WO2003012977A2 - Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender - Google Patents

Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender Download PDF

Info

Publication number
WO2003012977A2
WO2003012977A2 PCT/DE2002/002712 DE0202712W WO03012977A2 WO 2003012977 A2 WO2003012977 A2 WO 2003012977A2 DE 0202712 W DE0202712 W DE 0202712W WO 03012977 A2 WO03012977 A2 WO 03012977A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
input
signal
detector
modulator
component
Prior art date
Application number
PCT/DE2002/002712
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2003012977A3 (de
Inventor
Michael Asam
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Ag filed Critical Infineon Technologies Ag
Priority to US10/484,379 priority Critical patent/US7689181B2/en
Priority to DE50202011T priority patent/DE50202011D1/de
Priority to KR10-2004-7001125A priority patent/KR20040019364A/ko
Priority to EP02754423A priority patent/EP1415391B1/de
Publication of WO2003012977A2 publication Critical patent/WO2003012977A2/de
Publication of WO2003012977A3 publication Critical patent/WO2003012977A3/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for regulating a DC signal component and a mobile radio transmitter with the circuit arrangement.
  • a signal with a fixed, known DC component must be provided at the signal input to which the useful signal is supplied.
  • the DC component of the input signal is to be provided either as a DC voltage offset or as a DC offset.
  • baseband signal processing and high-frequency processing which is usually designed in analog circuit technology, and which are usually arranged in separate integrated circuits (ICs, integrated circuits).
  • signals to be transmitted are processed in a baseband processor in accordance with the desired channel coding and modulation methods and converted at the output of the baseband block in a digital / analog converter into analog, that is to say time and value continuous signals.
  • This analog signal provided at the output of the baseband chip is usually provided as a complex signal with an in-phase and a quadrature component I, Q, I and Q signal components usually being conducted as symmetrical or differential signals.
  • the high-frequency mixers described at the outset are provided which enable frequency conversion from the baseband to a high-frequency position and are coupled on the output side, for example, to a transmission antenna.
  • the described baseband processing block and the downstream, analog function block are usually arranged on an integrated semiconductor chip. Since a signal with a fixed, known DC component must be provided on the input side of the high-frequency mixer, it is necessary that the connected baseband chip provides a suitable DC component at its output.
  • the DC voltage or DC component on the input side may only move within defined tolerances.
  • the different available baseband chips, however, have different DC components at the output, which are also subject to manufacturing tolerances.
  • the object of the present invention is to provide a circuit arrangement for regulating a constant signal component, which can be connected to an input of a high-frequency mixer and enables connection to different baseband signal processing circuits, and a mobile radio with the circuit arrangement.
  • a holding arrangement for regulating a signal equal component comprising
  • a modulator for frequency conversion of an input signal which can be fed to an input of the modulator
  • a detector for detecting a direct component of the input signal which is connected to the input of the modulator, a comparator, which is coupled with a first input to an output of the detector and to which a desired signal can be supplied at a second input, and
  • a means for influencing the direct component of the input signal which is connected upstream of the detector, with a control input which is connected to an output of the comparator.
  • Direct component of the input signal adjusts to a predeterminable target value, which is suitable for operating the modulator and can be used, for example, to set its operating point. This results in an independence from output signal constant components of a preceding block, for example a baseband signal processing unit.
  • the common-mode component is understood as the common component of the signal.
  • the direct voltage component is understood as the direct component. If the input of the modulator is designed as a current input, the direct component of the input signal is understood as the direct component.
  • the present principle offers the additional advantage that, in addition to the compensation of manufacturing-related tolerances, temperature-related as well as aging-related drift effects and thus a varying DC component of the input signal.
  • a low-pass filter which couples the output of the detector to the first input of the comparator.
  • the interposition of a low-pass filter is particularly advantageous when the input signal is routed on a single-ended line.
  • the low-pass filter also improves the stability of the control loop.
  • the input of the modulator and the detector are designed for processing a symmetrical input signal.
  • the so-called differential signal transmission of the input signal offers, in addition to the higher immunity to interference, the simplified determination of the DC component of the input signal.
  • the low-pass filter can be omitted.
  • the detector is designed to detect the DC voltage component of the input signal.
  • the modulator input is designed as a voltage input, that is to say it has a high impedance, then the DC voltage component is advantageously provided in the detector to determine the offset of the input signal.
  • the detector comprises two resistors which are connected to one connection with one input terminal each of the symmetrical input of the modulator and to another connection to one another and to the output of the detector.
  • the means for influencing the DC component of the input signal is preferably designed as a level shifter, which adds or subtracts the DC component provided by the comparator to the DC component of the input signal.
  • the detector is designed to detect the DC component of the input signal.
  • the detector is preferably designed to detect the DC component of the input signal.
  • the detector comprises two current-controlled voltage sources connected in series, each with a control input, which is coupled to an input terminal of the symmetrical input of the modulator, the series connection of the two current-controlled voltage sources having the output of the detector is coupled.
  • the two current-controlled voltage sources can be constructed with resistors.
  • Controlled current sources are preferably connected to the output of the comparator, each of which works on an input terminal of the modulator at its input and is connected on the input side to the current-controlled voltage sources.
  • the described viewing arrangement thus regulates two controlled current sources at the input of the modulator in order to increase or decrease the direct current component in accordance with the predetermined reference value.
  • the described viewing arrangement can also be implemented with single-ended signal routing instead of the symmetrical design.
  • the modulator comprises a frequency mixer, with a first input, which is connected to the input of the modulator, with a second input, to which a signal with a carrier frequency can be fed, and with an output, on which a modulated high-frequency signal can be derived.
  • the modulator is designed as a quadrature modulator
  • two frequency mixers are preferably provided, one of which is controlled by an in-phase component and another by a quadrature component of a useful signal.
  • the described viewing arrangements for constant component control can preferably be provided for both useful signal inputs of the frequency mixer.
  • the principle described can preferably be used in transmission arrangements, in particular in mobile radio.
  • the principle described can be used, for example, in homodyne and heterodyne transmission architectures. If a plurality of upward frequency mixers are connected in series, it may be advantageous to provide a circuit arrangement as described at the useful signal inputs of the plurality of frequency converters connected in series.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of the invention on the basis of a simplified block diagram applied to a frequency converter with a voltage input
  • Figure 2 shows another embodiment of the present principle applied to a frequency converter with current input using a simplified block diagram
  • Figure 3 shows the principle applied to a quadrature modulator in a mobile radio transmitter using a simplified block diagram.
  • FIG. 1 shows a high-frequency mixer 1 designed as a frequency converter, with an input 2 for supplying a symmetrical baseband signal, a local oscillator input 3 for supplying a signal with a carrier frequency and with a high-frequency output 4.
  • the inputs 2, 3 and output 4 of the high-frequency mixer 1 are each designed symmetrically to carry differential signals.
  • the high-frequency mixer 1 converts a baseband signal present at its useful signal input 2 into a high-frequency position.
  • a detector 5 is connected, which comprises two resistors 6, which have the same resistance value.
  • the resistors 6 are each connected to one terminal of the symmetrical input 2 and connected to each other by another connection to form an output of the detector 5.
  • the inverting input of a comparator 8 designed as an operational amplifier is connected to this output of the detector 5 in order to form a negative feedback loop of a control via a low-pass filter 7 designed as an RC element.
  • the non-inverting input of the comparator 8 is formed with a connection 9 for supplying a desired voltage level.
  • the comparator 8 has an output to which a control input of a level shifter 10 is connected.
  • the level shifters 10 are with their
  • a baseband signal or a signal component of a complex-valued baseband signal can be fed to the inputs of the level shifters 10 as a symmetrical signal.
  • the inputs of the level shifters 10 are connected to a symmetrical baseband input 11, which can be connected, for example, to the output of a baseband signal processing unit.
  • the level shifters 10 together form a means for influencing the direct component of the input signal that can be supplied at the input 2 of the mixer 1 and are designed as a source follower in the present exemplary embodiment.
  • FIG. 1 shows only the control circuit for the in-phase signal path of a mobile radio transmitter; for the quadrature signal path, the same connection of a mixer input of a further mixer as in FIG. 1 is to be provided.
  • the mixer 1 requires a fixed, known common-mode voltage, that is to say a fixed DC, direct current voltage level at the input terminals 2.
  • This common-mode DC voltage component is connected to the resistors 6 of the same size at the output of the comparator 5 provided and led as the actual value to the negative operational amplifier input of the comparator 8.
  • low-pass filter 7 is not necessarily present and can also be provided by a Short circuit to be replaced. The low-pass filter 7 suppresses the useful signal to be transmitted, in particular in the case of a single-ended version of the mixer input 2. Low-pass filter 7 also ensures its stability by being arranged in the feedback path of the control loop.
  • the operational amplifier 8 compares the filtered actual value with a setpoint value of the common-mode signal component at the input 2 provided at the connection 9 and controls two level shifters 10 which depend on a deviation between the setpoint and the actual signal and which control the DC voltage potential at Change the output of the level shifters 10 depending on this deviation.
  • a common mode voltage is set which corresponds to the setpoint value which is supplied at the connection 9.
  • the gate-source voltage of the level shifters 10 designed as a source follower depends on the current in the MOS field-effect transistor 10.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter 7 is to be set relatively low in order to filter out useful signals and not to include them in the regulation.
  • An example of an application is given for mobile radio transmitters according to UMTS, Universal Mobile Telecommunication System, since the baseband signals are relatively high-frequency there.
  • FIG. 1 enables the mixer 1 to operate at its desired operating point and at the same time allows the circuit shown to be preceded by an integrated circuit with almost any DC output signal component. In addition, drift effects caused by aging and temperature are corrected, so that drifting away of the working point of the mixer 1 is avoided.
  • FIG. 2 describes the principle according to the invention applied to a high-frequency mixer 1, in which the useful signal input 2 is designed as a current input. As a result, only the detector 5 and the means for influencing the common-mode signal component 12 are designed differently than in the circuit according to FIG. 1, otherwise the block diagram according to FIG. 2 corresponds in structure and function to that of FIG. 1 and is not yet used here repeated once.
  • the detector 5 comprises two current-controlled voltage sources 13, each of which has a control input and two load connections.
  • the controlled voltage sources 13 are connected to one another in a series circuit which is connected between a reference potential connection 14 and an input of the low-pass filter 7.
  • the control inputs of the current-controlled voltage sources 13 are each connected to the symmetrical input 2 of the mixer 1 via one input terminal each and to the symmetrical output of the means for influencing the common-mode signal 12.
  • a controlled current source 15 is connected with its control input, which is coupled on the load side via the control inputs of the controlled sources 13 to the symmetrical input 2 of the mixer 1.
  • the controlled current sources 15 are also each connected to the reference potential connection 14.
  • mixer 1 has a differential current input for supplying a baseband input signal.
  • the baseband chip that can be connected to the current input 11 of the circuit according to FIG. 2 supplies the baseband useful signal in the form of a current signal with a fixed common mode (CM) direct current (DC) component.
  • CM common mode
  • DC direct current
  • this CM-DC current is adjusted with the aid of two current-controlled voltage sources 13, which are arranged in a particularly Realization can be designed as resistors, converted into a voltage. This voltage is fed to the comparator 8 via a filter 7, as described in FIG. 1.
  • the operational amplifier 8 compares this actual signal with a target value, two controlled current sources 15, which are connected on the load side to the input 2 of the mixer 1, being controlled as a function of a deviation between the actual and the target signal.
  • the current sources 15, which, like the controlled voltage sources 13, preferably have a good pairing, increase or decrease the DC component of the input signal as a function of this deviation.
  • circuit according to FIG. 2 it can also be implemented using asymmetrical circuit technology, that is to say designed to carry single-ended signals.
  • a sufficiently low cut-off frequency of the low-pass filter 7 is to be provided here.
  • a mixer 1 can be operated at a desired operating point and at the same time a high-frequency module, for example a mobile radio modulator, to a baseband signal processing circuit with almost any common mode component can be connected.
  • a high-frequency module for example a mobile radio modulator
  • control described can be activated in normal operation, that is to say always in operation, that is, production-related, temperature-related and aging-related drift effects and tolerances can be compensated for.
  • FIG. 3 shows, using a simplified block diagram, the control according to FIGS. 1 and 2 applied to a quadrature modulator 16 of a mobile radio transmission arrangement.
  • the mobile The radio transmission arrangement comprises a baseband signal processing block 20.
  • the quadrature modulator 16 has two high-frequency mixers 1, one of which is connected to an in-phase signal path I at its signal input and the other is connected to a quadrature signal path Q of a complex-value useful signal at its signal input. Furthermore, the frequency mixers 1 have a local oscillator signal at each input, which is provided by an oscillator 17 and is frequency-divided in a frequency divider 18, on the one hand unchanged and on the other hand can be supplied with a phase shift of 90 °. The signal outputs of the frequency mixers 1 are each connected to a summing element 19, which provides a high-frequency signal at its output, which can be coupled, for example, into a transmitting antenna.
  • regulation of the common mode level according to the present principle is provided both in the in-phase signal path I and in the quadrature signal path d Q, each of which has a detector 5 with an upstream means includes to influence the common mode level 12 and is connected on the input side to the high-frequency mixer.
  • a comparator 8 is also provided in a feedback path, which compares an actual signal provided by the detector 5 with a nominal common mode value that can be supplied at a connection 9 and, depending on a deviation between the nominal and actual values, the means for influencing the respective Common mode level 12 drives.
  • the baseband signal processing block 20 is connected on the input side to the means for influencing the common mode level 12 provided in the I and Q signal paths.
  • a low-pass filter can additionally be provided in the feedback path between detector 5 and comparator 8.
  • a circuit according to FIG. 1 or 2 can be provided for common-mode control.
  • a corresponding common mode setpoint is to be supplied at the connection 9.
  • the quadrature modulator 16 with the described common mode level control at the input is designed entirely in symmetrical circuitry for guiding differential signals.
  • connections 9 of the two comparators 8 can be connected to one another.
  • Quadrature modulator 16 modulates the I and Q signals onto a high frequency carrier signal.
  • the control on the input side described is suitable. This achieves independence from equal parts of a useful signal which is provided on the output side on a baseband chip.
  • the described modulator according to FIG. 3 as a high-frequency front end, which is constructed using analog circuit technology, can be combined with almost any baseband chips to form a mobile radio transmitter.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal-Gleichanteils angegeben, welche an einen Eingang eines Frequenzmischers (1) angeschlossen ist. Die Regelung umfasst einen Common-Mode-Signalanteil-Detektor (5), welcher den Gleichanteil des Eingangssignals liefert. Ein Vergleicher (8) vergleicht diesen Gleichanteil mit einem Referenzwert und steuert in Abhängigkeit davon Mittel zur Beeinflussung des Gleichtakt-Pegels (12) an. Mit der beschriebenen Gleichtaktpegel-Regelung kann ein analog aufgebautes Hochfrequenz-Frontend nahezu beliebig mit Basisband-Chips zur Bildung eines Mobilfunksenders kombiniert werden. Zudem werden vorteilhafterweise temperatur- und alterungsbedingte Drifteffekte ausgeregelt.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal -Gleichanteils und Mobilfun sender
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal-Gleichanteils und einen Mobilfunksender mit der Schaltungsanordnung.
Insbesondere bei Analogmultipliziererschaltungen, welche als Hochfrequenzmischer ausgelegt sind und betrieben werden, ist am Signaleingang, an dem das Nutzsignal zugeführt wird, ein Signal mit einem festen, vorbekannten Gleichanteil bereitzustellen. Je nachdem, ob der Eingang des Hochfrequenz-Mischers als Stromeingang oder als Spannungseingang ausgebildet ist, ist der Gleichanteil des Eingangssignals entweder als Gleichspannungsoffset oder als Gleichstrom-Offset bereitzustellen.
Bei Mobilfunkanwendungen sind üblicherweise zwei Funktions- einheiten vorgesehen, nämlich eine Basisband-Signalverarbeitung sowie eine üblicherweise in analoger Schaltungstechnik ausgebildete Hochfrequenz-Verarbeitung, welche meist in getrennten Integrierten Schaltkreisen (ICs, Integrated Cir- cuits) angeordnet sind. In Senderichtung werden zu übertra- gende Signale in einem Basisband-Prozessor entsprechend der gewünschten Kanalcodierungs- und Modulationsverfahren verarbeitet und am Ausgang des Basisband-Blocks in einem Digital/Analog-Wandler in analoge, das heißt zeit- und wertkontinuierliche Signale umgewandelt. Dieses am Ausgang des Basis- band-Chips bereitgestellte, analoge Signal ist üblicherweise als komplexwertiges Signal mit einer Inphase- und einer Quadratur-Komponente I, Q bereitgestellt, wobei I- und Q- Signalkomponente üblicherweise als symmetrische oder diffe- rentielle Signale geführt sind.
Im nachfolgenden Funktionsblock, der die Frequenzumsetzung auf einen hochfrequenten Träger durch eine Modulation, bei - spielsweise eine Quadratur-Modulation bewirkt , sind die eingangs beschriebenen Hochfrequenz -Mischer vorgesehen, welche die Frequenzumsetzung vom Basisband in eine hochfrequente Lage ermöglichen und ausgangsseitig beispielsweise an eine Sen- deantenne angekoppelt sind . Der beschriebene Basisband-Verarbeitungsblock sowie der nachgeschaltete, analog ausgebildete Funktionsblock sind üblicherweise auf j e einem integrierten Halbleiterchip angeordnet . Da eingangsseitig am Hochfrequenz- Mischer ein Signal mit einem festen, vorbekannten Gleichan- teil bereitgestellt sein muß, ist es erforderlich, daß der angeschlossene Basisband-Chip an seinem Ausgang einen passenden Gleichanteil bereitstellt .
Um einen Betrieb in einem gewünschten Arbeitspunkt des Fre- quenzmischers sicherzustellen, darf sich der eingangsseitige Gleichspannungs- beziehungsweise Gleichstromanteil nur in festgelegten Toleranzen bewegen . Die unterschiedlichen, verfügbaren Basisband-Chips haben j edoch am Ausgang unterschiedliche Gleichanteile , welche zudem noch Fertigungstoleranzen unterworfen sind .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es , eine Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal -Gleichanteils anzugeben, welche an einen Eingang eines Hochfrequenz-Mischers an- schließbar ist und den Anschluß an unterschiedliche Basisband-Signalverarbeitungsschaltungen ermöglicht , sowie einen Mobilfunks ender mit der Schaltungsanordnung .
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Schaltungsan- Ordnung gelöst durch eine S ehalt ungsanordnung zur Regelung eines Signal -Gleichanteils , aufweisend
- einen Modulator zur Frequenzumsetzung eines Eingangs - Signals , das an einem Eingang des Modulators zuführbar ist ,
- einen Detektor zur Erfassung eines Gleichanteils des Ein- gangssignals , der an den Eingang des Modulators angeschlossen ist , - einen Vergleicher, der mit einem ersten Eingang mit einem Ausgang des Detektors gekoppelt ist und dem an einem zweiten Eingang ein Soll -Signal zuführbar ist, und
- ein Mittel zur Beeinflussung des Gleichanteils des Ein- gangssignals, das dem Detektor vorgeschaltet ist, mit einem Steuereingang, der an einen Ausgang des Vergleichers angeschlossen ist.
Gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip ist eine Schaltungsanord- nung vorgesehen, welche eingangsseitig am Modulator den
Gleichanteil des Eingangssignals auf einen vorgebbaren Soll- Wert einregelt, welcher zum Betrieb des Modulators geeignet ist und beispielsweise zu dessen Arbeitspunkteinstellung dienen kann. Hierdurch ergibt sich eine Unabhängigkeit von Aus- gangssignal-Gleichanteilen eines vorangeschalteten Blocks, beispielsweise einer Basisband-Signalverarbeitungseinheit .
Liegt das Eingangssignal als symmetrisches Signal, das heißt als Gegentaktsignal vor, so ist als Gleichanteil des Signals der Gleichtakt-Anteil, englisch common-mode, verstanden.
Ist der Eingang des Modulators als Spannungseingang ausgebildet, so ist als Gleichanteil der Gleichspannungsanteil verstanden. Ist der Eingang des Modulators als Stromeingang aus- gebildet, so ist als Gleichanteil der Gleichstrom-Anteil des Eingangssignals verstanden.
Das vorliegende Prinzip bietet den zusätzlichen Vorteil, neben der Kompensation fertigungsbedingter Toleranzen auch tem- peraturbedingte sowie alterungsbedingte Drifteffekte und einen dadurch variierenden Gleichanteil des Eingangssignals zu kompensieren.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfin- düng ist ein Tiefpaßfilter vorgesehen, das den Ausgang des Detektors mit dem ersten Eingang des Vergleichers koppelt . Besonders bei Führen des Eingangssignals auf einer Leitung, englisch single-ended, ist die Zwischenschaltung eines Tiefpaßfilters von Vorteil . Zudem verbessert das Tiefpaßfilter die Stabilität der Regelschleife.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der Eingang des Modulators und der Detektor zur Verarbeitung eines symmetrischen Eingangssignals ausgelegt .
Die sogenannte differentielle Signalübertragung des Eingangssignals bietet neben der höheren Störfestigkeit die vereinfachte Ermittelbarkeit des Gleichanteils des Eingangssignals.
Bei Führen des Signals als symmetrisches Eingangssignal kann das Tiefpaßfilter entfallen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Detektor zur Erfassung des Gleichspan- nungsanteils des Eingangssignals ausgelegt.
Ist der Modulatoreingang als Spannungseingang, das heißt hochohmig ausgebildet, so ist vorteilhafterweise zur Ermittlung des Offsets des Eingangssignals im Detektor eine Erfas- sung des Gleichspannungsanteils vorgesehen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt der Detektor zwei Widerstände, die mit einem Anschluß mit je einer Eingangsklemme des symmetrischen Eingangs des Modulators und mit einem weiteren Anschluß miteinander und mit dem Ausgang des Detektors verbunden sind.
Zur Ermittlung des Gleichspannungsanteils, das heißt des Gleichtaktsignals des symmetrischen Signals, können auch an- dere Realisierungen des Detektors vorgesehen sein. Die beschriebene Ausführung mit zwei Widerständen, welche bevorzugt den gleichen Widerstandswert haben, stellt eine besonders einfache Schaltungsrealisierung dar.
Bei Vorliegen des EingangsSignals als Spannungssignal ist das Mittel zur Beeinflussung des Gleichanteils des Eingangssignals, das dem Detektor vorgeschaltet ist, bevorzugt als Pegelschieber, englisch level shifter, ausgebildet, welches den vom Vergleicher bereitgestellten Gleichanteil zu dem Gleichanteil des Eingangssignals addiert beziehungsweise davon sub- trahiert.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Detektor zur Erfassung des Gleichstromanteils des Eingangssignals ausgelegt.
Bei Anschluß der vorliegenden Regelschaltung an einen Stromeingang eines Modulators, beispielsweise eines Hochfrequenz- mischers, ist der Detektor bevorzugt zur Erfassung des Gleichstromanteils des Eingangssignals ausgebildet.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Schaltungsanordnung umfaßt der Detektor zwei in Serie geschaltete, stromgesteuerte Spannungsquellen, mit je einem Steuereingang, der mit je einer Eingangsklemme des symmetri- sehen Eingangs des Modulators gekoppelt ist, wobei die Serienschaltung der beiden stromgesteuerten Spannungsquellen mit dem Ausgang des Detektors gekoppelt ist.
In einer besonders einfachen Schaltungsrealisierung können die beiden stromgesteuerten Spannungsquellen mit Widerständen aufgebaut sein.
Am Ausgang des Vergleichers sind bevorzugt gesteuerte Stromquellen angeschlossen, welche auf je eine Eingangsklemme des Modulators an dessen Eingang arbeiten und eingangsseitig jeweils an den stromgesteuerten Spannungsquellen angeschlossen sind. Damit regelt die beschriebene Sehaltungsanordnung zwei gesteuerte Stromquellen am Eingang des Modulators, um damit den Gleichstromanteil gemäß dem vorgegebenen Referenzwert zu erhöhen oder zu erniedrigen.
Bei ausreichend klein gewählter Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters, welches in einem Rückkopplungspfad der Regelschleife angeordnet ist, kann die beschriebene Sehaltungsanordnung anstelle der symmetrischen Ausführung auch mit einer Signalführung auf nur einer Leitung, englisch single-ended, ausgeführt sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt der Modulator einen Frequenzmischer, mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingang des Modulators ver- bunden ist, mit einem zweiten Eingang, dem ein Signal mit einer Trägerfrequenz zuführbar ist, und mit einem Ausgang, an dem ein moduliertes Hochfrequenz-Signal ableitbar ist.
Ist der Modulator als Quadraturmodulator ausgebildet, so sind bevorzugt zwei Frequenzmischer vorgesehen, von denen einer von einer Inphase-Komponente und ein weiterer von einer Quadratur-Komponente eines Nutzsignals angesteuert wird. Dabei können die beschriebenen Sehaltungsanordnungen zur Gleichanteil-Regelung bevorzugt bei beiden Nutzsignaleingängen der Frequenzmischer vorgesehen sein.
Das beschriebene Prinzip ist bevorzugt bei Sendeanordnungen, insbesondere im Mobilfunk, anwendbar. Das beschriebene Prinzip kann beispielsweise bei homodynen und heterodynen Sende- architekturen eingesetzt werden. Sind mehrere Aufwärts-Fre- quenzmischer hintereinander geschaltet, so kann es vorteilhaft sein, an den Nutzsignal-Eingängen der mehreren, hintereinander geschalteten Frequenzumsetzer jeweils eine Schaltungsanordnung wie beschrieben vorzusehen.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche . Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines vereinfachten Blockschaltbildes angewendet auf einen Frequenzumsetzer mit einem Spannungsein- gang,
Figur 2 ein weiteres Ausführungsbeispiel des vorliegenden Prinzips angewendet auf einen Frequenzumsetzer mit Stromeingang anhand eines vereinfachten Block- Schaltbildes und
Figur 3 das beschriebene Prinzip angewendet bei einem Quadraturmodulator in einem Mobilfunksender anhand eines vereinfachten Blockschaltbilds.
Figur 1 zeigt einen als Frequenzumsetzer ausgebildeten Hochfrequenzmischer 1, mit einem Eingang 2 zum Zuführen eines symmetrischen Basisbandsignals, einem Lokaloszillator- Eingang 3 zum Zuführen eines Signals mit einer Trägerfrequenz und mit einem Hochfrequenzausgang 4. Die Eingänge 2, 3 und der Ausgang 4 des Hochfrequenzmischers 1 sind jeweils symmetrisch zum Führen differentieller Signale ausgelegt. Der Hochfrequenzmischer 1 setzt ein an seinem Nutzsignal- Eingang 2 anliegendes Basisband-Signal in eine hochfrequente Lage um.
Am Eingang 2 des Hochfrequenzmischers 1 ist ein Detektor 5 angeschlossen, welcher zwei Widerstände 6, die einen gleichen Widerstandswert aufweisen, umfaßt. Die Widerstände 6 sind mit je einem Anschluß an je eine Klemme des symmetrischen Eingangs 2 angeschlossen und mit einem weiteren Anschluß miteinander verbunden unter Bildung eines Ausgangs des Detektors 5. An diesem Ausgang des Detektors 5 ist zur Bildung einer negativen Rückkopplungsschleife einer Regelung über ein als RC- Glied ausgebildetes Tiefpaßfilter 7 der invertierende Eingang eines als Operationsverstärker ausgebildeten Vergleichers 8 angeschlossen. Der nicht-invertierende Eingang des Vergleichers 8 ist mit einem Anschluß 9 zum Zuführen eines Soll- Spannungspegels ausgebildet. Der Vergleicher 8 weist einen Ausgang auf, an dem je ein Steuereingang eines Pegelschiebers 10 angeschlossen ist. Die Pegelschieber 10 sind mit ihren
Ausgängen unmittelbar an den Eingang des Detektors 5 und damit auch an den Eingang 2 des Mischers 1 angeschlossen. Den Eingängen der Pegelschieber 10 ist als symmetrisches Signal ein Basisband-Signal oder eine Signalkomponente eines kom- plexwertigen Basisband-Signals zuführbar. Die Eingänge der Pegelschieber 10 sind mit einem symmetrischen Basisband- Eingang 11 verbunden, der beispielsweise mit dem Ausgang einer Basisband-Signalverarbeitungseinheit verbindbar ist. Die Pegelschieber 10 bilden gemeinsam ein Mittel zur Beeinflus- sung des Gleichanteils des am Eingang 2 des Mischers 1 zuführbaren Eingangssignals und sind im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Source-Folger ausgebildet.
Figur 1 zeigt lediglich die Regelschaltung für den Inphase- Signalpfad eines Mobilfunksenders, für den Quadratur-Signal- pfad ist die gleiche Beschaltung eines Mischereingangs eines weiteren Mischers, wie in Figur 1, vorzusehen.
Der Mischer 1 benötigt zu seiner korrekten Funktionsweise ei- ne feste, vorbekannte GleichtaktSpannung, das heißt ein festes DC-, Direct Current-Spannungsniveau an den Eingangsklemmen 2. Dieser Common-Mode-Gleichspannungsanteil wird mit den gleich großen Widerständen 6 am Ausgang des Vergleichers 5 bereitgestellt und als Ist-Wert auf den negativen Operations- erstärker-Eingang des Vergleichers 8 geführt. Bei der beschriebenen, symmetrischen Ausführung ist Tiefpaßfilter 7 nicht notwendigerweise vorhanden und kann auch durch einen Kurzschluß ersetzt werden. Das Tiefpaßfilter 7 unterdrückt insbesondere bei Single-Ended-Ausführung des Mischereingangs 2 das zu übertragende Nutzsignal. Tiefpaßfilter 7 sorgt zudem durch Anordnung im Rückkopplungspfad der Regelschleife für deren Stabilität.
Der Operationsverstärker 8 vergleicht den gefilterten Ist- Wert mit einem am Anschluß 9 bereitgestellten Soll-Wert des Gleichtakt-Signalanteils am Eingang 2 und steuert in Abhän- gigkeit von einer Abweichung zwischen Soll- und Ist-Signal zwei Pegelschieber 10 an, die das Gleichspannungspotential am Ausgang der PegelSchieber 10 in Abhängigkeit dieser Abweichung verändern. Hierdurch stellt sich nach Einschwingen der Regelschleife am Mischereingang 2 eine GleichtaktSpannung ein, die dem Sollwert, der am Anschluß 9 zugeführt wird, entspricht. Die Gate-Source-Spannung der als Source-Folger ausgebildeten Pegelschieber 10 hängt dabei vom Strom im MOS- Feldeffekttransistor 10 ab.
Wird in einer Abwandlung der Regelung gemäß Figur 1 anstelle der symmetrischen Signalübertragung eine unsymmetrische Signalübertragung auf einer Leitung gewählt, so ist die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 7 verhältnismäßig niedrig einzustellen, um Nutzsignale auszufiltern und nicht in die Rege- lung mit einfließen zu lassen. Eine beispielhafte Anwendung ist bei Mobilfunksendern gemäß UMTS, Universal Mobile Tele- communication System, gegeben, da die Basisband-Signale dort verhältnismäßig hochfrequent sind.
Die Schaltung gemäß Figur 1 ermöglicht einen Betrieb des Mischers 1 in seinem gewünschten Arbeitspunkt und erlaubt zugleich, der gezeigten Schaltung einen Integrierten Schaltkreis mit nahezu beliebigem Ausgangssignal-Gleichanteil vorzuschalten. Zudem werden alterungs- und temperaturbedingte Drifteffekte ausgeregelt, so daß ein Wegdriften des Arbeitspunktes des Mischers 1 vermieden wird. Figur 2 beschreibt das erfindungsgemäße Prinzip angewendet auf einen Hochfrequenzmischer 1, bei dem der Nutzsignaleingang 2 als Stromeingang ausgebildet ist. Hierdurch sind lediglich Detektor 5 und das Mittel zur Beeinflussung des Gleichtakt-Signalanteils 12 daran angepaßt anders ausgeführt als bei der Schaltung gemäß Figur 1, im übrigen entspricht das Blockschaltbild gemäß Figur 2 in Aufbau und Funktion dem von Figur 1 und wird an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt .
Gemäß Figur 2 umfaßt der Detektor 5 zwei stromgesteuerte Spannungsquellen 13, welche je einen Steuereingang und zwei Lastanschlüsse aufweisen. Lastseitig sind die gesteuerten Spannungsquellen 13 in einer Serienschaltung miteinander ver- bunden, welche zwischen einen Bezugspotentialanschluß 14 und einen Eingang des Tiefpaßfilters 7 geschaltet ist. Die Steuereingänge der stromgesteuerten Spannungsquellen 13 sind jeweils mit dem symmetrischen Eingang 2 des Mischers 1 über je eine Eingangsklemme sowie mit dem symmetrischen Ausgang des Mittels zur Beeinflussung des Gleichtaktsignals 12 verbunden.
Ausgangsseitig an den Vergleicher 8 ist je eine gesteuerte Stromquelle 15 mit ihrem Steuereingang angeschlossen, welche lastseitig über die Steuereingänge der gesteuerten Quellen 13 mit dem symmetrischen Eingang 2 des Mischers 1 gekoppelt sind. Die gesteuerten Stromquellen 15, sind weiterhin jeweils mit Bezugspotentialanschluß 14 verbunden.
Gemäß Figur 2 hat der Mischer 1 einen differentiellen Stro- meingang zur Zuführung eines Basisband-Eingangssignals. Der am Stromeingang 11 der Schaltung gemäß Figur 2 anschließbare Basisband-Chip liefert das Basisband-Nutzsignal in Form eines Stromsignals, mit einem festen Common-Mode (CM) -Gleichstrom (DC) -anteil . Um diesen CM-DC-Strom auf einen für den Mi- scher 1, insbesondere im Hinblick auf dessen Arbeitspunkt, geeigneten Wert einzustellen, wird er mit Hilfe zweier stromgesteuerter Spannungsquellen 13, die in einer besonders ein- fachen Realisierung als Widerstände ausgebildet sein können, in eine Spannung umgewandelt . Diese Spannung wird dem Vergleicher 8 über ein Filter 7 zugeführt, wie bei Figur 1 beschrieben. Der Operationsverstärker 8 vergleicht dieses Ist- Signal mit einem Soll-Wert, wobei in Abhängigkeit einer Abweichung zwischen Ist- und Soll-Signal zwei gesteuerte Stromquellen 15, die lastseitig mit dem Eingang 2 des Mischers 1 verbunden sind, gesteuert werden. Die Stromquellen 15, welche ebenso wie die gesteuerten Spannungsquellen 13 bevorzugt eine gute Paarung aufweisen, erhöhen beziehungsweise erniedrigen in Abhängigkeit dieser Abweichung den Gleichstromanteil des Eingangssignals .
In einer alternativen Ausführungsform der Schaltung gemäß Fi- gur 2 kann diese auch in unsymmetrischer Schaltungstechnik, das heißt ausgebildet zur Führung von Single-Ended-Signalen, ausgeführt sein. Hierbei ist eine ausreichend kleine Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 7 vorzusehen.
Die Schaltungen gemäß Figuren 1 und 2 haben den Vorteil, daß mit der beschriebenen Gleichanteil-Regelung ein Mischer 1 in einem gewünschten Arbeitspunkt betrieben werden kann und zugleich eine Hochfrequenz-Baugruppe beispielsweise eines Mobilfunk-Modulators an eine Basisband-Signalverarbeitungs- Schaltung mit nahezu beliebigen Gleichtaktanteil angeschlossen werden kann.
Da die beschriebene Regelung im Normalbetrieb, das heißt im Sendebetrieb immer in Betrieb, das heißt aktiviert sein kann, können zusätzlich fertigungsbedingte, temperaturbedingte sowie alterungsbedingte Drifteffekte und Toleranzen ausgeglichen werden.
Figur 3 zeigt anhand eines vereinfachten Blockschaltbildes die Regelung gemäß Figur 1 und 2 angewendet auf einen Quadraturmodulator 16 einer Mobilfunk-Sendeanordnung. Die Mobil- funk-Sendeanordnung umfaßt dabei einen Basisband- Signalverarbeitungsblock 20.
Der Quadraturmodulator 16 weist zwei Hochfrequenzmischer 1 auf, von einen einer an seinem Signaleingang mit einem Inpha- se-Signalpfad I und der andere an seinem Signaleingang mit einem Quadratur-Signalpfad Q eines komplexwertigen Nutzsignals verbunden ist. Weiterhin ist den Frequenzmischern 1 an je einem weiteren Eingang ein Lokaloszillatorsignal, welches von einem Oszillator 17 bereitgestellt und in einem Frequenzteiler 18 frequenzmäßig heruntergeteilt wird, zum einen unverändert und zum anderen mit einer Phasenverschiebung von 90° zuführbar. Die Signalausgänge der Frequenzmischer 1 sind jeweils mit einem Summierglied 19 verbunden, welches an sei- nem Ausgang ein Hochfrequenzsignal bereitstellt, das beispielsweise in eine Sendeantenne einkoppelbar ist.
Eingangsseitig an den Hochfrequenzmischern 1 ist sowohl im Inphase-Signalpfad I, als auch im Quadratur-Signalpf d Q je- weils eine Regelung des Gleichtaktpegels gemäß dem vorliegenden Prinzip, beispielsweise gemäß Figur 1 oder 2, vorgesehen, welche jeweils einen Detektor 5 mit vorgeschaltetem Mittel zur Beeinflussung des Gleichtaktpegels 12 umfaßt und eingangsseitig am Hochfrequenzmischer angeschlossen ist. Es ist weiterhin jeweils ein Vergleicher 8 in einem Rückkoplungspfad vorgesehen, der ein vom Detektor 5 bereitgestelltes Ist-Signal mit einem an einem Anschluß 9 zuführbaren Soll-Gleichtaktwert vergleicht und in Abhängigkeit einer Abweichung zwischen Soll- und Ist-Wert jeweils das Mittel zur Beeinflussung des Gleichtaktpegels 12 ansteuert.
Eingangsseitig an den in I- und Q- Signalpfad vorgesehenen Mitteln zur Beeinflussung des Gleichtaktpegels 12 ist der Basisband-Signalverarbeitungblock 20 angeschlossen.
Im Rückkopplungspfad zwischen Detektor 5 und Vergleicher 8 kann zusätzlich ein Tiefpaßfilter vorgesehen sein . Je nachdem, ob die Hochfrequenzmischer 1 Spannungs- oder Stromeingänge aufweisen, kann zur Gleichtaktregelung eine Schaltung gemäß Figur 1 oder Figur 2 vorgesehen sein.
Je nach gewünschtem, vorgegebenen Arbeitspunkt der Mischer 1 ist am Anschluß 9 ein entsprechender Gleichtakt-Sollwert zuzuführen.
Der Quadraturmodulator 16 mit der beschriebenen Gleichtaktpegelregelung am Eingang ist vollständig in symmetrischer Schaltungstechnik zur Führung differentieller Signale ausgebildet .
Die Anschlüsse 9 der beiden Vergleicher 8 können miteinander verbunden sein.
Der Quadratur-Modulator 16 moduliert die I- und Q-Signale auf ein hochfrequentes Trägersignal . Um einen definierten Ar- beitspunkt der Mischer 1 sicherzustellen, ist die beschriebene eingangsseitige Regelung geeignet. Hierdurch ist eine Unabhängigkeit von Gleichanteilen eines Nutzsignals, welches ausgangsseitig an einem Basisband-Chip bereitgestellt wird, erzielt. Hierdurch kann der beschriebene Modulator gemäß Fi- gur 3 als Hochfrequenz-Frontend, welches in analoger Schaltungstechnik aufgebaut ist, mit nahezu beliebigen Basisband- Chips zur Bildung eines Mobilfunksenders kombiniert werden.
Bezugs zeichenliste
1 Mischer
2 Eingang
3 LO-Eingang
4 Ausgang
5 Common-Mode Detektor
6 Widerstand
7 Tiefpaß
8 Vergleicher
9 Anschluß
10 PegelSchieber
11 Eingangsanschluß
12 Mittel zur Beeinflussung des Gleichtaktpegels
13 gesteuerte Spannungsquelle
14 Bezugspotentialanschluß
15 gesteuerte Stromquelle
16 Quadraturmodulator
17 Oszillator
18 Teiler
19 Summierer
20 Basisband-Chip
I Inphase-Signalzweig
Q Quadratur-Signalzweig

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal-Gleichanteils, aufweisend - einen Modulator (16) zur Frequenzumsetzung eines Eingangs- Signals, das an einem Eingang (2) des Modulators (16) zuführbar ist,
- einen Detektor (5) zur Erfassung eines Gleichanteils des Eingangssignals, der an den Eingang (2) des Modulators (16) angeschlossen ist,
- einen Vergleicher (8) mit einem ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Detektors (5) gekoppelt ist, und mit einem zweiten Eingang, an dem ein Soll-Signal zuführbar ist, und
- ein Mittel zur Beeinflussung des Gleichanteils (12) des Eingangssignals, das dem Detektor (5) vorgeschaltet ist, mit einem Steuereingang, der an einen Ausgang des Vergleichers (8) angeschlossen ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß ein Tiefpaß-Filter (7) vorgesehen ist, das den Ausgang des Detektors (5) mit dem ersten Eingang des Vergleichers (8) koppelt .
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Eingang (2) des Modulators (16) und der Detektor (5) zur
Verarbeitung eines symmetrischen Eingangssignals ausgelegt sind.
4. S ehalt ungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Detektor (5) zur Erfassung des Gleichspannungsanteils des Eingangs Signals ausgelegt ist.
5. Schalt ungsanordnung nach Anspruch 3 und 4 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Detektor (5) zwei Widerstände (6) umfaßt, die mit einem Anschluß mit je einer Eingangsklemme des symmetrischen Eingangs (2) des Modulators (16) und mit einem weiteren Anschluß miteinander und mit dem Ausgang des Detektors (5) verbunden sind.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Detektor (5) ausgelegt ist zur Erfassung des Gleichstrom- anteils des Eingangssignals.
7. Schalt ungsanordnung nach Anspruch 3 und 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Detektor (5) zwei in Serie geschaltete, stromgesteuerte Spannungsquellen (13) umfaßt, mit je einem Steuereingang, der mit je einer Eingangsklemme des symmetrischen Eingangs (2) des Modulators (16) gekoppelt ist, wobei die Serienschaltung der beiden stromgesteuerten Spannungsquellen (13) mit dem Ausgang des Detektors (5) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Modulator (16) zumindest einen Frequenzmischer (1) umfaßt, mit einem ersten Eingang (2) , der mit dem Eingang des Modulators verbunden ist, mit einem zweiten Eingang (3), dem ein Signal mit einer Trägerfrequenz zuführbar ist und mit einem Ausgang (4) , an dem ein moduliertes Hochfrequenz-Signal ableitbar ist.
9. Mobilfunksender mit einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, aufweisend eine Basisband-Signalverarbeitungsenheit (20) mit einem Ausgang zur Bereitstellung eines Nutzsignals, der mit einem Nutzsignal-Eingang (11) des Mittels zur Beeinflussung des Gleichanteils (12) verbunden ist.
PCT/DE2002/002712 2001-07-27 2002-07-24 Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender WO2003012977A2 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/484,379 US7689181B2 (en) 2001-07-27 2002-07-24 Circuit arrangement for regulating a DC signal component and mobile radio transmitter
DE50202011T DE50202011D1 (de) 2001-07-27 2002-07-24 Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender
KR10-2004-7001125A KR20040019364A (ko) 2001-07-27 2002-07-24 신호의 직류 성분을 조절하기 위한 회로 장치 및 이동무선 송신기
EP02754423A EP1415391B1 (de) 2001-07-27 2002-07-24 Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10136741A DE10136741A1 (de) 2001-07-27 2001-07-27 Schaltungsanordnung zur Regelung eines Signal-Gleichanteils und Mobilfunksender
DE10136741.4 2001-07-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2003012977A2 true WO2003012977A2 (de) 2003-02-13
WO2003012977A3 WO2003012977A3 (de) 2003-08-07

Family

ID=7693366

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2002/002712 WO2003012977A2 (de) 2001-07-27 2002-07-24 Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7689181B2 (de)
EP (1) EP1415391B1 (de)
KR (1) KR20040019364A (de)
CN (1) CN100477487C (de)
DE (2) DE10136741A1 (de)
WO (1) WO2003012977A2 (de)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4701346B2 (ja) * 2004-12-16 2011-06-15 エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム ワイヤレス通信装置の送信パス用の補償手段を有する直接変換デバイス
FR2892577B1 (fr) * 2005-10-21 2008-01-25 St Microelectronics Sa Etage radiofrequence commandable a gain/attenuation variable, en particulier incorpore dans la chaine de transmission d'un telephone mobile cellulaire, et procede de commande correspondant
JP2009105726A (ja) * 2007-10-24 2009-05-14 Panasonic Corp 高周波電力検波回路及び無線通信装置
KR102120187B1 (ko) * 2014-06-02 2020-06-08 삼성전자주식회사 디지털-아날로그 변환방법 및 장치
US11539384B2 (en) 2020-08-07 2022-12-27 Analog Devices, Inc. DC detector for a transmit datapath

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0655841A1 (de) * 1993-11-30 1995-05-31 Nokia Mobile Phones Ltd. Offset-Gleichspannungskompensation
US5471665A (en) * 1994-10-18 1995-11-28 Motorola, Inc. Differential DC offset compensation circuit
EP0693823A1 (de) * 1994-07-18 1996-01-24 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung, insbesondere für digitale Modulationseinrichtungen
WO1999026361A1 (en) * 1997-11-17 1999-05-27 Ericsson, Inc. Modulation systems and methods including oversampling of narrow bandwidth signals and dc offset compensation
US6154158A (en) * 1998-06-30 2000-11-28 Qualcomm Incorporated Digital-to-analog converter D.C. offset correction comparing converter input and output signals

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6041821A (ja) * 1983-08-18 1985-03-05 Nec Corp 送信出力電力制御装置
JP2877081B2 (ja) * 1996-06-26 1999-03-31 日本電気株式会社 移動体通信装置
US6091934A (en) * 1997-09-02 2000-07-18 Hughes Electronics Corporation Dynamic power allocation system and method for multi-beam satellite amplifiers
JP3898830B2 (ja) * 1998-03-04 2007-03-28 株式会社日立製作所 マルチバンド無線端末装置
JP3540204B2 (ja) * 1999-07-02 2004-07-07 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 直交変調器及びそれを備える移動体通信機、通信システム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0655841A1 (de) * 1993-11-30 1995-05-31 Nokia Mobile Phones Ltd. Offset-Gleichspannungskompensation
EP0693823A1 (de) * 1994-07-18 1996-01-24 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung, insbesondere für digitale Modulationseinrichtungen
US5471665A (en) * 1994-10-18 1995-11-28 Motorola, Inc. Differential DC offset compensation circuit
WO1999026361A1 (en) * 1997-11-17 1999-05-27 Ericsson, Inc. Modulation systems and methods including oversampling of narrow bandwidth signals and dc offset compensation
US6154158A (en) * 1998-06-30 2000-11-28 Qualcomm Incorporated Digital-to-analog converter D.C. offset correction comparing converter input and output signals

Also Published As

Publication number Publication date
CN1533631A (zh) 2004-09-29
CN100477487C (zh) 2009-04-08
EP1415391A2 (de) 2004-05-06
WO2003012977A3 (de) 2003-08-07
US7689181B2 (en) 2010-03-30
EP1415391B1 (de) 2005-01-12
KR20040019364A (ko) 2004-03-05
US20040157568A1 (en) 2004-08-12
DE50202011D1 (de) 2005-02-17
DE10136741A1 (de) 2002-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69318054T2 (de) Pulsweitenmodulator für Klasse-D Verstärker
EP1154565A2 (de) Verstärkerschaltung mit Offset-Kompensation, inbesondere für digitale Modulationseinrichtungen
DE10351606B3 (de) Hochfrequenz-Mischeranordnung
DE102005028747A1 (de) Mischeranordnung, Verwendung der Mischeranordnung und Verfahren zur Frequenzumsetzung
DE102006026906B4 (de) Schaltung und Verfahren zur Pulsweitenmodulation mittels synchronisierter, selbstoszillierender Pulsweitenmodulatoren
EP0300261A1 (de) PIN-Dioden-Schalter
WO2004008630A2 (de) Verstärkerschaltung mit einstellbarer verstärkung und sendeanordnung mit der verstärkerschaltung
EP1405413B1 (de) Multipliziererschaltung
DE19623827C1 (de) Elektronische Sprechschaltungsanordnung
EP1481487B1 (de) Sendeanordnung
EP1415391B1 (de) Schaltungsanordnung zur regelung eines signal-gleichanteils und mobilfunksender
DE10163466A1 (de) Sendeanordnung für zeitkontinuierliche Datenübertragung
DE19950714A1 (de) Vorrichtung mit einer Schaltung zum Kombinieren einer Vorspannung mit Signalen mit wahlweise variabler Signalverstärkung
EP1310043A1 (de) Differentieller, komplementärer verstärker
DE10344876B3 (de) Signalverarbeitungseinrichtung, insbesondere für den Mobilfunk
DE19720017B4 (de) 90°-Phasenschieber
WO2003005593A2 (de) Empfängeranordnung mit wechselstrom-kopplung
DE10144907A1 (de) Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk
EP1527524B1 (de) Sendeanordnung, insbesondere für den mobilfunk
DE3341570C2 (de)
DE19950713A1 (de) Vorrichtung mit einer Verstärkungssteuereinrichtung für eine Signalkombinationsschaltung
WO2003043206A2 (de) Sendeanordnung mit automatischem abgleich des quadraturmodulators
DE60037847T2 (de) Differenzausgangsstufe für elektronische Schaltung die Fernspeisung eines Terminals erlaubt
EP1486007A1 (de) Schaltungsanordnung zur Frequenzverdopplung und Mobilfunkgerät mit der Schaltungsanordnung
DE10142249A1 (de) Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokalozillator-Signals und Empfänger

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): CN JP KR US

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): CN JP KR

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE SK TR

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE SK TR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10484379

Country of ref document: US

Ref document number: 20028146247

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020047001125

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2003518032

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2002754423

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2002754423

Country of ref document: EP

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2002754423

Country of ref document: EP