filter 6, 7 on the output side.
  • the outputs of the low-pass filters 6, 7 are of symmetrical design for carrying differential signals len and form the in-phase and quadrature output of the baseband block 1.
  • I / Q voltage / current converters 8, 9, which are arranged in the high-frequency block 2 are connected to these outputs of the baseband block both in the in-phase and in the quadrature signal path.
  • the outputs of these are connected to the first inputs of a high-frequency mixer 10, 11 in a vector modulator 10, 11, 12, 14.
  • Second inputs of the high-frequency mixers 10, 11, which are symmetrical like the first inputs of the mixers 10, 11, are connected via a frequency divider 12 to a voltage-controlled oscillator 13, which operates as a carrier frequency generator.
  • the outputs of the mixer cells 10, 11 are connected to inputs of a summing element 14, the symmetrical output of which forms the output of the high-frequency block 2.
  • an antenna 18 is coupled to the output of the vector modulator and thus the output of the summing element 14.
  • the vector modulator accordingly comprises the frequency divider 12, the two frequency mixers 10, 11 and the summing element 14.
  • a feedback path is provided according to the present principle, which comprises an analog / digital converter 19.
  • the input of the A / D converter 19 is connected via a total of four switches 20 to respectively assigned symmetrical first signal inputs of the two mixers 10, 11.
  • a total of four signals, in the present case current signals, are thus coupled out and converted into a digital signal using the A / D converter.
  • This signal which can comprise several or partially linked individual signals, is fed to the digital signal processor 3 for the offset-correcting influencing of the in-phase or quadrature path.
  • the amplitudes in the in-phase or quadrature branch can be adjusted, so that in addition to or as an alternative to carrier suppression, an improved sideband suppression is achieved with the decoupled and digitized current data.
  • a possibly present offset in the low-frequency linear baseband signal is measured and adjusted directly in the vector modulator 10, 11, 12, 14 directly at the input of the link of the baseband signal with the quadrature transistors of the mixers.
  • the talk-through of the carrier signal, which arises from offsets in the baseband signal, and the undesired modulator sideband, which arises from amplitude mismatches between the in-phase and quadrature paths, can thus be significantly reduced.
  • the circuitry required for this is particularly low.
  • FIG. 2 shows the high-frequency mixers 10, 11 of FIG. 1, designed for symmetrical signal processing, including summing element 14 using an exemplary circuit diagram.
  • a total of four mixer cells 21, 22, 23, 24 constructed using MOS circuit technology are provided, each of which comprises two n-channel MOS field-effect transistors, which are directly connected to one another in pairs on the source side .
  • a carrier signal or local oscillator signal LO which is broken down into in-phase and quadrature components and is supplied as a differential signal, is fed to the interconnected gate connections at a total of four input terminals.
  • the through-four frequency divider 12 from FIG. 1, not shown in FIG. 2 is connected to the four input terminals.
  • the eight drain connections of the mixer cells 21, 22, 23, 24 are, as is customary in the case of vector modulators, to form one another of the balanced output 30 linked together in a signal-summing manner.
  • the current mirrors 25 to 28 each comprise an n-channel field effect transistor, which is connected as a diode and works as an input transistor, and an output transistor, the gate connection of which is connected to the associated transistor, connected as a diode, at the gate connection thereof , On the source side, the input and output transistor of the current mirror are directly connected to a reference potential connection 29.
  • a special feature of the present vector modulator is that an additional transistor 31, 32, 33, 34 is connected to the output transistors of the current mirrors 25 to 28 at their gate connections with their gate connection, which is used for current decoupling and feedback.
  • the additional transistors are like the current mirror transistors as n-channel
  • the drain connections of the additional transistors 31, 32, 33, 34 form the current output connections of the modulator, which are connected to the feedback path of FIG. 1 via switches 20 on A / D converters 19.
  • the transistors 31, 32 form the symmetrical in-phase output IOUT and the transistors 33, 34 form the likewise symmetrical quadrature output QOUT of the vector modulator at the inputs of the multipliers.
  • the differential baseband signals broken down into complex-value components, are supplied to the quadrature mixer transistors 21 to 24 via the current mirrors 25 to 28 and mixed there with the local oscillator signal. A portion of the baseband currents is coupled out via the parallel output transistors transistors 31 to 34 and the voltage drop across a resistor (not shown here) is measured with an A / D converter.
  • these transistors 31 to 34 preferably form a unit with the output transistors of the current mirrors 25 to 28 in order to ensure a close mating tolerance of the transistors.
  • the signals can be decoupled without complex additional components such as Schottky diodes and directional couplers.
  • the principle can therefore advantageously be implemented with little effort and is particularly suitable for mass production of mobile radio devices.
  • FIG. 3 shows an alternative embodiment of the transmission arrangement of FIG. 1. This largely corresponds to the block diagram of FIG. 1 in terms of its structure and mode of operation, and the description of which is therefore not to be repeated here. The only difference is the connection of the feedback path with the analog / digital converter 19, which according to FIG. 3 is not connected to the inputs of the mixer cells 10, 11 via four switches 20, but to an output of the vector modulator 10, 11, 12, 14, more precisely the link 14 at the output of the vector modulator.
  • the feedback path is connected there and leads via a switch 35 and via the A / D converter 19 to the digital baseband signal processing unit 3.

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Abstract

Es ist eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, angegeben, welche einen homodynen Aufbau hat und bei der ein Rückkopplungspfad vom Eingang oder vom Ausgang des Vektormodulators (10, 11, 12, 14) über einen Schalter (20) und einen A/D-Wandler (19) zurück zur digitalen Signalverarbeitung (3) im Basisband (1) führt. Hierdurch können in besonders einfacher Weise Offsets und Amplituden-Mismatches detektiert werden und problemlos in einem Digitalen Signalprozessor (3) korrigiert werden. Hierdurch kann mit geringem Aufwand sowohl eine deutlich verbesserte Trägerfrequenzunterdrückung als auch eine deutlich verbesserte Seitenbandunterdrückung erzielt werden. Der beschriebene Mobilfunksender ist besonders zur Anwendung in modernen Mobilfunksystemen wie GSM EDGE und UMTS geeignet.

Description

Beschreibung
Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk.
Im Mobilfunk werden anstelle von heterodynen Sendearchitekturen zunehmend homodyne Architekturen mit einer Direktumset- zung vom Basisband in eine hochfrequente Lage eingesetzt.
Wenn das Basisbandsignal als komplexwertiges, in eine Inpha- se- und eine dazu orthogonal stehende Quadraturkomponente zerlegtes Signal vorliegt, so ist zur Frequenzumsetzung des Modulationssignals auf eine Trägerfrequenz üblicherweise ein Quadraturmodulator oder Vektormodulator vorgesehen. Ein Vektormodulator umfaßt normalerweise zwei Gilbert-Mischerzellen. Dort wird das Nutzsignal auf eine Trägerfrequenz hochgemischt. Ein von einem Frequenzgenerator erzeugtes Trägersi- gnal wird dabei einem der beiden Hochfrequenz-Mischer oder
Multiplizierer unverändert, dem anderen um 90° phasenverschoben zugeführt . In einem den beiden Mischern nachgeschalteten Summierglied werden die Ausgangssignale miteinander zu einem Sendesigna1 verknüpft .
Bei einem derartigen Modulator ist es wünschenswert, eine ausreichende Trägerunterdrückung und Seitenbandunterdruckung zu erhalten.
Die Trägerunterdrückung wird jedoch normalerweise durch
Offset-Spannungen verschlechtert, die beispielsweise durch bei Massenherstellung unvermeidliche Fehlanpassungen von Bauteilen entstehen können. Außerdem kann eine unzureichende Isolation zwischen Trägersignaleingang und Signalausgang des Modulators ein Übersprechen des Trägersignals und damit eine weitere Verschlechterung der Trägerunterdrückung bewirken. Aufgrund der immer größeren Bandbreiteanforderung, der zunehmenden Datenraten, den Forderungen nach immer geringerer Stromaufnahme und der Einführung neuer Modulationsverfahren werden die Anforderungen an die Trägerunterdrückung eines Mo- dulators ständig erhöht. Beispielsweise ausgehend von dem Mobilfunkstandard GSM, Global System for Mobile Communication, erhöht das Modulationsverfahren 8-PSK (Phase Shift Keying, Phasenumtastung) , welches gemäß dem GSM EDGE-System vorgesehen ist, die Linearitätsanforderungen und die Anforderungen an die Trägerunterdrückung.
Eine unzureichende Seitenbandunterdruckung kann sich normalerweise einerseits aus einer Abweichung des idealen Phasenunterschieds von 90° der Trägersignale für den Vektormodula- tor ergeben. Andererseits kann auch ein eventuell vorhandener Amplituden-Mismatch der Nutzsignalkomponenten zu einer Verschlechterung der Seitenbandunterdruckung führen.
In dem Dokument US 4,243,955 ist ein Verfahren zur verbesser- ten Trägerunterdrückung in Modulationssystemen angegeben. Dabei wird zusätzlich zum eigentlichen Trägersignal ein Quadratursignal erzeugt und zu dem modulierten Hochfrequenzsignal am Ausgang eines Modulators addiert. Ein eventuell durchscheinendes Trägersignal wird aufgrund der entgegengesetzten Phasenlagen unterdrückt.
Eine weitere Methode zur Vermeidung von Trägerübersprechen ist in dem Dokument US 5,574,994 angegeben. Dort wird ein moduliertes, hochfrequentes Sendesignal nach der Leistungsver- Stärkung in einem Rückkopplungspfad gedämpft, ins Basisband heruntergemischt, verstärkt und zum Inphase- und Quadratur- Zweig im Basisband entsprechend addiert.
Daneben sind auch Abgleichmethoden bei der Fertigung bekannt, bei denen mit Hilfe von Spektrumanalysatoren durch einen Ab- gleich der Basisbandsignale die Träger- und Seitenbandunterdruckung verbessert wird. Außerdem können durch entsprechende Vergrößerung der Flächen der verwendeten Bauteile sowie durch Layoutmaßnahmen beim Schaltungsentwurf die Offset-Spannungen in den Modulatorschaltungen reduziert werden.
Weiterhin ist es bekannt, das hochfrequente Modulationssignal nach Verstärkung mit einem Leistungsverstärker mit einer Schottky-Diode als Leistungsdetektor zu messen, dieses analoge in ein digitales Signal zu wandeln und die Trägerunterdrückung für den Abgleich der Basisbandsignale mit einem Di- gitalsignalprozessor rechnerisch zu ermitteln.
Den beschriebenen Methoden ist der Nachteil gemeinsam, daß ein verhältnismäßig hoher schaltungstechnischer Aufwand zur Implementierung derselben in integrierten Schaltungen erfor- derlich ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, anzugeben, welche eine Verbesserung der Träger- und Seitenbandunterdruckung mit ge- ringem Aufwand ermöglicht.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, aufweisend
- eine Basisband-Signalverarbeitungseinheit zur Aufbereitung eines Nutzsignals umfassend einen Inphase- und einen Quadraturpfad mit je einem Digital/Analog-Wandler,
- einen Frequenzumsetzer mit einem Inphase-Eingang, der mit dem Inphasepfad der Basisband-Signalverarbeitungseinheit gekoppelt ist, mit einem Quadratur-Eingang, der mit dem Quadraturpfad der Basisband-Signalverarbeitungseinheit gekoppelt ist, und mit einem Ausgang zur Bereitstellung eines modulierten, vom Nutzsignal abgeleiteten Signals und
- einen Rückkopplungspfad umfassend einen Analog/Digital - Wandler mit einem Eingang, der über je einen Schalter an den Inphase-Eingang und an den Quadratur-Eingang des Frequenzumsetzers angeschlossen ist und mit einem Ausgang an dem Analog/Digital-Wandler, der an einen Steuereingang der Basisband-Signalverarbeitungseinheit angeschlossen ist zur Beeinflussung der Inphasekomponente oder der Quadraturkomponente des Nutzsignals.
Für den zur Trägerunterdrückung erforderlichen Trägerabgleich werden gemäß dem vorliegenden Prinzip die Offset-Spannungen und die Ströme des Inphase- und des Quadratur-Pfades am Eingang des Aufwärts-Frequenzumsetzers oder das Signal am Ausgang des Aufwärts-Frequenzumsetzers jeweils mit einem Ana- log/Digital-Wandler erfaßt.
Die Offset-Spannungen des Modulators können dadurch abgeglichen werden, daß in der digitalen Basisbandsignalverarbeitung ein digitaler Offset zur Amplitude der Inphase-Signalkompo- nente im Basisband oder zu der Quadraturkomponente des Nutzsignals im Basisband addiert wird. Der Abgleich der Offset- Spannung des Modulators bewirkt dabei die gewünschte Trägerunterdrückung.
Die Seitenbandunterdruckung wird dadurch vergrößert, daß in einem Kalibrierbetrieb im Basisband im Inphase-Pfad und im Quadraturpfad jeweils eine Spannung gleicher Amplitude angelegt wird. Wiederum wird mittels des A/D-Wandlers im Rückkopplungspfad ein Amplituden-Mismatch zwischen Inphase- und Quadratur-Pfad am Mischereingang oder am Ausgang des Mischers erfaßt. Der Abgleich erfolgt in Abhängigkeit von den gemessenen Signalen durch Verändern der Amplitude, das heißt der Verstärkung im Inphase-Pfad oder im Quadratur-Pfad der Basis- bandsignalverarbeitungseinheit .
Bevorzugt können die ermittelten Werte für den Nutzsignal- Sendebetrieb mit moduliertem Basisband gespeichert werden.
Der Abgleich kann sowohl vor dem Senden eines hochfrequenten Signals, als auch während des Sendebetriebs erfolgen. Wenn der Abgleich während des Sendebetriebs erfolgen soll, so ist der Rückkopplungspfad an den Inphase- und den Quadratureingang des Frequenzumsetzers angeschlossen.
Da die Offset-Spannungen somit reduziert sind, aber zugleich von der Größe der verwendeten Bauteile abhängen, können gemäß dem vorliegenden Prinzip mit Vorteil kleinere Bauteile, besonders Transistoren und Widerstände, eingesetzt werden. Die für GSM EDGE und UMTS, Universal Mobile Telecommuncations Standard notwendige, verhältnismäßig hohe Trägerunterdrückung kann durch den mit vorliegendem Prinzip möglichen Modulato- rabgleich erzielt werden. Dabei kann mit Vorteil auf Hochfrequenzdetektoren wie Schottkydioden, Richtkoppler et cetera verzichtet werden. Außerdem entfällt mit Vorteil ein aufwendiger manueller Abgleich des Mobilfunksenders bei der Produk- tion.
Das rückkoppelnde Meßsignal wird bevorzugt an Inphase- und Quadratur-Eingang des Frequenzumsetzers, der bevorzugt als Vektormodulator ausgebildet ist, an den Eingängen der betref- fenden Multipliziererzellen gemessen. Hierzu ist der Rückkopplungspfad mit dem A/D-Wandler bevorzugt an den Nutzsignaleingängen der beiden Mischerzellen im Modulator angeschlossen.
Bevorzugt wird zur Rückkopplung und A/D-Wandlung ein Signal ausgekoppelt, welches proportional zur jeweiligen zu erfassenden Signalkomponente am Eingang des Hochfrequenzmischers ist .
Weiter bevorzugt wird an einem Stromeingang zum Zuführen eines der jeweiligen Nutzsignalkomponente entsprechenden Stromes ein Teil dieser Ströme ausgekoppelt und mit dem A/D- Wandler gemessen.
Die S romauskopplung erfolgt bevorzugt in einem jeweiligen Stromspiegel zur Speisung der Mischerzellen mit den IQ- Signalkomponenten, wobei weiter bevorzugt der Ausgangstransi- stor des Stromspiegels doppelt ausgeführt ist und der Zusatztransistor einen Ausgangsanschluß hat, der mit dem A/D- Wandler gekoppelt ist . Zur Kopplung sind wie erläutert bevorzugt Schalter vorgesehen.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispie- len an mehreren Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild einer beispielhaften Ausführungsform des vorliegenden Prinzips anhand einer Sendeanordnung,
Figur 2 den Vektormodulator von Figur 1 mit bevorzugter
Stromauskopplung an den Mischereingängen anhand eines beispielhaften Schaltplans und
Figur 3 eine beispielhafte, alternative Ausführungsform des Blockschaltbilds einer Sendeanordnung von Figur 1.
Figur 1 zeigt einen Mobilfunksender mit homodyner Architektur gemäß dem vorliegenden Prinzip. Dieser umfaßt einen Basis- bandblock 1 und einen Hochfrequenzblock 2.
Im Basisbandblock 1 ist eine digitale Basisband- Signalverarbeitungseinheit 3 vorgesehen mit einem Inphase- Ausgang und einem Quadraturausgang, an die ein Inphase- Signalpfad I und ein Quadratur-Signalpfad Q angeschlossen sind zur Übertragung von komplexwertigen Signalkomponenten des Nutzsignals. Die Basisband-Signalverarbeitungseinheit 3 ist als digitaler Signalprozessor ausgeführt. An die beiden Ausgänge sind in I- und Q-Pfad jeweils Digital/Analog-Wandler 4, 5 angeschlossen, denen ausgangsseitig je ein Tiefpaßfilter 6, 7 nachgeschaltet ist. Die Ausgänge der Tiefpaßfilter 6, 7 sind symmetrisch ausgebildet zur Führung von Differenzsigna- len und bilden Inphase- und Quadraturausgang des Basisbandblocks 1.
An diese Ausgänge des Basisbandblocks sind sowohl im Inphase- als auch im Quadratursignalpfad I, Q Spannungs/Strom-Wandler 8, 9 angeschlossen, die im Hochfrequenzblock 2 angeordnet sind. Diese sind mit ihren Ausgängen mit den ersten Eingängen von je einem Hochfrequenzmischer 10, 11 in einem Vektormodulator 10, 11, 12, 14 verbunden. Zweite Eingänge der Hochfre- quenzmischer 10, 11, die wie die ersten Eingänge der Mischer 10, 11 symmetrisch ausgebildet sind, sind über einen Frequenzteiler 12 an einen spannungsgesteuerten Oszillator 13, der als Trägerfrequenzgenerator arbeitet, angeschlossen. Die Ausgänge der Mischerzellen 10, 11 sind mit Eingängen eines Summiergliedes 14 verbunden, dessen symmetrischer Ausgang den Ausgang des Hochfrequenzblocks 2 bildet.
Über Koppelelemente 15, einen nachgeschalteten Balan- ced/Unbalanced-Konverter 16, der das symmetrische in eine un- symmetrisches Signal konvertiert, sowie eine Leistungs- Endstufe 17 ist eine Antenne 18 an den Ausgang des Vektormodulators und damit den Ausgang des Summierglieds 14 angekoppelt. Der Vektormodulator umfaßt demnach den Frequenzteiler 12, die beiden Frequenzmischer 10, 11 sowie das Summierglied 14.
Weiterhin ist gemäß vorliegendem Prinzip ein Rückkopplungs- pfad vorgesehen, der einen Analog/Digital-Wandler 19 umfaßt. Der Eingang des A/D-Wandlers 19 ist über insgesamt vier Schalter 20 mit jeweils zugeordneten symmetrischen ersten Signaleingängen der beiden Mischer 10, 11 verbunden. Somit werden insgesamt vier Signale, vorliegend Stromsignale, ausgekoppelt und mit dem A/D-Wandler in ein digitales Signal konvertiert. Dieses Signal, welches mehrere oder teilweise ver- knüpfte Einzelsignale umfassen kann, wird dem digitalen Signalprozessor 3 zur Offset-korrigierenden Beeinflussung von Inphase- oder Quadraturpfad zugeführt. Alternativ oder zu- sätzlich können anstelle von Offsets des Inphase- oder Quadratursignals auch die Amplituden in Inphase- oder Quadraturzweig verstellt werden, so daß zusätzlich zu oder alternativ zu einer Trägerunterdrückung mit den ausgekoppelten und digitalisierten Stromdaten eine verbesserte Seitenbandunterdruckung erzielt wird.
Gemäß Figur 1 wird ein eventuell vorhandener Offset im niederfrequenten linearen Basisbandsignal direkt im Vektormodu- lator 10, 11, 12, 14 unmittelbar am Eingang der Verknüpfung des Basisbandsignals mit den Quadraturtransistoren der Mischer gemessen und abgeglichen. Das Durchsprechen des Trägersignals, das durch Offsets im Basisbandsignal entsteht, und das unerwünschte Modulatorseitenband, welches durch Amplitu- den-Mismatches zwischen Inphase- und Quadraturpfad entsteht, kann so signifikant verringert werden. Der hierzu erforderliche schaltungstechnische Aufwand ist dabei besonders gering.
Figur 2 zeigt die zur symmetrischen Signalverarbeitung ausge- legten Hochfrequenzmischer 10, 11 von Figur 1 einschließlich Summierglied 14 anhand eines beispielhaften Schaltplans. Dabei sind aufgrund der symmetrischen oder differenziellen Signalverarbeitung im Modulator insgesamt vier in MOS-Schal- tungstechnik aufgebaute Mischerzellen 21, 22, 23, 24 vorgese- hen, welche je zwei n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren umfassen, welche paarweise sourceseitig unmittelbar miteinander verbunden sind. Diesen wird, wie bei Quadraturmodulatoren üblich, an den miteinander verkoppelten Gate-Anschlüssen an insgesamt vier Eingangsklemmen ein in Inphase- und Quadratur- komponente zerlegtes und jeweils als differenzielles Signal zugeführtes Trägersignal oder Lokaloszillatorsignal LO eingespeist . Hierfür ist an die vier Eingangsklemmen der in Figur 2 nicht dargestellte Durch-Vier-Frequenzteiler 12 von Figur 1 angeschlossen.
Die acht Drain-Anschlüsse der Mischerzellen 21, 22, 23, 24 sind wie bei Vektormodulatoren üblich miteinander zur Bildung des symmetrischen Ausgangs 30 signalsummierend miteinander verknüpft .
An den ebenfalls miteinander verkoppelten Sourceknoten der vier Mischerzellen 21, 22, 23, 24 wird über je einen Stromspiegel 25, 26, 27, 28, der mit seinem Ausgangstransistor an dem jeweiligen gemeinsamen Sourceknoten der zugeordneten Mischerzelle angeschlossen ist, an ebenfalls vier Eingangsklemmen das wiederum in Inphase- und Quadraturkomponenten in dif- ferenzieller Form vorliegende Nutzsignal, welches bereits als Stromsignal vorliegt, eingespeist. Die Stromspiegel 25 bis 28 umfassen je einen n-Kanal-Feldeffekttransistor, der als Diode verschaltet ist und als Eingangstransistor arbeitet, und je einen Ausgangstransistor, dessen Gate-Anschluß mit dem zuge- ordneten, als Diode verschalteten Transistor an dessen Gate- Anschluß verbunden ist. Sourceseitig sind Eingangs- und Ausgangstransistor der Stromspiegel mit einem Bezugspotentialanschluß 29 unmittelbar verbunden.
Eine Besonderheit bei vorliegendem Vektormodulator ist es, daß zu den Ausgangstransistoren der Stromspiegel 25 bis 28 an deren Gate-Anschlüssen jeweils mit seinem Gate-Anschluß ein Zusatztransistor 31, 32, 33, 34 zugeschaltet ist, der der Stromauskopplung und -rückkopplung dient. Die Zusatztransi- stören sind wie die Stromspiegeltransistoren als n-Kanal-
Feldeffekt-Transistoren ausgeführt und sourceseitig mit Bezugspotentialanschluß 29 unmittelbar verbunden.
Die Drain-Anschlüsse der Zusatztransistoren 31, 32, 33, 34 bilden die Stromauskoppelanschlüsse des Modulators, die an den Rückkopplungspfad von Figur 1 über Schalter 20 an A/D- Wandler 19 angeschaltet sind. Die Transistoren 31, 32 bilden den symmetrischen Inphase-Ausgang IOUT und die Transistoren 33, 34 bilden den ebenfalls symmetrischen Quadraturausgang QOUT des Vektormodulators an den Eingängen der Multiplizierer. Die differenziellen, in komplexwertige Komponenten zerlegten Basisbandsignals werden über die Stromspiegel 25 bis 28 den Quadraturmischertransistoren 21 bis 24 zugeführt und dort mit dem Lokaloszillatorsignal gemischt. Über die parallelen Aus- gangstransistoren Transistoren 31 bis 34 wird ein Teil der Basisbandströme ausgekoppelt und der Spannungsabfall an je einem hier nicht eingezeichneten Widerstand mit einem A/D- Wandler gemessen. Bei der Layoutentwicklung bilden diese Transistoren 31 bis 34 bevorzugt eine Einheit mit den Aus- gangstransistoren der Stromspiegel 25 bis 28, um eine enge Paarungstoleranz der Transistoren sicherzustellen.
Man erkennt deutlich, daß das Auskoppeln der Signale ohne aufwendige zusätzliche Bauteile wie Schottky-Dioden und Richtkoppler erfolgen kann. Mit Vorteil ist das Prinzip deshalb mit geringem Aufwand realisierbar und besonders für Massenherstellung von Mobilfunkgeräten geeignet.
Figur 3 zeigt eine alternative Ausführungsform der Sendean- Ordnung von Figur 1. Dieses stimmt weitgehend mit dem Blockschaltbild von Figur 1 in Aufbau und Wirkungsweise überein und dessen Beschreibung soll daher insoweit an dieser Stelle nicht wiederholt werden. Unterschiedlich ist lediglich der Anschluß des Rückkopplungspfades mit dem Analog/Digital - Wandler 19, der gemäß Figur 3 nicht über vier Schalter 20 an die Eingänge der Mischerzellen 10, 11 angeschlossen ist, sondern an einen Ausgang des Vektormodulators 10, 11, 12, 14, genauer des Verknüpfungsglieds 14 am Ausgang des Vektormodulators. Dort ist der Rückkopplungspfad angeschlossen und führt über einen Schalter 35 und über den A/D-Wandler 19 zu der digitalen Basisband-Signalverarbeitungseinheit 3. Bezugszeichenliste
1 Basisbandblock 2 Hochfrequenzblock
3 digitale Signalverarbeitungseinheit
4 DA-Wandler
5 DA-Wandler
6 Tiefpaß 7 Tiefpaß
8 Strom/Spannungs-Konverter
9 Strom/Spannungs-Konverter
10 Multiplizierer
11 Multiplizierer 12 Frequenzteiler
13 spannungsgesteuerter Oszillator
14 Summierglied
15 Koppelelement
16 BALUN 17 Leistungsstufe
18 Antenne
19 AD-Wandler
20 Schalter
21 Differenzverstärker 22 Differenzverstärker
23 Differenzverstärker
24 Differenzverstärker
25 Stromspiegel
26 Stromspiegel 27 Stromspiegel
28 Stromspiegel
29 Bezugspotentialanschluß
30 Modulatorausgang 31 Zusatztransistor 32 Zusatztransistor
33 Zusatztransistor
34 Zusatztransistor 35 Schalter
IOUT Stromauskoppelanschluß Inphase LO Lokaloszillatoranschluß QOUT Stromauskoppelanschluß Quadratur

Claims

Patentansprüche
1. Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, aufweisend
- eine Basisband-Signalverarbeitungseinheit (3) zur Aufberei- tung eines Nutzsignals umfassend einen Inphase- und einen
Quadraturpfad (I, Q) mit je einem angeschlossenen Digital/Analog-Wandler (4, 5),
- einen Frequenzumsetzer (10, 11, 14) mit einem Inphase- Eingang, der mit dem Inphasepfad (I) gekoppelt ist, mit ei- nem Quadratur-Eingang, der mit dem Quadraturpfad (Q) der
Basisband-Signalverarbeitungseinheit (3) gekoppelt ist, und mit einem Ausgang zur Bereitstellung eines modulierten, vom Nutzsignal abgeleiteten Signals und
- einen Rückkopplungspfad umfassend einen Analog/Digital - Wandler (19) mit einem Eingang, der über je einen Schalter (20) an den Inphase-Eingang und an den Quadratur-Eingang des Frequenzumsetzers (10, 11, 14) angeschlossen ist, und mit einem Ausgang an dem Analog/Digital-Wandler (19) , der an einen Steuereingang der Basisband-Signalverarbeitungs- einheit (3) angeschlossen ist zur Beeinflussung der In- phasekomponente oder der Quadraturkomponente des Nutzsignals .
2. Sendeanordnung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Frequenzumsetzer (10, 11, 14) als Quadraturmodulator ausgebildet ist, umfassend
- einen ersten Hochfrequenzmischer (10) mit einem ersten Eingang, der an den Inphase-Eingang angeschlossen ist, und mit einem zweiten Eingang zur Zuführung eines Trägersignals,
- einen zweiten Hochfrequenzmischer (11) mit einem ersten Eingang, der an den Quadratur-Eingang angeschlossen ist, und mit einem zweiten Eingang zur Zuführung eines Trägersignals und - ein Summierglied (14) , welches mit seinen Eingängen an Ausgänge der Hochfrequenzmischer (10, 11) angeschlossen ist und dessen Ausgang den Ausgang des Frequenzumsetzers (10, 11, 14) bildet, wobei - der Eingang des Analog/Digital-Wandlers (19) über je einen Schalter (20) an die ersten Eingänge der beiden Hochfre- quenzmischer (10, 11) angeschlossen ist.
3. Sendeanordnung nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der erste Hochfrequenzmischer (10) und der zweite Hochfre- quenzmischer (11) jeweils an ihren ersten Eingängen ein Mittel zum Auskoppeln eines zu dem Eingangssignal proportionalen Signals umfassen.
4. Sendeanordnung nach Anspruch 3 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß an die ersten Eingänge der Hochfrequenzmischer (10, 11) jeweils eine gesteuerte Stromquelle zur Stromeinspeisung von Mischerzellen (21, 22, 23, 24) angeschlossen ist, mit einem Steuereingang, der mit dem Steuereingang einer jeweils zuge- ordneten Zusatzstromquelle (31, 32, 33, 34) verbunden ist zum Bereitstellen des zu dem Eingangssignal proportionalen Signals an jeweiligen Auskoppelknoten der Zusatzstromquelle (31, 32, 33, 34) .
5. Sendeanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die gesteuerten Stromquellen als Transistor in je einem Stromspiegel (25, 26, 27, 28) ausgebildet sind, wobei die Stromspiegel (25, 26, 27, 28) jeweils den Transistor und eine daran angeschlossene Transistordiode zur Ansteuerung des
Transistors umfassen, und daß die Zusatzstromquellen (31, 32, 33, 34) als Transistor ausgebildet sind, dessen Steuereingang an die Transistordiode angeschlossen ist.
6. Sendeanordnung nach Anspruch 4 oder 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zwischen die ersten Eingänge des ersten und des zweiten Hochfrequenzmischers (10, 11) und die Digital/Analog-Wandler (4, 5) im Inphase- und Quadraturpfad (I, Q) jeweils ein Span- nungs-/Stromwandler (8, 9) geschaltet ist.
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