WO2003098798A1 - Circuit de limitation de la vitesse de balayage et disque optique - Google Patents

Circuit de limitation de la vitesse de balayage et disque optique Download PDF

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WO2003098798A1
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slew rate
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disk device
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Makoto Kobayashi
Koji Tomioka
Kazunari Sasaki
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Asahi Kasei Microsystems Co.,Ltd.
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    • G11B7/24073—Tracks
    • G11B7/24082—Meandering

Definitions

  • the present invention limits the slew rate of an abnormal component when the input signal includes an abnormal component having a large slew rate whose level changes rapidly, and the output signal includes the abnormal component. It relates to a slew rate limiting circuit that removes as much as possible, and also relates to an optical disk device that records and reproduces data such as documents, images, music, etc. on an optical disk, and in particular, an optical signal recorded on a recordable / reproducible optical disk. TECHNICAL FIELD The present invention relates to an optical disk device suitable for reproducing data and detecting an LPP (land pre-pit) signal. Background art
  • FIG. Figure 8 shows part of the disk surface of DVD-R / RW.
  • This optical disk (hereinafter also referred to as DVD-R / RW) 10 has grooves (groups) 12 for recording information.
  • groups 12 for recording information.
  • 1 2 Force Spiral, meandering at a specific amplitude and a specific period (pulling). It is formed. This is called a pebble.
  • the reflected light when the meandering group 12 is irradiated with the laser spot 13 is detected by a push-pull method by a photodetector divided into right and left (not shown). Thereby, a light amount difference is detected.
  • This detected signal is called a wobble signal.
  • a reference clock signal for writing can be generated from the wobble signal.
  • LPP land pre-pit
  • the CD-R / RW wobble signal is a continuous signal whose frequency at 1x speed is 22.05 KHz ⁇ 1 KHz.
  • address information called ATIP (Absolute Time In Pregroove) is superimposed on a wobble signal by FM modulation, and the frequency band has a width.
  • the DVD-RZRW10 wobble signal has a single frequency of 140.65 KHz (at 1x speed), no address information is superimposed, and the LPP signal obtained from the LPP 18 Is used as address information
  • the land on one side where the LPP 18 is formed is discontinuous. Therefore, when passing through the discontinuous portion, the amount of light entering the left and right photodetectors changes sharply, and as a result of the push-pull, the pulse-like signal is superimposed on the cobble signal as an LPP signal.
  • the portion of the LPP 18 connected to the outer circumference of the group 12 (hereinafter referred to as the LPP outer circumference connection portion) 18a is accurately overlapped with the maximum amplitude position of the pebble of the group 12. It occurs at a maximum of 3 wobbles in a row.
  • the portion 18b connected to the inner circumference of the group 12 in the LPP 18 (hereinafter referred to as the LPP inner circumference connection portion) 18b is not necessarily arranged at the maximum amplitude position of the pebble, but is arranged at the valley of the pebble. Or be placed on the way.
  • the LPP inner circumference connection portion 18b may also occur continuously for a maximum of 3 wobbles.
  • address information is recorded on the DVD-R / RW 10 as a combination of LPP signals by the LPP outer peripheral connection portion 18a for three cycles.
  • FIG. 10 shows a configuration of a wobble signal and LPP signal reproduction circuit in a conventional optical disk device.
  • the poble signal and LPP signal reproducing circuit may be abbreviated as a reproducing circuit.
  • This regeneration circuit 20 is composed of an AGC (Auto Gain Controller) 31, 32, which is connected to a four-divided sensor 21, OP amplifiers 23, 24, and HPFs (High Pass Filters) 26, 27, 28, 29 on the input and output sides. , A variable gain differential amplifier 34 with a variable frequency LPF, an over-level limiter 36, a BPF 38, a level hold section 40, a D AC (Digital Analog Converter) 42, an adder 44, It has an AGC 49 with HPFs 46 and 47 connected to the input and output sides, and binarized comparators 51 and 52.
  • AGC Automatic Gain Controller
  • the quadrant sensor 21 When the laser spot 13 is irradiated on the optical disk 10 as shown in FIG. 8, this reflected light is applied to the four-divided sensor 21 divided into four as shown by A, B, C and D in FIG. To form a spot image.
  • the quadrant sensor 21 first generates an A + D signal and a B + C signal, which are obtained by adding the picked up A, B, C, and D signals in the circumferential direction, in order to reproduce the wobbled signal and the LPP signal.
  • a + D signal is a signal on the left side (AD side) in the traveling direction of the group 12 indicated by the arrow Y1 on the drawing
  • the B + C signal is a signal on the right side (BC side).
  • the A + D signal and the B + C signal are input to HPFs 26 and 27, where DC offset components are removed, and then input to AGCs 31 and 32.
  • the amplitudes of both the A + D signal and the B + C signal are aligned to remove the RF component and the common mode noise component.
  • the A + D signal and the B + C signal having the constant amplitude are input to the differential amplifier 34 via the HPFs 28 and 29.
  • the differential amplifier 34 the difference between the A + D signal and the B + C signal is obtained, and the difference is processed by the set gain and frequency variable LPF to obtain a difference signal DIF ⁇ . Processing takes the difference between A + D and B + C signals As a result, the pit data 14 is canceled out and lost, and the gain of the double signal and the LPP signal included in each of the A + D signal and the B + C signal is emphasized.
  • the LPF signal component of the difference signal D FOF output from the differential amplifier 34 is removed by the over-level / limiter 36, leaving only the negative signal component.
  • the sample signal 37 is output to the level hold unit 40 and the HPF 46 via the BPF 38. Then, the DC offset component and noise are removed from the HP F 46 through the circuits of the AGC 49 and the HP F 47, and the amplitude is made constant. As a result, the sample signal 54 is reproduced.
  • the wobble signal 54 is input to the binarization comparator 51, and is binarized by comparison with the slice level V1 to become the binarization sample signal 56.
  • the limit value SLL of the over-level limiter 36 is generated as follows. That is, the peak and bottom of the output level of the BPF 38 are held by the level hold unit 40 (peak hold and bottom hold). A predetermined DC offset voltage output from the DAC 42 is added to each of the hold values by the adder 44 to generate a limit value SLL.
  • This limit value SLL is also used as the slice level V 2 of the binarization comparator 52. That is, the slice level V2 is a peak hold value or a potom hold value to which the offset voltage is added.
  • the peak hold value and the bottom hold value are assumed to be offset voltages added to these values.
  • the slice level V2 is compared with the difference signal DIFO in the binarization comparator 52, so that the binarized LPP signal 58 is reproduced.
  • whether the slice level V2 input to the binarization comparator 52 is set to the peak hold value or the bottom hold value depends on the polarity of the LPP component included in the difference signal DIFO. For example, as shown in FIG. 11 (a), the LPP signals P1 and P2 from the LPP outer peripheral connection portion 18a appear in an upward pulse shape, so the peak hold value PL is used. If the polarity is reversed by the pickup, LPP signal P3 and P4 by LPP inner connection 1'8b The bottom hold value BL is used.
  • the pulse-like LPPP signals PI and P2 superimposed on the difference signal DIFO are removed by the peak hold value PL. Further, the pulse-like LPP signals P3 and P4 superimposed on the difference signal DIF # are removed by the bottom hold value BL. As a result of this processing, the pebble signal 37 shown in FIG. 11B is output from the over-level limiter.
  • the difference signal DIFO is compared with the peak hold value PL, and the peak hold value PL force and the protruding LPP signal P l, P 2 is detected, and becomes a binarized LPP signal 58.
  • this type of conventional optical disk device include those described in, for example, JP-A-7-296395 and JP-A-2002-216363.
  • the conventional optical disk device has the following problems. If the LPP inner connection 18b of the optical disk 10 is located near the center of the amplitude of the cobbles, as shown in Fig. 11 (a), the LPP inner connection 18b near the center is The LPP signals P3 and P4 protrude from the vicinity of the amplitude center C1 of the difference signal DIFO. Even if these LPP signals P 3 and P 4 are removed by the bottom hold value B L, as shown by P 3 a and P 4 a in FIG. ? signal? 3, The component of P4 cannot be obtained.
  • the time A jitter occurs in which the signal fluctuates along the axis. That is, the jitter performance is degraded.
  • the optimum slice level V2 for removing the LPP signal of the LPP outer peripheral connection portion 18a from the difference signal DIFO changes due to the fluctuation of the amplitude of the wobble signal, for example, the peak shown in FIG.
  • the slice level V2 changes due to the hold value PL, as shown by the reference symbol P1a
  • the remaining P1 component of the LPP signal remains.
  • Such a residual component P 1a of the LPP signal is generated, and the variation of the residual component also leads to deterioration of the jitter performance.
  • the remaining component of the LPP signal P 1 a is also a factor that changes the amplitude of the cobbled signal after the BPF 38.
  • the peak hold value PL (slice level V 2) is added to the pebble signal component as shown in Fig. 11 (a) due to the fluctuation of the noise pebble signal component. If the protruding pulse component P5 exists, an erroneous detection of detecting the pulse P5 as the LPP signal 58a occurs, as shown in FIG. 11C.
  • each of the A, B, C, and D signals has an RF signal due to the difference in the reflectance between the mark portion 12a and the unmark portion 12b, which is the pit data 14 shown in FIG. If a component is included, the amplitude of the sample signal and the LPP signal changes depending on the noise due to the RF component and the presence or absence of a mark, and an optimum limit value SLL cannot be obtained. Therefore, the slice level V2 also changes.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and has been made in consideration of the above-described problems. Accordingly, the present invention provides a single rate limiting circuit and an optical disk that can appropriately reproduce a wobble signal and an LPP signal without increasing the circuit scale. It is intended to provide a device. Disclosure of the invention
  • a slew rate limiting circuit includes a MOS transistor having a gate to which an input signal is input, and a first current source connected in series with the MOS transistor on a source side of the MOS transistor.
  • a second current source connected in series with the MOS transistor on the drain side of the MOS transistor; and a capacitor connected between the source of the MOS transistor and a reference potential. It is characterized by.
  • the MOS transistor when the input voltage level sharply increases, that is, when the input voltage increases (or decreases) at a slew rate higher than usual, the MOS transistor is turned on and the output voltage (reference potential) is increased. Increase (or decrease) at a slew rate determined by the difference between the second current source and the first current source and the capacitance value of the capacitor. This slew rate is such that the output voltage increases (or decreases) per unit time. Therefore, even if the input voltage level increases (or decreases) rapidly, the output voltage increases (or decreases) rapidly. ) The level will be suppressed. In other words, the sharp increase (or decrease) level of the input voltage can be eliminated.
  • the first current source and the second current source according to claim 1 are any one of the first current source and the second current source. It is characterized in that one or both consist of a variable current source.
  • the slew rate limiting circuit according to claim 3 of the present invention is characterized in that, in claim 1, the capacitor has a variable capacitance value.
  • the optical disc device is further characterized in that an information recording track spirally formed from the inner circumference to the outer circumference of the disk in a meandering manner at a predetermined period is connected to the track between the tracks.
  • an optical disc device that reproduces, from an optical disc having an inter-track portion for reproducing address information formed as described above, a pop signal as meandering information of the track and an address signal by the inter-track portion, By taking the difference between a split optical sensor that detects two signals by scanning a track with light and the two detection signals detected by the split optical sensor, the wobble signal and the address are obtained.
  • a differential amplifier that generates a difference signal including a signal, and a slew rate that limits a signal that changes more steeply than the above-mentioned wobble signal. Further comprising a slew rate limiter that processes the serial differential signal Features.
  • An optical disc device according to claim 5 according to the present invention, according to claim 4, further comprising: a bandpass filter to which an output signal of the slew rate limiter is input and a pass frequency band is variable. It is characterized by the following.
  • the optical disc device according to claim 6 according to the present invention is characterized in that in claim 5, the pass band of the band-pass filter is variably set according to the rotation speed of the optical disc. I do.
  • the noise component and the wobble signal / address signal after detection by the split type optical sensor differ depending on the rotation speed of the optical disk, but the pass band of the band-pass filter is variably set according to the rotation speed. By doing so, it is possible to remove the noise component remaining in the sampled signal output from the slew rate limiter and pass only the sampled signal optimally.
  • the optical disc device according to claim 7 of the present invention is the optical disc device according to claim 4, wherein a voltage is generated, and a variable voltage generating means having a variable value of the voltage; and an output signal of the slew rate limiter. And a comparator that reproduces the address signal by comparing the output signal of the adder with a slice signal using the output signal of the adder as a slice level.
  • the slice level output from the adder has a waveform synchronized with the same shape as the pebble signal extracted from the difference signal. It can be arranged so as to substantially match the waveform of the included double signal. By comparing such a slice level with the difference signal, an address signal protruding in a pulse form from the pebble signal is properly detected and reproduced. be able to.
  • An optical disc device is the optical disc device according to claim 4, wherein the slew rate in the slew rate limiter is increased or decreased as the rotation speed of the optical disc increases. It is characterized by being set.
  • the slew rate limiter can properly output the pebble signal. Can be.
  • the optical disc device according to claim 9 according to the present invention, wherein the gain of the differential amplifier is variable, and the double signal / address signal included in the difference signal is variable.
  • the gain is variably set according to the amplitude of the signal.
  • the amplitude of the above-mentioned wobble signal / address signal depending on the disc type can be changed to match the value of the slew rate limiter.
  • the optical disk device according to claim 10 of the present invention is the optical disk device according to claim 4, wherein the gain of the differential amplifier is variable and is set according to the number of rotations of the optical disk. It is characterized by the following.
  • An optical disc device further comprises an information recording track spirally meandering from the inner circumference to the outer circumference of the disk at a predetermined period, and a track between the tracks.
  • an optical disc apparatus for reproducing, from an optical disc having connected and formed inter-track sections for reproducing address information, a pop signal as meandering information of the tracks and an address signal by the inter-track sections, By dividing the difference between the split-type optical sensor that detects two signals by scanning the track with light and the two-system detection signals detected by the split-type optical sensor, the wobble signal and the address signal are obtained.
  • Generate differential signal including differential An amplifier, a MOS transistor whose gate receives the difference signal, a first current source connected in series with the MOS transistor on the source side of the MOS transistor, and a MOS transistor connected on the drain side of the MOS transistor on the drain side.
  • a second current source connected in series with the transistor, a slew rate limiting circuit having a capacitor connected between the source terminal and the output terminal of the MOS transistor, and processing the difference signal. It is characterized by the following.
  • the optical disk device according to claim 12 of the present invention is the optical disk device according to claim 11, wherein the first current source and the second current source of the slew rate limiting circuit are It is characterized in that one or both of them comprise a variable current source.
  • the slew rate can be set arbitrarily, a signal that changes more steeply than a pebble signal included in the difference signal can be appropriately removed by the slew rate limiting circuit.
  • the optical disk device according to claim 13 of the present invention the optical disk device according to claim 11, wherein the capacitor of the slew rate limiting circuit has a variable capacitance value.
  • the slew rate can be set arbitrarily, a signal that changes more steeply than a pebble signal included in the difference signal can be appropriately removed by the slew rate limiting circuit.
  • the optical disc device according to claim 14 of the present invention is the optical disc device according to claim 11, wherein an output signal from an output terminal of the slew rate limiting circuit is input, and a pass frequency band is variable.
  • a bandpass filter is provided. This makes it possible to reproduce the wobble signal more appropriately by setting the pass frequency band of the band-pass filter to a band that allows only the wobble signal to pass.
  • the pass band of the band-pass filter is variably set according to the number of rotations of the optical disk. It is characterized by.
  • the noise component and the wobble signal / address signal after detection by the split-type optical sensor differ depending on the rotation speed of the optical disc, but the pass band of the band-pass filter is variable according to the rotation speed.
  • An optical disc device is the optical disc device according to claim 11, wherein a voltage is generated, and a variable voltage generating means having a variable value of the voltage; An adder for adding the voltage to the output signal, and a comparator for reproducing the address signal by comparing the output signal of the adder as a slice level with the difference signal. .
  • the slice level output from the adder has a waveform that is substantially the same in shape and synchronized with the pebble signal extracted from the difference signal. It can be arranged so as to substantially match the waveform of the included pebble signal. By comparing such a slice level with the difference signal, it is possible to properly detect and reproduce an address signal protruding in a pulse form from the sample signal.
  • the optical disk device according to claim 17 of the present invention is the optical disk device according to claim 11, wherein the slew rate in the slew rate limiting circuit is set to a larger value as the rotation speed of the optical disk increases. It is characterized by being performed.
  • the slew-rate limiting circuit can appropriately output the wobble signal. be able to.
  • the optical disk device according to claim 18 according to the present invention, wherein the gain of the differential amplifier is variable, and the coupon signal Z included in the difference signal is variable.
  • the gain is variably set according to the amplitude of the address signal. It is specified that it is specified.
  • the amplitude of the above-mentioned wobble signal address signal depending on the disc type can be changed to match the value of the slew rate limiting circuit.
  • the optical disc device according to claim 19 of the present invention is the optical disc device according to claim 11, wherein a gain of the differential amplifier is variable and is set according to a rotation speed of the optical disc. It is characterized by the following.
  • the bandwidth of the sampled signal / address signal detected by the split type optical sensor differs depending on the rotation speed of the optical disk, but the gain value of the differential amplifier / the slew rate limiting circuit depends on the rotation speed.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a sample signal and L / L signal reproduction circuit of an optical disc device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a no-bore signal and each signal in an L-level signal reproducing circuit of the optical disk device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a first configuration example of a slew limiter in a wobble signal and L / L signal reproduction circuit of the optical disc device.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of an input voltage and an output voltage in the slew rate limiter of the first configuration example.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second example of the configuration of the slew rate limiter in the wobble signal and LP signal recovery circuit of the optical disk device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a sample signal and L / L signal reproduction circuit of an optical disc device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a no-bore signal and
  • FIG. 6 is a waveform chart when the effect of the present embodiment is verified.
  • FIG. 7 is an enlarged view of a predetermined section shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of an optical disk.
  • FIG. 9 is an enlarged view of the group, land and LPP on the optical disc.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a wobble signal and LPP signal reproduction circuit of a conventional optical disk device.
  • FIG. 11 is a diagram showing a cobble signal of the conventional optical disk device and each signal in the LPP signal reproducing circuit.
  • the characteristic configuration of the wobbled signal and LPP signal reproducing circuit 60 of the present embodiment shown in FIG. 1 is that a slew rate limiter (slew rate limiting circuit) is used instead of the over-level limiter 36 of the reproducing circuit 20 shown in FIG. The point is that 1 is used. Also, remove the level horn resistor section 40 shown in FIG. 10, connect the signal output terminal of the slew rate limiter 61 and the adder 44 as shown in FIG. 1, and further connect the output side of the slew rate limiter 61. The point is that a variable frequency band type is used as the BPF 38a to be connected.
  • a slew rate limiter slew rate limiting circuit
  • the reproducing circuit 60 of the present embodiment includes the four-divided sensor 21, the OP amplifiers 23, 24, and the AGCs 31, 3 connected to the HPFs 26, 27, 28, 29 on the input / output side 2, a variable gain differential amplifier 34 with a variable frequency LPF, a slew rate limiter 61, a BPF 38a, a DAC 42, an adder 44, and HPFs 46 and 47 on the input and output sides. It is configured to include the connected AGC 49 and the binarized comparators 51 and 52.
  • the slew rate limiter 61 can change the slew rate (change rate of rise / fall of output signal) according to the rotation speed of the DVD-R / RW10.
  • the slew rate is limited so that the low-pass signal is not passed through the difference signal DIFO output from the differential signal DIFO. This restriction is made to increase the slew rate as the rotation speed increases.
  • the slew rate can be specified in 125 mV increments, for example, from 125 to 2000 mV / ⁇ s in order to change according to the rotation speed.
  • the components of the cobbled signal 63 shown in FIG. 2 (b) do not pass through the LPP signals P1 to P4 included in the difference signal DI FO shown in FIG. 2 (a). It is possible to output through only. Further, in the slew rate processing, the whisker-like amplitude component superimposed on the ripple component of the difference signal DIF # shown in FIG. 2 (a) is also removed as shown in FIG. 2 (b).
  • the amplitude component is the amplitude that changes sharply depending on the noise due to the RF component and the presence or absence of the mark as described in the conventional example. However, as described above, when the slew rate is limited, the amplitude that changes sharply The components cannot pass through and will be removed.
  • FIG. 1 An example of a circuit configuration of such a slew rate limiter 61 is shown in FIG.
  • a MOS transistor Q 1 a current source 1 for flowing a constant current I 1
  • a current source for flowing a constant current I 2, 2 a capacitor C 1 serving as a load of the MOS transistor Q 1.
  • the MOS transistor Q1 When the level of the input voltage Vin increases sharply as indicated by reference signs a1 and a2 in FIG. 4, the MOS transistor Q1 is turned on, and the output voltage Vout becomes constant current I2 and constant current I2. It increases at the slew rate determined by the difference between I1 (I2-I1) and the capacitance value C1 of the capacitor C1. On the other hand, when the level of the input voltage Vin decreases sharply as shown by reference signs b1 and b2, the MOS transistor Q1 turns off, and the output voltage Vout force constant current I1 and the capacitance value C1 It decreases at the slew rate determined by.
  • the pulse-like noise components a1, b1 and b2, a2 generated in the input voltage V in are substantially removed, and only the substantially input voltage V in can be output as the output voltage V out.
  • the slew rate limiter 61 uses the L? Signal shown in Figure 2 (a)? 1 ⁇ ? 4 is removed, and only the approximate signal 63 shown in FIG. 2 (b) is output.
  • the output / level correction circuit 5 includes an operational amplifier OP 1, an N-type MOS transistor Q 2, and a current source 6. Also, the operational amplifier OP 1 forms a voltage follower with the MOS transistor Q 2.
  • the differential amplifier 34 connected in front of such a slew rate limiter 61 converts the A + D and B + C signals input from the HPFs 28 and 29 into constant amplitude RF components due to the recorded pits. After performing AGC (auto gain control), take the difference and generate a wobbled / LPP component. Since this output differs depending on the disc type, a gain value of, for example, 0.66 / 1.33 / 2.66 is set so that the optimal gain can be selected.
  • the slew rate The range of change of the value of the limiter 61 is reduced, so that the wobble / LPP component can be optimally detected.
  • the frequency band of the BPF 38a connected downstream of the slew rate limiter 61 can be changed according to the rotation speed by switching the frequency using an input clock or a register. By selecting this frequency band, a wobble component can be optimally detected from the wobble signal 63.
  • the adder 44 adds the DC offset voltage V3 from the DAC 42 to the cobble signal 63 output from the slew rate limiter 61 to generate the slice level V2a of the binary comparator 52.
  • the slice level V 2 a can be varied from 0 to 375 mV in steps of 25 mV, for example, by the offset voltage V 3. Since the slice level V2a is generated based on the pebble signal 63 obtained by extracting the pebble component from the difference signal DIFO, the sine wave V2a is included in the difference signal DIFO as shown in FIG. 2 (c). It has a waveform synchronized with the same shape of the wobble component. Therefore, by raising or lowering the slice level V 2 a by the offset voltage V 3, it is possible to arrange the slice level V 2 a substantially in accordance with the waveform of the single component.
  • a + D and B + C signals are generated by adding the A, B, C, and D signals picked up by the four-divided sensor 21 in the circumferential direction.
  • the A + D and B + C signals are input to HPFs 26 and 27, where the DC offset component After removal of, both amplitudes are aligned at AGC 31 and 32.
  • the A + D signal and the B + C signal having the constant amplitude are input to the differential amplifier 34 via the HPFs 28 and 29.
  • the differential amplifier 34 a difference between the A + D signal and the B + C signal is obtained, and the difference signal DI FO is obtained by processing with a set gain and a variable frequency LPF.
  • the LPP components P 1 to P 4 shown in FIG. 2A are removed by the slew rate limiter 61.
  • the remaining cobbled signal 63 shown in FIG. 2 (b) is output to the power adder 44 and the BPF 38a.
  • the offset voltage V3 is added to the sample signal 63, and a slice level V2a shown in FIG. 2C is obtained. This slice level V2a force binary dani conno ,.
  • the comparator 52 reproduces a binarized LPP signal 58b by comparing the difference signal D FO with the difference signal D INFO.
  • the BPF 38a after removing unnecessary components such as noise remaining in the cobbled signal 63, the DC offset component and noise are removed by the circuits of the HP F 46 to the AGC 49 and the HP F 46. The amplitude is constant. As a result, the soft signal 54b is reproduced.
  • the opponent signal 54b is input to the binary comparator 51, and is binarized by comparison with the slice level VI, thereby reproducing the binarized signal 56b.
  • the slew rate limiter 61 steers more steeply than the sample signal included in the difference signal DI FO generated by the differential amplifier 34.
  • the slew rate was limited so as not to pass the changing signal, and the difference signal DIFO was processed and output with this slew rate.
  • the output signal of the slew rate limiter 61 is input and the BPF 38a is provided with a variable pass band for restricting and passing the frequency band, the pass frequency band of the BPF 38 By making the band pass through, it is possible to more appropriately reproduce the wobble / playback signal.
  • an offset voltage V 3 is generated from the DAC 42, the offset voltage V 3 and the cobble signal 63 from the slew rate limiter 61 are added by the adder 44, and the added signal is slice level V As 2a, an LPP signal 58b is reproduced by comparing the difference signal DIFO in the comparator 52. Since the slice level V 2 a output from the adder 44 has a waveform synchronized with the same shape as the cobble signal extracted from the difference signal DIFO, the entire slice level V 2 a is raised and lowered by a voltage. The difference signal can be arranged so as to substantially match the waveform of the pebble signal included in the DIFO. By comparing such a slice level V2a with the difference signal DIFO, it is possible to properly detect the LPP signal 58b protruding in a pulse form from the pebble signal.
  • the slew rate of the slew limiter 61 is set to a larger value as the rotation speed of the optical disc 10 is faster, so that the rotation speed of the optical disc 10 becomes faster, and the split type optical sensor detects the slew rate. Even if the rate of change of the rising edge of the wobble signal becomes large, the slew rate limiter 61 can output the wobble signal properly.
  • the amplifier gain is changed in the differential amplifier 34, it is possible to absorb the difference in the difference signal amplitude due to the disk type and to reduce the required slew rate setting value.
  • FIG. 7 is an enlarged view of the section 71 shown in FIG. In FIGS. 6 and 7, the waveform shown in (a) is output from the differential amplifier 34. Difference signal DIFO.
  • the waveform shown in (b) is a waveform signal obtained by passing the difference signal DIFO from the differential amplifier 34 directly through the BPF 38 without using the over-level limiter 36 in the conventional configuration shown in FIG. ,
  • a first conventional op / re signal a post signal obtained from the BPF 38 after passing through the over-level limiter 36 shown in FIG. 10
  • a second conventional op signal a post signal obtained from the BPF 38 after passing through the over-level limiter 36 shown in FIG. 10
  • three signals, ie, a signal obtained from the BPF 38a after passing through the slew rate limiter 61 hereinafter, referred to as the signal of the present invention). It shows the status.
  • the waveform shown in (c) is a waveform 75 of the period difference between the first conventional wobble signal and the ideal wobble signal.
  • the waveform shown in (d) is a waveform 77 of the period difference between the second conventional wobble signal and the ideal wobble signal.
  • the waveform shown in (e) is a waveform 79 of the difference between the periods of the double signal of the present invention and the ideal double signal.
  • (f) is a waveform 755a, 777 that shows the jitter ratio (%) obtained by dividing the standard deviation of the waveforms 75,77,79 of the above difference and dividing by the period of the ideal ⁇ -opnore signal. a, 7 9 a
  • the jitter ratio (%) shown in (f) is best when the waveform 79a obtained by the configuration of the present invention close to 1. From this, In the detection of the signal 58b, it is sufficient to optimize the offset amount by the DAC 42 so that the signal 58b can be easily detected, and it is understood that it is not necessary to consider the influence on the pseudo signal.
  • the configuration is not increased in size by setting the limit value of the slice level and the limit value of the over-level limiter differently, and the level holding unit 40, which is a conventional component, is not used.
  • the circuit scale can be reduced accordingly.
  • this slew rate limiting circuit By adopting this slew rate limiting circuit, a diode is not used unlike the conventional circuit, and accordingly, the number of components can be reduced as compared with the conventional circuit. Also, since a diode is not used unlike a conventional circuit, it is suitable to be configured with a CMOS integrated circuit. In addition, this slew rate limiting circuit Since a transistor is used, the input impedance can be extremely high, which eliminates the need to provide a buffer circuit on the input side.
  • the slew rate limiter limits the slew rate so as not to pass a signal that changes more steeply than a pebble signal included in the difference signal generated by the differential amplifier. Process and output the signal.
  • a signal that changes more steeply than a pebble signal included in the difference signal is removed. That is, since the endless signal and the noise component included in the difference signal together with the poble signal are removed, only the poble signal can be output from the slew rate limiter. Therefore, the wobble signal can be properly reproduced.

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Description

• 明細書
スルーレート制限回路おょぴ光ディスク装置 技術分野
本発明は、入力信号にそのレベルが急激に変化するようなスルーレートが大き な異常成分が含まれている場合に、 その異常成分のスルーレートを制限し、 出力 信号にその異常成分が含まれるのをできるだけ除去するようにしたスルーレー ト制限回路に関すると共に、 文書、 画像、 音楽などのデータを光ディスクに記録 して再生する光ディスク装置に関し、 特に、 記録/再生可能な光ディスクに記録 されているゥォブノレ信号の再生および L P P (ランドプリピット） 信号の検出を 行うに好適な光ディスク装置に関する。 背景技術
現在、 C D、 D V Dのような再生専用の光ディスクの他に、 C D— RZD V D— R等の追記型、 C D— RW/D V D— RW、 D VD— R AM等の記録可能な光デ イスクがある。 これらの記録可能な光ディスクへの情報記録時において、 従来の 再生専用ディスクで行われている再生信号からは、 ライト用の基準クロック信号 を生成することができない。
このため、 記録可能な光ディスクは、 図 8に示すように構成されている。 図 8 は D VD— R/RWのディスク面の一部を示す。 この光ディスク （以下、 D V D 一 R/RWとも表現する） 1 0上には、 情報を記録する部分である溝 （グループ ) 1 2力 スパイラル状に、 特定振幅、 特定周期で蛇行 （ゥォプリング） して形 成されている。 これをゥォブルと呼ぶ。 この蛇行したグループ 1 2にレーザスポ ット 1 3を照射した際の反射光を、図示せぬ左右に分割された光検出器にてプッ シュプル方式で検出する。 これによつて光量差が検出される。 この検出された信 号をゥォブル信号という。 このゥォブル信号から、 ライト用の基準クロック信号 が生成可能なようになっている。
グループ 1 2には、種々の情報である多数のピットデータ 1 4が書き込まれる ようになっており、 グループ 1 2とグループ 1 2との間のランド 1 6には、 図 9 ,にも示すように、 ランドプリピット （以下、 LPPという） 18と呼ばれる切り 欠きが設けられている。
また、 CD— RZRWにも上記同様にゥォプリングしたグループが形成されて いる。 CD— R/RWのゥォブル信号は、 1倍速時の周波数が 22. 05 KH z ± 1 KHzの連続信号である。 CD— RZRWでは、 FM変調によりゥォブル信 号に AT I P (Absolute Time In Pregroove)と呼ばれるアドレス情報が重畳され ており、 周波数帯域に幅がある。
一方、 DVD— RZRW10のゥォブル信号は、 CD— RZRWと異なり 14 0. 65 KHz (1倍速の場合） の単一周波数であり、 アドレス情報は重畳され ておらず、 LPP 18から得られる LP P信号がァドレス情報として用いられる
LPP 18が形成される部分において片側のランドは、 不連続になっている。 このため、その不連続部分を通過する際に左右光検出器に入る光量が急峻に変化 し、 プッシュプルの結果、パルス状の信号が LP P信号としてゥォブル信号に重 畳される。
図 8に示すように、 L P P 18におけるグループ 12の外周側に接続された部 分 （以下、 LPP外周接続部分という） 18 aは、 グループ 12のゥォブルの最 大振幅位置に精度よく重なるようになっており、最大で 3ゥォブル連続して発生 する。 また、 LPP 18におけるグループ 12の内周側に接続された部分 （以下 、 LPP内周接続部分という） 18 bは、 必ずしも、 ゥォブルの最大振幅位置に 配置されることはなく、 ゥォブルの谷間に配置されたり、途中に配置されたりと ばらつく。 しかし、 LPP内周接続部分 18 bも、 最大で 3ゥォブル連続して発 生する場合もある。
このことから、 DVD— R/RW10には、 3周期分の LP P外周接続部分 1 8 aによる LP P信号の組み合わせでァドレス情報が記録されている。
このようなゥォブ /レ成分と L P P成分とが合成された信号から安定してゥォ ブル信号を抽出し、 LPP信号を誤りが少なく検出するために、記録信号成分の 漏れ込みを少なくする工夫が必要となる。 また、 近年 CD— R/RWだけでなく 、 DVD— R/RWでも倍速化が盛んになつてきており、倍速対応として、 ゥォ プル信号および L P P信号再生回路に用いられる L P F (Low Pass Filter)、 B P F (Band Pass Filter)の周波数帯域や L P P抽出回路を倍速に連動して切り替 え、 ゥォプル信号並びに L P P信号の抽出を行う必要がある。
図 10に、従来の光ディスク装置におけるゥォブル信号おょぴ L P P信号再生 回路の構成を示す。 以降、 ゥォブル信号および LP P信号再生回路を、 再生回路 と略して表現する場合もある。
この再生回路 20は、 4分割センサ 21と、 OPアンプ 23, 24と、 入出力 側に H P F (High Pass Filter) 26， 27， 28, 29が接続された AG C (Auto Gain Controller) 31， 32と、 周波数可変型 L P F付のゲイン可変な差動アン プ 34と、 オーバーレべノレリミッタ 36と、 BPF 38と、 レベルホールド部 4 0と、 D AC (Digital Analog Converter) 42と、 加算器 44と、 入出力側に H P F 46, 47が接続された AGC 49と、 2値化コンパレータ 51， 52とを 備えて構成されている。
図 8に示したように光ディスク 10上にレーザスポット 1 3が照射されると、 この反射光は、 図 10に A, B, C, Dで示すように 4分割された 4分割センサ 21の上にスポット像を形成する。 ここで、 4分割センサ 21は、 ゥォブル信号 および LP P信号を再生するために、 まず、 ピックアップした A， B, C, D信 号を円周方向に足し算した A + D信号と B + C信号を生成する。 A + D信号は、 図面上に矢印 Y 1で示すグループ 12の進行方向左側 （AD側） の信号であり、 B + C信号は、 右側 （BC側） の信号である。
A + D信号と B + C信号は、 HPF 26, 27に入力され、 ここで DCオフセ ット成分が取り除かれた後、 AGC 3 1 , 32に入力される。 AGC 31, 32 では、 RF成分や同相ノイズ成分を取り除くために、 A + D信号と B + C信号の 双方の振幅が揃えられる。 この振幅が一定とされた A + D信号と B + C信号は、 HP F 28 , 29を介して差動アンプ 34に入力される。
差動アンプ 34では、 A + D信号と B + C信号との差が取られると共に、 設定 されたゲインおよび周波数可変 L P Fで処理されて、差信号 D I F〇が得られる この差動アンプ 34での処理では、 A + D信号と B + C信号との差が取られる ことによって、 ピットデータ 14が相殺されて無くなると共に、 A + D信号と B + C信号との各々に含まれるゥォプル信号おょぴ L P P信号のゲインが高まつ て強調されることになる。
この差動アンプ 34から出力される差信号 D I FOは、オーバーレベ^/リミッ タ 36にて LP P信号成分が取り除かれ、 ゥォブノレ信号成分のみとなる。 このゥ ォプル信号 37は、 B P F 38を介してレベルホールド部 40およぴ H P F 46 へ出力される。 そして、 HP F 46から AGC 49および HP F 47の回路を経 て、 DCオフセット成分並びにノイズなどが除去されると共に、一定振幅とされ る。 これによつてゥォプル信号 54が再生される。
このゥォブル信号 54は、 2値化コンパレータ 5 1に入力され、 スライスレべ ル V 1との比較によって 2値化され、 2値化ゥォプル信号 56となる。
また、上記のオーバーレベルリミッタ 36のリミット値 SLLは次のように生 成される。 すなわち、 BPF 38の出力レベルのピークおよびボトムが、 レベル ホールド部 40でホールド (ピークホールドぉよびボトムホールド) される。 こ の各ホールド値に、加算器 44で、 DAC 42から出力される所定の直流のオフ セット電圧が加えられることで、 リミツト値 S LLが生成される。
このリ ミット値 SLLは、 2値化コンパレータ 52のスライスレベル V 2とし ても用いられる。 つまり、 スライスレベル V 2は、 各々にオフセット電圧が加え られたピークホールド値またはポトムホールド値となる。 以降、 ピークホールド 値およびボトムホールド値というが、 これら値にはオフセット電圧が加えられて いるものとする。
そのスライスレベル V 2が、 2値化コンパレータ 52において、 差信号 D I F Oと比較されることによって、 2値化された LP P信号 58が再生される。 この 再生の際に、 2値化コンパレータ 52に入力されるスライスレベル V2を、 ピー クホールド値にする力 ボトムホールド値にするかは、 差信号 D I FOに含まれ る LP P成分の極性に応じる。 例えば、 図 1 1 (a) に示すように、 LPP外周 接続部分 18 aによる LP P信号 P 1, P 2については、 上向きのパルス状に出 るので、 ピークホールド値 P Lを用いる。 ピックアップによって極性が反対の場 合、 LPP内周接続部分 1 '8 bによる LPP信号 P 3, P4については、 下向き のパルス状に出るので、 ボトムホールド値 B Lを用いる。
つまり、 図 1 1 (a) に示すように、 オーバーレベルリミッタ 36においては 、 ピークホールド値 P Lによって、 差信号 D I FOに重畳されたパルス状の L P P信号 P I, P 2が除去される。 また、 ボトムホールド値 BLによって、 差信号 D I F〇に重畳されたパルス状の LP P信号 P 3， P 4が除去される。 この処理 によって、 図 1 1 (b) に示すゥォブル信号 37がオーバーレベルリミッタ 36 から出力される。
また、 2値化コンパレータ 52においては、 図 1 1 (a) に示すように、 差信 号 D I F Oがピークホールド値 P Lと比較され、 ピークホールド値 P L力、らはみ 出た LPP信号 P l， P 2が検出され、 2値化された LP P信号 58となる。 こ の種の従来の光ディスク装置として、例えば特開平 7— 296395号公報およ び特開 2002— 216363号公報に記載のものがある。
し力 し、 従来の光ディスク装置においては、 次のような問題がある。 光デイス ク 10の LP P内周接続部分 18 bが、 ゥォブルの振幅の中心付近に存在する場 合、 図 11 (a) に示すように、 その中心付近の LP P内周接続部分 18 bの L PP信号 P 3， P4は、 差信号 D I FOの振幅中心 C 1の付近から突き出す。 こ の LP P信号 P 3， P4を、 ボトムホールド値 B Lで除去したとしても、 図 1 1 (b) に P 3 a， P 4 aで示すように、 ？？信号？ 3, P 4の成分が取れない この L P P信号成分 P 3 a， P4 aがゥォブル信号 37に悪影響を及ぼし、 A GC49からのゥォブル信号 54を 2値化コンパレータ 51で 2値化した場合 に、 時間軸に沿って信号が揺らぐジッタが生じる。 つまり、 ジッタ性能が劣化す ることになる。
また、 ゥォブル信号の振幅変動により、 L P P外周接続部分 18 aの L P P信 号を差信号 D I FOから除去するための最適なスライスレベル V 2が変化した 場合、 例えば図 1 1 (b) に示すピークホールド値 PLによるスライスレベル V 2が変化した場合、 符号 P 1 aで示すように、 L P P信号 P 1成分の取れ残りが 生じる。 このような LP P信号取れ残り成分 P 1 aが生じ、 その取れ残り量が変 化することもジッタ性能の悪化につながる。 また、 L P P信号取れ残り成分 P 1 aは、 B PF 38後のゥォブル信号の振幅を変化させる要因にもなる。
また、 LP P信号 5 8を再生する際に、 ノイズゃゥォブル信号成分の変動によ つて、 図 1 1 (a) に示すように、 ゥォブル信号成分にピークホールド値 P L ( スライスレベル V 2) を突き出たパルス成分 P 5が存在すると、 このパルス P 5 を、 図 1 1 (c) に示すように、 LP P信号 5 8 aとして検出する誤検出が生じ る。
この LP P誤検出を防止するため、 従来の光ディスク装置においては、 スライ スレベル V 2となるリミット値 S L Lをある程度余裕を持った値に設定する必 要がある。 し力 し、 余裕を持たせると、 上記のように LP P信号取れ残り成分 P 1 aをゥォブル信号に残すことになり、 ジッタ性能を悪化させることになる。 ス ライスレベル V 2とオーバーレベルリミッタ 36のリミツト値 S L Lを別にす る方法も考えられるが、 この方法では回路規模が大きくなる。
特に、 記録後の光ディスク 1 0では、 各 A， B， C， D信号に、 図 8に示すピ ットデータ 14であるマーク部 1 2 aとアンマーク部 1 2 bとの反射率の違い から RF成分が含まれると、 この RF成分によるノイズやマーク有無によってゥ ォプル信号および L P P信号の振幅が変化し、最適なリミット値 S L Lを得るこ とができない。 このため、 スライスレベル V 2も変化してしまう。
上記のような理由によって、 ゥォブル信号 54、 2値化ゥォブル信号 56およ び L P P信号 5 8を適正に再生することが困難であった。
本発明は、 このような課題に鑑みてなされたものであり、 回路規模を大きくす ることなく、 ゥォブル信号および LP P信号を適正に再生することができるスル 一レート制限回路およぴ光デイスク装置を提供することを目的としている。 発明の開示
本発明による請求の範囲第 1項記載のスルーレート制限回路は、ゲートに入力 信号が入力される MOSトランジスタと、 この MOSトランジスタのソース側に MOSトランジスタと直列に接続される第 1の電流源と、前記 MOSトランジス タのドレイン側に MOSトランジスタと直列に接続される第 2の電流源と、前記 MOSトランジスタのソースと基準電位との間に接続されるキャパシタとを備 えたことを特徴とする。
これによれば、 入力電圧のレベルが急激に増加するとき、 つまり入力電圧が通 常よりも大きなスルーレートで増加 （又は減少） する場合、 MO S トランジスタ がオン状態となり、 出力電圧 （基準電位） が第 2の電流源と第 1の電流源と差お よびキャパシタの容量値で決まるスルーレートで増加 （又は減少） する。 このス ルーレートは、 出力電圧が単位時間に増加 （又は減少） する程度のものなので、 入力電圧のレベルが急激に増加 （又は減少） しても、 出力電圧においては、 その 急激な増加 （又は減少） レベルが抑制されることになる。 言い換えれば、 入力電 圧の急激な増加 （又は減少） レベルを除去することができる。
また、 本発明による請求の範囲第 2項記載のスルーレート制限回路は、 請求の 範囲第 1項において、 前記第 1の電流源、およぴ第 2の電流源は、 そのうちのいず れか一方または両方が可変電流源からなることを特徴とする。
これによつて、 スルーレートを可変することができ、任意の値に設定すること ができる。
また、 本発明による請求の範囲第 3項記載のスルーレート制限回路は、 請求の 範囲第 1項において、 前記キャパシタは、 その容量値が可変自在になっているこ とを特 ί敷とする。
これによつて、 スルーレートを可変することができ、任意の値に設定すること ができる。
また、 本発明による請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置は、 ディスクの内 周から外周に螺旋状に所定周期で蛇行して形成された情報記録用のトラックと、 このトラック間にトラックに接続されて形成されたァドレス情報再生用のトラ ック間部とを有する光ディスクから、前記トラックの蛇行情報であるゥォプル信 号と、前記トラック間部によるアドレス信号とを再生する光ディスク装置におい て、前記トラックを光で走査することにより 2系統の信号を検出する分割型光セ ンサと、前記分割型光センサで検出された 2系統の検出信号の差分をとることに より、前記ゥォブル信号および前記ァドレス信号を含む差信号を生成する差動ァ ンプと、前記ゥォブル信号よりも急峻に変化する信号を瑋さないように制限した スルーレートで、前記差信号を処理するスルーレートリミッタとを備えたことを 特徴とする。
これによつて、 差信号がスルーレートリミッタを通過する際に、 差信号に含ま れるゥォブル信号よりも急峻に変化する信号は除去される。 つまり、 差信号にゥ ォプル信号と共に含まれるァドレス信号並びにノイズ成分は除去されるので、 ゥ ォプル信号のみをスルーレートリミッタから出力させることができる。
また、 本 明による請求の範囲第 5項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲第 4項において、 前記スルーレートリ ミッタの出力信号が入力され、 通過周波数帯 域が可変なバンドパスフィルタを備えたことを特徴とする。
これによつて、バンドパスフィルタの通過周波数帯域をゥォブル信号のみを通 過させる帯域とすることによって、 より適正にゥォブル信号を再生することがで さる。
また、 本発明による請求の範囲第 6項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲第 5項において、 前記バンドパスフィルタの通過帯域は、 前記光ディスクの回転数 に応じて可変設定されることを特徴とする。
これによつて、分割型光センサによる検出後のノイズ成分とゥォブル信号/ァ ドレス信号は、 光ディスクの回転数に依存して異なるが、 回転数 応じて、 バン ドパスフィルタの通過帯域を可変設定することにより、スルーレートリミッタか ら出力されるゥォプル信号に残留するノィズ成分を除去して、最適にゥォブル信 号のみを通過させることができる。
また、 本発明による請求の範囲第 7項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲第 4項において、 電圧を発生し、 この電圧の値が可変な可変電圧発生手段と、 前記 スルーレートリミッタの出力信号に前記電圧を加算する加算器と、前記加算器の 出力信号をスライスレベルとして、前記差信号と比較することにより前記ァドレ ス信号を再生する比較器とを備えたことを特徴とする。
これによつて、加算器から出力されるスライスレベルは、 差信号から抽出した ゥォブル信号と略同形状で同期した波形となるので、 スライスレベル全体を、 電 圧によって上下させることで、差信号に含まれるゥォプル信号の波形に略一致さ せて配置することができる。 このようなスライスレベルを差信号と比較すれば、 ゥォブル信号からパルス状に突き出たァドレス信号を適正に検出して再生する ことができる。
また、 本 明による請求の範囲第 8項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲第 4項において、 前記スルーレートリミッタにおけるスルーレートは、 前記光ディ スクの回転数が速 ヽほど大きレ、値に設定されることを特徴とする。
これによつて、 光ディスクの回転数が速くなつて、 分割型光センサで検出され るゥォブル信号の立ち上がり /立下りの変化率が大きくなつても、スルーレート リミッタから適正にゥォブル信号を出力させることができる。
また、 本発明による請求の範囲第 9項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲第 4項において、 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記差信号に含まれる 前記ゥォプル信号/前記ァドレス信号の振幅に応じて前記ゲインが可変設定さ れることを特徴とする。
これによつて、 差信号において、 ディスクタイプの違いによる前記のゥォブル 信号/ァドレス信号の振幅をスルーレートリ ミッタの値に合うように変更する ことができる。 .
また、 本発明による請求の範囲第 1 0項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 4項において、 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記光ディスクの回 転数に応じて設定されることを特徴とする。
これによつて、分割型光センサによる検出後のゥォブル信号/ァドレス信号は 、 光ディスクの回転数に依存して帯域が異なるが、 回転数に応じて、 差動アンプ のゲイン値ゃスルーレートリミッタの値を可変設定することにより、 ゥォプル信 号およびァドレス信号を最適に検出して、 差信号に含ませることができる。 また、 本発明による請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置は、 ディスクの 内周から外周に螺旋状に所定周期で蛇行して形成された情報記録用のトラック と、 このトラック間にトラックに接続されて形成されたァドレス情報再生用のト ラック間部とを有する光ディスクから、前記トラックの蛇行情報であるゥォプル 信号と、前記トラック間部によるアドレス信号とを再生する光ディスク装置にお いて、前記トラックを光で走査することにより 2系統の信号を検出する分割型光 センサと、前記分割型光センサで検出された 2系統の検出信号の差分をとること により、前記ゥォブル信号および前記ァドレス信号を含む差信号を生成する差動 アンプと、 ゲートに前記差信号が入力される MO Sトランジスタ、 この MO Sト ランジスタのソース側に MO S トランジスタと直列に接続される第 1の電流源、 前記 MO Sトランジスタのドレイン側に MO Sトランジスタと直列に接続され る第 2の電流源、前記 MO Sトランジスタのソース端子と出力端子との間に接続 されるキャパシタを有して、前記差信号を処理するスルーレート制限回路とを備 えたことを特徴とする。
これによつて、 差信号がスルーレート制限回路を通過する際に、 請求の範囲第 1項の作用説明の理由によって、差信号に含まれるゥォプル信号よりも急峻に変 化する信号は除去される。 つまり、 差信号にゥォプル信号と共に含まれるァドレ ス信号並びにノィズ成分は除去されるので、 ゥォブル信号のみをスルーレート制 限回路から出力させることができる。
また、 本発明による請求の範囲第 1 2項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、前記スルーレート制限回路の第 1の電流源おょぴ第 2の電流 源は、そのうちのいずれか一方または両方が可変電流源からなることを特徴とす る。
これによつて、 スルーレートを任意に設定可能なので、 スルーレート制限回路 によって差信号に含まれるゥォブル信号よりも急峻に変化する信号を適正に除 去することができる。
—また、 本発明による請求の範囲第 1 3項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、 前記スルーレート制限回路のキャパシタは、 その容量値が可 変自在になっていることを特徴とする。
これによつて、 スルーレートを任意に設定可能なので、 スルーレート制限回路 によって差信号に含まれるゥォブル信号よりも急峻に変化する信号を適正に除 去することができる。
また、 本宪明による請求の範囲第 1 4項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、前記スルーレート制限回路の出力端子からの出力信号が入力 され、 通過周波数帯域が可変なバンドバスフィルタを備えたことを特徴とする。 これによって、バンドパスフィルタの通過周波数帯域をゥォブル信号のみを通 過させる帯域とすることによって、 より適正にゥォブル信号を再生することがで さる。
また、 本発明による請求の範囲第 1 5項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 4項において、 前記バンドパスフィルタの通過帯域は、 前記光ディスクの回 転数に応じて可変設定されることを特徴とする。
これによつて、分割型光センサによる検出後のノィズ成分とゥォブル信号/ァ ドレス信号は、 光ディスクの回転数に依存して異なるが、 回転数に応じて、 バン ドパスフィルタの通過帯域を可変設定することにより、スルーレート制限回路か ら出力されるゥォブル信号に残留するノィズ成分を除去して、最適にゥォプル信 号のみを通過させることができる。
また、本発明による請求の範囲第 1 6項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、 電圧を発生し、 この電圧の値が可変な可変電圧発生手段と、 前記スルーレート制限回路の出力信号に前記電圧を加算する加算器と、前記加算 器の出力信号をスライスレベルとして、前記差信号と比較することにより前記ァ ドレス信号を再生する比較器とを備えたことを特徴とする。
これによつて、 加算器から出力されるスライスレベルは、 差信号から抽出した ゥォブル信号と略同形状で同期した波形となるので、 スライスレベル全体を、 電 圧によって上下させることで、差信号に含まれるゥォブル信号の波形に略一致さ せて配置することができる。 このようなスライスレベルを差信号と比較すれば、 ゥォプル信号からパルス状に突き出たァドレス信号を適正に検出して再生する ことができる。
また、本発明による請求の範囲第 1 7項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、 前記スルーレート制限回路におけるスルーレートは、 前記光 ディスクの回転数が速いほど大きい値に設定されることを特徴とする。
これによつて、 光ディスクの回転数が速くなつて、 分割型光センサで検出され るゥオプノレ信号の立ち上がり Z立下りの変化率が大きくなつても、スルーレート 制限回路から適正にゥォブル信号を出力させることができる。
また、 本楽明による請求の範囲第 1 8項記載の光ディスク装置は、請求の範囲 第 1 1項において、 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記差信号に含ま れる前記ゥォブル信号 Z前記ァドレス信号の振幅に応じて前記ゲインが可変設 定されることを特 ί敷とする。
これによつて、 差信号において、 ディスクタイプの違いによる前記のゥォブル 信号 アドレス信号の振幅をスルーレート制限回路の値に合うように変更する ことができる。
また、本 明による請求の範囲第 1 9項記載の光ディスク装置は、 請求の範囲 第 1 1項において、 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記光ディスクの 回転数に応じて設定されることを特徴とする。
これによつて、分割型光センサによる検出後のゥォプル信号/ァドレス信号は 、 光ディスクの回転数に依存して帯域が異なるが、 回転数に応じて、 差動アンプ のゲイン値ゃスルーレート制限回路の値を可変設定することにより、 ゥォブル信 号おょぴァドレス信号を最適に検出して、 差信号に含ませることができる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の実施の形態に係る光ディスク装置のゥォプル信号および L Ρ Ρ信号再生回路の構成を示すブロック図である。 図 2は上記光ディスク装置のゥ ォブノレ信号および L Ρ Ρ信号再生回路における各信号を示す図である。 図 3は上 記光ディスク装置のゥォブル信号および L Ρ Ρ信号再生回路におけるスルーレ 一トリミッタの第 1の構成例を示す図である。 図 4は上記第 1の構成例のスルー レートリミッタにおける入力電圧と出力電圧との波形図である。図 5は上記光デ イスク装置のゥォブル信号おょぴ L P Ρ信号再生回路におけるスルーレートリ ミッタの第 2の構成例を示す図である。 図 6は本実施の形態の効果を検証した際 の波形図である。 図 7は図 6に示す所定区間の拡大図である。 図 8は光ディスク の構成を示す図である。 図 9は光ディスクにおけるグループ、 ランドおよび L P Pの拡大図である。 図 1 0は従来の光ディスク装置のゥォブル信号および L P P 信号再生回路の構成を示すブロック図である。 図 1 1は従来の光ディスク装置の ゥォブル信号および L P P信号再生回路における各信号を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
次に、 図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。 なお、 以下の説 明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されてい る。
図 1に示す本実施の形態のゥォブル信号および L P P信号再生回路 60の特 徴構成は、 図 1 0に示した再生回路 20のオーバーレベルリミッタ 36に代え、 スルーレートリミッタ （スルーレート制限回路） 6 1を用いた点にある。 また、 図 1 0に示したレベルホーノレド部 40を外し、 図 1に示すように、 スルーレート リミッタ 6 1の信号出力端と加算器 44とを接続し、 さらにスルーレートリミッ タ 6 1の出力側に接続される B P F 3 8 aとして周波数帯域可変型のものを用 いた点にある。
つまり、 本実施の形態の再生回路 60は、 4分割センサ 2 1と、 OPアンプ 2 3， 24と、 入出力側に HP F 26， 27， 28, 29が接続された AG C 3 1 ， 3 2と、 周波数可変型 LP F付のゲイン可変な差動アンプ 34と、 スルーレー トリミッタ 6 1と、 B PF 38 aと、 DAC 42と、 加算器 44と、 入出力側に HP F 46, 47が接続された AGC 49と、 2値化コンパレータ 5 1， 5 2と を備えて構成されている。
スルーレートリミッタ 6 1は、 D VD-R/RW10の回転数に応じて、 スル 一レート (出力信号の立ち上がり /立下りの変化率) を変化させることが可能と なっており、差動アンプ 34から出力される差信号 D I FOに含まれるゥォブル 信号を通し、 LP P信号を通さないようにスルーレートを制限する。 この制限は 、 回転数が速いほどにスルーレートを大きくするように行われる。 また、 スルー レートは、 回転数に応じた変更を行うために、 例えば 1 25〜 2000 mV/μ sで 1 2 5 mV刻みの指定ができるようになつている。
このようにスルーレートを制限することにより、 図 2 (a) に示す差信号 D I FOに含まれる LP P信号 P 1〜P 4を通さず、 図 2 (b) に示すゥォブル信号 6 3の成分のみを通して出力することが可能となっている。 また、 スルーレート 処理では、 図 2 (a) に示す差信号 D I F〇のゥォプル成分に重畳されたヒゲ状 の振幅成分も、 図 2 (b) に示すように除去される。 その振幅成分は、 従来例で 説明したように RF成分によるノイズやマーク有無によって急峻に変化する振 幅であるが、 上記のように、 スルーレートを制限した場合、 急峻に変化する振幅 成分は通過できず、 除去されることになる。
このようなスルーレートリミッタ 61の回路構成の例を図 3に示す。 MO Sト ランジスタ Q 1と、 定電流 I 1を流すための電流源 1と、 定電流 I 2を流すため の電流源、 2と、 MOSトランジスタ Q 1の負荷となるキャパシタ C 1とからなる α
入力電圧 V i nのレベルが、 図 4に符号 a 1 , a 2で示すように急峻に増加し た場合、 MO Sトランジスタ Q 1がオン状態となり、 出力電圧 V o u tが定電流 I 2と定電流 I 1の差 （ I 2— I 1 ) 、 およびキャパシタ C 1の容量値 C 1で決 まるスルーレートで増加する。 一方、 入力電圧 V i nのレベルが、 符号 b 1， b 2で示すように急峻に減少した場合、 MO Sトランジスタ Q 1がオフ状態となり 、 出力電圧 V o u t力 定電流 I 1と容量値 C 1で決まるスルーレートで減少す るようになっている。
したがって、 入力電圧 V i nに生成するパルス状のノイズ成分 a 1, b 1と b 2， a 2は略除去され、 略入力電圧 V i nのみを出力電圧 V o u tとして出力す ることができる。 つまり、 スルーレートリミッタ 61は、 図 2 (a) に示した L ? 信号？ 1〜？4を除去し、 図 2 (b) に示した略ゥォブノレ信号 63のみを出 力する。
この他、 スルーレートリミッタ 61として、 図 5に示すように、 図 3の回路に 出力電圧 V o u tのレベルを捕正する出力レベル補正回路 5を追加した回路を 用いてもよい。 出カレべ/レ補正回路 5は、 オペアンプ OP 1と、 N型の MOSト ランジスタ Q 2と、 電流源 6とから構成されている。 また、 オペアンプ OP 1は 、 MOSトランジスタ Q 2とでボルテージフォロワを構成している。
このようなスルーレートリミッタ 6 1の前段に接続される差動アンプ 34は、 HPF 28， 29から入力される A + D信号と B + C信号は、記録されたピット による RF成分の振幅が一定になるように、 AGC (オートゲインコントロール ) した後、 差を取り、 ゥォブル/ LP P成分を生成する。 この出力は、 ディスク タイプにより異なるので、 最適なゲインが選択できるように、 例えば 0. 66/ 1. 33/2. 66倍のゲイン値が設定されている。
また、 回転数に応じて、 そのゲイン値が選択されることにより、 スルーレート リミッタ 61の値の変更幅を少なくして、 ゥォブル /L P P成分を最適に検出可 能なようになつている。
また、 スルーレートリミッタ 61の後段に接続される BPF 38 aは、 入カク ロックやレジスタによる周波数切り替えにより、 回転数に合わせて周波数帯域の 変更が可能となっている。 この周波数帯域の選択によってゥォブル信号 6 3から ゥォブル成分を最適に検出可能なように成されている。
さらに、加算器 44で、 スルーレートリミッタ 61から出力されるゥォブル信 号 63に、 DAC42からの直流のオフセット電圧 V 3を加算することによって 、 2値ィ匕コンパレータ 52のスライスレベル V 2 aを生成するようになっている このスライスレベル V 2 aは、 オフセット電圧 V 3によって、例えば 25mV 刻みで 0〜375mVまで可変できるようになっている。 このようにスライスレ ベル V 2 aは、差信号 D I F Oからゥォブル成分を抽出したゥォブル信号 63を 基にして生成したものなので、 図 2 (c) に示すように、 差信号 D I FOに含ま れる正弦波状のゥォブル成分と略同形状で同期した波形となる。 したがって、 ス ライスレベル V 2 aを、 オフセット電圧 V 3によって上下させることで、 ゥォプ ル成分の波形に略一致させて配置することができるようになつている。
このような構成の光ディスク装置における再生回路 60によって、 DVD— R /RW10からゥォブル信号および L P P信号を再生する動作を説明する。 ただし、 DVD— R/RW10への情報の記録後は、 AGC31, 32を動作 させ、 A + D信号および B + C信号の振幅を揃えるが、 AGC31, 32の出力 レベル検出回路の反応速度は L P P信号には影響を受けないような帯域とし、ま たループフィルタにより帯域制限がかけられているものとする。 さらに、 情報の 記録前は、 AGC 3 1, 32が飽和する可能性があるので、 AGC 31， 32を 固定ゲインに切り替えて使用し、 AGC 31， 32の前後の HP F 26〜29で DC成分を除去し、 十分な動作レンジを確保しておくものとする。
まず、 4分割センサ 21でピックアップされた A， B, C, D信号が円周方向 に足し算されることによって A + D信号と B + C信号が生成される。 この A + D 信号と B + C信号は、 HPF 26, 27に入力され、 ここで DCオフセット成分 が取り除かれた後、 AGC 31, 32において、 双方の振幅が揃えられる。 この 振幅が一定とされた A + D信号と B + C信号は、 HPF 28, 29を介して差動 アンプ 34に入力される。 差動アンプ 34では、 A + D信号と B + C信号との差 が取られると共に、設定ゲインぉよぴ周波数可変 L P Fで処理されることにより 、 差信号 D I FOが得られる。
この差信号 D I FOは、 スルーレートリミッタ 61で図 2 (a) に示す LP P 成分 P 1〜P4が取り除かれる。 これによつて残った図 2 (b) に示すゥォブル 信号 63力 加算器 44および BPF 38 aへ出力される。 加算器 44では、 ゥ ォプル信号 63にオフセット電圧 V 3が加算され、 図 2 (c) に示すスライスレ ベル V2 aが得られる。 このスライスレベル V 2 a力 2値ィ匕コンノ、。レータ 52 において、差信号 D I FOと比較されることによって 2値化された LP P信号 5 8 bが再生される。
一方、 B P F 38 aでは、 ゥォブル信号 63に残ったノイズなどの不要成分が 取り除かれた後、 HP F 46から AGC 49および HP F 46の回路にて、 DC オフセット成分並びにノイズなどが除去されると共に一定振幅とされる。 これに よって、 ゥォブノレ信号 54 bが再生される。 このゥオプノレ信号 54 bは、 2値ィ匕 コンパレータ 51に入力され、スライスレベル VIとの比較によって 2値化され ることにより、 2値化ゥォブル信号 56 bが再生される。
なお、 上記においては、 4分割センサ 21にて 2系統の信号を検出するように したが、 他の分割型光センサにて 2系統の信号を検出するようにしてもよい。 このような本実施の形態の光ディスク装置のゥォプル信号および L P P信号 再生回路 60によれば、 スルーレートリミッタ 61において、 差動アンプ 34で 生成された差信号 D I FOに含まれるゥォプル信号よりも急峻に変化する信号 を通さないようにスルーレートを制限し、 このスルー ^一トで差信号 D I FOを 処理して出力するようにした。 このように処理することによって、 差信号 D I F Oがスルーレートリミッタ 61を通過する際に、差信号 D I FOに含まれるゥォ ブル信号よりも急峻に変化する信号は除去される。 つまり、 差信号 D I FOにゥ ォブル信号と共に含まれるァドレス信号並びにノイズ成分が除去されるので、 ゥ ォブル信号のみをスルーレートリミッタ 61から出力させることができる。従つ て、 ゥォブノレ信号を適正に再生することができる。
また、 スルーレートリミッタ 6 1の出力信号が入力され、 周波数帯域を制限し て通過させるための通過帯域が可変な B P F 3 8 aを備えたので、 B P F 3 8 a の通過周波数帯域をゥォブル信号のみを通過させる帯域とすることによって、 よ り適正にゥォブ /レ信号を再生することができる。
また、 D A C 4 2からオフセット電圧 V 3を ¾生し、 このオフセット電圧 V 3 と、スルーレートリミッタ 6 1からのゥォブル信号 6 3とを加算器 4 4で加算し 、 この加算信号をスライスレベル V 2 aとして、 コンパレータ 5 2において差信 号 D I F Oと比較することにより、 L P P信号 5 8 bを再生するようにした。 加 算器 4 4から出力されるスライスレベル V 2 aは、差信号 D I F Oから抽出した ゥォブル信号と略同形状で同期した波形となるので、 スライスレベル V 2 a全体 を、 電圧によって上下させることで、 差信号 D I F Oに含まれるゥォブル信号の 波形に略一致させて配置することができる。 このようなスライスレベル V 2 aを 差信号 D I F Oと比較すれば、 ゥォブル信号からパルス状に突き出た L P P信号 5 8 bを適正に検出することができる。
また、 スルーレ一トリミッタ 6 1におけるスルーレートを、 光ディスク 1 0の 回転数が速いほどに大きい値に設定するようにしたので、光ディスク 1 0の回転 数が速くなつて、分割型光センサで検出されるゥォブル信号の立ち上がりノ立下 りの変化率が大きくなつても、 スルーレートリミッタ 6 1から適正にゥォブル信 号を出力させることができる。
また、 差動アンプ 3 4において、 そのアンプゲインを変化させるようにしたの で、 ディスクタイプによる差信号振幅の差を吸収したり、 必要なスルーレート設 定値を少なくしたりすることができる。
また、 B P F 3 8 aの通過帯域を、 光ディスク 1 0の回転数に応じて変化させ ることで、 スルーレートリミッタ 6 1から出力されるゥォブル信号 6 3に残留す るノィズ成分を除去して、 最適にゥォブル信号のみを通過させることができる。 これらの効果の検証結果である波形図を、 図 6 ( a ) 〜 （f ) および図 7 ( a ) 〜 （f ) に示す。 ただし、 図 7は、 図 6に示す区間 7 1の拡大図である。 これ ら図 6および図 7において、 （a ) に示す波形は、 差動アンプ 3 4から出力され る差信号 D I F Oである。 （b ) に示す波形は、 図 1 0に示した従来構成におい て差動アンプ 3 4からの差信号 D I F Oをオーバーレベルリミッタ 3 6を用い ず直接 B P F 3 8に通して得たゥォブノレ信号 （以下、 第 1の従来ゥォプ /レ信号と いう） と、 図 1 0に示したオーバーレベルリミッタ 3 6を介したのち B P F 3 8 から得たゥォブル信号 (以下、 第 2の従来ゥォブル信号という) と、 図 1に示し た本実施の形態構成においてスルーレートリミッタ 6 1を介したのち B P F 3 8 aから得たゥォブル信号 （以下、 本発明ゥォブル信号という） との 3つの信号 •波形 7 3を比較した状態を示すものである。
( c ) に示す波形は、 第 1の従来ゥォブル信号と理想的なゥォブル信号との周 期の差の波形 7 5である。 （d ) に示す波形は、 第 2の従来ゥォブル信号と理想 的なゥォブノレ信号との周期の差の波形 7 7である。 （e ) に示す波形は、 本発明 ゥォブル信号と理想的なゥォプル信号との周期の差の波形 7 9である。
( f ) は、 上記の差の波形 7 5 , 7 7 , 7 9の標準偏差をとつて、 理想的なゥ オプノレ信号の周期で割ったジッタ比 （％) を示す波形 7 5 a， 7 7 a , 7 9 aで める。
この結果の通り、 （f ) に示すジッタ比 （％) は、 1に近い本発明構成によつ て得られた波形 7 9 aが最もよいことがわかる。 このことから、 し？ 信号5 8 bの検出においても、検出し易いよう D A C 4 2によるオフセット量を最適化す ればよく、 ゥォブノレ信号への影響は考慮する必要がないことがわかる。
また、本光ディスク装置においては、 従来のようにスライスレベルとオーバー レベルリミッタのリミット値を別にすることによって規模が大きくなる構成は とらず、 従来の構成要素であるレベルホールド部 4 0も用いないので、 その分、 回路規模を小さくすることが可能となる。 産業上の利用の可能性
本スルーレート制限回路を採用することにより、従来回路のようにダイォード を使用しないので、 その分、 従来回路に比べて構成部品の点数を減少することが できる。 また、 従来回路のようにダイオードを使用しないので、 CMO S集積回 路で構成するのに適している。 さらに、 本スルーレート制限回路は、 MO Sトラ ンジスタを使用しているので、 入力インピーダンスを非常に高くでき、 これによ り入力側にバッファ回路などを設ける必要がない。
本光ディスク装置によれば、 スルーレートリミッタにおいて、 差動アンプで生 成された差信号に含まれるゥォブル信号よりも急峻に変化する信号を通さない ようにスルーレートを制限し、 このスルーレートで差信号を処理して出力する。 この処理によって、 差信号がスルーレートリミッタを通過する際に、 差信号に含 まれるゥォブル信号よりも急峻に変化する信号は除去される。 つまり、 差信号に ゥォブル信号と共に含まれる了ドレス信号並びにノィズ成分が除去されるので、 ゥォブル信号のみをスルーレートリミッタから出力させることができる。従って 、 ゥォブル信号を適正に再生することができる。

Claims

請求の範囲
1 . ゲートに入力信号が入力される MO Sトランジスタと、
この MO S トランジスタのソース側に MO S トランジスタと直列に接続され る第 1の電流源と、
前記 MO Sトランジスタのドレイン側に MO Sトランジスタと直列に接続さ れる第 2の電流源と、
前記 M O S トランジスタのソースと基準電位との間に接続されるキャパシタ と
を備えたことを特徴とするスルーレート制限回路。
2 . 前記第 1の電流源および第 2の電流源は、 そのうちのいずれか一方または 両方が可変電流源からなる
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のスルーレート制限回路。
3 . 前記キャパシタは、 その容量値が可変自在になっている
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のスルーレート制限回路。
4 . ディスクの内周から外周に螺旋状に所定周期で蛇行して形成された情報記 録用のトラックと、 このトラック間にトラックに接続されて形成されたァドレス 情報再生用のトラック間部とを有する光ディスクから、前記トラックの蛇行情報 であるゥォブ /レ信号と、前記トラック間部によるアドレス信号とを再生する光デ イスク装置において、
前記トラックを光で走査することにより 2系統の信号を検出する分割型光セ ンサと、
前記分割型光センサで検出された 2系統の検出信号の差分をとることにより、 前記ゥォブル信号および前記ァドレス信号を含む差信号を生成する差動アンプ と、
前記ゥォプル信号よりも急峻に変化する信号を通さないように制限したスル 一レートで、 前記差信号を処理するスルーレートリミッタと
を備えたことを特徴とする光ディスク装置。
5 . 前記スルーレートリ ミッタの出力信号が入力され、 通過周波数帯域が可変 を備えたことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置。
6 . 前記バンドパスフィルタの通過帯域は、前記光ディスクの回転数に応じて 可変設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 5項記載の光ディスク装置。
7 . 電圧を発生し、 この電圧の値が可変な可変電圧発生手段と、
前記スルーレートリミッタの出力信号に前記電圧を加算する加算器と、 前記加算器の出力信号をスライスレベルとして、前記差信号と比較することに より前記ァドレス信号を再生する比較器と
を備えたことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置。
8 . 前記スルーレートリミッタにおけるスルーレートは、 前記光ディスクの回 転数が速レヽほど大きレ、値に設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置。
9 . 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記差信号に含まれる前記ゥォ ブル信号/前記ァドレス信号の振幅に応じて前記ゲインが可変設定される ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置。
1 0 . 前記差動ァンプのゲインは、 可変であり、 前記光ディスクの回転数に応 じて設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の光ディスク装置。
1 1 . ディスクの内周から外周に螺旋状に所定周期で蛇行して形成された情報 記録用のトラックと、 このトラック間にトラックに接続されて形成されたァドレ ス情報再生用のトラック間部とを有する光ディスクから、前記トラックの蛇行情 報であるゥォプル信号と、前記トラック間部によるアドレス信号とを再生する光 ディスク装置において、
前記トラックを光で走査することにより 2系統の信号を検出する分割型光セ ンサと、
前記分割型光センサで検出された 2系統の検出信号の差分をとることにより、 前記ゥォブル信号および前記ァドレス信号を含む差信号を生成する差動アンプ と、
グートに前記差信号が入力される MO S トランジスタ、 この MO S トランジス タのソース側に MO Sトランジスタと直列に接続される第 1の電流源、前記 M〇 Sトランジスタのドレイン側に MO Sトランジスタと直列に接続される第 2の 電流源、前記 MO S トランジスタのソース端子と出力端子との間に接続されるキ ャパシタを有して、 前記差信号を処理するスルーレート制限回路と
を備えたことを特徴とする光ディスク装置。
1 2 . 前記スルーレート制限回路の第 1の電流源および第 2の電流源は、 その うちのいずれか一方または両方が可変電流源からなる
ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
1 3 . 前記スルーレート制限回路のキャパシタは、 その容量値が可変自在にな つている
ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載のスルーレート制限回路。
1 4 . 前記スルーレート制限回路の出力端子からの出力信号が入力され、 通過 周波数帯域が可変なバンドパスフィルタ
を備えたことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
1 5 . 前記バンドパスフィルタの通過帯域は、 前記光ディスクの回転数に応じ て可変設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の光ディスク装置。
1 6 . 電圧を発生し、 この電圧の値が可変な可変電圧発生手段と、
前記スルーレート制限回路の出力信号に前記電圧を加算する加算器と、 前記加算器の出力信号をスライスレべノレとして、前記差信号と比較することに より前記ァドレス信号を再生する比較器と
を備えたことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
1 7 . 前記スルーレート制限回路におけるスルーレートは、 前記光ディスクの 回転数が速いほど大きい値に設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
1 8 . 前記差動アンプのゲインは、 可変であり、 前記差信号に含まれる前記ゥ ォブル信号/前記ァドレス信号の振幅に応じて前記ゲインが可変設定される ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
1 9 . 前記差動ァンプのゲインは、 可変であり、 前記光ディスクの回転数に応 じて設定される
ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の光ディスク装置。
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