WO2003065058A1 - Schaltkreis-anordnung, redox-recycling-sensor, sensor-anordnung und verfahren zum verarbeiten eines über eine sensor-elektrode bereitgestellten stromsignals - Google Patents

Schaltkreis-anordnung, redox-recycling-sensor, sensor-anordnung und verfahren zum verarbeiten eines über eine sensor-elektrode bereitgestellten stromsignals Download PDF

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WO2003065058A1
WO2003065058A1 PCT/DE2003/000122 DE0300122W WO03065058A1 WO 2003065058 A1 WO2003065058 A1 WO 2003065058A1 DE 0300122 W DE0300122 W DE 0300122W WO 03065058 A1 WO03065058 A1 WO 03065058A1
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current
control circuit
input
predetermined
sensor
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Application number
PCT/DE2003/000122
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Alexander Frey
Christian Paulus
Roland Thewes
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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Publication date
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/26—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating electrochemical variables; by using electrolysis or electrophoresis
    • G01N27/28—Electrolytic cell components
    • G01N27/30—Electrodes, e.g. test electrodes; Half-cells
    • G01N27/327—Biochemical electrodes, e.g. electrical or mechanical details for in vitro measurements
    • G01N27/3275—Sensing specific biomolecules, e.g. nucleic acid strands, based on an electrode surface reaction
    • G01N27/3277—Sensing specific biomolecules, e.g. nucleic acid strands, based on an electrode surface reaction being a redox reaction, e.g. detection by cyclic voltammetry

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement, a redox recycling sensor, a sensor arrangement and a method for processing a current signal provided via a sensor electrode
  • FIG. 2A shows a biosensor chip as described in [1].
  • the sensor 200 has two electrodes 201, 202 made of gold, which are embedded in an insulator layer 203 made of electrically insulating material. Electrode connections 204, 205 are connected to the electrodes 201, 202, by means of which the electronic potential applied to the electrode 201, 202 can be supplied.
  • the electrodes 201, 202 are designed as planar electrodes.
  • DNA probe molecules 206 also referred to as capture molecules
  • the immobilization takes place according to the gold-sulfur coupling.
  • the analyte to be examined for example an electrolyte 207, is applied to the electrodes 201, 202.
  • the electrolyte 207 contains DNA strands 208 with a base sequence that is complementary to the sequence of the DNA probe molecules 206, that is to say that the key molecules sterically fit the key-lock principle, these DNA strands 203 also hybridize the DNA probe molecules 206 (see FIG. 2B)
  • Hybridization of a DIIA probe molecule 206 and a DMA strand 203 fmdec only takes place if the sequences of the respective DNA probe molecule and the corresponding DriA strand 203 are complementary to one another. If this is not the case If so, no hybridization takes place.
  • a DNA probe molecule of a given sequence is only able to bind to a particular one, namely the DNA strand with a complementary sequence, ie to hybridize with it, resulting in the high degree of selectivity of sensor 200 results
  • the value of the impedance between the electrodes 201 and 202 changes, as can be seen from FIG. 2B.
  • This changed impedance is achieved by applying a suitable electrical voltage to the electrode connections 204, 205 and by detecting the resulting current detected
  • the capacitive component of the impedance between the electrodes 201, 202 decreases. This is due to the fact that both the DNA probe molecules 206 and the DNA strand 208, which may hybridize with the DNA probe molecules 206, do not electrically are conductive and thus vividly partially shield the respective electrodes 201, 202 electrically.
  • FIG. 3A The cross-sectional view along the section line II 'from FIG. 3A is shown in FIG. 3B.
  • the dimension of the electrodes and the distances between the electrodes are in the order of magnitude of the length of the molecules to be detected, ie the DMA strand 208, or less, for example 200nm and below
  • FIG. 4A shows a biosensor 400 with a first electrode 401 and a second electrode 402, which are applied on an insulator layer 403.
  • a holding area 404 is applied on the first electrode 401 as gold.
  • the holding area 404 serves for immobilizing DNA probes olekulen 405 on the first electrode 401 No such holding area is provided on the second electrode 402
  • the biosensor 400 is to be used to detect DNA strand 407 with a sequence that is complementary to the sequence of the immobilized DNA probe molecules 405, the sensor 400 is brought into contact with a solution to be examined, for example an electrolyte 406, in such a way that DNA strand 407 possibly contained in the solution 406 to be examined can hybridize with the complementary sequence to the sequence of the DNA probe molecules 405.
  • a solution to be examined for example an electrolyte 406
  • Fig. B shows the case in which the DNA strand 407 to be detected is contained in the solution 406 to be examined and is hybridized with the DNA probes olekulen 405
  • the DNA strands 407 in the solution to be examined are labeled with an enzyme 408, with which it is possible to split molecules described below into electrically charged partial molecules.
  • an enzyme 408 with which it is possible to split molecules described below into electrically charged partial molecules.
  • DNA probe molecules 405 is provided than DNA strand 407 to be determined contained in the solution 406 to be examined
  • the biosensor 400 is rinsed, whereby the non-hybridized DNA strands are removed and the biosensor chip 400 is cleaned of the solution 406 to be examined.
  • the rinsing solution used for rinsing or another solution supplied in a further phase becomes an electrically uncharged substance added, which contains molecules which can be cleaved by means of the enzyme 408 on the hybridized DNA strands 407, into a first sub-molecule 410 with a negative electrical charge and into a second molecule with a positive electrical charge
  • the negatively charged first partial molecules 410 are drawn to the positively charged first electrode 401, which is indicated by the arrow 411 in FIG. 4C.
  • the negatively charged first partial molecules 410 are attached to the electrode 401 has positive electrical potential, is oxidized and is drawn as oxidized sub-molecules 413 to the negatively charged second electrode 402, where they are reduced again.
  • the reduced sub-molecules 414 in turn migrate to the positively charged first electrode 401. In this way an electrical circuit current is generated which is proportional to the number of charge carriers generated in each case by means of the enzymes 406
  • FIG. 5 shows the function of the electrical current 501 m as a function of time 502.
  • the resulting course 503 has an offset current I 0 £ f ⁇ -. 504, which is independent of the time profile.
  • the offset current l o. Ss- 504 is generated on the basis of poor idealities of the biosensor 400.
  • a major cause of the "offset current I : _s * - is that the covering of the first electrode 401 with the DNA probe molecules 405 is not ideal, ie it is not completely tight.
  • the incomplete coverage leads to parasitic current paths between the first electrode 401 and the solution 406 to be examined, which also have ohmic components, among other things.
  • the covering of the first electrode 401 with the DNA probe molecules 405 should not be complete so that the electrically charged partial molecules, i.e. the negatively charged first partial molecules 410 can reach the first electrode 401 due to an electrical force.
  • the covering of the first electrode 401 with DNA probe molecules 405 should be sufficiently dense.
  • both electrodes 401, 402 should always provide a sufficiently large amount of space for the O ⁇ dations- / Redkt ⁇ ons process in the context of the redox recycling process.
  • Macromolecular biomolecules are, for example
  • the first molecules and the second molecules are ligands, for example active substances with a possible one
  • Binding activa which the proteins to be detected or Bind peptides to the respective electrode on which the corresponding ligands are arranged
  • Suitable ligands are, for example, enzyme agonists, pharmaceuticals, sugar or antibodies or any other molecule which has the ability to specifically bind proteins or peptides.
  • DNA strands of a given sequence are used as macromolecular biomolecules, which are to be detected by the biosensor, then DNA strands of a given sequence with DNA probe molecules with the sequence complementary to the sequence of the DNA strand can be used as molecules on the first electrode to be hybridized.
  • a probe molecule (also called a catcher molecule) is to be understood as a ligand or a DNA probe molecule
  • the value m dl / dt introduced above, which corresponds to the slope of the straight line 503 from FIG. 5, is proportional to the electrode area of the electrodes used to detect the measurement current.
  • the value m is therefore proportional to the longitudinal extension of the electrodes used, for example in the case of the first electrode 201 and the second electrode 202 proportional to their length perpendicular to the plane of the drawing in FIGS. 2A and 2B. If several electrodes are connected in parallel, for example in the known one
  • the value of the A. finite the measurement current may be referred to narnik Symposium on a wide range of values due to different influences, wherein the detectable by a sensor Stro -3ere ⁇ ch as D / • Frequently is more desirable dynamic range of a current intensity range of five decades called causes for the strong fluctuations can also be biochemical boundary conditions in addition to the sensor geometry. It is thus possible for the macromolecular biomolecules of different types to be detected to have very different value ranges for the resulting measurement signal, ie. in particular cause the measurement current and its change over time, which in turn leads to an expansion of the required entire dynamic range with corresponding requirements for a given electrode configuration with the following standardized measurement electronics
  • the requirements for the large dynamic range of such a circuit mean that the measuring electronics are designed to be expensive and complicated in order to work with sufficient accuracy and reliability in the required dynamic range.
  • the offset current IoF tso i is often much larger than the change over time of the measurement current m over the entire measurement period.
  • a very small time-dependent change must be measured with high accuracy within a large signal. This places very high demands on the measuring instruments used, which makes the acquisition of the measuring current complex, complicated and expensive. This fact also counteracts the desired miniaturization of sensor arrangements.
  • Small signal currents such as those that occur at a sensor, can be raised to a level with the aid of amplifier circuits, which allows the signal current to be forwarded, for example, to an external device or an internal quantification
  • ADC analog-digital converter
  • the ADC should have a correspondingly high resolution and a sufficiently high signal-to-noise ratio.
  • the integration of such an analog-to-digital converter in the immediate vicinity of a sensor electrode also represents a high technological challenge, the corresponding process control is complex and expensive. Furthermore, it is extremely difficult to achieve a sufficiently high signal-to-noise ratio in the sensor
  • the invention is based on the problem of creating a robust circuit arrangement with improved detection sensitivity for electrical currents which are very weakly variable over time
  • a circuit arrangement is provided, the sensor electrode, a control circuit which is coupled to the sensor electrode via an input and a current source which is coupled via its control input to a control output of the control circuit such that the current source can be controlled by the control circuit and which is coupled via its output to the sensor electrode.
  • the control circuit is set up such that when the current signal flowing into the control circuit via its input is outside a predetermined one
  • the control circuit controls the current source in such a way that the current source adjusts the electrical current generated by it in such a way that the electrical current flowing into the input of the control circuit is brought to a predetermined current value. Furthermore, the control circuit is set up in such a way that when the current signal flowing into the control circuit via its input is within the predetermined current range, the control circuit controls the current source in such a way that the current source maintains the current generated by it at the current value. Furthermore, the circuit arrangement has a detection emitter with which the event can be detected that the current signal flowing into the control circuit via its input is outside the predetermined current range
  • a sensor event takes place on the sensor electrode, for example the hybridization of a DM.A strand with an enzyme label on a catcher molecule immobilized on the sensor electrode, the enzyme producing free charge carriers when an appropriately suitable liquid is added this causes a flow of current at the sensor electrode causes a time-dependent change in the sensor current at the sensor electrode, as shown, for example, in FIG. 5.
  • This sensor current I sensor has a characteristic influence on the current I C5S flowing through the input of the control circuit .
  • the control circuit is set up in such a way that, if the current I OSS flowing through its input is outside the predetermined current range, the control circuit via its control output provides the control input of the current source with a signal such that the current source has such a current value I Rdnge at its output provides that the current I Mes flowing over the input of the control circuit is brought to the predetermined current value.
  • a detection emhei which is preferably coupled to the control circuit, detects the event that the current signal I MC&S flowing into the control circuit via its input is outside the predetermined current range.
  • the control circuit determines whether the current signal flowing into the control circuit via its input is within the predetermined range Current-strong range. If the current signal flowing into the control circuit via its input is within the predetermined range Current-strong range, the control circuit generates a corresponding signal at its control output, which is provided to the control input of the current source and causes it to keep the current i Ran g c generated by it at the current, constant value of the sensor current I cm so. generates a detection signal by a predetermined current interval, so that a sensor event of a sensor electrode is detected in this way
  • the signal processing of the smallest currents in the pA-nA range is realized according to the invention, the analog current signal Is, e - s o r in the immediate vicinity of the sensor m being converted into a sequence of detection signals, for example pulses.
  • a digitalization is carried out by changing / changing the analog current signal I> - i o m a chronological sequence of detection signals, preferably into a frequency as a result of the signal processing
  • disruptive influences on the path of the sensor signal to a signal processing unit are avoided or kept low, which results in a high signal-to-noise ratio.
  • the useful signal in the immediate vicinity of the sensor becomes the sensor signal Meetingflltert
  • the sensitivity and dynamic range of the sensor or the signal processing unit can be flexibly adjusted to the needs of the individual case by means of the circuit arrangement according to the invention.
  • FIG. 5 for example in the case of the detection of DNA Using the redox recycling principle, a transformation of the hybridization events stretches a signal current that rises constantly over time. through
  • the sensitivity and dynamic range can be adjusted by dividing the measuring time and by setting the predetermined current range, the respective exceeding of which triggers a detection pulse.
  • a desired dynamic range of five decades (for example for detecting electrical currents between lpA and lOOnA) can therefore be implemented very easily according to the invention.
  • the circuit arrangement furthermore has a
  • Detection unit has an electrically coupled counter element which is set up in such a way that it pays the number and / or the chronological sequence of the events detected by the detection unit
  • the counter element is set up in such a way that if the electrical current flowing into the input of the control circuit exceeds an upper limit of the predetermined current range, the counter reading is increased by a predetermined value, if the counter current flowing into the input tu ⁇ g ele triscne Stro ⁇ n a lower limit of the given current range falls below, the counter reading is preferably decreased by a predetermined value.
  • the described functionality of the payer element corresponds to the scenario that the sensor current has such a sign that the sensor current Is ens or is successively increased as a result of a sensor event.
  • the counter reading is clearly increased by a predetermined value (preferably by “1”), whereas each
  • the counter reading is decreased by a predetermined value (preferably by "1").
  • the counter element is set up such that if the electrical current flowing into the input of the control circuit exceeds an upper limit of the predetermined current range, the counter reading is decreased by a predetermined value and that when the electrical current flowing into the input of the control circuit falls below a lower limit of the predetermined current range, the counter reading is increased by a predetermined value.
  • the drop in the current value in a scenario in which a detection event increases the current value of a sensor electrode can be attributed, for example, to disturbing and parasitic events, v / ie noise events etc.
  • the detector selectively detects the exceeding or falling short of the predetermined current range and consequently sets the counter reading of the counter element either up or down. In other words, it is automatic Averaging of the signal and errors due to noise effects etc. are thereby compensated. This leads to an increase in detection sensitivity
  • the current source is preferably a voltage-controlled current source
  • control circuit preferably has a current-voltage converter at its input, which is set up in such a way that that at the input of the
  • Control circuit current is converted into an electrical voltage signal by means of the current-voltage converter.
  • circuit arrangement according to the invention, it is designed as an integrated circuit.
  • the integration of the circuit arrangement results in high detection accuracy as a result of the on-chip current signal processing.
  • the current is processed directly on the chip and in the immediate vicinity of the sensor electrode , whereby disturbing signals, such as additional noise due to an increased transmission path, are avoided.
  • the dimension of the circuit arrangement can be reduced as a result of the integration of the circuit arrangement according to the invention, for example into a semiconductor substrate. This miniaturization leads at a cost advantage, since macroscopic measuring equipment is saved
  • a redox recycling sensor according to the invention is provided with a circuit arrangement with the features described above
  • the sensitivity of the circuit arrangement according to the invention is sufficiently high to be able to detect very small electrical currents, which are usually produced when biomolecules of low concentration are detected. Therefore, the circuit arrangement of the invention is preferably designed as a redox recycling sensor with the features described above with reference to F ⁇ g.4A, F ⁇ g.4B, F ⁇ g.4C.
  • each of the circuit arrangements of the sensor arrangements can be designed as a redox recycling sensor.
  • the arrangement of a plurality of circuit arrangements for forming a sensor arrangement enables, for example, a parallel analysis of a liquid to be examined. If this liquid contains, for example, different biomolecules, such as different DNA half-strands, and are on the different ones If different types of capture molecules are immobilized in the sensor electrodes of the sensor arrangement, the different DNA half strands can be detected at the same time.
  • the parallel analysis is a desirable measure of nationalization in many technical fields, by means of working time and thus cost savings Therefore, a time-saving analysis of a liquid to be examined is implemented according to the invention Furthermore, the method according to the invention is used
  • the method for processing a current signal provided via a sensor electrode is carried out using a circuit arrangement with the features described above
  • the current source is controlled by the control circuit in such a way that the current source adjusts the electrical current generated by it in such a way that it flows into the input of the control circuit flowing electrical current is brought to the predetermined current value If, on the other hand, the current signal flowing into the input of the control circuit is within the predetermined current range, the control circuit controls the current source in such a way that the current source fixes the electrical current it generates to the current value It is also detected by means of the detection unit that the current signal flowing through the control circuit via its input is outside the predetermined current range
  • the number and / or the temporal sequence of the events is paid by means of a payer element which is electrically coupled to the control circuit
  • a payer element which is electrically coupled to the control circuit
  • the counter value is increased by a predetermined value.
  • the payer level is lowered by a predetermined value
  • the counter reading is reduced by a predetermined value and it becomes, if the electrical current flowing into the input of the control circuit becomes a lower limit of the predetermined current strength - falls below the range, the payer level increased by a predetermined value.
  • FIG. 1 shows a schematic view of a circuit arrangement according to a first exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 2A shows a cross-sectional view of a sensor according to the prior art in a first operating state
  • FIG. 2B shows a cross-sectional view of the sensor according to the prior art in a second operating state
  • FIG. 3A shows a top view of interdigital electrodes according to the prior art
  • FIG. 3B shows a cross-sectional view along the section line II 'of the interdigital electrodes shown in FIG. 3A according to the prior art
  • FIG. 4A shows a biosensor based on the principle of redox recycling in a first operating state according to the prior art
  • FIG. 4B shows a biosensor based on the principle of redox recycling in a second operating state according to the prior art
  • FIG. 4C shows a biosensor based on the principle of redox recycling in a third operating state according to the prior art
  • FIG. 5 shows a functional curve of a sensor current in the context of a redox recycling process
  • FIG. 6 shows a detailed view of the functional curve of a sensor current in the context of a redox recycling process
  • FIG. 7 shows a schematic view of a circuit arrangement according to a second exemplary embodiment of the invention.
  • Figure 8A is a diagram that schematically shows the dependence of the sensor current of the time t for the sensor electrode shown in FIG. 7,
  • FIG. SB shows a diagram which schematically shows the dependence of the measurement current I fS on the time t for the diagram shown in FIG. SA,
  • FIG. 9A shows a schematic view of a circuit arrangement according to a third exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 9B is a diagram schematically showing the dependence of the measurement current I t es on the time t for the diagram shown in FIG. 8A and for the third exemplary embodiment of the circuit arrangement of the invention shown in FIG. 9A
  • I t es the measurement current
  • FIG. 10A shows a schematic view of a circuit arrangement according to a fourth exemplary embodiment of the invention.
  • FIG. 10B is a schematic diagram of the detection unit of the fourth exemplary embodiment of the circuit arrangement of the invention shown in FIG. 10A
  • the invention clearly illustrates, inter alia, an on-chip integrated circuit concept for the direct conversion of a sensor signal of an electronic biosensor, which is based on the principle of redox recycling, m frequencies.
  • the signal that carries this frequency is in the form of binary signals with digital levels.
  • FIG. 6 A basic idea for the frequency conversion of a sensor current signal according to the invention, which is implemented by means of the circuit arrangement according to the invention, is shown schematically in FIG. 6 using a diagram 600
  • the diagram 600 shown in FIG. 6 has an abscissa 602, along which the time t is plotted.
  • the sensor current Ic, C "sor is plotted along the ordinate 601 of the diagram 600.
  • a current-time curve 603 is also shown.
  • An offset current l o. ,,, . 604 the diagram 600 from FIG. 6 is also entered
  • the current axis 601 is mentally divided into aquidistant sections of the large L l Ir aem time _nter / a 11 z ⁇ _sc ⁇ e ⁇ ⁇ e r 'first point in time t and the second point in time t . / 'earth how shown, the current-time curve 603 n swept over current intervals ⁇ I. According to the invention, it is appropriately detected how many complete sections n and therefore which current interval n ⁇ I from the sensor current I Senso ⁇ m the time interval between the first time t 0 and the second Time ⁇ be crossed over.
  • the measurement-relevant size is the current increase m 605, i.e. the sensor current I] at the second time t
  • circuit arrangement 100 based on the described principle is described below in accordance with a first preferred exemplary embodiment of the invention.
  • the circuit arrangement 100 has a sensor electrode 101, a control circuit 102 which is coupled to the sensor electrode 101 via an input 103 and a current source 104 which is coupled via its control input 105 to a control output 106 of the control circuit 102 that the power source 104 from the
  • Control circuit 102 is controllable, and which is coupled via its output 107 to the sensor electrode 101.
  • the control circuit 102 is set up such that when the first current signal 108 flowing into the control circuit 102 via its input 103 is outside a predetermined current range, the control circuit 102 controls the current source 104 in such a way that the current source 104 controls the second one generated by it Current signal 109 sets such that the first current signal 108 flowing into the input 103 of the control circuit 102 is brought to a predetermined current value.
  • control circuit 102 is set up such that when the first current signal 108 flowing into the control circuit 102 via its input 103 is within the predefined current strength range, the leveling circuit 102 controls the current source 104 in such a way that the current source 104 maintains the current current signal 109 generated by it at the current value.
  • FIG. 1 Also shown in FIG. 1 are capture molecules 111 that are immobilized on the sensor electrode 101. Molecules 112 to be detected that are hybridized with these capture molecules 111 are also shown with an enzyme label 113.
  • the system of the sensor which is based on the principle of redox recycling - Electrode 101, the catcher molecules 111, the molecules 112 to be detected with their enzyme labels 113, etc., causes electrically charged particles 114 to be generated, which generate a third current signal 115 from the sensor electrode 101.
  • This third current signal 115 which is shown in FIG. 6 corresponds to the current-time curve 603 shown, contains the information as to which number of particles 113 to be detected are hybridized with the capture molecules 111 on the surface of the sensor electrode 101.
  • the circuit arrangement 100 makes it possible to use the third current signal 115 to convert the sensors -Fill out information
  • circuit arrangement 700 according to a second exemplary embodiment of the invention is shown
  • the circuit arrangement 700 has a sensor electrode 701, a control circuit 702, v / elche is coupled to the sensor electrode 701 via an input 703 and a current source 704, v / elche via its control input 705 to the control output 706 of the control circuit 702 is controllable, and v / elche is coupled via its output 707 to the sensor electrode 701.
  • the leveling circuit 702 is set up in such a way that the measuring current signal I s: jS flowing through the control circuit 702 via its input 703 703 is outside a predetermined current range, the leveling circuit 702 controls the current source 704 in such a way that the current source 704 the auxiliary it generates Current signal I- * at ge 7 09 is set such that the measurement current signal I ⁇ css 708 flowing into the input 703 of the control circuit 702 is brought to a predetermined current value I- Basc 7 i0.
  • control circuit 702 is set up in such a way that If the measurement current signal 708 flowing into the control circuit 702 via its input 703 is within the predetermined current range, the control circuit 702 controls the current source 704 in such a way that the current source 704 maintains the auxiliary current signal 709 generated by it at the current value. Furthermore, the circuit arrangement 700 has a detection device 711 with which the event can be detected that the measurement current signal 708 flowing into the control circuit 702 via its input 703 is outside the predetermined current range.
  • the predefined current range is monitored by means of a threshold value detector 712 of the control circuit 702.
  • the predetermined one is
  • FIG. 7 shows a counter element 714 which is electrically coupled to the detection unit 711 and which is set up in such a way that it pays the number and the chronological sequence of the events detected by the detection unit 711.
  • Element 714 is set up such that, v / enn, the electrical current flowing into the input 703 of the leveling circuit 702
  • the sensor current signal Is-r So: 715 which is generated as a result of sensor events at the sensor electrode 701, is shown in FIG.
  • the time profiles of the measurement current signal 708 (diagram 716), the auxiliary current signal 709 (diagram 717) and the sensor current signal 715 (diagram 718) are shown in diagrams 716, 717, 718.
  • diagrams 716 and 717 show an ideally desired time dependency of measurement current signal 708 and auxiliary current signal 709
  • diagrams 719 and 728 show a real time dependence of measurement current signal 708 and auxiliary current signal 709 show.
  • Measuring current signal 708 (diagram 716) or auxiliary current signal 709 (diagram 717) to approximate.
  • the measurement current signal 708 or the auxiliary current signal 709 by means of an ideal curve, as in diagram 716 or diagram 717 shown, is writable.
  • the current source 704 shown in FIG. 7 is a voltage controlled current source.
  • the control circuit 702 has a current-voltage converter 720 at its input 703, which is set up in such a way that the measurement current signal 708 present at the input 703 of the control circuit 702 by means of the current-voltage converter 720 is converted into an electrical voltage signal.
  • the components of the circuit arrangement 700 are integrated in a silicon substrate (not shown in FIG. 7), or a part of the components is formed on the silicon substrate.
  • the circuit design shown in Fig .7 constitutes a realization of the erf dungsge responsiblyen principle.
  • the TIC idea is based on the use of three over an electrical node 721 interconnected current signals I MCSS 708, I Ra length 709 and I SC nsor 715th
  • the sensor current Is e ⁇ so ' - 715 denotes the electrical current that flows from the sensor electrode 701 as a result of sensor events that have taken place on the sensor electrode 701 (cf. FIG. 1).
  • a typical time dependency of the sensor current Is cnsor 715 is shown in diagram 718.
  • the time dependency shown there essentially corresponds to the current-time curve 603 described above with reference to FIG. 6. Such a curve is obtained, for example, during detection according to the Reclox recycling method.
  • Diagram 718 shows schematically that the sensor current Ise n s or 715 is mentally divided into intervals ⁇ I.
  • Fig. 7 shown embodiment of the circuit arrangement 700 st for the given Current value l 3 se 700 selected as value OA.
  • the selection of a predetermined current value I B ⁇ SP 710 that deviates from the current value 0A can be favorable.
  • circuit arrangement 700 has the effect that the information relevant to the analysis of the sensor events relating to the current rise m is contained in the measurement current signal I Mo & ⁇ 708, whereas the auxiliary current signal IRang e 709 e ne Auxiliary function fulfilled.
  • t denotes a current point in time and t ' a specific point in time that is earlier than the current point in time t.
  • a time interval that corresponds to the first operating state ⁇ 1 ⁇ is exemplified in the diagrams 716, 717, 718 (and also diagram 719) with the reference number 722.
  • the auxiliary current signal IJ a - ⁇ ... 709 fixed to a constant time-independent current current value This current value is determined by the difference between the sensor current I ⁇ cn «; ⁇ r (t * ) 715 as it flowed at the previous point in time t " and is determined by the predetermined current value Ia asc 710 (cf. (6b)).
  • the measurement current signal I MCS ⁇ 708 at the point in time t is the sensor by the difference Current signals 715 at times t and t * plus the specified current value Iea se 710 (see (6b)).
  • the measurement current signal 708 is within the specified current Area 713
  • the operating state ⁇ 2 ⁇ is characterized in that the sensor current signal 715 generated at the sensor electrode 701 at the time t, reduced by the predetermined one
  • the measurement current signal I MLS . is consequently at the time t independent of the sensor current signal I cnsor 715 at the predetermined current value Iba ⁇ e 710 (cf. (7a)).
  • the predetermined current value I b a o 710 which, as mentioned above, is selected as 0A according to the exemplary embodiment described, is therefore used to set a working range of the measuring current signal I Moa ⁇ 708.
  • the entire sensor current signal I n so r 715 is the auxiliary current signal Ip aPgo 709 in the operating state ⁇ 2 ⁇ , so that the measurement current signal I n n. S 708 disappears.
  • the operating state ⁇ 2 ⁇ is shown in FIG. 7, for example, by the point in time designated by the reference number 723, which is shown in the diagrams 716, 717, 713.
  • the finite duration of the second operating state ⁇ 2 ⁇ 723a is, however, irrelevant, so that in the further description it is assumed that the second operating state (2 ⁇ 723 can essentially be described by means of a point in time.
  • the meaning of the time interval ⁇ t is given below described generation of a detection pulse (the temporal length ⁇ t) again Iffen.
  • the two operating states ⁇ 1 ⁇ and ⁇ 2 ⁇ 722, 723 are controlled in the circuit arrangement 700 by the control circuit 702 and the voltage-controlled current source 704.
  • Current source 704 is controlled by the control circuit 702 by means of a parameter y, which in the case of the circuit arrangement 700 is an electrical voltage.
  • the current source 704 is a voltage-controlled current source.
  • the measurement current signal I i 703 is by means of the current voltage -Converters 720 transformed into a variable ⁇ , which is an electrical voltage according to the circuit arrangement 700 described in FIG. 7. This voltage is the output variable of the current-voltage converter 720 and the input variable of a leveling device is called 724
  • the control unit 724 is provided with the information as to whether the circuit arrangement is to be operated in the operating state ⁇ 1 ⁇ or in the 5 operating state ⁇ 2 ⁇ .
  • control unit 724 is set up in such a way that one
  • Another area of the circuit arrangement 700 namely the threshold value detector 712 of the control circuit 702, the detection unit 711 and the counter element 714 define when of the circuit arrangement 700 the operating state
  • the output of the threshold value detector 712 such a signal is generated 5 and provided to the input of the detection unit 711 that the detection unit 711 generates a pulse 727.
  • the pulse 727 generated by the detection unit 711 is made available to the further input 725 of the control unit 724.
  • Control unit 724 provided pulse 0 informs control unit 724 that the predetermined threshold value 726 at threshold value detector 712 has been exceeded, which is the case when the measurement current signal IM, SS 703 exceeds the value I_ sb ⁇ + LI Exceeding the threshold 726 is equivalent to the event that the measurement current signal I. " , -s & 708 exceeds the predetermined current range 713 has, that is, has exceeded the current value I 3e ._.-Ll.
  • the temporal length of the pulse 727 of the detection emitivity 711 corresponds to that length which is designated in diagram 719 as the real length of the second operating state 723a with ⁇ t. It may be advantageous for the pulse 727 generated by the detection unit 711 to have a time length ⁇ t-0 that is as short as possible.
  • the pulse 727 provided at the further input of the control unit 724 causes the control unit 724 to regulate the circuit arrangement 700 during the time period ⁇ t of the pulse 727 in such a way that the second operating state ⁇ 2 ⁇ is maintained during this time interval ⁇ t.
  • the circuit arrangement 700 is in the operating state ⁇ 1 ⁇ .
  • the result of the interaction of all circuit components of the circuit arrangement 700 is shown in the diagrams 716, 717, 718; if the measurement current signal I H , JiS , 708 exceeds the value iBase ⁇ ⁇ I, the measurement current signal IMe is reset, to the specified current value Iea so 710 using the operating state ⁇ 2 ⁇ . After the reset, the measurement current signal I M «& s 708 again increases at a rate which is determined by the sensor current signal Is 0 n so r 715.
  • the pulses 727 generated by the detection unit 711 in each reset operation are not only provided to the further input 725 of the control unit 724, but also, as shown in FIG. 7, to the payer element 714.
  • the payer element 714 pays the number of pulses and their chronological order. In other words, the payer element 714 detects the number n of pulses in digital form, which means that the payer element 714 can be used to determine which current intensity / acns / acns n ⁇ I has occurred in the measured time period
  • n is identical to the number of If the sensor current signal I ⁇ enso 715 is exceeded via ⁇ I sections within the time period t 0 -t ⁇ , the large ⁇ t should preferably be negligibly small compared to the time between two resetting processes. Under this condition, which is often easy to achieve in practice, the current increase m * can be determined via n. If n is sufficiently large or ⁇ I is sufficiently small or the measuring time is selected to be sufficiently long, then m can be assumed to be approximately equal to m ' .
  • the described method for processing a sensor current signal 715 provided via a sensor electrode 701 can also be used if the time interval ⁇ t, i.e. the length of the pulse 727 is not negligibly small. In one
  • the scenario is to determine the m * to be measured using the following expression:
  • the frequency of the pulses 727 at the output of the detection unit 711 can also be detected directly.
  • the information of the sensor current signal 1 s e n so r 715 is contained in this frequency.
  • the 700-based methods of the circuit arrangement on the Verv / extension for processing a provided on the sensor electrode 701 sensor current signal Is ".n" o r 715 In summary, the following steps: v / hen the in the control circuit 702 Via its input 703 flowing measurement current signal I.
  • the control circuit 702 controls the current source 704 in such a way that the current source 704 generates the electrical auxiliary current signal I »£ .- C ⁇ generated on it 709 so that the input 703 of the
  • the control circuit 702 flowing electrical measurement current signal Ij-i ess 708 is brought to the predetermined current value I Da «, 0 710 if the measurement current signal I ,,,, « 708 flowing into the control circuit 702 via its input 703 is within the predetermined Is current-strong area 713, the control circuit 702 controls the current source 704 in such a way that the current source 704 maintains the electrical auxiliary current signal ⁇ Ranq e 709 generated by it at the current value.
  • the event is also detected by means of the detection unit 711 detects that in the
  • Control circuit 702 via its input 703 flowing measurement current signal ⁇ M e s s 708 is outside the predetermined current range 713
  • FIGS. 8A and 8B it is described how the principle according to the invention works when the sensor current signal I ⁇ n sor deviates from its ideal linear form (see FIG. 6) and signal fluctuations (for example as a result of noise effects) ) occur.
  • a diagram 800 is shown in FIG. 8A, along which the time t 802 is plotted along the abscissa and the electrical sensor current 801 is plotted along the ordinate. As shown in FIG. 8A, the curve shape sensor current time 803 is not linear, but has fluctuations
  • FIG. 8B A further diagram 810 is shown in FIG. 8B, along the abscissa of which the time 812 is plotted, which corresponds to the time 802 plotted in FIG. 8A.
  • the electrical measurement current 311 is plotted along the ordinate of the other diagram 310
  • FIG. 8B plots the curve current Stro time 813 as it results from the operation of the circuit arrangement 700 according to the invention in the event that the curve curve sensor current time 303 shown in FIG. 8A is present
  • m Fig. 8A is a current intensity - I r ter al 1 ⁇ I 30- shown.
  • the predetermined current strength range essential for the functionality of the circuit arrangement according to the invention that is to say the range between a predetermined current strength value ⁇ BaS 814 and I Bc - s0 + ⁇ I, is identified in FIG. 8B with the reference number 815
  • the method based on the circuit arrangement according to the invention for processing a current signal provided via a sensor electrode is therefore robust against signal fluctuations
  • FIG. 9A shows a circuit arrangement 900 according to a third exemplary embodiment of the invention, which is a further development of the circuit arrangement shown in FIG. 7
  • circuit arrangement 700 represents Those elements of the circuit arrangement 900 from FIG. 9A that are identical to components of the circuit arrangement 700 are provided with the same reference numerals in FIG. 9A and are not explained in more detail below.
  • the circuit arrangement 900 shown in FIG. 9A has the advantageous further development that the electrical measuring current is also limited downwards.
  • the circuit arrangement 900 has the following components - a control circuit 901, the control unit 905 of which has a first further input 906a and a second further input 906b instead of the further input 725 from FIG
  • the detection unit of the circuit arrangement 900 shown in FIG. 9A has a first region of the detection unit 902a and a second region of the detection unit 902b.
  • the Schv / ellv / ert detector of the circuit arrangement 900 has a first Area of the threshold value detector 903a and a second area of the threshold value detector 903b on.
  • the saving signal ⁇ provided by the current-voltage converter 720 at its output is sent to the control unit 905 and both the first area of the threshold value detector 903a also provided the second area of the threshold value detector 903b
  • the first area of the threshold value detector 903a essentially fulfills the same functionality as the threshold value detector 712 shown in FIG. 7, if the voltage signal x provided by the current-voltage converter 720 to the input of the first area of the threshold value detector 903a exceeds a first predetermined threshold value 907a of the first area of the threshold value detector 903a, a corresponding signal is transmitted from the output of the first area of the threshold value detector 903a to the input of the first area of the detection unit 902a coupled to this output.
  • the first area of the detection unit 902a has an output which is coupled to the first further input 906a of the control unit 905 and which is coupled to the first input 904a of the payer element 904.
  • the first area of the detection unit 902a generates a first pulse 908a, which is provided to the first further input 906a of the control unit 905 and which is provided to the first input 904a of the payer element 904.
  • the first pulse signal 908a causes the first further input 906a of the control unit 905 to reset the measurement current signal I Me t, s 708 from the value I Ba & o + ⁇ I to the value ⁇ base .
  • the first pulse 908a at the first input 904a of the payer element 904 causes the payer status of the payer element 904 to be a predetermined one
  • circuit arrangement 900 corresponds to that of the circuit arrangement 700
  • the voltage signal x generated by the Stro.m voltage converter 720 which is characteristic of the current measurement current signal 703, is provided to the second area of the threshold value detector 903b at its input. If the voltage signal x falls below the second predetermined threshold value 907b second area of the threshold value detector 903b, so at the output of the second area of the threshold value detector 903b, which with the input of the second region of the detection unit 902b is coupled, a corresponding electrical signal is generated and this is transmitted to the input of the second region of the detection unit 902b, in this case a second pulse 908b is generated by the second region of the detection unit 902b , The output of the second area of the detection unit 902b is coupled both to the second further input 906b of the control unit 905 and to the second input 904b of the payer element 904.
  • the second pulse 908b if it is generated at the second area of the detection unit 902b, is provided to these two inputs.
  • the scenario described corresponds to the scenario designated in FIG. 9B at time 927, in which the measurement current signal 708 reaches the lower limit I Basc - ⁇ I of the predetermined current range 925. That the
  • Control unit 905 at its second further input 906b provided second pulse signal 908b controls the current source 704 in such a way that the measurement signal ⁇ measurement 708 is reset to the predetermined current value ⁇ a a- , c 924.
  • Raising the sensor current by a further current range 804 is the cause, but rather a reduction in the current signal, for example due to noise effects
  • E " r £ I the circuit arrangement shown in FIG. 9A represents an advantageous further development of the circuit arrangement 700, since the decrease in the measurement current signal 703 can also be correctly detected by means of the circuit arrangement 900.
  • the counter element 904 of the Circuit arrangement 900 is designed as a forward / reverse payer.
  • circuit arrangement 900 from FIG. 9A is described below with reference to the diagram 920 from FIG. 9B.
  • the diagram 920 has an abscissa along which the time 922 is plotted.
  • the electrical measuring current 921 is plotted along the ordinate.
  • the measurement current-time curve 923 is also shown, as is obtained using the circuit arrangement 900 shown in FIG. 9A in the case of a sensor current-time curve 803, as shown in FIG. 8A.
  • the electrical measuring current 921 remains within the predefined current strength range 925 around the predefined current strength value ⁇ base 924 with a bandwidth ⁇ I extending upwards or downwards.
  • FIG. 9B also shows first reset points 926a and a second reset point 926b. A comparison of the measurement current-time curve 923 with that
  • Curve sensor current time 803 shows that the first reset points reflect a respective increase in sensor current 801 by a further current intensity interval 804, whereas reset point 926b shows the fall back of sensor current 801 to be recorded at time 927 around a
  • a fourth preferred exemplary embodiment of a circuit arrangement 1000 according to the invention is described in detail below with reference to FIG. 10A, FIG. 10B.
  • the circuit arrangement 1000 shown in FIG. 10A represents a circuit implementation of the circuit arrangement 700 shown in FIG. 7. Therefore, those are
  • Circuit blocks of the circuit arrangement 1000 which are configured as an equivalent element in the circuit arrangement 700, are provided with the same reference numbers.
  • the sensor electrode 701, from which the sensor-current signal 715 flows, is coupled to the one source-drain region of a first p-MOS transistor 1001, which forms the current-voltage converter 720. Furthermore, the electrical node 721 is coupled to the one source-drain region of a second p-MOS transistor 1002.
  • the measurement current signal I Me s ⁇ , 708 flows between the electrical node 721 and the first p-MOS transistor 1001, and the auxiliary flows between the node 721 and the one source-drain region of the second p-MOS transistor 1002 Current signal Ip ar ⁇ g e .
  • the gate region of the first p-MOS transistor 1001 is coupled to a second electrical node 1003.
  • the second electrical node 1003 is coupled to a third electrical node 1004.
  • the third electrical node 1004 is coupled to the output of a first operational amplifier 1005. Furthermore, the third electrical node 1004 is connected to the one source-drain region of a third p-MOS transistor 1006 coupled
  • the non-inverted input of the first operational amplifier 1005 is coupled to the electrical node 721.
  • the non-inverted input of the first operational amplifier 1005 is connected to a first
  • Reference voltage source 1007 coupled The other source-dram region of the first o-MOS transistor 1001 is connected to the a source-drain region of a fourth p-MOS transistor 1008 coupled.
  • the other source-drain region of the fourth p-MOS transistor 1008 is coupled to a supply voltage source 1009.
  • the gate region of the fourth p-MOS transistor 100S is with a fourth electrical
  • the fourth electrical node 1010 is coupled to the output of the detection unit 711 and to the input of the counter element 714.
  • the second electrical node 1003 is further coupled to the inverted input of a second operational amplifier 1011. The non-inverted input of the second
  • Operational amplifier 1011 is coupled to a second reference voltage source 1012.
  • the output of the second operational amplifier 1011, to which a first output signal 1013 can be applied, is coupled to the input of the detection unit 711.
  • Another output of the detection unit 711 is coupled to the gate region of the third p-MOS transistor 1006.
  • the other source-drain region of the third p-MOS transistor 1006 is coupled to a fifth electrical node 1014.
  • the fifth electrical node 1014 is coupled to the gate region of the second p-MOS transistor 1002 and to a storage capacitor 1015.
  • the storage capacitor 1015 is also coupled to a sixth electrical node 1016.
  • the sixth electrical node 1016 is also coupled to the other source-drain region of the second p-MOS transistor 1002.
  • the sixth electrical node 1016 is also coupled to the supply voltage source 1009.
  • the detection unit 711 is set up in such a way that the detection unit 711 corresponds to a scenario in which the input of the detection unit 711 from the threshold value detector 712 has a first output signal
  • the detection unit 711 is designed such that in a scenario in which the detection unit 711 a first output signal 1013 is provided by the threshold value detector 712, the detection unit 711 provides a second pulse 1018 to the gate region of the third p-MOS transistor 1006.
  • the exact configuration of the payer 714 is not shown in FIG. 10A.
  • the counter 714 can be, for example, a synchronous dual counter constructed from JK flip-flops.
  • the circuit arrangement 1000 shown in FIG. 10A in contrast to the circuit arrangement 700 shown in FIG. 7, has an electrical coupling means 1019 for coupling the electrical node 721 to the control unit 725, more precisely with the non- inverted input of the first operational amplifier 1005 of the control unit 725, in order to achieve the function of the electrical node 721 as a summation point according to equation (5), it should be ensured that the current in this additional line is formed by the electrical coupling means 1019 disappears If the transistors of the ⁇ mgangs differential stage of the first operational amplifier 1005 are designed as MOS transistors, this requirement is well met
  • the output of the first operational amplifier 1005 is fed back to the non-inverted input by means of the second or first p-MOS transistor 1002, 1001. Furthermore, the open loop gain of the first operational amplifier 1005 is denoted by AI. Then, as long as the feedback takes place ensures that the first operational amplifier 1005 is not limited
  • V 0ut 1 ⁇ t is the voltage applied to the output of the first operational amplifier 1005
  • V is the voltage applied to the electrical one
  • V ⁇ V ⁇ Lds + ouc / Al (10)
  • the potential at the electrical node 721 thus becomes the value V_ predetermined by the first reference voltage source 1007 at the inverted input of the first operational amplifier 1005 .
  • __ regulated This voltage value which simultaneously determines the electrical potential at the sensor electrode 701, is required in order to close the process of Pedo ⁇ rec / cling enable
  • the first control state 1020 and the second control state 1021 are described in more detail below
  • the first control circuit 1020 will be described, which corresponds to the operating state of the circuit arrangement according to the invention denoted above with operating state ⁇ 1 ⁇
  • This case corresponds to the scenario that the detection unit 711 does not generate a first pulse 1017 and a second pulse 1018 at its output and at its further output.
  • the gate region of the fourth p-MOS transistor 1008 is conductive.
  • the detection unit 711 does not generate a second pulse 1018 which, as shown in FIG. 10A, starting from a logic value "0" for the duration of the pulse, would generate the logic value "1”
  • the gate area is the third p-MOS transistor 1006 is not conductive.
  • the gate region of the third p-MOS transistor 1006 is not conductive, whereas the gate region of the fourth p-MOS transistor 1008 is conductive
  • the gate region of the third p-MOS transistor 1006 is not conductive, a constant electrical voltage is applied to the storage capacitor 1015 and thus to the gate region of the second p-MOS transistor 1002 at the electrical node 721 there is also a constant electrical voltage, there is a time-dependent auxiliary current 1 ⁇ - ⁇ . 709 through the gate region of the second p-MOS transistor 1002.
  • the sensor current i s . ", 715 which changes over time, therefore flows through the gate region of the first p-MOS transistor.
  • the electrical voltage at the output of the first ooeratio ⁇ s / starter 1005 is such that the electrical voltage at the gate region of the first p-MOS transistor 1001 enables the required current flow.
  • the second control circuit 1021 is described below, which corresponds to the operating state of the circuit arrangement 1000 referred to above as the operating state ⁇ 2 ⁇ .
  • the detection unit 711 generates a first pulse 1017 at its input as a result of a corresponding first output signal 1013 and a second pulse 1018 at its two outputs.
  • the first pulse 1018 is set up in such a way that the Gate region of the third p-MOS transistor 1006 becomes conductive.
  • the first pulse 1017 is set up in such a way that the gate region of the fourth p-MOS transistor 1008 does not become conductive during the pulse duration.
  • the gate region of the third p-MOS transistor 1006, on the other hand, is in the conductive state, and according to this scenario, the output voltage of the first operational amplifier 1005 is the gate voltage of the second p-MOS transistor 1002, and therefore controls the auxiliary Current Ilange, which flows through the gate region of the second p-MOS transistor 1002.
  • the gate voltage of the second p-MOS transistor 1002 is regulated by the circuit arrangement 1000 such that the auxiliary current 709 is equal to the sensor current I, b ⁇ r 715.
  • the total sensor current of the sensor electrode 701 is therefore derived from the range channel
  • the auxiliary current ⁇ range 709 is stored by means of the electrical voltage on the storage capacitor 1015 by means of the second p-MOS transistor 1002. Therefore, in the first operation state 1020, the sensor current I is HES5, 708 of the sensor current Is u n sor 715 less costs to the stored auxiliary current I Ra ng e 709th
  • the third and fourth p-MOS transistors 1006, 1008 are driven by means of the second pulse 1018 and the first pulse 1017 of the detection unit 711.
  • the sensor current ⁇ ens ⁇ increases r 715 to a larger measurement current ⁇ measurement 708.
  • the gate voltage of the first p-MOS transistor 1001 decreases accordingly. If the gate voltage falls below the value of the voltage of the second reference voltage source 1012 of the second operational amplifier 1011, then generates a positive edge at the output of the second operational amplifier 1011 (which acts as a comparator). This edge stimulates the detection unit 711 to generate a pulse.
  • the detection unit is set up in such a way that in the normal state the two outputs of the detection unit 711 switch the operating state ⁇ 1 ⁇ 1020.
  • the gate 3ere ⁇ ch of the third p-MOS transistor 1006 is conductive, whereas the gate region of the fourth p-MOS transistor 1008 is not conductive
  • the measuring current MCSS 708 is reduced to the value 0, and at the same time a new auxiliary current is ranked c 709.
  • the number of reset processes is determined by registering the number of pulses using the payer Elements 714 realized, the number or the temporal sequence of the pulses are stored digitally in the counter element 714
  • the exemplary embodiment of the detection unit 711 described in FIG. 10B shows how, starting from the first output signal 1013 of the threshold value detector 712, a pulse of the temporal length ⁇ t can be generated which for a period of time ⁇ t produces a signal with a logical value "1" to provides, whereas before the pulse and after the pulse the signal assumes a logical value "0". Such a pulse corresponds to pulse 1018 shown in FIG. 10A.
  • Pulse 1017 from FIG. 10A can be generated, for example, by first generating a pulse of the type of the second pulse 1018 and subtracting this pulse from a constant signal.
  • the detection unit 711 shown in FIG. 10B has a flip-flop 1050 with a first input 1051, a second input 1052 and an output 1053.
  • the first input 1051 is the edge-sensitive input of the flip-flop 1050, and at this input the first output signal 1013 defined and shown in FIG. 10A is applied.
  • the output 1053 of the flip-flop 1050 is brought from a logic value "0 'to a logic value" 1 ".
  • the output 1053 of the flip-flop 1050 is coupled to an electrical node 1054 This electrical node is coupled to an ohmic resistor 1055.
  • the ohmic resistor 1055 is coupled to a second electrical node 1056 second electrical node 1056 is coupled to a capacitor 1057.
  • the second electrical node 1056 is coupled to a first amplifier stage 1058, and the first amplifier stage 1058 is coupled to a second amplifier stage 1059.
  • the second amplifier stage 1059 is coupled to the second input 1052 of the flip-flop 1050.
  • the functionality of the amplifier stages 1058, 1059 can be seen in the fact that defined logic levels are present at the second input 1052 of the flip-flop 1050.
  • the output edge at the Output 1053 of flip-flop 1050 is delayed by means of the RC element formed from ohmic resistor 1056 and capacitor 1057 and used as a reset for flip-flop 1050.
  • a pulse of length ⁇ t proportional to RC is generated, where R is the Resistance value of the ohmic resistor 1055 and C the capacitance of the capacitor 1057 is therefore the pulse duration is essentially determined by an RC element.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltkreis-Anordnung (100), einen Redox-Recycling-Sensor, eine Sensor-Anordnung und ein Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten Stromsignals. Die Schaltkreis-Anordnung (100) weist eine Sensor-Elektrode (101), eine Regelungsschaltung (102), welche über einen Eingang (103) mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist und eine Stromquelle (104) auf, welche über ihren Steuereingang (105) mit einem Steuerausgang (106) der Regelungsschaltung gekoppelt ist derart, dass die Stromquelle von der Regelungsschaltung steuerbar ist, und welche über ihren Ausgang mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist. Die Regelungsschaltung ist derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fliessende Stromsignal (108) ausserhalb eines vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom (109) derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschaltung fliessende elektrische Strom auf einen vorgegebenen Stromstärke-Wert gebracht wird. Wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fliessende Stromsignal innerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist, steuert die Regelungsschaltung die Stromquelle derart, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festhält. Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung eine Detektions-Einheit (110) auf, mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fliessende Stromsignal ausserhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist.

Description

Beschreibung
Schaltkreis-Anordnung, Redox-Recycling-Sensor , Sensor- Anordnung und Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten Stromsignals
Die Erfindung betrifft eine Schaltkreis-Anordnung, einen Redox-Recycling-Sensor, eine Sensor-Anordnung und ein Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten Stromsignals
In Fιg.2A, Fig .2B ist ein Biosensorchip gezeigt, wie er in [1] beschrieben ist. Der Sensor 200 weist zwei Elektroden 201, 202 aus Gold auf, die in einer Isolatorschicht 203 aus elektrisch isolierendem Material eingebettet sind. An die Elektroden 201, 202 sind Elektrodenanschlusse 204, 205 angeschlossen, mittels derer das an der Elektrode 201, 202 anliegende elektronische Potential zugeführt werden kann. Die Elektroden 201, 202 sind als Planarelektroden ausgestaltet. Auf jeder Elektrode 201, 203 sind DNA-Sondenmolekule 206 (auch als Fangermolekule bezeichnet) immobilisiert (vgl. Fig.2A) . Die Immobilisierung erfolgt gemäß der Gold-Schwefel- Kopplung. Auf den Elektroden 201, 202 ist der zu untersuchende Analyt, beispielsweise ein Elektrolyt 207, aufgebracht.
Sind m dem Elektrolyt 207 DNA-Strange 208 mit einer Basensequenz enthalten, die zu der Sequenz der DNA- Sondenmolekule 206 komplementär ist, d.h., die zu den Fangermolekulen gernaß dem Schlussel-Schloss-Prinzip sterisch passen, so hybridisieren diese DNA-Strange 203 mit den DNA- Sondenrnolekulen 206 (vgl Fιg.2B)
Eine Hybridisierung eines DIIA-Sondenrnolekuls 206 und eines DMA-Strangs 203 fmdec nur dann statt, wenn d e Sequenzen des jeweiligen DNA-Sonden^ole uls und des entsprechenden DriA- Strangs 203 zueinander komplementär sind Ist dies nicht der Fall, so findet keine Hybridisierung statt Somit ist ein DNA-Sondenmolekul einer vorgegebenen Sequenz jeweils nur in der Lage, einen bestimmten, nämlich den DNA-Strang mit jeweils komplementärer Sequenz, zu binden, d h mit ihm zu hybridisieren, woraus der hohe Grad an Selektivität des Sensors 200 resultiert
Findet eine Hybridisierung statt, so verändert sich, wie aus Fιg.2B ersichtlich, der Wert der Impedanz zwischen den Elektroden 201 und 202 Diese ver nderte Impedanz wird mittels Anlegens einer geeigneten elektrischen Spannung an die Elektrodenanschlusse 204, 205 und mittels Erfassens des daraus resultierenden Stroms detektiert
Im Falle einer Hybridisierung verringert sich der kapazitive Anteil der Impedanz zwischen den Elektroden 201, 202. Dies ist darauf zurückzuführen, dass sowohl die DNA-Sondenmolekule 206 als auch die DNA-Strange 208, die möglicherweise mit den DNA-Sondenmolekulen 206 hybridisieren, elektrisch nicht leitend sind und somit anschaulich die jeweilige Elektrode 201, 202 teilweise elektrisch abschirmen.
Zur Verbesserung der Messgenauigkeit ist es aus [2] bekannt, eine Mehrzahl von Elektrodenpaaren 201, 202 zu verwenden und diese parallel zueinander anzuordnen, wobei diese anschaulich miteinander verzahnt angeordnet sind, sodass sich eine sogenannte Interdigitalelektrode 300 ergibt, deren Draufsicht in Fig 3A und deren Querschnittsansicht entlang der Schnittlinie I-I' aus Fig 3A in F g 3B gezeigt ist Die Abmessung der Elektroden und die Abstände zwischen den Elektroden liegen m der Größenordnung der Lange der zu detektierenden Moleküle, d h der DMA-Strange 208, oder darunter, beispielsweise im Bereich von 200nm und darunter
Weiterhin sind Grundlagen über einen Reduktιons-/Oxιdatιons- Recycling-Vorgang zum Erfassen makromolekularer Biomolekule, beispielsweise aus fl], [3] Dekanat Der Peduktions- / Oxidations-Recyclmg-Vorgang, im Weiteren auch als Redox- Recycling-Vorgang bezeichnet, wird im Weiteren anhand Fιg.4A, F g.4B, Fig 4C naher erläutert
In Fig .4A ist ein Biosensor 400 mit einer ersten Elektrode 401 und einer zweiten Elektrode 402 gezeigt, die auf einer Isolatorschicht 403 aufgebracht sind Auf der ersten Elektrode 401 als Gold ist ein Haltebereich 404 aufgebracht Der Haltebereich 404 dient zum Immobilisieren von DNA- Sonden olekulen 405 auf der ersten Elektrode 401 Auf der zweiten Elektrode 402 ist ein solcher Haltebereich nicht vorgesehen
Sollen mittels des Biosensors 400 DNA-Strange 407 mit einer Sequenz, die komplementär ist zu der Sequenz der immobilisierten DNA-Sondenmolekule 405 erfasst werden, so wird der Sensor 400 mit einer zu untersuchenden Losung, beispielsweise einem Elektrolyt 406, in Kontakt gebracht derart, dass in der zu untersuchenden Losung 406 eventuell enthaltene DNA-Strange 407 mit der komplementären Sequenz zu der Sequenz der DNA-Sondenmolekule 405 hybridisieren können.
Fig . B zeigt den Fall, dass in der zu untersuchenden Losung 406 die zu erfassenden DNA-Strange 407 enthalten sind und mit den DNA-Sonden olekulen 405 hybridisiert sind
Die DNA-Strange 407 in der zu untersuchenden Losung sind mit einem Enzym 408 markiert, mit dem es möglich ist, im Weiteren beschriebene Moleküle m elektrisch geladene Teilmolekule zu spalten üblicherweise ist eine erheblich größere A.nzahl von DNA.- Sondenmolekulen 405 bereitgestellt, als zu ermittelnde DNA-Strange 407 in der zu untersuchenden Losung 406 enthalten
Nachdem die m der zu untersuchende^ Losung 406 möglicherweise enthaltenen DMA-Strange 407 samt dem Enzym 403 mit den i moDilisierten
Figure imgf000005_0001
405 hyoridisiert sind, erfolgt eine Spulung des Biosensors 400, wodurch die nicht hybridisierten DNA-Strange entfernt werden und der Biosensorchip 400 von der zu untersuchenden Losung 406 gereinigt wird Der zur Spulung verwendeten Spullosung oder einer in einer weiteren Phase eigens zugefuhrten weiteren Losung wird eine elektrisch ungeladene Substanz beigegeben, die Moleküle enthalt, die mittels des Enzyms 408 an den hybridisierten DNA-Strangen 407 gespalten werden können, in ein erstes Teilmolekul 410, mit einer negativen elektrischen Ladung und in ein zweites Molekül mit einer positiven elektrischen Ladung
Die negativ-geladenen ersten Teilmolekule 410 werden, wie in Fιg.4C gezeigt, zu der positiv geladenen ersten Elektrode 401 gezogen, was mittels des Pfeils 411 in Fιg.4C angedeutet ist Die negativ geladenen ersten Teilmolekule 410 werden an der Elektrode 401, die ein positives elektrisches Potential aufweist, oxidiert und werden als oxidierte Teilmolekule 413 an die negativ geladene zweite Elektrode 402 gezogen, wo sie wieder reduziert werden Die reduzierten Teilmolekule 414 wiederum wandern zu der positiv geladenen ersten Elektrode 401. Auf diese Weise wird ein elektrischer Kreisstrom generiert, der proportional ist zu der Anzahl der jeweils mittels der Enzyme 406 erzeugten Ladungsträger
Der elektrische Parameter, der bei dieser Methode ausgewertet wird, ist d e Änderung des elektrischen Stroms m=dl/dt als Funktion der Zeit t, wie dies in dem Diagramm 500 in Fig .5 schematisch dargestellt ist
Fig .5 zeigt die Funktion des elektrischen Stroms 501 m Abhängigkeit von der Zeit 502 Der sich ergebende Kur /enverlauf 503 weist einen Offsetstrom I0£f<--. 504 auf, der unabhängig ist von dem zeitlichen Verlauf Der Offsetstrom lo. ss- 504 wird erzeugt aufgrund von Michtideali aten des Biosensors 400 Eine wesentliche Ursache für de" Offsetstrom I :_s*- liegt darin, dass die Bedeckung der ersten Elektrode 401 mit den DNA-Sondenmolekulen 405 nicht ideal, d.h. nicht vollständig dicht erfolgt. Im Falle einer vollständig dichten Bedeckung der ersten Elektrode 401 mit den DNA- Sondenmolekulen 405 ergebe sich aufgrund der sogenannten Doppelschichtkapazitat , die durch die immobilisierten DNA- Sondenmolekule 405 entsteht, zwischen der ersten Elektrode 401 und der elektrisch leitenden, zu untersuchenden Losung 406 eine im Wesentlichen kapazitive elektrische Kopplung. Die nicht vollständige Bedeckung fuhrt jedoch zu parasitären Strompfaden zwischen der ersten Elektrode 401 und der zu untersuchenden Losung 406, die unter anderem auch ohmsche Anteile aufweisen.
Um jedoch den Oxidations-/Reduktions-Prozess zu ermöglichen, soll die Bedeckung der ersten Elektrode 401 mit den DNA- Sondenmolekülen 405 gar nicht vollständig sein, damit die elektrisch geladenen Teilmoleküle, d.h. die negativ geladenen ersten Teilmoleküle 410 zu der ersten Elektrode 401 infolge einer elektrischen Kraft gelangen können. Um andererseits eine möglichst große Sensitivität eines solchen Biosensors zu erreichen, und um simultan möglichst geringe parasitäre Effekte zu erreichen, sollte die Bedeckung der ersten Elektrode 401 mit DNA-Sondenmolekülen 405 ausreichend dicht sein. Um eine hohe Reproduzierbarkeit der mit einem solchen Biosensor 400 bestimmten Messwerte zu erreichen, sollen beide Elektroden 401,402 stets ein hinreichend großes Flachenangebot für den Oκιdations-/Reduktιons-Prozess im Rahmen des Redox-Recyclmg-Vorgangs bereitstellen.
Unter makromolekularen Biomolekulen sind beispielsweise
Proteine oder Peptide oder auch DNA-Strange einer jeweils vorgegebenen Sequenz zu verstehen. Sollen als makromolekulare Biomolekule, Proteine oder Peptide erfasst v/erden, so sind die ersten Moleküle und die zweiten Moleküle Liganden, beispielsweise Wirkstoffe mit einer möglichen
Bindungsaktivi ta , welche die zu erfassenden Proteine oder Peptide an die jeweilige Elektrode binden, auf der die entsprechenden Liganden angeordnet sind
Als Liganden kommen beispielsweise Enzymagonisten, Pharmazeutika, Zucker oder Antikörper oder irgendein anderes Molekül in Betracht, das die Fähigkeit aufweist, Proteine oder Peptide spezifisch zu binden.
Werden als makromolekulare Biomolekule DNA-Strange einer vorgegebenen Sequenz verwendet, die mittels des Biosensors erfasst werden sollen, so können mittels des Biosensors DNA- Strange einer vorgegebenen Sequenz mit DNA-Sondenmolekulen mit der zu der Sequenz der DNA-Strange komplementären Sequenz als Moleküle auf der ersten Elektrode hybridisiert werden.
Unter einem Sondenmolekul (auch Fangermolekul genannt) ist ein Ligand oder ein DNA-Sondenmolekul zu verstehen
Der oben eingeführte Wert m=dl/dt, welcher der Steigung der Geraden 503 aus Fig.5 entspricht, ist proportional zur Elektrodenflache der zur Erfassung des Mess-Stroms verwendeten Elektroden. Daher ist der Wert m proportional zur Langsausdehnung der verwendeten Elektroden, beispielsweise bei der ersten Elektrode 201 und der zweiten Elektrode 202 proportional zu deren Lange senkrecht zur Zeichenebene in Fιg.2A und Fιg.2B Sind mehrere Elektroden parallel geschaltet, beispielsweise in der bekannten
Interdigitalelektroden-Anordnung (vgl. Fig 3A, Fιg.3B), so ist die Änderung des Mess-Stroms proportional zur Anzahl der jeweils parallel geschalteten Elektroden
Der Wert der A.nderung des Mess-Stroms kann jedoch aufgrund unterschiedlicher Einflüsse einen sehr stark schwankenden Wertebereich aufweisen, wobei der von einem Sensor detektierbare Stro -3ereιch als D/narnikbereich bezeichnet •wird Häufig wird als wünschenswerter Dynamikbereich ein Stromstärke-Bereich von fünf Dekaden genannt Ursachen für die starken Schwankungen können neben der Sensor-Geometrie auch biochemische Randbedingungen sein. So ist es möglich, dass zu erfassende makromolekulare Biomolekule unterschiedlicher Typen stark unterschiedliche Wertbereiche für das sich ergebende Mess-Signal, d h. insbesondere den Mess-Strom und dessen zeitliche Änderung bewirken, was wiederum zu einer Ausweitung des erforderlichen gesamten Dynamikbereichs mit entsprechenden Anforderungen für eine vorgegebene Elektrodenkonflguration mit nach olgender einheitlicher Mess-Elektronik fuhrt
Die Anforderungen an den großen Dynamikbereich einer solchen Schaltung fuhren dazu, dass die Messelektronik teuer und kompliziert ausgestaltet ist, um im dem erforderlichen Dynamikbereich ausreichend genau und zuverlässig zu arbeiten.
Ferner ist häufig der Offsetstrom IoFtsoi viel großer als die zeitliche Änderung des Mess-Stroms m über die gesamte Messdauer hinweg. In einem solchen Szenario uss innerhalb eines großen Signals eine sehr kleine zeitabhängige Änderung mit hoher Genauigkeit gemessen werden. Dies stellt sehr hohe Anforderungen an die eingesetzten Messinstrumente, was das Erfassen des Mess-Stroms aufwandig, kompliziert und teuer gestaltet. Auch wirkt diese Tatsache einer angestrebten Miniaturisierung von Sensor-Anordnungen entgegen.
Zusammenfassend sind die Anforderungen an den Dynamikbereich und daher an d e Gute einer Schaltung zum Detektieren von Sensor-Ereignissen ausgesprochen hoch
Es ist bekannt, beim Schaltungsdesign die Nicht-Idealitaten der verwendeten Bauelemente (Rauschen, Parametervariationen) m der Form zu berücksichtigen, dass für diese Bauelemente m der Schaltung ein Arbei tspunkt gewählt wird, m dem diese Nichtidealitaten eine möglichst vernachlassigbare Rolle spielen Sofern eine Schaltung über einen großen Dynamikbereich betrieben werden soll, wird die Einhaltung eines optimalen Arbeitspunkts über alle Bereiche hinweg jedoch zunehmend schwieriger, aufwandiger und damit teurer
Kleine Signalstrome, wie sie beispielsweise an einem Sensor anfallen, können mit Hilfe von Verstarkerschaltungen auf ein Niveau angehoben werden, das eine Weiterleitung des Signalstroms beispielsweise an ein externes Gerat oder eine interne Quantifizierung erlaubt
Aus Gründen der Storungssicherheit sowie der Benutzerfreundlichkeit ist eine digitale Schnittstelle vom Sensor zum auswertenden System vorteilhaft Die analogen Mess-Strome sollen also bereits nahe des Sensors in digitale Signale gewandelt werden, was mittels eines integrierten Analog-Digi tal-Wandlers (ADC) erfolgen kann. Ein solches integriertes Konzept zum Digitalisieren eines analogen, kleinen Stromsignals ist beispielsweise in [4] beschrieben.
Um den erforderlichen Dynamikbereich zu erreichen, sollte der ADC eine entsprechend große Auflosung und ein ausreichend hohes Signal-Rausch-Verhaltnis aufweisen. Das Integrieren eines derartigen Analog-Digital-Wandlers in unmittelbarer Nahe einer Sensor-Elektrode stellt ferner eine hohe technologische Herausforderung dar, die entsprechende Prozessfuhrung ist aufwandig und teuer Ferner ist das Erreichen eines ausreichend hohen Signal-Rausch-Verhaltnisses in dem Sensor außerordentlich schwierig
Der Erfindung liegt das Problern zugrunde, eine fehlerrobuste Schaltkreis-Anordnung mit einer verbesserten Nachweisempfmdlichkei t für zeitlich sehr schwach veränderliche elektrische Strome zu schaffen
Das Problem wird durch eine Schaltkreis-Anordnung, einen Pedox-Rec/clmg-Sensor , eine Sensor-Anordnung und ein Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten Stromsignals mit den Merkmalen gemäß den unabhängigen Patentansprüchen gelost
Erfmdungsgemaß ist eine Schaltkreis-Anordnung berei gestellt, die e ne Sensor-Elektrode, eine Regelungsschaltung, welche über einen Eingang mit der Sensor- Elektrode gekoppelt ist und eine Stromquelle, welche über ihrer Steuereingang mit einem Steuerausgang der Regelungsschaltung gekoppelt ist derart, dass die Stromquelle von der Regelungsschaltung steuerbar ist, und welche über ihren Ausgang mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist, aufweist. Die Regelungsschaltung ist derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb eines vorgegebenen
Stromstärke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom auf einen vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird. Ferner ist die Regelungsschaltung derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal innerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festhalt. Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung eine Detektions-Emhei t auf, mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist
Anschaulich erfolgt an der Sensor-Elektrode ein Sensor- Ereignis, z B das Hybridisieren eines DM.A-Strangs mit einem Enzymlabel an einem auf der Sensor-Elektrode immobilisierten Fangermolekul, 'wobei das Enzym bei Zugabe einer entsprechend geeigneten Flüssigkeit freie Ladungsträger erzeugt, weicne einen Stro fluss an der Sensor-Elektrode bewirken Dies bewirkt an der Sensor-Elektrode eine zeitabhängige Veränderung des Sensor-Stroms, wie beispielsweise in Fig.5 gezeigt Dieser Sensor-Strom ISeπsor beeinflusst den über den Eingang der Regelungsschaltung fließenden Strom I C5S charakteristisch. Die Regelungsschaltung ist derart eingerichtet, dass, falls der über ihren Eingang fließende Strom I OSS außerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung über deren Steuerausgang dem Steuereingang der Stromquelle ein derartiges Signal bereitstellt, dass die Stromquelle an ihrem Ausgang einen derarten Stromwert IRdnge bereitstellt , dass die über dem Eingang der Regelungsschaltung fließende Stromstarke IMes«, auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird. Eine Detektions-Emhei , die vorzugsweise mit der Regelungsschaltung gekoppelt ist, detektiert das Ereignis, dass das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal IMC&S außerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist Liegt hingegen das in die Regelungsschaltung über ihrem Eingang fließende Stromsignal innerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs, so erzeugt die Regelungsschaltung an ihrem Steuerausgang ein entsprechendes Signal, das dem Steuereingang der Stromquelle bereitgestellt wird, und diese dazu veranlasst, den von ihr erzeugten Strom iRangc auf dem aktuellen, konstanten Wert festzuhalten Anschaulich wird bei jedem weiteren Anstieg des Sensor-Stroms I cmso. um ein vorgegebenes Stromintervall ein Detektions-Signal erzeugt, sodass auf diese Weise ein Sensor- Ereignis einer Sensor-Elektrode erfasst wird
Mit anderen Worten ist erf mdungsgemaß die Signalverarbeitung kleinster Strome im pA-nA-Bereich realisiert, wobei das analoge Stromsignal Is,e-sor in unmittelbarer Nahe des Sensors m eine AJofolge von Detektions-Signalen, beispielsweise Pulsen, umgewandelt wird Mit anderen /'orten erfolgt eine Digi talisierurg mittels Um /aαdelns des analogen Strornsignals I >--io m eine zeitliche Abfolge von Detektions-Signalen, vorzugsweise in eine Frequenz Infolge der Signalverarbeitung in unmittelbarer Nahe des Sensors sind störende Einflüsse auf dem Weg des Sensor-Signals zu einer Signalverarbeitungs- Einheit vermieden bzw gering gehalten, woraus ein hohes Signal-Rausch-Verhaltnis resultiert Mit anderen Worten wird das Nutzsignal in unmittelbar Nahe des Sensors aus dem Sensor-Signal herausgeflltert
Ferner ist es vorteilhaft, dass mittels der erfmdungsgemaßen Schal kreis-Anordnung die Sensitivitat und der Dynamikbereich des Sensors bzw der Signalverarbei tungse hei t flexibel auf die Bedürfnisse des Einzelfalls einstellbar sind Wie n Fig.5 gezeigt, erfolgt beispielsweise im Falle des Nachweises von DNA-Str ngen unter Verwenden des Redox-Recycling-Prinzips eine Umwandlung der Hybπdisierungsereignisse einen zeitlich konstant ansteigenden Signalstrom. Mittels
Einsteilens der Mess-Zeit und mittels Einstellens des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs, dessen jeweiliges Überschreiten jeweils einen Detektions-Puls auslost, sind Sensitivitat und Dynamikbereich justierbar. Ein gewünschter Dynamikumfang von fünf Dekaden (beispielsweise zum Erfassen von elektrischen Strömen zwischen lpA und lOOnA) ist daher erfmdungsgemaß sehr einfach realisierbar.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung weist diese ferner ein mit der
Detektions-Einhei t elektrisch gekoppeltes Zahler-Element auf, das derart eingerichtet st, dass es die Anzahl und/oder die zeitliche Abfolge der von der Detektions-Emheit detektierten Ereignisse zahlt
Vorzugsweise ist das Zahler-Element derart eingerichtet, dass, «wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschrei et, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird Wenn hingegen der in den Eingang der Pegelungsscnal tuαg fließende ele triscne Stro~n eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs unterschreitet, wird der Zählerstand vorzugsweise um einen vorgegebenen Wert erniedrigt.
Die beschriebene Funktionali tat des Zahler-Elements entspricht dem Szenario, dass der Sensor-Strom ein derartiges Vorzeichen aufweist, dass es infolge eines Sensor-Ereignisses der Sensor-Strom Isensor sukzessive erhöht wird. Bei jedem Überschreiten des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs wird anschaulich der Zählerstand um einen vorgegebenen Wert (vorzugsweise um „1") erhöht, wohingegen bei jedem
Unterschreiten des vorgegebenen Bereichs der Zählerstand um einen vorgegebenen Wert (vorzugsweise um „1") erniedrigt wird.
Im Falle eines dazu komplementären Szenarios, bei dem der
Sensor-Strom ein Vorzeichen hat, dass der Strom I onSor infolge eines Sensor-Ereignisses sukzessive erniedrigt wird, ist das Zahler-Element derart eingerichtet, dass wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs überschreitet, der Zählerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt wird und dass, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird.
Das Absinken des Stromwertes m einem Szenario, in dem ein Detektions-Ereignis den Stromwert einer Sensor-Elektrode erhöht, ist beispielsweise auf störende und parasitäre Ereignisse, v/ie Rauschereignisse etc., zurückzuführen.
Es ist vorteilhaft, dass erf dungsgemaß der Detektor das Überschreiten bzw das Unterschrei en des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs selektiv detektiert und infolgedessen den Zählerstand des Zahler-Elements entweder hoch oder runter setzt. Mit anderen Worten erfolgt eine automatische Mittelwertbildung des Signals, und Fehler infolge von Rauscheffekten etc werden dadurch kompensiert Dies fuhrt zu einer Erhöhung der Nachweissensitivitat
Vorzugsweise ist die Stromquelle eine spannungsgesteuerte Stromquelle
Ferner weist die Regelungsschaltung vorzugsweise an deren Eingang einen Strom-Spannungs -Wandler auf, der derart eingerichtet ist, dass der an dem Eingang der
Regelungsschaltung anliegende Strom mittels des Strom- Spannungs-Wandlers in ein elektrisches Spannungssignal umgewandelt wird.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung ist diese als integrierter Schaltkreis ausgebildet .
Die Integration der Schaltkreis-Anordnung, beispielsweise in ein Silizium-Substrat (z B. einen Chip in einem einen Wafer) bewirkt eine hohe Nachweisgenauigkeit infolge der Stromsignalverarbeitung On-Chip Auf dem Chip wird direkt und in unmittelbarer Nahe der Sensor-Elektrode der Strom verarbeitet, wodurch störende Signale, wie ein zusätzliches Rauschen infolge eines erhöhten Ubermi11 lungsweges , vermieden sind Ferner ist vorteilhaft, dass infolge der Integration der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung, beispielsweise in ein Halbleiter-Substrat, die Dimension der Schaltkreis- Anordnung verringert werden kann Diese Miniaturisierung fuhrt zu einem Kostenvorteil , da makroskopisches Messequipment eingespart ist
Es ist zu betonen, dass infolge der Integration der erf mdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung m ein Halbleiter- Substrat die Schaltkreis-Anordnung unter Verwendung standardisierter und weit verbreiteter so-/ιe ausαereifter halblei tertechnologischer Prozesse herstellbar ist, was Qualitats- und Kostenvorteile bewirkt
Ferner ist erf dungsgemaß e n Redox-Recycling-Sensor mit einer Schaltkreis-Anordnung mit den zuvor beschriebenen Merkmalen bereitgestellt
Die Sensitivitat der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung ist wie beschrieben ausreichend hoch, um sehr kleine elektrische Strome, w e sie üblicherweise bei dem Nachweis von Biomolekulen geringer Konzentration anfallen, erfassen zu können. Daher ist die Schaltkreis-Anordnung der Erfindung vorzugsweise als Redox-Recycling-Sensor mit dem oben bezugnehmend auf Fιg.4A, Fιg.4B, Fιg.4C beschriebenen Merkmalen ausgebildet.
Des weiteren ist erfmdungsgemaß eine Sensor-Anordnung mit einer Mehrzahl von Schaltkreis-Anordnungen mit den beschriebenen Merkmalen geschaffen. Insbesondere kann jede der Schaltkreis-Anordnungen der Sensor-Anordnungen als Redox- Recycling-Sensor ausgebildet sein.
Das Anordnen einer Mehrzahl von Schaltkreis-Anordnungen zum Ausbilden einer Sensor-Anordnung beispielsweise in einer im Wesentlichen matrixformigen Anordnung ermöglicht zum Beispiel eine parallele Analyse einer zu untersuchenden Flüssigkeit Enthalt diese Flüssigkeit beispielsweise unterschiedliche Biomolekule, wie beispielsweise unterschiedliche DNA- Halbstrange, und sind auf den unterschiedlichen Sensor- Elektroden der Sensor-Anordnung unterschiedliche Arten von Fangermolekulen immobilisiert, so können zeitlich parallel die unterschiedlichen DNA.-Halbstrange detek.tiert v/erden Die parallele Analyse ist auf vielen technischen Gebieten eine wünschenswerte Pationalisierungs-Maßnahrne, mittels der Arbeitszeit und somit Kosten eingespart sind Daher ist eine zeitsparende Analyse einer zu untersuchenden Flüssigkeit erfmdungsgemaß realisiert Im Weiteren wird das erfmdungsgemaße Verfahren zum
Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten
Stromsignals naher beschrieben Ausgestaltungen der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung, des erfmdungsgemaßen Redox-Recycl g-Sensors und der erf dungsgemaßen Sensor-Anordnung gelten auch für das
Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode bereitgestellten Stromsignals
Das Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor- Elektrode bereitgestellten Stromsignals erfolgt unter Verwenden einer Schaltkreis-Anordnung mit den oben beschriebenen Merkmalen
Gemäß dem Verfahren wird, wenn das in die Regelschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, die Stromquelle von der Regelschaltung derart gesteuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird Wenn dagegen das in den Eingang der Regelungsschaltung fließende Stromsignal innerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, steuert die Regelungsschaltung die Stromquelle derart, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festh lt Ferner wird mittels der Detektions- E heit das Ereignis detektiert, dass das m die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung wird mittels eines m t der Regelungsschaltung elektrisch gekoppelten Zahler- Elements die -nzahl und/oder die zeitlicne A.bfolge der Ereignisse gezahlt Gemäß einer ersten Alternative wird, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht Dagegen wird, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt
Gemäß einer alternativen vorteilhaften Ausgestaltung wird, wenn der in der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt und es wird, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht .
Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Weiteren naher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Ansicht einer Schaltkreis-Anordnung gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung,
Figur 2A eine Querschnitts-Ansicht eines Sensors gemäß dem Stand der Technik in einem ersten Betriebszustand,
Figur 2B eine Querschnitts-Ansicht des Sensors gemäß dem Stand der Technik einem zweiten Betriebszustand,
Figur 3A e ne Draufsicht von Interdigitalelektroden gemäß dem Stand der Technik, Fιgur3B eine Querschnittsansicht entlang der Schnittlinie I-I' der in Figur 3A gezeigten Interdigitalelektroden gem ß dem Stand der Technik,
Figur 4A einen auf dem Prinzip des Redox-Recycl gs basierenden Biosensor in einem ersten Betriebszustand gemäß dem Stand der Technik,
Figur 4B einen auf dem Prinzip des Redox-Recyclmgs basierenden Biosensor in einem zweiten Betriebszustand gemäß dem Stand der Technik,
Figur 4C einen auf dem Prinzip des Redox-Recyclmgs basierenden Biosensor in einem dritten Betriebszustand gemäß dem Stand der Technik,
Figur 5 einen Funktionsverlauf eines Sensor-Stroms im Rahmen eines Redox-Recyclmg-Vorgangs ,
Figur 6 eine detaillierte Ansicht des Funktionsverlaufs eines Sensor-Stroms im Rahmen eines Redox-Recycling-Vorgangs ,
Figur 7 eine schematische Ansicht einer Schaltkreis-Anordnung gemäß einem zweiten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung,
Figur 8A ein Diagramm, das schematisch die Abhängigkeit des Sensor-Stroms
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von der Zeit t für die in Figur 7 gezeigte Sensor-Elektrode zeigt,
Figur SB ein Diagramm, das schematisch die Abhängigkeit des Mess-Stroms I fS, von der Zeit t für das in Figur SA dargestellte Diagramm zeigt,
Figur 9A eine schematische Ansicht einer Schaltkreis- Anordnung gemäß einem dritten Ausf hrungsbeispiel der Erfindung, Figur 9B ein Diagramm, das schematisch die Abhängigkeit des Mess-Stroms It es, von der Zeit t für das in Figur 8A dargestellte Diagramm und für das in Figur 9A gezeigte dritte Ausfuhrungsbeispiel der Schaltkreis-Anordnung der Erfindung zeigt,
Figur 10A eine schematische Ansicht einer Schaltkreis- Anordnung gemäß einem vierten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung,
Figur 10B eine Prinzipskizze der Detektions-Emheit des in Figur 10A gezeigten vierten Ausfuhrungsbeispiels der Schal kreis-Anordnung der Erfindung
Anschaulich schafft die Erfindung unter anderem ein On-Chip integriertes Schaltungskonzept zur direkten Wandlung eines Sensor-Signals eines elektronischen Biosensors, welcher auf dem Prinzip des Redox-Recyclmgs basiert, m Frequenzen. Das Signal, welches diese Frequenz tragt, liegt in Form von Binarsignalen mit Digitalpegeln vor.
Eine grundsatzliche Idee für die erfmdungsgemaße Frequenzwandlung eines Sensor-Stromsignals , die mittels der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung realisiert ist, ist in Fig 6 schematisch anhand eines Diagramms 600 gezeigt
Das m Fig .6 gezeigte Diagramm 600 weist eine Abszisse 602 auf, entlang derer die Zeit t aufgetragen ist Entlang der Ordinate 601 des Diagramms 600 ist der Sensor-Strom Ic,C"sor aufgetragen Ferner ist ein Kurvenverlauf Strom-Zeit 603 gezeigt Ein Offsetstrom lo.,,,. 604 ist ferner m das Diagramm 600 aus Fig 6 eingetragen
Ausgehend von einem Strornwert I- zu einem ersten Zeitpunkt t„ ist die Stromachse 601 gedanklich m aquidistante Abschnitte der Große L l eingeteilt Ir αem Zeit _nter /a 11 z^_sc^e^ αer' ersten Zeitpunkt t und dem zweiten Zeitpunkt t. /'erden, wie gezeigt, von dem Kurvenverlauf Strom-Zeit 603 n Stromintervalle ΔI überstrichen Erf mdungsgemaß wird in geeigneter Weise detektiert, wie viele vollständige Abschnitte n und daher welches Stromintervall nΔI von dem Sensor-Strom ISensoι m dem Zeitmtervall zwischen dem ersten Zeitpunkt t0 und dem zweiten Zeitpunkt ι überstrichen werden. Bezugnehmend auf die oben eingeführte Nomenklatur ist die messtechnisch relevante Große der Stromanstieg m 605, d h. der Sensor-Strom I] zu dem zweiten Zeitpunkt t| abzüglich des Sensor-Stroms IQ ZU dem ersten Zeitpunkt t0 dividiert durch das uberstrichene Zeitmtervall t]-to (für einen linear mit der Zeit ansteigenden Strom) .
m = (IL-IO) / (tL-t0) (1)
Infolge der Unterteilung der Stromachse Abschnitte ΔI und infolge des Detektierens des jeweiligen Überschreitens eines weiteren Intervalls ΔI wird tatsächlich eine Große m* erfasst, die durch folgenden Ausdruck beschrieben wird:
m*(tι) = nΔI/ (tt-t0) (2)
Für den relativen Fehler infolge der Quantelung des Stroms in endlich breite Stromintervalle ΔI ist folgender Ausdruck maßgeblich:
(m-m") /m = 1/ (n+ 1) (3)
Aus (3) erkennt man, dass bei ausreichend großer Wahl von n (d.h bei einer ausreichend großen Messzeit bzw bei einer ausreichend kleinen Wahl des St omintervalls ΔI der relati/e Fehler vernachlassigbar klein gehalten v/erden kann Für n gilt naherungsweise
n -- (I_-I-)/ΛI (4) Somit besteht die Möglichkeit, mittels geeigneter Wahl des Intervalls ΔI zu Konfigurationen zu gelangen, die zu hinreichend großen Werten n über einen Dynamikbereich des Sensor-Signals fuhren, sodass der verbleibende Charakterisierungsfehler vernachlassigbar klein ist
Bezugnehmend auf Fig.l wird im Weiteren eine auf dem beschriebenen Prinzip basierende Schaltkreis-Anordnung 100 gemäß einem ersten bevorzugten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Die Schaltkreis-Anordnung 100 weist eine Sensor-Elektrode 101, eine Regelungsschaltung 102, welche über einen Eingang 103 mit der Sensor-Elektrode 101 gekoppelt ist und eine Stromquelle 104 auf, welche über ihren Steuereingang 105 mit einem Steuerausgang 106 der Regelungsschaltung 102 gekoppelt ist derart, dass die Stromquelle 104 von der
Regelungsschaltung 102 steuerbar ist, und welche über ihren Ausgang 107 mit der Sensor-Elektrode 101 gekoppelt ist. Die Regelungsschal ung 102 ist derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung 102 über ihren Eingang 103 fließende erste Stromsignal 108 außerhalb eines vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung 102 die Stromquelle 104 derart steuert, dass die Stromquelle 104 das von ihr erzeugte zweite Stromsignal 109 derart einstellt, dass das in den Eingang 103 der Regelungsschaltung 102 fließende erste Stromsignal 108 auf einen vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird Ferner ist die Regelungsschaltung 102 derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung 102 über ihren Eingang 103 fließende erste Stromsignal 108 innerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist, die Pegelungsschaltung 102 die Stromquelle 104 derart steuert, dass die Stromquelle 104 das von ihr erzeugte zv/eite Stromsignal 109 auf dem aktuellen Wert festhalt Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung 100 eine Detek ions-
Emheit 110 auf, mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das n die Regelungsschaltung 102 über ihren Eingang 103 fließende erste Stromsignal 108 außerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist
Ferner sind in Fig .1 Fanger olekule 111 gezeigt, die an der Sensor-Elektrode 101 immobilisiert sind Ferner sind mit diesen Fangermolekulen 111 hybridisierte zu erfassende Moleküle 112 mit einem Enzym-Label 113 gezeigt Das auf dem Prinzip des Redox-Recyclings basierende System der Sensor- Elektrode 101, der Fangermolekule 111, der zu erfassenden Moleküle 112 mit deren Enzymlabeln 113, etc. bewirkt, dass elektrisch geladene Partikel 114 erzeugt werden, welche ein drittes Stromsignal 115 der Sensor-Elektrode 101 erzeugt Dieses dritte Stromsignal 115, das dem Fig.6 dargestellten Kurvenverlauf Strom-Zeit 603 entspricht, enthalt die Information, welche Anzahl zu erfassender Partikel 113 mit den Fangermolekulen 111 auf der Oberflache der Sensor- Elektrode 101 hybridisiert sind Mittels der Schaltkreis- Anordnung 100 ist es möglich, aus dem dritten Stromsignal 115 die Sensor-Information herauszuflltern
Die genaue Funktionalität der Schaltkreis-Anordnung der Erfindung wird im Weiteren bezugnehmend auf Fig.7 beschrieben, in der eine Schaltkreis-Anordnung 700 gemäß einem zweiten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung gezeigt ist
Die Schaltkreis-Anordnung 700 weist eine Sensor-Elektrode 701, eine Regelungsschaltung 702, v/elche über einen Eingang 703 mit der Sensor-Elektrode 701 gekoppelt ist und eine Stromquelle 704 auf, v/elche über ihren Steuereingang 705 mit dem Steuerausgang 706 der Regelungsschaltung 702 steuerbar ist, und v/elche über ihren Ausgang 707 mit der Sensor- Elektrode 701 gekoppelt ist Die Pegelungsschaltung 702 ist derart eingerichtet, dass, v/enn das m die Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess-Stro signal I s:jS 703 außerhalo eines vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, die Pegelungsscnaltung 702 die Stromquelle 704 derart steuert, dass die Stromquelle 704 das von ihr erzeugte Hilfs- Stromsignal I-*ange 709 derart einstellt, dass das in den Eingang 703 der Regelungsschaltung 702 fließende Mess- Stromsignal Iπcss 708 auf einen vorgegebenen Stromstarke-Wert I-Basc 7i0 gebracht wird Ferner ist die Regelungsschaltung 702 derart eingerichtet, dass, wenn das in die Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess-Stromsignal 708 innerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung 702 die Stromquelle 704 derart steuert, dass die Stromquelle 704 das von ihr erzeugte Hilfs- Stromsignal 709 auf dem aktuellen Wert festhalt. Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung 700 eine Detektions-Emhei t 711 auf, mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das in die Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess-Stromsignal 708 außerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist.
Der vorgegebene Stromstarke-Bereich wird mittels eines Schwellwert-Detektors 712 der Regelungsschaltung 702 überwacht. Gemäß dem in Fig.7 gezeigten Ausfuhrungsbeispiel der Schaltkreis-Anordnung 700 ist der vorgegebene
Stromstarke-Bereich, also der Bereich zwischen Ißase und Iβase+ΔI mit der Bezugsziffer 713 versehen.
Ferner ist in Fig .7 ein mit der Detektions-Emheit 711 elektrisch gekoppeltes Zahler-Element 714 gezeigt, das derart eingerichtet ist, dass es die Anzahl und die zeitliche Abfolge der von der Detektions-Emhei t 711 detektierten Ereignisse zahlt Insbesondere ist das Zahler-Element 714 derart eingerichtet, dass, v/enn der in den Eingang 703 der Pegelungsschaltung 702 fließende elektrische Strom die
Obergrenze I3cS -ΓΔI überschrei et, der Zählerstand um den vorgegebenen Wert '1" erhöht wird
Des weiteren ist m Fig 7 das Sensor-Stromsignal Is-rSo: 715 gezeigt, der infolge von Sensor-Ereignissen an der Sensor- Elektrode 701 erzeugt wird Darüber hinaus sind in Fig .7 in Diagrammen 716, 717, 718 die Zeitverläufe des Mess-Stromsignals 708 (Diagramm 716) , des Hilfs-Stromsignals 709 (Diagramm 717) und des Sensor- Stromsignals 715 (Diagramm 718) gezeigt.
Es ist zu betonen, dass das die Diagramme 716 bzw. 717 eine idealerweise erwünschte Zeitabhängigkeit des Mess- Stromsignals 708 bzw. Hilfs-Stromsignals 709 zeigen, wohingegen die Diagramme 719 bzw. 728 eine reale Zeitabhängigkeit des Mess-Stromsignals 708 bzw. Hilfs- Stromsignals 709 zeigen. Mittels geeigneter Wahl der Komponenten der Schaltkreis-Anordnung 700 bzw. des Betriebsverfahrens ist es jedoch möglich, die reale Zeitabhängigkeit des Mess-Stromsignals (Diagramm 719) und des Hilfs-Stromsignals 709 (Diagramm 717) dem Idealverlauf des
Mess-Stromsignals 708 (Diagramm 716) bzw. Hilfs-Stromsignals 709 (Diagramm 717) anzunähern. Zum Zwecke einer anschaulichen, vereinfachten Beschreibung der Funktionalität der Komponenten der Schaltkreis-Anordnung 700 wird im Weiteren der Fall beschrieben, dass das Mess-Stromsignal 708 bzw. das Hi lfs-Stromsignal 709 mittels eines idealen Verlaufs, wie in Diagramm 716 bzw. Diagramm 717 gezeigt, beschreibbar ist. Die in Fig .7 gezeigt Stromquelle 704 ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle.
Bei der Schaltkreis-Anordnung 700 weist die Regelungsschaltung 702 an deren Eingang 703 einen Strom- Spannungs -Wandler 720 auf, der derart eingerichtet ist, dass das an dem Eingang 703 der Regelungsschaltung 702 anliegende Mess-Stromsignal 708 mittels des Strom-Spannungs-Wandlers 720 in ein elektrisches Spannungs-Signal umgewandelt wird.
Die Komponenten der Schaltkreis-Anordnung 700 sind in ein 'in Fig .7 nicht gezeigtes Silizium-Substrat integriert, bzw. ein Teil der Komponenten ist auf dem Silizium-Substrat ausgebildet . Das in Fig .7 gezeigte Schaltungskonzept stellt eine Realisierung des erf dungsgemaßen Prinzips dar. Die Schal tungsidee beruht auf der Verwendung von drei über einen elektrischen Knoten 721 miteinander verknüpften Stromsignalen, IMcss 708, IRange 709 und ISCnsor 715.
Der Sensor-Strom Iseπso'- 715 bezeichnet den elektrischen Strom, der infolge von auf der Sensor-Elektrode 701 erfolgten Sensor-Ereignissen ausgehend von der Sensor-Elektrode 701 fließt (vgl. Fig .1 ) . Eine typische Zeitabhangigkeit des Sensor-Stroms Iscnsor 715 ist im Diagramm 718 gezeigt. Die dort gezeigte Zeitabhangigkeit entspricht im Wesentlichen dem oben bezugnehmend auf Fig.6 beschriebenen Kurvenverlauf Strom-Zeit 603. Eine solche Kurve wird beispielsweise bei einer Detektion entsprechend dem Reclox-Recycling-Verfahren erhalten. In dem Diagramm 718 ist schematisch gezeigt, dass der Sensor-Strom Isensor 715 gedanklich in Intervalle ΔI aufgeteilt ist.
Das Mess-Stromsignal IMess 708 ist dadurch gekennzeichnet, dass dieser elektrische Strom auf einen festen Strombereich zwischen IBabC, und IBaso +ΔI begrenzt ist. Dieser Strombereich ist der vorgegebene Stromstarke-Bereich 713. Erreicht das Mess-Stromsignal IMec,s 708, wie Diagramm 716 gezeigt, die obere Schwelle IDaϊj0+ΔI, so w rd erfmdungsgemaß das Hilfs- Stromsignal IpQngc 709 mittels der Regelungsschaltung 702 auf einen derartigen Stromwert eingestellt, dass das Mess- Stromsignal IMG<A 708 zum unteren Ende des Strombereichs, d.h. auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert IBUSF, 710 zurückgeführt wird. Mit anderen Worten dient das Hilfs-Stromsignal I?^ i 709 dazu, das Mess-Stromsignal I •*=,;, 708 auf das vorgegebene Intervall 713 zu begrenzen, indem es Stromanteile, die über die Schwelle dieses Kanals hinausgehen, aufnimmt
Gemäß dem in Fig . 7 gezeigten A.us f uhrungsbei spi el der Scha l tkrei s -Anordnung 700 st f ür den vorgegebenen Stromstarke-Wert l3 se 700 als Wert OA gewählt. In anderen Konfigurationen der erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung kann jedoch die Wahl eines von dem Stromwert 0A abweichenden vorgegebenen Stromstarke-Werts IBΛSP 710 gunstig sein.
Infolge des Zusammenlaufens der drei Stromsignale 708, 709, 715 an dem elektrischen Knoten 721 gilt:
ISenior = Il-Iobs"1" IRange (5)
Die im Weiteren beschriebene Funktionalität der Schaltkreis- Anordnung 700 bewirkt, dass die für die Analyse der Sensor- Ereignisse relevante Information bzgl. des Stromanstiegs m in dem Mess-Stromsignal IMo&^ 708 enthalten ist, wohingegen das Hilfs-Stromsignal IRange 709 e ne Hilfsfunktion erfüllt.
Zwei Betriebszustande der Schal kreis-Anordnung 700 werden im Weiteren erläutert:
In einem ersten Betriebszustand {1} gilt:
It<less(t) = Isensor ( t ) - I cnsor ( t J +Iuaso (6a)
Ip.arκje(t) = I or.sor ( ) -I_)a_,e (6b)
In einem zweiten Betriebszustand {2} gilt:
It Sb ) = In«.- (7a)
I»u-,, (t) = Is^r.«,or(t) -Ida^ (7b)
Dabei bezeichnet t einen aktuell vorliegenden Zeitpunkt und t' einen bestimmten, zeitlich vor dem aktuellen Zeitpunkt t liegenden Zeitpunkt.
Beispielhaft ist ein Zeitmtervall, das dem ersten Betriebszustand {1} entspricht, in den Diagrammen 716, 717, 718 (und auch Diagramm 719) mit der Bezugsziffer 722 bezeichnet. In diesem Zustand ist das Hilfs-Stromsignal I-Ja-ς... 709 auf einem konstanten zeitunabhangigen aktuellen Stromwert fixiert Dieser Stromwert ist durch die Differenz zwischen dem Sensor-Strom Iςcn«;θr(t*) 715, wie er zu dem vorigen Zeitpunkt t" floss und durch den vorgegebenen Stromstarke- Wert Iaasc 710 festgelegt (vgl (6b)) Folglich ist das Mess- Stromsignal IMCSΞ 708 zum Zeitpunkt t durch die Differenz der Sensor-Stromsignale 715 zu den Zeitpunkten t bzw t* zuzüglich des vorgegebenen Stromstarke-Werts Iease 710 festgelegt (vgl. (6b)) In dem Betriebszustand {1} ist, wie in Diagramm 716 gezeigt, das Mess-Stromsignal 708 innerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs 713 befindlich
Der Betriebszustand {2} ist dadurch gekennzeichnet, dass das an der Sensor-Elektrode 701 zum Zeitpunkt t generierte Sensor-Stromsignal 715, vermindert um den vorgegebenen
Stromstarke-Wert Ibaso 710, das Hilfs-Strom-Signal 709 zum Zeitpunkt t bildet (vgl. (7b)) . Das Mess-Stromsignal IMLS. ist zum Zeitpunkt t folglich unabhängig vom Sensor-Stromsignal I cnsor 715 auf dem vorgegebenen Stromstarke-Wert Iba^e 710 befindlich (vgl. (7a)) . Der vorgegebene Stromstarke-Wert Ibao 710, der, wie oben angesprochen, gemäß dem beschriebenen Ausfuhrungsbeispiel zu 0A gewählt ist, dient daher der Einstellung eines Arbeitsbereichs des Mess-Stromsignals IMoa< 708. Gemäß dem beschriebenen Szenario, bei dem Ibase=0A gewählt ist, ist im Betriebszustand {2} das gesamte Sensor- Strom-Signal I nsor 715 das Hilfs-Strom-Signal IpaPgo 709, so dass das Mess-Stromsignal Inn.s 708 verschwindet.
Der Betriebszustand {2} ist n Fig 7 beispielhaft durch den mit der Bezugsziffer 723 bezeichneten Zeitpunkt gekennzeichnet, der in die Diagramme 716, 717, 713 eingezeichnet ist Anschaulich wird hierbei infolge des Überschreitens der oberen Grenze IöoSC-r I seitens α s !Λess- Stroαsignal I „Ss 703 das Mess-Stromsignal I si 703 auf den vorgebenden Stromstarke-Wert 710 zurückgesetzt und das
(zusatzliche) Stromstarke- J -e /al 1 ΔI αeri hilfs-Strom-Signal 709 zugeführt Die idealerweise getroffene Annahme, dass der zweite Betriebszustand {2} durch einen möglichst kleinen Zeitraum, d h im Idealfall durch einen Zeitpunkt 723 gekennzeichnet ist, ist in der Realit t häufig nicht erreichbar Die zeitliche Breite Δt eines realen zweiten Betriebszustands {2} 723a ist in das Diagramm 719 eingezeichnet Das in dem Diagramm 719 gezeigte Zei J nte rvall Δt kann jedoch in der Realität so gewählt werden, dass die Dauer des Betriebszustands {2} vernachlassigbar klein gegenüber der Dauer des Betriebszustands {1} ist Zum Verständnis der Funktionalität der Schaltkreis-Anordnung 700 ist die endliche Dauer des zweiten Betriebszustands {2} 723a jedoch unerheblich, so dass in der weiteren Beschreibung davon ausgegangen wird, dass der zweite Betriebszustand (2} 723 im Wesentlichen mittels eines Zeitpunkts beschreibbar ist Die Bedeutung des Zeitintervalls Δt wird bei der unten beschriebenen Generierung eines Detektions-Pulses (der zeitlichen Lange Δt) wieder aufgegriffen.
Die beiden Betriebszustande {1} und {2} 722, 723 werden in der Schaltkreis-Anordnung 700 von der Regelungsschaltung 702 und der spannungsgesteuerten Stromquelle 704 gesteuert.
Um den Betriebszustand {2} zu realisieren, wird die
Stromquelle 704 von der P,egelungsschal ung 702 mittels eines Parameters y angesteuert, der im Falle der Schaltkreis- Anordnung 700 eine elektrische Spannung ist Mit anderen Worten st die Stromquelle 704 eine spannungsgesteuerte Stromquelle Das Mess-Stromsignal I i 703 v/ird mittels des Stromspannungs-Wandlers 720 in eine Große κ transformiert, die gemäß der in Fig 7 beschriebenen Schaltkreis-Anordnung 700 eine elektrische Spannung ist Diese Spannung ist die .Ausgangsgröße des Strom-Spannungs-Wandlers 720 und die Eingangsgroße einer Pegelungse hei t 724 der
Regelungsschaltung 702 Die Pegelung bewirkt, dass das Mess- Stromsignal auf dem vorgegebenen Stro^starke-^'ert I__a-=0£ 710 ist. Mittels eines an einem weiteren Eingang 725 der Regelungseinheit 725 anliegenden Signals ist der Regelungseinheit 724 die Information bereitgestellt, ob die Schal kreis-Anordnung in dem Betriebszustand {1} oder in dem 5 Betriebszustand {2} betrieben werden soll.
Um die erfindungsgemaße Schaltkreis-Anordnung im Betriebszustand {1} betreiben zu können, ist die Regelungseinheit 724 derart eingerichtet, dass bei einem
10 entsprechenden Signal an dem weiteren Eingang 725, der zu einem vorherigen Zeitpunkt (beispielsweise t*) aktuelle Regelwert der Spannung y festgehalten wird. Sobald das HilfsStrom-Signal lR,.,ngo 709 von diesem zeitunabhängigen Regelwert bestimmt wird, ist der Betriebszustand {1} realisiert.
15.
Ein weiterer Bereich der Schaltkreis-Anordnung 700, nämlich der Schwellwert-Detektor 712 der Regelungsschaltung 702, die Detektions-Einhei t 711 und das Zähler-Element 714 definieren, wann von der Schaltkreis-Anordnung 700 der Betriebszustand
20 {1} oder (2} realisiert wird. Überschreitet der Eingangswert x, der dem Schwellwert-Detektor 712 mittels des damit gekoppelten Strom-Spannungs-Wandlers 720 bereitgestellt ist, einen vorgegebenen Schwellwert 726, so wird an dem Ausgang des Schwellwert-Detektors 712 ein derartiges Signal generiert 5 und dem Eingang der Detektions-Einheit 711 bereitgestellt, dass die Detektions-Einheit 711 einen Puls 727 generiert. Der von der Detektions-Einheit 711 generierte Puls 727 wird dem v/eiteren Eingang 725 der Regelungseinheit 724 bereitgestellt. Dieser der Regelungseinheit 724 bereitgestellt Puls 0 informiert die Regelungseinheit 724 darüber, dass der vorgegebene Schwellwert 726 an dem Schwellwert-Detektor 712 überschritten ist, was der Fall ist, v/enn das Mess- Stromsignal IM,.SS 703 den Wert I_sbς + LI überschreitet. Das Überschreiten des Schwellwerts 726 ist äquivalent zu dem 5 Ereignis, dass das Mess-Stromsignal I.",-s& 708 den vorgegebenen Stromstarke-Bereich 713 überschritten hat, d.h. den Stromstarke-Wert I3e._ .-Ll überschrit en hat. Es ist zu betonen, dass die zeitliche Lange des Pulses 727 der Detektions-Emhei t 711 derjenigen Lange entspricht, die in dem Diagramm 719 als reale Lange des zweiten Betriebszustands 723a mit Δt bezeichnet ist. Es kann gunstig sein, dass der von der Detektions-Einheit 711 erzeugte Puls 727 eine möglichst kurze zeitliche Lange Δt—0 aufweist.
Der an dem weiteren Eingang der Regelungseinheit 724 , bereitgestellte Puls 727 bewirkt, dass wahrend der Zeitdauer Δt des Pulses 727 die Regelungseinheit 724 die Schaltkreis- Anordnung 700 derart regelt, dass wahrend dieses Zeitintervalls Δt der zweite Betriebszustand { 2 } aufrechterhalten ist. In Abwesenheit eines derartigen Pulses 727 an dem weiteren Eingang 725 der Regelungseinheit 724 befindet sich die Schaltkreis-Anordnung 700 im Betriebszustand {1}.
Das Resultat des Zusammenspiels aller Schaltungskomponenten der Schaltkreis-Anordnung 700 ist in den Diagrammen 716, 717, 718 dargestellt, überschreitet das Mess-Stromsignal IH,JiS, 708 den Wert iBase^ΔI, so erfolgt ein Rücksetzen des Mess- Stromsignals lMe-, auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert Ieaso 710 mit Hilfe des Betriebszustands {2}. Nach dem Rücksetzen wachst das Mess-Stromsignal IM«&s 708 wiederum mit einer Rate an, die von dem Sensor-Stromsignal Is0nsor 715 bestimmt ist. Die bei jedem Rucksetz-Vorgang von der Detektions-Einheit 711 erzeugten Pulse 727 werden nicht nur dem v/eiteren Eingang 725 der Regelungseinheit 724 bereitgestellt, sondern auch, wie in Fig .7 gezeigt, dem Zahler-Element 714. Das Zahler-Element 714 zahlt die Anzahl der Pulse und deren zeitliche Abfolge. Mit anderen Worten erfasst das Zahler-Element 714 die Anzahl n der Pulse m digitaler Form, dadurch ist an dem Zahler- Element 714 errni ttelbar , v/elcher Stromstarke-Zu./acns nΔI ir. dem erfassten Mess-Zeitraurn erfolgt ist
Damit diese .Anzahl n identisch ist mit der Anzahl der Überschre tungen des Sensor-Stromsignals Iςenso 715 über ΔI- Abschnitte innerhalb der Zeitperiode t0-tι, sollte die Große Δt vorzugsweise vernachlassigbar klein gegenüber der Zeit zwischen zwei Rucksetzvorgängen se n. Unter dieser Voraussetzung, die in der Praxis oft gut erfüllbar ist, kann der Stromanstieg m* über n bestimmt werden. Ist n ausreichend groß bzw. ΔI ausreichend klein bzw. die Messzeit ausreichend lang gewählt, so kann m naherungsweise gleich m' angenommen werden .
Es ist zu betonen, dass das beschriebene Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor-Elektrode 701 bereitgestellten Sensor-Strom-Signals 715 auch dann anwendbar ist, wenn das Zeitintervall Δt, d.h. die Länge des Pulses 727, nicht vernachlässigbar klein ist. In einem solchen
Szenario ist die messtechnisch zu erfassende Größe m* gemäß folgendem Ausdruck zu ermitteln:
m* (tL) = nΔI/ (ti-to-nΔt]
Es ist zu betonen, dass abweichend von der in Fig.7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung 700 anstelle des Bereitstellens des Zahler-Elements 714 auch direkt die Frequenz der Pulse 727 am Ausgang der Detektions-Einheit 711 erfasst werden kann. In dieser Frequenz ist die Information des Sensor-Strom-Signals 1sensor 715 enthalten.
Das auf der Verv/endung der Schaltkreis-Anordnung 700 basierende Verfahren zum Verarbeiten eines über die Sensor- Elektrode 701 bereitgestellten Sensor-Stromsignals Is«.n«,or 715 weist zusammenfassend die folgenden Schritte auf: v/enn das in die Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess-Strornsignal I.1S3S 708 außerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs 713 ist, steuert die Regelungsschaltung 702 die Stromquelle 704 derart, dass die Stromquelle 704 das ^on ihr erzeugte elektrische Hilfs-Stromsignal I»£.-Cς 709 derart einstellt, dass das in den Eingang 703 der Regelungsschaltung 702 fließende elektrische Mess-Stromsignal Ij-iess 708 auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert IDa«,0 710 gebracht wird Wenn das in die Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess-Stromsignal I,,,,« 708 innerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs 713 ist, steuert die Regelungsschaltung 702 die Stromquelle 704 derart, dass die Stromquelle 704 das von ihr erzeugte elektrische Hilfs-Strom-Signal ∑Ranqe 709 auf dem aktuellen Wert festhalt Es wird ferner mittels der Detektions-Einhei t 711 das Ereignis detektiert, dass das in die
Regelungsschaltung 702 über ihren Eingang 703 fließende Mess- Stromsignal ∑Mess 708 außerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs 713 ist
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fιg.8A, Fig .8B beschrieben, wie das erfmdungsgemaße Prinzip funktioniert, wenn das Sensor-Stromsignal I^nsor von seiner idealen linearen Form (vgl Fig.6) abweicht und Signal-Schwankungen (beispielsweise infolge von Rauscheffekten) auftreten.
∑n Fιg.8A ist ein Diagramm 800 gezeigt, entlang dessen Abszisse die Zeit t 802 aufgetragen ist, und entlang deren Ordinate der elektrische Sensor-Strom 801 aufgetragen ist. Wie in Fig 8A gezeigt, st der Kurvenverlauf Sensor-Strom- Ze t 803 nicht linear, sondern weist Schwankungen auf
∑n Fig 8B ist ein weiteres Diagramm 810 gezeigt, entlang dessen Abszisse die Ze t t 812 aufgetragen ist, die der in Fig 8A aufgetragenen Zeit 802 entspricht Entlang der Ordinate des v/eiteren Diagramms 310 ist der elektrische Mess- Strorn 311 aufgetragen Ferner ist in Fig 8B der Kurvenverlauf Mess-Stro -Zeit 813 aufgetragen, wie er sich bei dem Betrieb der erf mdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung 700 für den Fall, dass der m Fig 8A dargestellte Kurvenverlauf Sensor-Strom- Zeit 303 vorliegt, ergibt
Ferner ist m Fig 8A ein Stromstärke- Ir ter al 1 ΔI 30- gezeigt. Der für die Funktionali tat der erf dungsgemaßen Schal kreis-Anordnung wesentliche vorgegebene Stromstarke- Bereich, also der Bereich zwischen einem vorgegebenen Stromstarke-Wert ΣBaS 814 und IBc-s0+ΔI ist in Fιg.8B mit der Bezugsziffer 815 bezeichnet
Nach jedem weiteren Überschreiten eines Stromstarke- Intervalls ΔI 804 durch den elektrischen Sensor-Strom ∑SPΠSOΓ wird der elektrische Mess-Strom 811 zurückgesetzt. Diese Rucksetz-Punkte 816 sind in Fιg.8B gezeigt, und deren Anzahl entspricht der oben eingeführten Kenngroße n. Entscheidend für die Funktionalität der Schaltkreis-Anordnung zum indirekten Erfassen des elektrischen Sensor-Stroms 801 ist es, dass bei einem mehrmaligen Überschreiten einer bestimmten Stromintervall-Linie genau ein Rucksetz- und damit
Zahlvorgang ausgelost wird. Dieses Phänomen ist verständlich, wenn man ein Messintervall des Sensor-Stroms 805 mit einem Messintervall des Mess-Stroms 817 vergleicht. Innerhalb des von den Messintervallen 805, 817 festgelegten Zeitraums wird in dem Messintervall des Sensor-Stroms 805 (beispielsweise infolge von Rauscheffekten oder ahnlichem) die in Fιg.8A gezeigte Strommterval 1-Lmιe 806 mehrfach über- und unterschritten. Aus Fig.8B erkennt man jedoch, dass in dem Messintervall des Mess-Stroms 817 nur bei dem ersten Überschreiten der Strommtervall-Linie 806 em Rucksetz-Punkt 816 zu erkennen ist. Mit anderen Worten wird nur bei dem ersten Überschreiten einer Stromintervall-Lmie 806 em Puls ausgegebenen, der von einem Zahler-Element gezahlt v/ird Alle weiteren Überschreitungen derselben Stromintervall-Lmie 806 erreichen nicht mehr den Schwellwert !_■ _ _- +C^ 1 in Fιg.8B
Das auf der erf dungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung basierende Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor- Elektrode bereitgestellten Strornsignals ist also robust gegen Signalschwankungen Weiter vorteilnaft ist der mittels des
Verfahrens erzielte Mittelungs-Effekt bei der Bestimmung des S tromkurven-Ans 11egs Der in Fιg.8B gezeigte Kurvenverlauf Mess-Stro -Zei t S13 zeigt, dass der elektrische Mess-Strom 811 infolge des sukzessiven Rucksetzens bei Überschreiten des Stromwerts ∑ease+ΔI nach oben begrenzt ist. Allerdings ist eine untere Begrenzung des Stroms nicht gegeben
∑n Fig 9A ist eine Schaltkreis-Anordnung 900 gemäß einem dritten Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung gezeigt, die eine Weiterbildung der in Fig .7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung
700 darstellt Diejenigen Elemente der Schaltkreis-Anordnung 900 aus Fιg.9A, die identisch mit Komponenten der Schaltkreis-Anordnung 700 sind, sind in Fιg.9A mit denselben Bezugszeichen versehen und werden im Weiteren nicht mehr detailliert erläutert.
Die in Fιg.9A gezeigte Schaltkreis-Anordnung 900 weist gegenüber der n Fig.7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung 700 die vorteilhafte Weiterbildung auf, dass der elektrische Mess-Strom auch nach unten hm beschrankt ist.
Die Schaltkreis-Anordnung 900 weist abweichend von der in Fig .7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung 700 folgende Komponenten auf- eine Regelungsschaltung 901, deren Regelungseinheit 905 anstelle des weiteren Eingangs 725 aus Fig .7 einen ersten weiteren Eingang 906a und einen zweiten weiteren Eingang 906b aufweist Die Detektions-Einhei t der in Fig 9A gezeigten Schaltkreis-Anordnung 900 weist einen ersten Bereich der Detektions-Emhei t 902a und einen zweiten Bereich der Detektions-Einheit 902b auf Der Schv/ellv/ert-Detektor der Schaltkreis-Anordnung 900 weist einen ersten Bereich des Schwellwert-Detektors 903a und einen zweiten Bereich des Schwellwert-Detektors 903b auf Das von dem Strom-Spannungs- Wandler 720 an dessen Ausgang bereitgestellte Sparnungs- Signal κ wird der Regelungseinheit 905 und sowohl dem ersten Bereich des Seh ellwert-Detek ors 903a als auch dem zweiten Bereich des Schwellwert-Detektors 903b berei σestellt Der erste Bereich des Schwellwert-Detektors 903a erfüllt im Wesentlichen dieselbe Funktional tät wie der in Fig .7 gezeigte Schwellwert-Detektor 712 Überschreitet das von dem Stromspannungs-Wandler 720 dem Eingang des ersten Bereichs des Schwellwert-Detektors 903a bereitgestellte Spannungssignal x einen ersten vorgegebenen Schwellwert 907a des ersten Bereichs des Schwellwert-Detektors 903a, so wird von dem Ausgang des ersten Bereichs des Schwellwert-Detektors 903a an den mit diesem Ausgang gekoppelten Eingang des ersten Bereichs der Detektions-Einheit 902a ein entsprechendes Signal übermittelt. Der erste Bereich der Detektions-Einheit 902a weist einen Ausgang auf, der mit dem ersten weiteren Eingang 906a der Regelungseinheit 905 gekoppelt ist und der mit dem ersten Eingang 904a des Zahler-Elements 904 gekoppelt ist. Der erste Bereich der Detektions-Einheit 902a erzeugt einen ersten Puls 908a, der dem ersten weiteren Eingang 906a der Regelungseinheit 905 bereitgestellt wird und der dem ersten Eingang 904a des Zahler-Elements 904 bereitgestellt wird. Das erste Pulssignal 908a bewirkt an dem ersten weiteren Eingang 906a der Regelungseinheit 905, dass das Mess-Stromsignal IMet,s 708 von dem Wert IBa&o +ΔI auf den Wert ∑base zurückgesetzt wird. Der erste Puls 908a bewirkt an dem ersten Eingang 904a des Zahler-Elements 904, dass der Zahlerstand des Zahler-Elements 904 um einen vorgegebenen
Wert (beispielsweise um "1") erhöht wird. Insoweit entspricht die Funktionalität der Schaltkreis-Anordnung 900 jener der Schaltkreis-Anordnung 700
Ferner wird das von dem Stro.m-Spannungs-Wandler 720 erzeugte Spannungssignal x, das charakteristisch für das aktuelle Mess-Stromsignal 703 ist, dem zweiten Bereich des Schwellwert-Detektors 903b an dessen Eingang bereitgestellt Unterschreitet das Spannungssignal x den zweiten vorgegebenen Schwellwert 907b des zweiten Bereichs des Schwellwert- Detektors 903b, so wird an dem Ausgang des zweiten Bereichs des Schwellwert-Detektors 903b, welcher m t dem Eingang des zweiten Bereich der Detektions-Einhei t 902b gekoppelt ist, ein entsprechendes elektrisches Signal generiert und dieses dem Eingang des zweiten Bereichs der Detektions-Emhei t 902b übermittelt, ∑n diesem Fall wird von dem zweiten Bereich der Detektions-Einheit 902b ein zweiter Puls 908b erzeugt. Der Ausgang des zweiten Bereichs der Detektions-Einheit 902b ist sowohl mit dem zweiten weiteren Eingang 906b der Regelungseinheit 905 als auch mit dem zweiten Eingang 904b des Zahler-Elements 904 gekoppelt. Daher wird der zweite Puls 908b, falls dieser an dem zweiten Bereich der Detektions- Einheit 902b erzeugt ist, diesen beiden Eing ngen bereitgestellt. Das beschriebene Szenario entspricht dem in Fig .9B mit dem Zeitpunkt 927 bezeichneten Szenario, bei dem das Mess-Stromsignal 708 die Untergrenze IBasc-ΔI des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs 925 erreicht. Das der
Regelungseinheit 905 an deren zweiten weiteren Eingang 906b berei gestellte zweite Pulssignal 908b bewirkt eine Regelung der Stromquelle 704 derart, dass das Mess-Signal ∑Mess 708 auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert ∑aa-,c 924 zurückgesetzt wird. Der dem zweiten Eingang 904b des Zahler-Elements 904 bereitgestellte zweite Puls 908b bewirkt dort, dass der Zählerstand des Zahler-Elements 904b um einen vorgegebenen Wert (beispielsweise um "1") herabgesetzt wird. Dadurch ist ein korrektes Aufsummieren der Rucksetz-Pulse realisiert, da der zu dem Zeitpunkt 927 erfolgte Rucksetz-Puls keine
Erhöhung des Sensor-Stroms um einen weiteren Stromstarke- Bereich 804 zur Ursache hat, sondern eine beispielsweise auf Rauscheffekte zurückzuführende Herabsetzung des Stromsignals
Mit anderen Worten ist mittels der Schaltkreis-Anordnung 900 aus Fιg.9A eine Begrenzung des Mess-Stromsignals Σ, r=iS auf den vorgegebenen Stromstarke-Bereich 925 zwischen Σ3&se-ΔI unα l3=_.e"r£I realisiert Daπit stelle die in Fig 9A gezeigte Schaltkreis-Anordnung eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltkreis-Anordnung 700 dar, da mittels der Schaltkreis- Anordnung 900 auch e n Absinken des Mess-Stromsignals 703 korrekt detektiert v/erden kann Das Zahler-Element 904 der Schaltkreis-Anordnung 900 ist als Vorwärts- /Ruckwartszahler ausgebilde .
Die Funktionalität der Schaltkreis-Anordnung 900 aus Fig .9A wird im Weiteren bezugnehmend auf das Diagramm 920 aus Fig.9B beschrieben .
Das Diagramm 920 weist eine Abszisse auf, entlang derer die Zeit 922 aufgetragen ist. Entlang der Ordinate ist der elektrische Mess-Strom 921 aufgetragen. Ferner ist der Kurvenverlauf Mess-Strom-Zeit 923 gezeigt, wie er unter Verwendung der in Fig.9A gezeigten Schaltkreis-Anordnung 900 bei einem Kurvenverlauf Sensor-Strom-Zeit 803, wie er in Fig .8A gezeigt ist, erhalten wird. Der elektrische Mess-Strom 921 verbleibt innerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs 925 um den vorgegebenen Stromstärke-Wert ΣBase 924 herum m t einer nach oben bzw. nach unten hin sich erstreckenden Bandbreite ΔI. In Fig.9B sind ferner erste Rücksetz-Punkte 926a und ein zweiter Rücksetz-Punkt 926b gezeigt. Ein Vergleich des Kurvenverlaufs Mess-Strom-Zeit 923 mit dem
Kurvenverlauf-Sensor-Strom-Zeit 803 zeigt, dass die ersten Rücksetzpunkte einem jeweiligen Anwachsen des Sensor-Stroms 801 um ein weiteres Stromstärke-Intervall 804 wiederspiegeln, wohingegen der Rücksetz-Punkt 926b das zu dem Zeitpunkt 927 zu verzeichnende Rückfallen des Sensor-Stroms 801 um ein
Stromstärke-Intervall ΔI 804 symbolisiert. Die von dem ,,+ΔI"- Ereignis erzeugten zweiten Pulse 908b v/erden dem Vorwartse gang 904a des Zahler-Elements 904 zugeführt, die von dem „ -ΔI"-Ereignιs generierten zv/eiten Pulse 908b v/erden dem Ruckwartseingang 904b des Zahler-Elements 904 zugeführt. Folglich nimmt der Zahlerstand 928 bei jedem ersten Rucksetz- Punkt 926a um den vorgegebenen Wert von "1" zu, wohingegen bei dem zweiten Pucksetz-Punkt 926b der Zählerstand 928 um „1" abnimmt . Mittels der in Fig .9A gezeigten Schaltkreis- Anordnung 900 ist es folglich ermöglicht, ein vollständig korrektes A.ufsummieren der Pulse auch m einem Szenario zu ermöglichen, bei dem infolge von unerw nschten Effekten der Sensor-Strom zeitweise abnimmt
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.lOA, Fig.lOB ein viertes bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel einer erfmdungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung 1000 detailliert beschrieben .
Die in Fig.lOA gezeigte Schaltkreis-Anordnung 1000 stellt eine schaltungstechnische Realisierung der in Fig.7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung 700 dar. Daher sind diejenigen
Schaltungsblocke der Schaltkreis-Anordnung 1000, die in der Schaltkreis-Anordnung 700 als äquivalentes Element ausgestaltet sind, mit denselben Bezugsziffern versehen.
Die Sensor-Elektrode 701, ausgehend von welcher das Sensor- Strom-Signal 715 fließt, ist mit dem einem Source-Drain- Bereich eines ersten p-MOS-Transistors 1001 gekoppelt, der den Strom-Spannungs-Wandler 720 ausbildet. Ferner ist der elektrische Knoten 721 mit dem einen Source-Drain-Bereich eines zweiten p-MOS-Transistors 1002 gekoppelt. Zwischen dem elektrischen Knoten 721 und dem ersten p-MOS-Transistor 1001 fließt das Mess-Stromsignal IMes<, 708, und zwischen dem Knoten 721 und dem einen Source-Drain-Bereich des zweiten p-MOS- Transistors 1002 fließt das Hilfs-Strom-Signal Iparιge. Der Gate-Bereich des ersten p-MOS-Transistors 1001 ist mit einem zweiten elektrischen Knoten 1003 gekoppelt. Der zweite elektrische Knoten 1003 ist mit einem dritten elektrischen Knoten 1004 gekoppelt Der dritte elektrische Knoten 1004 ist mit dem Ausgang eines ersten Operationsverstärkers 1005 gekoppelt Ferner ist der dritte elektrische Knoten 1004 mit dem einen Source-Drain-Bereich eines dritten p-MOS- Transistors 1006 gekoppelt Der nicht invertierte Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 ist mit dem elektrischen Knoten 721 gekoppelt Der nicht invertierte Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 ist mit einer ersten
Peferenz-Spannungsquelle 1007 gekoppelt Der andere Source- Dram-Bereich des ersten o-MOS-Transistors 1001 ist mit dem einen Source-Drain-Bereich eines vierten p-MOS-Transistors 1008 gekoppelt Der andere Source-Drain-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 ist mit einer Versorgungs- Spannungsquelle 1009 gekoppelt Der Gate-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 100S ist mit einem vierten elektrischen
Knoten 1010 gekoppelt Der vierte elektrische Knoten 1010 ist mit dem Ausgang der Detektions-Einheit 711 und mit dem Eingang des Zahler-Elements 714 gekoppelt Der zweite elektrische Knoten 1003 ist ferner mit dem invertierten Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 1011 gekoppelt Der nicht-invertierte Eingang des zweiten
Operationsverstärkers 1011 st mit einer zweiten Referenz- Spannungsquelle 1012 gekoppelt Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 1011, an dem em erstes Ausgangssignal 1013 anliegen kann, ist mit dem Eingang der Detektions- Einheit 711 gekoppelt. Ein weiterer Ausgang der Detektions- Einheit 711 ist mit dem Gate-Bereich des dritten p-MOS- Transistors 1006 gekoppelt. Der andere Source-Drain-Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 ist mit einem fünften elektrischen Knoten 1014 gekoppelt. Der fünfte elektrische Knoten 1014 ist mit dem Gate-Bereich des zweiten p-MOS- Transistors 1002 und mit einem Speicher-Kondensator 1015 gekoppelt. Der Speicher-Kondensator 1015 ist ferner mit einem sechsten elektrischen Knoten 1016 gekoppelt. Der sechste elektrische Knoten 1016 ist ferner mit dem anderen Source- Drain-Bereich des zweiten p-MOS-Transistors 1002 gekoppelt Der sechste elektrische Knoten 1016 ist darüber hinaus mit der Versorgungs-Spannungsquelle 1009 gekoppelt.
Der zweite p-MOS-Transistor 1002 und der dazu parallel geschaltete Speicher-Kondensator 1015 bilden die spannungsgesteuerte Stromquelle 704 aus Die erste Referenz- Spannungsquelle 1007, der erste Operationsverstärker 1005, der dritte elektrische Knoten 1004 und der dritte p-MOS- Transistor 1006 bilden die Regelungseinheit 725 aus Der zweite Operationsverstärker 1011 und die zweite Peferenz- Spannungsquelle 1012 bilden den Schwellwert-Dete^tor 712 aus Wie in Fig.lOA angedeutet, ist die Detektions-Emheit 711 derart eingerichtet, dass die Detektions-E heit 711 einem Szenario, in welchem dem Eingang der Detektions-E heit 711 von dem Schwellwert-Detektor 712 em erstes Ausgangssignal
1013 bereitgestellt ist, dem Zahler-Element 714 und dem Gate- Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 einen ersten Puls 1017 bereitstellt Ferner ist die Detektions-Emheit 711 derart ausgebildet, dass in einem Szenario, in dem der Detektions-E heit 711 von dem Schwellwert-Detektor 712 ein erstes Ausgangssignal 1013 bereitgestellt ist, die Detektions-E heit 711 dem Gate-Bereich des dritten p-MOS- Transistors 1006 einen zweiten Puls 1018 bereitstellt.
Die genaue Ausgestaltung des Zahlers 714 ist in Fig.lOA nicht gezeigt. Der Zahler 714 kann beispielsweise em aus JK-Flip- Flops aufgebauter, synchroner Dualzahler sein.
Der genaue Aufbau der Detektions-Emheit 711 wird unten bezugnehmend auf Fig.lOB detailliert erläutert.
Es ist darauf hinzuweisen, das die in Fig.lOA gezeigte Schaltkreis-Anordnung 1000 im Unterschied zu der in Fig .7 gezeigten Schaltkreis-Anordnung 700 ein elektrisches Kopplungsmittel 1019 zum Koppeln des elektrischen Knotens 721 mit der Regelungseinheit 725, genauer gesagt mit dem nicht- mvertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 der Regelungseinheit 725, aufv/eist Um die Funktion des elektrischen Knotens 721 als Summationspunkt entsprechend Gleichung (5) zu erreichen, soll gew hrleistet sein, dass der Strom in dieser zusatzlichen Leitung, die mittels des elektrischen Kopplungsmittels 1019 ausgebildet ist, verschwindet Sind die Transistoren der Ξmgangs- Differenzstufe des ersten Operationsverstärkers 1005 als MOS- Transistoren ausgebildet, ist diese Anforderung gut erfüllt
In Abh ngigkeit des Lei tungszustands der dritten und zierten p-MOS-Transιstoren 1006, 1008 ergeben sich zwei unterschiedliche aktive Regelkreise 1020, 1021
Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 1005 ist mittels des zweiten bzw ersten p-MOS-Transistors 1002, 1001 invertierend auf den nicht-invertierten Eingang zuruckgekoppelt Im Weiteren ist mit AI die Open-Loop- Verstarkung des ersten Operationsverstärkers 1005 bezeichnet Dann gilt, solange die Ruckkoppelung dafür sorgt, dass der erste Operationsverstärker 1005 nicht in Begrenzung gerat-
Figure imgf000042_0001
V0ut 1Ξt die an dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers 1005 anliegende Spannung, V ist die an dem elektrischen
Knoten 721 und daher an dem nicht invertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 anliegende Spannung und VBLJIS ist die von der ersten Referenz-Spannungsquelle 1007 dem invertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers bereitgestellte elektrische Spannung Dann ergibt sich nach einfacher Umformung •
Vκ = VβLds+ ouc / Al ( 10 )
Für eine große Open-Loop-Verstarkung (AI—>∞) folgt dann aus Gleichung (10), dass die an dem elektrischen Knoten 721 anliegende Spannung gleich der an dem invertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 von der ersten Referenz-Spannungsquelle 1007 bereitgestellten elektrischen Spannung ist
Das Potential am elektrischen Knoten 721 wird also auf den von der ersten Referenz-Spannungsquelle 1007 am invertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers 1005 vorgegebenen Wert V_.__ eingeregelt Dieser Spannungs wert , der simultan das elektrische Potential an der Sensor-Elektrode 701 bestimmt, ist erforderlich, um den Vorgang des Pedoκ-Rec/clings zu ermöglichen
Im Weiteren werden der erste Regelungszustand 1020 und der zweite Regelungszustand 1021 genauer beschrieben
Zunächst wird der erste Regelungskreis 1020 beschrieben, der dem oben mit Betriebszustand {1} bezeichneten Betriebszustand der erf dungsgemaßen Schaltkreis-Anordnung entspricht
Dieser Fall entspricht dem Szenario, dass die Detektions- E heit 711 an deren Ausgang sowie an deren weiteren Ausgang einen ersten Puls 1017 und einen zweiten Puls 1018 nicht erzeugt. Indem em erster Puls 1017, der gemäß Fig.lOA einen logischen Wert "0" abweichend von einem ansonsten konstant herrschenden logischen Wert "1" darstellt, nicht bereitgestellt ist, ist der Gate-Bereich des vierten p-MOS- Transistors 1008 leitend. Da die Detektions-Emheit 711 einen zweiten Puls 1018 nicht erzeugt, der, wie in Fig.lOA gezeigt, ausgehend von einem logischen Wert "0" für die Dauer des Pulses den logischen Wert "1" erzeugen wurde, ist der Gate- Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 nicht leitend. Gemäß dem ersten Regelungszustand 1020 ist also der Gate- Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 nicht leitend, wohingegen der Gate-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 leitend ist
Da der Gate-Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 nicht leitend ist, liegt an dem Speicherkondensator 1015 und damit an dem Gate-Bereich des zv/eiten p-MOS-Transistors 1002 eine konstante elektrische Spannung an Da an dem elektrischen Knoten 721 ebenfalls e ne konstante elektrische Spannung anliegt, ergibt sich e zei tunabhangiger Hilfs-Strorn 1^-^. 709 durch den Gate-Bereich des zweiten p-MOS-Transistors 1002 hindurch Der zeitlich veränderte Sensor-Strom i s.„ , 715 fließt daher durcn den Gate-Bereich des ersten p-MOS-
Transistors 1001 Die elektrische Spannung an dem Ausgang des ersten Ooeratioαs /erstarkers 1005 stellt sich so em, dass die elektrische Spannung an dem Gate-Bereich des ersten p- MOS-Transistors 1001 den erforderlichen Stromfluss ermöglicht .
Im Weiteren wird der zweite Regelungskreis 1021 beschrieben, der dem oben als Betriebszustand {2} bezeichneten Betriebszustand der Schaltkreis-Anordnung 1000 entspricht. Gemäß diesem Szenario erzeugt die Detektions-Emheit 711 infolge eines entsprechenden ersten Ausgangssignals 1013 an deren Eingang einen ersten Puls 1017 und einen zweiten Puls 1018 an deren beiden Ausgangen Der erste Puls 1018 ist, wie in Fig.lOA gezeigt, derart eingerichtet, dass dadurch der Gate-Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 leitend wird. Dagegen ist der erste Puls 1017, wie in Fig.lOA gezeigt, derart eingerichtet, dass wahrend der Pulsdauer der Gate- Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 nicht leitend wird. Da der Gate-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 nicht leitend ist, resultiert unabhängig von der Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers 1005 ein verschwindender Mess-Strom IM£S,S 708 (ΣMeSs=0) . Der Gate- Bereich des dritten p-MOS-Transis tors 1006 befindet sich dagegen im leitenden Zustand, und gemäß diesem Szenario ist die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers 1005 die Gate-Spannung des zweiten p-MOS-Transistors 1002, und steuert daher den Hilfs-Strom Ilange, der durch den Gate- Bereich des zweiten p-MOS-Transis tors 1002 hindurchfließt Die Gate-Spannung des zv/eiten p-MOS-Transistors 1002 wird von der Schaltkreis-Anordnung 1000 derart geregelt, dass der Hilfs-Strom
Figure imgf000044_0001
709 gleich dem Sensor-Strom I ,bθr 715 ist Der gesamte Sensor-Strom der Sensor-Elektrode 701 v/ird also m den Range-Kanal abgeleitet
E Umschalten des Betriebszustands der Schaltkreis-Anordnung 1000 von dem zweiten Betriebszustand 1021 in den ersten Betriebszustand 1020 entspricht daher einer Änderung des
Lei ungszustands der dritten und vierten p-MOS-Transistoren 1006, 1008 ausgehend von einem Zustand, in dem der dritte p- MOS-Transistor 1006 leitend und der vierte p-MOS-Transistor 1008 nicht leitend ist, hin zu einem Zustand, in dem dritte p-MOS-Transistor 1006 nicht leitend ist und der vierte p-MOS- Transistor 1008 leitend ist.
Wenn der dritte p-MOS-Transistor 1006 nicht leitend geschaltet wird, wird mittels der elektrischen Spannung an dem Speicher-Kondensator 1015 der Hilfs-Strom ∑Range 709 mittels des zweiten p-MOS-Transistors 1002 abgespeichert. In dem ersten Betriebszustand 1020 ist daher der Mess-Strom IHeS5, 708 der Sensor-Strom Isunsor 715 abzuglich des gespeicherten Hilfs-Stroms IRange 709.
Das Ansteuern der dritten und vierten p-MOS-Transistoren 1006, 1008 erfolgt mittels des zweiten Pulses 1018 und des ersten Pulses 1017 der Detektions-Einheit 711. In dem ersten Betriebszustand 1020 der Schaltkreis-Anordnung 1000 führt ein Anwachsen des Sensor-Stroms ∑ensσr 715 zu einem größeren Mess- Strom ∑Mess 708. Entsprechend verringert sich die Gate- Spannung des ersten p-MOS-Transistors 1001. Unterschreitet die Gate-Spannung den Wert der Spannung der zweiten Referenz- Spannungsquelle 1012 des zweiten Operationsverstärkers 1011, so wird am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 1011 (der als Komparator fungiert) eine positive Flanke generiert. Diese Flanke regt die Detektions-Einheit 711 zum Erzeugen eines Pulses an. Wie bereits oben angesprochen, ist die Detektions-Einhei t derart eingerichtet, dass im Normalzustand die beiden Ausgange der Detektions-Emheit 711 den Betriebszustand {1} 1020 schalten. Das heißt, dass der Gate- Bereich des dritten p-MOS-Transistors 1006 nicht leitend ist, v/ohingegen der Gate-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1003 leitend ist ∑n der Detektions-Emheit 711 v/erden e erster Puls 1017 und ein zweiter Puls 1013 erzeugt, die für ein vorgegeoenes Zeit Intervall Δt den zweiten Betriebszustand {2} herstellen. Gemäß diesem Szenario ist der Gate-3ereιch des dritten p-MOS-Transistors 1006 leitend, wohingegen der Gate-Bereich des vierten p-MOS-Transistors 1008 nicht leitend ist ∑n diesem zweiten Betriebszustand wird der Mess-Strom ∑MCSS 708 auf den Wert 0 zurückgeführt, und gleichzeitig wird e neuer Hilfs-Strom ∑Rangc 709 festgelegt Die Anzahl der Rucksetz-Vorgange wird mittels Registrierens der Anzahl der Pulse mittels des Zahler-Elements 714 realisiert, wobei die Anzahl bzw. die zeitliche Abfolge der Pulse in dem Zahler- Element 714 digital gespeichert werden
∑m Folgenden wird bezugnehmend auf Fig.lOB ein Ausfuhrungsbeispiel der erf dungsgemaßen Detektions-Einheit 711 beschrieben
Das in Fig.lOB beschriebene Ausfuhrungsbeispiel der Detektions-Emheit 711 zeigt, wie ausgehend von dem ersten Ausgangssignal 1013 des Schwellwert-Detektors 712 em Puls der zeitlichen Lange Δt erzeugt werden kann, der für einen Zeitraum Δt ein Signal mit einem logischen Wert "1" zu bereitstellt, wohingegen vor dem Puls und nach dem Puls das Signal einen logischen Wert "0" einnimmt. Ein derartiger Puls entspricht dem in Fig.lOA gezeigten Puls 1018. Em erster
Puls 1017 aus Fig.lOA kann beispielsweise erzeugt werden, in dem zunächst em Puls von der Art des zweiten Pulses 1018 erzeugt wird, und dieser Puls von einem konstanten Signal subtrahiert wird.
Die in Fig.lOB gezeigte Detektions-Einhei t 711 weist ein Flip-Flop 1050 mit einem ersten Eingang 1051, einem zweiten Eingang 1052 und einem Ausgang 1053 auf Der erste Eingang 1051 ist der flankensensitive Eingang des Flip-Flops 1050, und an diesen Eingang wird das in Fig.lOA definierte und gezeigte erste Ausgangssignal 1013 angelegt Dadurch w rd der A.usgang 1053 des Flip-Flops 1050 von einem logischen Wert "0' auf einen logischen Wert "1" gebracht Der Ausgang 1053 des Flip-Flops 1050 ist mit einem elektrischen Knoten 1054 gekoppelt Dieser elektrische Knoten ist mit einem ohmscnen Widerstand 1055 gekoppelt Der ohmsche Widerstand 1055 ist mit einem zweiten elektrischen Knoten 1056 gekoppelt Der zweite elektrische Knoten 1056 ist mit einem Kondensator 1057 gekoppelt Ferner ist der zweite elektrische Knoten 1056 mit einer ersten Verstarker-Stufe 1058 gekoppelt, und die erste Verεtarker-Stufe 1058 ist mit einer zweiten Verstarker-Stufe 1059 gekoppelt. Die zweite Verstarker-Stufe 1059 ist mit dem zweiten Eingang 1052 des Flip-Flops 1050 gekoppelt Die Funktionali tat der Verstarker-Stufen 1058, 1059 ist darin zu sehen, dass am zweiten Eingang 1052 des Flip-Flops 1050 definierte Logikpegel anliegen Die Ausgangsflanke an dem Ausgang 1053 des Flip-Flops 1050 wird mittels des aus dem ohmschen Widerstand 1056 und dem Kondensator 1057 gebildeten RC-Glieds verzögert und als Reset für das Flip-Flop 1050 verwendet Als Ergebnis wird ein Puls der Lange Δt proportional zu RC erzeugt, wobei R der Widerstandswert des ohmschen Widerstands 1055 und C die Kapazität des Kondensators 1057 ist Daher wird die Pulsdauer im Wesentlichen von einem RC-Glied bestimmt.
In diesem Dokument sind folgende Veröffentlichungen zitiert-
[1] Hintsche, R, Paeschke, M, Uhlig, A, Seitz, R (1997) „Microbiosensors usmg Electrodes made in Si- technology", Frontiers in Biosensorics , Fundamental
Aspects, Scheller, FW, Schubert, F, Fedrowitz, J (eds ), Birkhauser Verlag Basel, Schweiz, S.267-283
[2] van Gerwen, P (1997) „Nanoscaled Interdigitated Electrode Arrays for Biochemical Sensors", IEEE, ∑nternational
Conference on Solid-State Sensors and Actuators, 16.- 19. Juni 1997, Chicago, S 907-910
[3] Paeschke, M, Dietrich, F, Uhlig, A, Hintsche, R (1996) „Voltammetr c MultiChannel Measurements Using Silicon
Fabricated Microelectrode Arrays", Electroanalysis, Vol 7, No.l, S.l-8
[4] Uster, M, Loeliger, T, Guggenbuhl, W, Jackel, H (1999) "∑ntegrating ADC Usmg a Single Transistor as
Integrator and Amplifier for Very Low (lfA Minimum) ∑nput Currents", Advanced A/D and D/A Conversion Techniques and Their Applications, Konferenz der Universität Strathclyde (Großbritannien) 27.-28. Juli 1999, Conference Publication No . 466, S. 86-89, IEE
Bezugszeichenliste
100 Schaltkreis-Anordnung
101 Sensor-Elektrode
102 Regelungsschaltung
103 Eingang
104 Stromquelle
105 Steuereingang
106 Steuerausgang
107 Ausgang
108 erstes Stromsignal
109 zweites Stromsignal
110 Detektions-Einheit
111 Fängermoleküle
112 zu erfassende Moleküle
113 Enzyme
114 elektrische geladene Partikel
115 drittes Stromsignal
200 Sensor
201 Elektrode
202 Elektrode
203 Isolator
204 Elektrodenanschluss
205 Elektrodenanschluss
206 DNA-Sondenmolekül
207 Elektrolyt
208 DNA-Stränge
300 Interdigitalelektrode
400 Biosensor
401 erste Elektrode
402 zweite Elektrode
403 Isolatorschicht
404 Haltebereich erste Elektrode 405 DNA-Sondenmolekül
406 Elektrolyt 407 DNA-Strang
408 Enzym
409 spaltbares Molekül
410 negativ geladenes erstes Teilmolekul
411 Pfeil
412 wei tere Losung
413 oxidiertes ers tes Tei lmolekul
414 reduziertes erstes Tei lmolekul
500 Diagramm
501 elektrischer Strom
503 Kurvenverlauf Strom Zei t
504 Of f set-S trom
600 Diagramm
601 elektrischer Sensor-S trom
603 Kurvenverlauf Strom-Zeit
604 Offset-Strom
605 Steigung des Kurvenverlaufs Strom-Zeit
700 Schaltkreis-Anordnung
701 Sensor-Elektrode
702 Regelungsschaltung
703 Eingang
704 Stromquelle
705 Steuereingang
706 Steuerausgang
707 Ausgang
708 Mess-Stromsignal
709 Hilfs-Stromsignal
710 vorgegebener Stromstarke-Wert
711 Detektions-Emheit
712 Schv/ellv/ert-Detektor
713 vorgegebener Stromstarke-Bereich
714 Zanler-Element
715 Sensor-Stromsignal 716 Diagramm
717 Diagramm
718 Diagramm
719 Diagramm
720 Strom-Spannungs-Wandler
721 elektrischer Knoten
722 erster Betriebszustand
723 zweiter Betriebszustand
723a realer zweiter Betriebszustand
724 Regelungs-Einheit
725 weiterer Eingang
726 vorgegebener Schwellwert
727 Puls
728 Diagramm
800 Diagramm
801 elektrischer Sensor-Strom
802 Zeit
803 Kurvenverlauf Sensor-Strom-Zeit
804 Stromstärke-Intervall
805 Messintervall des Sensor-Stroms
806 Stromintervall-Linie
810 Diagramm
811 elektrischer Mess-Strom
812 Zeit
813 Kurvenverlauf Mess-Strom-Zeit
814 vorgegebener Stromstarke-Wert
815 vorgegebener Stromstarke-Bereich
816 Rucksetzpunkte
317 Messintervall des Mess-Strom
900 Schaltkreis-Anordnung
901 Regelungsschal ung
902a erster Bereich der Detektions-E hei 902b zweiter Bereich der Detektions-E heit 903a erster Bereich des Schwellwert-Detektors 903b zweiter 3ereιch des Schwellwert-Detektors 904 Zahler-Element 904a erster Eingang 904b zweiter Eingang
905 Regelungs-Einhei
906a erster weiterer Eingang
906b zweiter weiterer Eingang
907a erster vorgegebener Schwellwert
907b zweiter vorgegebener Schwellwert
908a erster Puls
908b zweiter Puls
920 Diagramm
921 elektrischer Mess-Strom
922 Zeit
923 Kurvenverlauf Mess-Strom-Zeit
924 vorgegebener Stromstärke-Wert
925 vorgegebener Stromstärke-Bereich 926a erste Rücksetzpunkte
926b zweiter Rücksetzpunkt
927 Zeitpunkt
928 Zählerstand
1000 Schaltkreis-Anordnung
1001 erster p-MOS-Transistor
1002 zweiter p-MOS-Transistor
1003 zweiter elektrischer Knoten
1004 dritter elektrischer Knoten
1005 erster Operationsverstärker
1006 dritter p-MOS-Transistor
1007 erste Referenz-Spannungsquelle 1003 vierter p-MOS-Transistor
1009 Versorgungs-Spannungsquelle
1010 vierter elektrischer Knoten
1011 zweiter Opera ionsverstärker
1012 zweite Referenz-Spannungsquelle
1013 erstes Ausgangssignal
1014 fünfter elektrischer .Knoten 1015 Speicher-Kondensator
1016 sechster elektrischer Knoten
1017 erster Puls
1018 zweiter Puls
1019 elektrisches Kopplungsmittel
1020 erster Regelungskreis
1021 zweiter Regelungskreis
1050 Flip-Flop
1051 erster Eingang
1052 zweiter Eingang
1053 Ausgang
1054 elektrischer Knoten
1055 ohmscher Widerstand
1056 zweiter elektrischer Knoten
1057 Kondensator
1058 erste Σnverter-Stufe
1059 zweite Σnverter-Stufe

Claims

Patentansprüche
1. Schaltkreis-Anordnung
• mit einer Sensor-Elektrode ,- • mit einer Regelungsschaltung, welche über einen Eingang mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist;
• mit einer Stromquelle, welche über ihren Steuereingang mit einem Steuerausgang der Regelungsschaltung gekoppelt ist derart, dass die Stromquelle von der Regelungsschaltung steuerbar ist, und welche über ihren Ausgang mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist;
• wobei die Regelungsschaltung derart eingerichtet ist, dass, wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal o außerhalb eines vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom auf einen vorgegebenen
Stromstarke-Wert gebracht wird; o innerhalb des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festhalt;
• mit einer Detektions-Einheit, mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist .
2. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 1, die ferner em mit der Detektions-Emheit elektrisch gekoppeltes Zahler-Element aufweist, das derart eingerichtet ist, dass es die Anzahl und/oder die zeitliche A.bfolge der von der Detektions-Emhei t detektierten Ereignisse zahlt. 3 Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 2, bei der das Zahler-Element derart eingerichtet ist, dass, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird
4. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 3, bei der das Zahler-Element derart eingerichtet ist, dass, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt wird.
5. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 2, bei der das Zahler-Element derart eingerichtet ist, dass, wenn der n den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstärke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt wird
6 Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 5, bei der das Zahler-Element derart eingerichtet ist, dass, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen
Stromstarke-Bereichs unterschreitet, der Zählerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird
7 Schaltkreis-A.nordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Stromquelle eine spannungsgesteuerte Stromquelle
3. Schaltkreis-Anordnung nacn einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Regelungsschal ung an deren Eingang einen Strom- Spannungs-Wandler aufweist, der derart eingerichtet ist, dass der an dem Eingang der Regelungsschaltung anliegende Strom mittels des Strom-Spannungs-Waαdlers ein elektrisches Spannungs-Signal umgewandelt wird
9 Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, die als integrierter Schaltkreis ausgebildet ist.
10. Redox-Recycling-Sensor mit einer Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9.
11. Sensor-Anordnung mit einer Mehrzahl von Schaltkreis-Anordnungen nach einem der Ansprüche 1 bis 10.
12. Verfahren zum Verarbeiten eines über eine Sensor- Elektrode bereitgestellten Stromsignals • mit einer Schaltkreis -Anordnung o mit einer Sensor-Elektrode; o mit einer Regelungsschaltung, welche über einen Eingang mit der Sensor-Elektrode gekoppelt ist; o mit einer Stromquelle, welche über ihren Steuereingang mit einem Steuerausgang der
Regelungsschaltung gekoppelt ist derart, dass die Stromquelle von der Regelungsschaltung steuerbar ist, und welche über ihren Ausgang mit der Sensor- Elektrode gekoppelt ist; o v/obei die Regelungsschaltung derart eingerichtet ist, dass, wenn das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal
■ außerhalb eines vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die
Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom auf einen vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird,
" innerhalb des vorgegebenen Stromstärke- Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festhalt; o mit einer Detektions-Einheit , mit der das Ereignis detektiert werden kann, dass das in die
Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb eines vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist; • wobei gemäß dem Verfahren o wenn das in die Regelungsschaltung über ihren
Eingang fließende Stromsignal
■ außerhalb des vorgegebenen Stromstarke- Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen
Strom derart einstellt, dass der in den Eingang der Regelungsschal ung fließende elektrische Strom auf den vorgegebenen Stromstarke-Wert gebracht wird; " innerhalb des vorgegebenen Stromstärke-
Bereichs ist, die Regelungsschaltung die Stromquelle derart steuert, dass die Stromquelle den von ihr erzeugten elektrischen Strom auf dem aktuellen Wert festhalt; o mittels der Detektions-Emheit das Ereignis detektiert wird, dass das in die Regelungsschaltung über ihren Eingang fließende Stromsignal außerhalb des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs ist
13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem mittels eines mit der Regelungsschaltung elektrisch gekoppelten Zahler-Elements die Anzahl und/oder die zeitliche Abfolge der Ereignisse gezahlt -wird
14 Verfahren nach Anspruch 13, bei dem, wenn der m den Eingang der P,egelungsschaltung fließende elektrische Strom e ne Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird
15 Verfahren nach Anspruch 14, bei dem, wenn der in den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt wird
16. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem, wenn der m den Eingang der Regelungsschaltung fließende elektrische Strom eine Obergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs überschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erniedrigt wird
17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem, wenn der m den Eingang der Regelungsschal ung fließende elektrische Strom eine Untergrenze des vorgegebenen Stromstarke-Bereichs unterschreitet, der Zahlerstand um einen vorgegebenen Wert erhöht wird.
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