WO2003007493A1

WO2003007493A1 - Appareil de reception de signaux radio et circuit de demodulation

Info

Publication number: WO2003007493A1
Application number: PCT/JP2002/006951
Authority: WO
Inventors: Kotaro Takagi
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2001-07-13
Filing date: 2002-07-09
Publication date: 2003-01-23
Also published as: KR20040028603A; JP3672189B2; JP2003032137A; US7031748B2; US20030181174A1; EP1408618A1

Description

明細書無線信号受信装置及び復調処理回路技術分野

本発明は無線信号受信装置及び復調処理回路に関し、例えば異なる周波数帯域を使用する複数種類の無線通信システムを併用し得る携帯電話機に適用して好適なものである。背景技術

従来、携帯電話機に適用する受信方式としては、スーパーヘテロダイン方式が広く普及している。このスーパーヘテロダイン方式は、受信 RF (R a d i o F r e q u e n c y) 信号の周波数（以下、これを受信信号周波数と呼ぶ）をこれとは異なる中間周波数 ( I F : I n t e rme d i a t e F r e q u e n- c y) に変換して受信処理するように規定されている。

しかしながら、スーパーヘテロダイン方式を携帯電話機に適用すると、受信処理回路に受信信号周波数を一旦中間周波数に変換するためのフィルタ等のように I C ( I n t e g r a t e d C i r c u i t) チップ化し難い回路素子を設ける必要がある。よってスーパーヘテロダイン方式によれば、受信処理回路の回路規模が比較的大きくなる傾向にある。

このため、最近では携帯電話機に、ダイレクトコンバージョン（以下、これを DCRと呼ぶ）方式と呼ばれる受信方式を適用することが提案されている。かかる DCR方式によれば、受信 RF信号の受信信号周波数を変えずに受信処理することにより周波数変換用のフィルタ等の回路素子を除いて受信処理回路を構成し得るという利点がある。

また、近年、携帯電話機の急速な普及に伴い、 1つの無線通信システムで確保し得る通信回線数だけでは不足する傾向にあり、異なる周波数帯域を使用する複数種類の無線通信システムが立ち上げられている。

このため最近では、複数種類の無線通信システムのうち例えば TDMA ( T i me D i v i s i o n Mu l t i p l e Ac c e s s) 方式と呼ばれる無線通信方式を採用して 900 [MHz] 帯の無線通信周波数を使用する G S M (.G l o b a l S y s t em f o r Mo b i l e C ommu n i c a t i o n s) と、 TDMA方式を採用して 1. 8 〔GHz〕帯の無線通信周波数を使用する DCS (D i g i t a l C e l l u l a r S y s t em) と , W-CDMA (W i d e b a n d-C o d e D i v i s i o n Mu 1 - t i p 1 e Ac c e s s) 方式と呼ばれる無線通信方式を採用して 2 〔GHz 〕帯の無線通信周波数を使用する UMTS (Un i v e r s a l Mo b i l e T e 1 e c o mmu n i c a t i o n s S y s t em) とを併用し得る携帯電話機（以下、これをマルチバンド携帯電話機と呼ぶ）が考えられている。

そして、マルチバンド携帯電話機においては、 GSM、 DCS及び UMTSにそれぞれ対応する受信処理回路を設ける必要がある。このため、マルチバンド携帯電話機に D C R方式を適用すれば、小型軽量化し得ると考えられている。ところで、 GSM及び DCSに用いられる狭帯域のディジタル変調方式においては、受信器検波出力（つまり、ベースパンド（BB) 信号）に、 DCRにより生成される直流 (DC) オフセット成分が出力されたとき、 DCフィードバックによる DCオフセット抑圧の回路は使用できない。

その理由は、このような抑圧回路を使用すると、周波数の低域がカットされてしまい、復調信号データの一部が欠落してしまうからである。

図 4は、 DCRにおける DCオフセット発生のメカニズムを説明するための図である。 DCRの受信処理回路においては、受信 RF信号を受信信号周波数（f _RF) と等しい局部発振周波数（f ^o) の局部発振信号を用いて直接直交復調し、 I及び Qの互いに直交するベースバンド信号が得られる。

しかし同時に、受信信号周波数と局部発振周波数が等しいことに起因して、図 4において破線で示したような経路で局部発振信号が他の部分の回路に漏洩し、各回路の非直線性により、受信 RF信号と混合される (これをセルフミと言う）。その結果、ベースバンド（BB) の I /Q出力に DC成分が重畳される。

この DC成分は、ベースバンドのデータにとっては不要の成分であり、ノイズに相当すると考えることができる。

なお、局部発振信号の漏洩経路には、例えば、局部発振信号が受信チップを構成するサブストレート（基板）を介して別の回路ブロックを通って受信 RF信号の入力部に回り込むものや、あるいは、チップが実装されているプリント基板上で信号に回り込むもの、局部発振信号が空間を介してアンテナへ飛び込んで受信 RF信号と混合されるようなもの等もある。

そして、 DC成分は、これら複数の漏洩経路による局部発振信号の漏洩が単独又は複合して発生するものである。

また、 DCオフセット成分が大き過ぎると、回路の DCバイアス電圧にオフセットが重畳され、その結果、動作点が電源又は接地電位になってしまい、それが動作不良の原因となる場合もある。

このような理由から、 DCRが実用化された例は極めて少なく、 DC成分の復調の必要がないシステム、つまり、先に挙げた DCフィードバックによる DCォフセット補償が可能な変調方式を採用しているシステムにほぼ限られている。そこで、 GSMや DCSのような狭帯域変調を用いるシステムにおいて、 DC Rを実現するには、上述したような、局部発振信号が RF入力に回り込むことを防ぐ方策が必須となる。

ここで、マルチバンド携帯電話機において、 DCRを実現するための受信処理回路の回路構成を以下に説明する。

すなわち、図 5に示すように、かかる受信処理回路 1は、受信 RF信号を受信信号周波数と等しい局部発振周波数を用いて直接直交復調する直交復調部 2と、その局部発振周波数を生成する周波数生成部 3とから構成されている。

そして、この受信処理回路 1は、 GSM、 DCS, UMTSにそれぞれ対応させて GSMモード、 DC Sモード及び UMTSモードに切り換えて動作する。これにより GSM、 DCS及び UMT Sの受信 R F信号をそれぞれ直交復調するようになされている。

受信処理回路 1は、 GSMモード時、 GSM用の基地局（図示せず）から送信された受信 RF信号がアンテナ素子（図示せず）によって受信されると、その受信 R F信号を直交復調部 2において G SM用の可変利得低雑音増幅器 1 0にフィードする。

受信 RF信号は、可変利得低雑音増幅器 10で増幅された後、周波数混合器 1 1、 1 2及ぴポリフェーズフィルタ 1 3からなる直交復調器 1 4に入力され、そこで局部発振周波数と乗算される。ここでは、局部発振周波数を受信 RF信号と等しくとることにより DCRを実現している。 .

この結果、周波数混合器 1 1及ぴ 1 2の出力からは、 I/Qの直交ベースバンド（BB) 信号が得られ、当該直交ベースバンド信号が後段の受信ベースバンド処理部（図示せず）に送られる。

また、受信処理回路 1は、 DCSモード時、 DCS用の基地局（図示せず）から送信された受信 RF信号がアンテナ素子によって受信されると、その受信 RF 信号を D C S用の可変利得低雑音増幅器 20にフィードする。

その受信 RF信号は、可変利得低雑音増幅器 20で増幅された後、周波数混合器 21、 22及びポリフェーズフィルタ 23からなる直交復調器 24に入力され、そこで受信信号周波数と等しい局部発振周波数と乗算される。

その結果、周波数混合器 21及び 22の出力からは、 IZQの直交ベースバンド（BB) 信号が得られ、これが後段の受信ベースバンド処理部（図示せず）に送られる。

さらに、受信処理回路 1は、 UMTSモード時、 UMTS用の基地局（図示せず）から送信された受信 RF信号がアンテナ素子によって受信されると、その受信 R F信号を UMT S用の可変利得低雑音増幅器 30にフィードする。

その受信 RF信号は、可変利得低雑音増幅器 30で増幅された後、周波数混合器 3 1、 32及びポリフェーズフィルタ 33からなる直交復調器 34に入力され、そこで受信信号周波数と等しい局部発振周波数と乗算される。

その結果、周波数混合器 3 1及び 3 2の出力からは、 IZQの直交ベースバンド（BB) 信号が得られ、これが後段の受信ベースバンド処理部（図示せず）に送られる。

ここで、周波数生成部 3において、チャンネル P L L (P h a s e—

L o c k e d L o o p) 部 40は、 GSMモード時、 GSM用の電圧制御発振器 41において所定の発振周波数の周波数信号を出力して出力分周器 4 2にフィードする。その周波数信号は、出力分周器 42で分周された後、出力分周信号としてチャンネル P L L 43に入力される。

また、チャンネル P LL部 40は、温度制御型水晶発振器 44から与えられる基準周波数の基準周波数信号を基準分周器 45に取り込む。基準周波数信号は、基準分周器 45で分周された後、基準分周信号としてチャンネル P LL 43に入力される。

そして、チャンネル PLL43は、出力分周信号と基準分周信号との位相差を比較し、その位相誤差をループフィルタ 46に出力する。ループフィルタ 46は入力された位相誤差成分を積分して DC電圧に変換し、これを電圧制御発振器 4 1の制御端子に印加する。

これによりチヤンネル P L L部 40は、出力分周信号と基準分周信号との周波数を等しくするように収束した状態で電圧制御発振器 41の周波数信号をミキサ部 50の周波数混合器 51に送出する。

一方、固定 P LL部 60は、 GSMモード時、 GSM用の電圧制御発振器 6 1 において所定の発振周波数の周波数信号を出力して出力分周器 6 2にフィードする。その周波数信号は、出力分周器 62で分周された後、出力分周信号として固定 P L L 63に入力される。

また、固定 P LL部 60は、温度制御型水晶発振器 44から与えられる基準周波数の基準周波数信号を基準分周器 64に取り込む。基準周波数信号は、基準分周器 6 4で分周された後、基準分周信号として固定 P L L 6 3に入力される。そして、固定 P L L 6 3は、出力分周信号と基準分周信号との位相差を比較し、その位相誤差をループフィルタ 6 5に出力する。ループフィルタ 6 5は入力された位相誤差成分を積分して D C電圧に変換し、これを電圧制御発振器 6 1の制御端子に印加する。

これにより固定 P L L部 6 0は、出力分周信号と基準分周信号との周波数を等しくするように収束した状態で電圧制御発振器 6 1の周波数信号を周波数混合器 5 1に送出する。

周波数混合器 5 1は、 2つの周波数信号を混合することによりこれら 2つの周波数の和及び差の周波数を生成し、これら.を帯域通過フィルタ 5 2にフィードする。

ここで、 2つの周波数の差でなる周波数は受信信号周波数と等しい局部発振周波数である。また、 2つの周波数の和でなる周波数は復調には不要なイメージ周波数である。

従って、帯域通過フィルタ 5 2は、遮断周波数が適当に選択されており、 2つの周波数（局部発振周波数及びイメージ周波数）のうち低い方の局部発振周波数のみを選択的に通過させて直交復調器 1 4のポリフェーズフィルタ 3 3に入力する。

このとき、ミキサ部 5 0は、ポリフェーズフィルタ 3 3の入力端の直前で局部発振周波数を生成する。よって、受信処理回路 1は、. 局部発振周波数の伝送線路を格段的に短くして直交ベースバンド信号から D Cオフセットを大幅に低減している。

因みに、帯域通過フィルタ 5 2は、上述したようにイメージ周波数を除去している。よって、直交復調器 1 4は、イメージ周波数と等しい受信信号周波数の受信 R F信号を復調し、本来の受信 R F信号（すなわち、局部発振周波数と等しい受信信号周波数の受信 R F信号）が復調し難くなることを防止している。

また、 D C Sモード時には、 G S Mモード時と同様にチャンネル P L L部 4 0 においてチャンネル P L L 43及び GSM用の電圧制御発振器 4 7で生成した所定の発振周波数の周波数信号を周波数混合器 53にフィードする。

このとき、固定 P L L部 60は、 GSMモード時と同様に固定 P L L 63及び DCS用の電圧制御発振器 66で生成した所定の発振周波数の周波数信号を周波数混合器 53にフィードする。

従って、周波数混合器 53は、これら 2つの周波数信号を混合することにより 2つの周波数の和及び差の周波数を生成する。そして、 GSMモードと同様に直交復調器 24の近傍に配置した帯域通過フィルタ 54で、これら 2つの周波数のうち低い方の周波数（受信信号周波数と等しい局部発振周波数）のみを取り出してポリフェーズフィルタ 23にフィードする。

さらに、 UMTSモード時にも、 G SMモード時と同様にチャンネル P L L 4 3及び UMT S用の電圧制御発振器 48で生成した所定の発振周波数の周波数信号を周波数混合器 5 5にフィードする。

このとき、固定 P L L部 60は、 GSMモード時と同様に固定 P L L 63及ぴ UMTS用の電圧制御発振器 67で生成した所定の発振周波数の周波数信号を周波数混合器 55にフィードする。

従って、周波数混合器 55は、これら 2つの周波数信号を混合することにより 2つの周波数の和及び差の周波数を生成する。そして、 GSMモードと同様に直交復調器 34の近傍に配置した帯域通過フィルタ 56で、これら 2つの周波数のうち低い方の周波数（受信信号周波数と等しい局部発振周波数)' のみを取り出してポリフェーズフィルタ 33にフィードする。

このようにして受信処理回路 1は、 GSMモード、 DCSモード及び UMTS モードにおいてそれぞれ受信ベースバンド信号から DCオフセットを大幅に低減することができる。

ところで、かかる構成の受信処理回路 1においては、図 5からも明らかなように、チャンネル P L L部 40及ぴ固定 P L L部 60にそれぞれ GSM用、 DCS 用及ぴ UMTS用の電圧制御発振器 41、 47、 48及び 61、 66、 67が必要となる。

また、ミキサ部 5 0には、 G S M用、 D C S用及び UMT S用の周波数混合器 5 1、 5 3、 5 5と帯域通過フィルタ 5 2、 5 4、 5 6が必要となる。従って、受信処理回路 1は、このような構成から回路規模が増大することが判る。

そして、この受信処理回路 1では、帯域通過フィルタ 5 2、 5 4及び 5 6がデイスクリート部品でなければ実現できず、 I C内部に搭載し難いために回路規模がさらに増大する。この結果、かかる受信処理回路 1では、 D C Rを適用するものの、回路規模を小さくするには未だ不十分な問題があった。

このため、図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 6のように、受信処理回路 7 0の周波数生成部 7 1に、上述したミキサ部 5 0 (図 5 ) に代えて、 I C チップ化して形成し得るィメージ除去ミキサを設けることが考えられる。

この場合、イメージ除去ミキサは、 2つの周波数を混合したときに、和及ぴ差の周波数のうち例えば差の周波数のみを取り出すことができる回路である。すなわち、 G S Mモード時には、チャンネル P L L 4 0及び G S M用の電圧制御発振器 4 1により生成された周波数信号を G S M用のイメージ除去ミキサ 7 2 のポリフェーズフィルタ 7 3にフィードする。その周波数信号は、ポリフェーズフィルタ 7 3において互いに直交する 2つの信号に分解され、それぞれ周波数混合器 7 4及ぴ 7 5の一方の入力端子にフィードされる。

このとき、固定 P L L 6 3及び G S M用の電圧制御発振器 6 1により生成された周波数信号は、 G S M用のイメージ除去ミキサ 7 2の周波数分周器 7 6にフィードされる。その周波数信号は、周波数分周器 7 6において 1 Z 2に分周された後、互いに直交する信号に変換され、これら 2つの信号が周波数混合器 7 4及び 7 5の他方の入力端子にフィードされる。

ここで、周波数混合器 7 4及ぴ 7 5に入力される 4つの信号の位相関係を適当に選択すれば、これら周波数混合器 7 4及ぴ 7 5の出力信号を後段の加算器 7 7 において加算することによりィメージ周波数を除いて、受信信号周波数と等しい局部発振周波数のみが得られる。そして、その局部発振周波数の局部発振信号は、加算器 77からポリフェーズフィルタ 1 3にフィードされる。これにより G SMモード時には、 GSM用の直交復調器 14において受信 RF信号をダイレクトに直交復調する。

また、 DCSモード時に、チャンネル P L L 40及び DC S用の電圧制御発振器 47により生成された周波数信号は、 DCS用のイメージ除去ミキサ 80においてポリフェーズフィルタ 8 1で互いに直交する 2つの信号に分解され、それぞれが周波数混合器 8 2及ぴ 83にフィードされる。

このとき、固定 P LL 63及び DCS用の電圧制御発振器 66により生成された周波数信号は、周波数分周器 84を介して 1/2に分周された後、互いに直交する 2つの信号に変換され、それぞれが周波数混合器 82及び 83にフィードされる。

ここで、周波数混合器 82及び 83に入力される 4つの信号の位相関係を適当に選択しておき、これら周波数混合器 82及び 83の出力信号を加算器 8 5において加算する。その結果、受信信号周波数と等しい局部発振周波数のみを生成し、これをポリフェーズフィルタ 23にフィードする。

さらに、 UMTSモード時にも、 G SMモード及び DC Sモード時と同様に、チャンネル P LL40及ぴ UMTS用の電圧制御発振器 48により生成された周波数信号は、 UMTS用のイメージ除去ミキサ 90においてポリフェーズフィルタ 9 1で互いに直交する 2つの信号に分解され、それぞれが周波数混合器 92及び 93にフィードされる。

このとき、固定 P LL 63及び DCS用の電圧制御発振器 67により生成された周波数信号は、周波数分周器 94を介して 1/2に分周された後、互いに直交する 2つの信号に変換され、それぞれが周波数混合器 92及び 93にフィードされる。

ここで、周波数混合器 92及び 93に入力される 4つの信号の位相関係を適当に選択しておき、これら周波数混合器 92及ぴ 93の出力信号を加算器 9 5において加算する。その結果、受信信号周波数と等しい局部発振周波数のみを生成し、これをポリフエ 'ーズフィルタ 3 3にフィードする。

このようにして受信処理回路 7 0は、 I Cチップ化し難い帯域通過フィルタを用いることなく、所望の局部発振周波数を生成することができる。

しかしながら、かかる受信処理回路 7 0には、図 6からも明らかなように、 G S M用、 D C S用及び UMT S用のイメージ除去ミキサ 7 2、 8 0及び 9 0が設けられるため、 I C内部の回路規模が増大する。従って、この受信処理回路 7 0 では、回路構成を簡易化するには未だ不十分であった。発明の開示

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、受信信号周波数の異なる受信信号を簡易な回路構成で復調し得る無線信号受信装置及び復調処理回路を提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、固定周波数信号生成手段で固定周波数の固定周波数信号を生成すると共に、基準周波数信号生成手段で受信信号周波数の異なる複数の受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数の受信用基準周波数信号を生成し、局部発振周波数生成手段を各受信信号に対して共用して、固定周波数信号と受信用基準周波数信号とから各受信信号の受信信号周波数とそれぞれ等しい局部発振周波数の局部発振信号を生成し、各復調手段がそれぞれ受信信号を対応する局部発振信号を用いて復調するようにした。

従って、各復調手段に対して局部発振信号生成手段を共用する分、回路構成を簡易化することができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明によるマルチバンド携帯電話機の回路構成の一実施の形態を示すプロック図である。

図 2は、受信処理部の回路構成を示すブロック図である。

図 3は、送信処理部の回路構成を示すプロック図である。図 4は、 I信号及び Q信号への DCオフセット成分の重畳の説明に供するプロック図である。

図 5は、ダイレクトコンバージョン方式を適用した受信処理回路の回路構成を示すプロック図である。

図 6は、イメージ除去ミキサを用いた受信処理回路の回路構成を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

図 1において、 200は全体として、 DCR方式が適用され、無線通信システムとして GSM、 DCS及び UMTSを併用し得る携帯電話機（以下、これをマルチバンド携帯電話機と呼ぶ）を示す。

このマルチバンド携帯電話機 200は、利用する無線通信システムに応じて G SMモード、 DC Sモード及ぴ UMTSモードの 3モードで動作する。よって、このマルチバンド携帯電話機 200は、 T DMA及び W— CDMAの両方のサービスに対応するマルチバンドシステム端末として使用できる。

このマルチバンド携帯電話機 200において、アンテナ 21 0で受信された受信 RF信号は、 GSMモード、 DC Sモード及ぴ UMT Sモードに応じて切り換えられた高周波スィッチ（S/W) や帯域通過フィルタからなる信号経路を通過して受信処理部 20 1に送出される。なお、受信処理部 201の詳細な構成及び具体的な動作については後述する。

受信処理部 201の後段には、 GSMZDCS、及び UMTSそれぞれに対応する受信ベースバンド処理部（図示せず）が設けられている。

これらの受信ベースバンド処理部は、受信処理部 20 1で受信 RF信号から生成された直交ベースバンド信号（1、 Q信号）に対して所定のディジタルベースバンド処理を施す。すなわち、受信ベースバンド処理部は、 I、 Q信号をアナ口グ /ディジタル（AZD) 変換する A/D変換器等を有しており、一定のビットレートを持つ I Qディジタルデータを生成する。

—方、送信系には、受信系と同様に GSM/DC S、及び UMTSそれぞれに対応する送信ベースバンド処理部（図示せず）が設けられている。これらの送信ベースバンド処理部へは、図示しないディジタル信号処理装置（DS P) でまとめられた一定データレートを持つ I Qディジタルデータが入力される。

これらの I Qディジタルデータは、送信ベースバンド処理部でディジタルアナログ（D/A) 変換された後、送信ベースバンド信号（1、 Q信号）として、送信処理部 202へ入力される。なお、送信処理部 20 2の詳細な構成及び具体的な動作については別図を参照して後述する。

送信処理部 202において、後述する直交変調や周波数変換等が行われた信号は、必要な送信電力を持つようにするため、電力増幅器（PA) で電力増幅された後、上述した GSMモード、 DC Sモード及ぴ UMTSモードに応じて切り換えられた高周波スィツチや帯域通過フィルタを経由してアンテナ 21 1から放射される。

なお、 VC— TCXO 205は、可変周波数温度制御水晶発振器であり、ここでは、以下に述べる送受信処理に必要な基準周波数（1 3. 00 [MH z] ) を作り出している。

ここで、マルチバンド携帯電話機 200の受信系における信号の全体的な流れを、図 1及び図 2を参照してさらに詳細に説明する。なお、図 2は図 1の受信処理部 201の詳細な回路構成を示しており、図中の端子符号 a、 b、 c、 …は、当該受信処理部 20 1に対する入出力段や送信処理部 202との接続先を意味している。

受信 RF信号は、図 1に示すアンテナ 21 0を経由して高周波スィッチ（SZ W) 21 1に入力される。ここで、高周波スィッチ 21 1は、マルチバンド携帯電話機 200が G SM、 D C S及び UMT Sのうちいずれの無線通信システムのモードになっているかにより、信号の経路を切り換える。

ド携帯電話機 200が GSMモードあるいは DCSモードになっているときは、受信 RF信号は、高周波スィッチ 21 2にフィードされ、 UMTS モ一ド時にはデュープレクサ（Du p l e x e r) 21 3へフィ一ドされる。そして、 03^1/0〇3の受信尺？信号は、高周波スィッチ 21 2によって、さらに G S Mのパスと D C Sのパスに振り分けられる。

つまり、受信 RF信号は、 GSMモード時、高周波スィッチ 2 14にフィードされ、 DCSモードのときには、高周波スィッチ 21 5にフィードされる。また、これらの高周波スィッチ 214及び 21 5は、送信/受信でパスが切り換わるようになっている。

以下、 G SMモードの場合について説明する。 GSMモード時、受信スロットの間、受信 RF信号は図 2の可変利得低雑音増幅器 250にフィードされる。また、送信スロットの期間は、図 1の電力増幅器 21 7の出力がアイソレータ 21 8を介して高周波スィツチ 21 4へ受信時とは逆方向にフィードされる。受信 RF信号は、可変利得低雑音増幅器 250で増幅された後、周波数混合器 25 1、 252及びポリフェーズフィルタ 253からなる直交復調器 254に入力され、そこで、局部発振周波数と乗算される。

この可変利得低雑音増幅器 250は、受信 R F信号が適正なレベルとなるよう、必要な帯域制限をしたり、自動利得制御等の処理を施す。また、ポリフェーズフィルタ 253は、互いに直交する局部発振信号を創出する機能を持つ。

ここでは、局部発振周波数を受信 RF信号の受信信号周波数と等しくとることによりダイレクトコンバージョンを実現している。従って、周波数混合器 25 1 及ぴ 252の出力には、 I/Qの直交ベースパンド（BB) 信号が得られる。この直交ベースバンド信号は、可変利得増幅器 25 5, 256及ぴ低域通過フィルタ 257、 258を介して隣接チャネル等、使用周波数以外の帯域の妨害信号が除去された後に G SMZDC Sの受信ベースバンド処理部に渡される。

なお、可変利得低雑音増幅器 250、可変利得増幅器 255、 256は、受信ベースバンド処理部におけるディジタル処理のため、 A/Dコンバータ入力の信号振幅が一定になるように制御され、これにより AZDコンバータの入力ダイナミックレンジを、常に一定に保つことができる。 .

また、 DC Sの信号パスについても、上述した GSMと同様の処理が行われる。すなわち、 DCSモード時、受信 RF信号は、可変利得低雑音増幅器 260で増幅される。増幅後の信号は周波数混合器 26 1、 262及びポリフェーズフィルタ 263からなる直交復調器 264に入力される。

そして、その直交復調器 264において、局部発振周波数と乗算して得られた直交ベースバンド信号は、上述した GSMモードのときと同じ、可変利得増幅器 255、 256及び低域通過フィルタ 257、 258を介して G S M/D C Sの受信ベースバンド処理部に至る。

一方、 UMTSモード時、受信 RF信号は、デュープレクサ 213で送信信号と分離され、図 2の可変利得低雑音増幅器 270へフィードされる。同時に連続送信信号は、デュープレクサ 21 3を介して高周波スィッチ 21 1の方向へフィードされる。

ここで、 UMT Sのパスで上述した G SM/DC Sのパスの場合のように高周波スィツチを用いないのは、 W_ CDMAが連続送受信システムであることに起因しており、かかる構成をとることは、そのシステムの性質上、必然である。

UMT Sモードにおいて、受信 RF信号は、 G SMモード及び DC Sモードと同様に可変利得低雑音増幅器 270で増幅され、周波数混合器 271、 272及びポリフェーズフィルタ 273からなる直交復調器 274へフィードされる。その結果、周波数混合器 271及ぴ 272の出力には、直交ベースバンド（B B) 信号の IZQ信号が得られる。

これらの I ZQ信号は、低域通過フィルタ 275及び 276を介して可変利得増幅器 277及び 278に入力され、そこで一定振幅に制御される。そして、振幅制御された信号は、後段の U M T Sの受信べ一スバンド処理部内にある A / D コンバータへ渡される。

ここで、 UMT Sモードが GSMモード及ぴ DC Sモードの場合と違うのは、低域通過フィルタ 275、 276及び可変利得増幅器 277、 ²78からなる回路の出力から直流増幅器 279及び 280による直流帰還がかけられていることである。

これは、 W—CDMA (UMTS) の受信 RF信号は、その帯域が 2 [MH z 〕と、 03]\及ぴ0〇3の受信1 ?信号の帯域（200 〔MHz〕 ) と比べて充分に広いため、直流帰還により低域周波数が除去されても信号内に含まれている情報をそれほど喪失することがないためである。

通常、低域の遮断周波数は約 2 〔MHz〕であるが、 GSMZDCSにおいて 2 [MHz] もの低域周波数が欠落すると、正常な受信ができなくなる。

このことは W— CDMA (UMTS) 系では、 DCオフセットキャンセルを図 2に示したような比較的簡単な回路で実現できるが、 GSM/DCSの場合はそれが困難であることを示している。

従って、 UMTSモードでは、 DCオフセットを低減するためのオフセット周波数は使用せず、電圧制御発振器 28 1を受信 RF信号の受信信号周波数と等しい発振周波数で発振させることができる。

次に、マルチバンド携帯電話機 200の送信系について、その信号の流れに沿つて説明する。なお、図 3は、図 1について上述した送信処理部 202の詳細構成を示しており、図中の端子符号 h、 i、 j、 …は、当該送信処理部 202に対する入出力段や受信処理部 201との接続先を意味している。

マルチバンド携帯電話機 200が GSMモード及び DCSモードにあるとき、 I/Q信号は、送信ベースバンド処理部から送信処理部 202に送られる。すなわち、 I/Q信号は図 3に示す低域通過フィルタ 300及び 30 1を介して周波数混合器 30 2, 303及び周波数分周器 304からなる直交変調器 30 5にフィードされる。

ここで、周波数分周器 304には、 760 〔MH z〕の固定周波数を作り出す固定 P LL部 3 1 0からの固定周波数信号を周波数分周器 3 1 1で分周した信号が入力される。そのため、周波数分周器 304の出力には互いに直交する 1 90 〔MH z〕の周波数を有する 2つの信号が得られる。その結果として、直交変調器 30 5の出力には、ベースバンド（BB) '信号で直交変調された 1 90 〔MHz〕の I F信号が得られる。この I F信号は、低域通過フィルタ 30 7及ぴ高周波増幅器 308を順次介レてオフセット PLL 3 2 0の位相比較器（P FD) 3 21に渡される。

GSMモード時、才フセット P L L 3 20では、 G S M用の電圧制御発振器 3 22が動作しており、他の電圧制御発振器 3 23 3 24は停止している。そこで、 GSM用の電圧制御発振器 3 22からの出力は周波数混合器 325において、図 2に示すチャンネル P L L部 3 30内の GSM用の電圧制御発振器 3 3 1からの信号と乗算される。

そして、その GSMモード時には、電圧制御発振器 33 1の発振周波数 f _CH_

T _G SMか、 1 ) f _{CH GSM}= 1 260 1 29 5 [MHz] （1) で表される値となるようにチャンネル P L L部 3 30を制御すれば、周波数混合器 3 25の出力には、当該チャンネル P L L用電圧制御発振器 33 1の発振周波数 f _{CH GSM}と、 GSM用の電圧制御発振器³ 22の発振周波数 f _{CH GSM}との和及ぴ差の周波数が得られる。すなわち、（2) 式 f CH— TX— G SM上 TX— GSM \ ^ ) で表される周波数を有する信号が低域通過フィルタ 3 26にフィードされる。そこで、低域通過フィルタ 3 26の遮断周波数を適当に選択すれば、上述した 2つの周波数のうち高い方の周波数は除去され、（3) 式 f CH— TX— G SM一 f TX_GSM ( 3 ) で表される低い方の周波数だけが周波数分周器 3 2 7に入力される。

周波数分周器 3 2 7において、その低い方の周波数の信号は 1 /2に分周され、位相比較器 3 2 1に入力される。従って、位相比較器 3 2 1は、その 1 2に分周された信号の周波数と、上述した I F信号の 1 9 0 〔MH z〕の周波数とを比較することによりこれら周波数の位相誤差をループフィルタ 3 28に出力するループフィルタ 3 2 8は、位相誤差成分を積分して DC電圧に変換し、これを GSM用の電圧制御発振器 3 2 2の制御端子に印加する。

このようにして形成されたループは、位相比較器 3 2 1の 2つの入力信号の周波数が等しくなるように収束するので、結局、（4) 式

( f CH_TX__GSM- f TX_GSM) / 2 = 1 9 0 [MH z] …… （4) となる。

ここで、その（4) 式に（1 ) 式を代入すれば、 GSM用の電圧制御発振器 3 2 2の発振周波数 f _TX__GSMは、（5) 式で f TX__GSM= f CH_TX_GSM- 3 8 0 [MH z] = 8 8 0〜 9 1 5 [MH z ]

…… （5) で表される値となり、 GSMの送信周波数と等しくなる。

なお、ループフィルタ 3 2 8の常数は、 GSMで使用されている GMSK ( G a u s s i a n i i l t e r e d M i n i mum S h i f t K e y i n g) 変調がかかるように、変調レートよりも充分に高い遮断周波数を持たせておく必要がある。このようにして G SM用の電圧制御発振器 322からの信号は、帯域通過フィルタ 3 29 (図 1) を介して電力増幅器 21 7へ出力される。そして、電力増幅器 21 7からの出力がアイソレータ 21 8を通って高周波スィツチ 214にフィ一 Kされる。

また、 DC Sモード時、オフセット P L L 3 20では、 DCS用の電圧制御発振器 3 23が動作し、他の電圧制御発振器 3 22, 3 24は停止している。そこで、 DCS用の電圧制御発振器 3 23からの出力は周波数混合器 3 25において、図 2に示すチャンネル P L L部 330内の電圧制御発振器 28 1からの信号と乗算される。

そして、その DCSモード時には、電圧制御発振器 28 1の発振周波数 f _CH_ τχ Dc s力 ^Λ (6 ) 式

CH T _DC S 20 90〜 21 6 5 [MHz] (6) で表される値となるようにチャンネル P LL部 330を制御すれば、周波数混合器 325の出力には、当該電圧制御発振器 281の発振周波数 f _{CH TX DCS} と、 DCS用の電圧制御発振器 323の発振周波数 ί _{TX DCS}との和及ぴ差の周波数が得られる。

すなわち、（7) 式 f CH_T __D C S士 TX__DC S ( 7 ) で表される周波数を有する信号が低域通過フィルタ 3 26にフィードされる。そこで、低城通過フィルタ 326の遮断周波数を適当に選択すれば、 2つの周波数のうち高い方の周波数が除去され、（8) 式 f CH T X DCS一 ¹ TX DC S …… （8) で表される低い方の周波数の信号だけが周波数分周器 3 2 7に渡る。

そして周波数分周器 3 2 7において、その低い方の周波数の信号は 1/2に分周され、位相比較器 3 2 1に入力される。

従って、位相比較器 3 2 1は、その 1ノ 2に分周された信号の周波数と、上述した I F信号の 1 9 0 〔MH z〕の周波数とを比較することによりこれら周波数の位相誤差をループフィルタ 3 4 0に出力する。

ループフィルタ 3 40は、上述した G SMモード時と同様に位相誤差成分を積分して DC電圧に変換し、これを DCS用の電圧制御発振器 3 2 3の制御端子に印加する。

このようにして形成されたループは、位相比較器 3 2 1の 2つの入力信号の周波数が等しくなるように収束するので、結局、（9) 式

( f CH_TX_DC S- f TX_DC S) /2 = 1 9 0 [MH z] …… （9) となる。

ここで、その（9) 式に（6) 式を代入すれば、 DCS用の電圧制御発振器 3 2 3の発振周波数 ί _TX__DCSは、（1 0) 式で丄 T X— D C S― ¹ CH—TX— D c s― 3 S 0 [MH 」

= 1 7 1 0〜 1 78 5 [MH z ]

…… （1 0) で表される値なり、 DCSの送信周波数と等しくなる。

なお、ループフィルタ 34 0の常数も、 DC Sで使用されている GMS K変調がかかるように、変調レートよりも充分に高い遮断周波数を持たせておく必要がある。このようにして DCS用の電圧制御発振器 3 23からの信号は、帯域通過フィルタ 341 (図 1) を介して電力増幅器 342へ出力される。そして、電力増幅器 342からの出力がアイソレータ 343を通って高周波スィツチ 21 5にブイ一ドされる。

一方、 UMT Sモードでも上述した G SMモード及ぴ DC Sモードと同様に動作する。その UMTSモードでは、チャンネル P L L部 330で創出する周波数が DCSのそれと比較的近いため、同じ電圧制御発振器 281を使用することができる。以下に UMTSモード時の動作を説明する。

UMTSモード時、図 3の周波数混合器 302、 303及び周波数分周器 30 4で構成される直交変調器 305は、変調器としては使用しない。例えば、周波数混合器 303の電源を切り、 Iチャネルの差動入力にそれぞれ Vb i a _Sと 0 〔V〕を加えることにより周波数混合器 302は縦続接続増幅器として動作する従って、固定 P L L部 3 10で作られた信号は、周波数分周器 31 1及び 30 4を介して 1Z4に分周され、 1 90 〔MHz〕の信号として周波数混合器 30 2、加算器 30 6、低域通過フィルタ 307及び高周波増幅器 308を順次介して位相比較器 3 21にフィードされる。なお、 GSMモード及び DC Sモード時とは異なり、その 1 90 〔MHz〕の信号は無変調信号である。

ここで、 UMTSモード時、オフセット P L L 3 20では、 UMTS用の電圧制御発振器 324が動作しており、他の電圧制御発振器 322及ぴ 3 23は停止している。

従って、 UMTS用の電圧制御発振器 3 24からの出力は周波数混合器 3 25 において、図 2に示すチャンネル P L L部 330內の電圧制御発振器 28 1からの信号と乗算される。

そこで、電圧制御発振器 281の発振周波数 f _{CH TX UMTS}が（1 1) 式

CH TX UMTS = 21 1 0〜 21 70 [MH z ] …… （1 1) で表される値となるようにチャンネル P L L部 3 30を制御すれば、周波数混合器 3 25の出力には、電圧制御発振器 281の発振周波数 f _CH— _{TX UMTS}と、 U MTS用の電圧制御発振器 3 24の発振周波数 f _TX__UMTS との和及ぴ差の周波数が得られる。

すなわち、（1 2) 式 CH— TX— UMT S土 f TX_U T S \ 1 で表される周波数を有する信号が低域通過フィルタ 3 26にフィードされる。そこで、低域通過フィルタ 3 26の遮断周波数を適当に選定すれば、これら 2 つの周波数のうち高い方の周波数が除去され、（1 3) 式 CH— TX— UMT S一 X— UMT S 1 で表される低い方の周波数の信号だけが得られる。

ここで、 UMT Sモード時にその低い方の周波数の信号は、周波数分周器 3 2 7にフィードされるが、当該周波数分周器 3 27をスルーして位相比較器 3 2 1 に入力される。

位相比較器 3 2 1は、その低い方の周波数を上述した無変調信号の周波数（1 90 [MHz] ) と比較することによりこれら周波数の位相誤差をループフィルタ 344に出力する。

ループフィルタ 344は、位相誤差成分を積分して DC電圧に変換し、これを UMT S用の電圧制御発振器 3 24の制御端子に印加する。

このようにして形成されたループは、位相比較器 3 21の 2つの入力信号の周波数が等しくなるように収束するので、結局、（14) 式 f CH— Tx— UMT s― f Tx一 UMT s― 1 90 [MH z ] (1 4) となる。

ここで、その（1 4) 式に（1 1) 式を代入すれば、 UMTS用の電圧制御発振器 324の発振周波数 f _TX__UMTSは、（1 5) 式で丄 TX_UMT s _ ¹ CH— τχ— UMT s一 1 90 _LoVIH z ]

= 1 9 20〜： 1 980 [MH z ]

…… （1 5) で表される値となり、 UMTSの送信周波数と等しくなる。

この状態で、 UMTS用の電圧制御発振器 3 24からの出力信号は、可変利得増幅器 345を介してポリフェーズフィルタ 346に入力される。

ポリフェーズフィルタ 346は、周波数混合器 347及び 348と共に UMT S用の直交変調器 349を形成する。よって、送信ベースバンド処理部から低域通過フィルタ 350及ぴ 3 5 1を介して周波数混合器 347及び 348に達した I/Q信号は、当該周波数混合器 347及び 348において、ポリフユ一ズフィルタ 346から出力される、互いに直交する信号と混合される。

このように直交変調がかけられた信号は、可変利得増幅器 3 5 2、帯域通過フィルタ 3 53 (図 1) を順次介して電力増幅器 3 54へ出力される。そして、電力増幅器 3 54からの出力がアイソレータ 3 55を通ってデュープレクサ 21 3 にフィードされる。

次に、受信用の局部発振周波数の生成について説明する。まず、上述したように UMTS (すなわち W—CDMA) では、 DCオフセット補償回路がアナログ回路で実現できる。このため、局部発振信号が可変利得低雑音増幅器 270の入力側、例えば、デュープレクサ 21 3と接続されるトランスミッションラインに漏洩しても、 DC増幅器 279及ぴ 280で構成される捕償回路で DCオフセットを取り除くことができる。

そのため、チャンネル P L L部 3 30において電圧制御発振器 28 1の発振周波数を受信 RF信号の受信信号周波数と異なる周波数に設定する必要はない。そこで、 UMTSモード時、チャンネル P L L部 3 30において電圧制御発振器 281の発振周波数は、上述した（1 1) 式に示すように、 UMTS帯の受信信号周波数に等しい。

—方、 GSMモード時には、 DCオフセットをできるだけ低減する必要があるので、図 2のチャンネル P L L部 330において電圧制御発振器 33 1の発振周波数は、受信信号周波数と異なる周波数で発振させなければならない。

そこで、受信スロット中における電圧制御発振器 3 3 1の発振周波数 f _CH__RX — GSM力 ( 1 6) 式 f CH_RX_GSM= 1 305〜1 340 [MHz] ······ (1 6) で表される値となるようにチャンネル PL L部 3 30を制御する。

この状態で、電圧制御発振器 3 3 1の出力信号は、ポリフェーズフィルタ 3 6 0において互いに直交する 2つの信号に分解され、それぞれ緩衝増幅器 3 6 1及ぴ 362を介して周波数混合器 3 63及び 364の一方の入力端子にフィードされる。

このとき、図 3の固定 P L L部 3 1 0において固定 P L L 3 1 2及び電圧制御発振器 3 1 3により生成された固定周波数（760 [MHz] ) の信号は、周波数分周器 3 1 1にフィードされる。

その固定周波数の信号は、周波数分周器 3 1 1において 1Z2に分周された後に互いに直交する 3 80 〔MHz〕の信号に変換され、これら 2つの信号が周波数混合器 363及び 3 64の他方の入力端子にフィードされる。

ここで、周波数混合器 363及び 364に入力される 4つの信号が図 2に示す位相関係になっていれば、当該周波数混合器 363の出力には、（1 7) 式 2 · s i n ω _CH_RX_GSM * s i n ω _{I F} =

― C O S ( ω CH— RX— G SM+ W I F) + C O S ( CO CH_RX_G S — ^Ω I F)

…… （1 7) で表される信号が現れると共に、周波数混合器 3 64の出力には、（1 8) 式 C O S (ύ CH一 RX— GSM ■ レ O S CO j p一

C O S ( 0) CH_RX__G SM~I~ ^ω I F) + C O S ( 0) CH„RX__G SM― ^ω I p)

…… （1 8) で表される信号が現れる。

そして、 2つの周波数混交器 363及び 364からの出力信号を次段の加算器

365において加算すると、（1 9) 式 c O S (CO _CH_RX GSM" ^Ω I F) 丄 9) で表される信号のみが出力される。

すなわち、加算器 3 65からは、（20) 式 f CH__RX_G SM― ¹ I F ' (20) で表されるように、 2つの周波数混合器 3 63及び 364からの出力信号の周波数の差でなる周波数が得られる。ここで、 f _{I F}は固定 P L L部 3 10の周波数分周器 3 1 3から出力された信号の周波数で 380 〔MHz〕である。

よって、（20) 式に（1 6) 式を代入すれば、（21) 式 f —

¹ CH_RX_G SM ¹ f I F

= (1 305- 380) 〜（1 340— 3 80)

= 925〜 960 [MH z ] …… (21) で表されるように、 GSMの受信信号周波数と等しい局部発振周波数が得られるそして、その局部発振周波数の局部発振信号は、高周波増幅器 366を介してポリフェーズフィルタ 253にフィードされる。これにより G SMモード時には、そのポリフェーズフィルタ 253及び周波数混合器 251、 252からなる G SM用の直交復調器 254において受信 RF信号をダイレクトに直交復調することができる。

また、 DCSモード時にも、 GSMモード時と同様に DCオフセットをできるだけ低減する必要がある。

このため、図 2のチャンネル P L L部 330において、 UMTS用の局部発振周波数の発振に用いた電圧制御発振器 281を DCS用の受信信号周波数とは異なる周波数で発振させなければならない。

そこで、受信スロット中における電圧制御発振器 281の発振周波数 f _{CH RX} — _DCSが（22) 式 H RV DCS= 21 85〜2260 [MH z] …… (22) で表される値となるようにチャンネル P L L部 3 30を制御する。

この状態で、電圧制御発振器 28 1の出力信号は、ポリフェーズフィルタ 3 6 7において互いに直交する 2つの信号に分解され、それぞれ緩衝増幅器 368及ぴ 3 69を介して周波数混合器 363及び 364の一方の入力端子にフィードされる。

このとき、図 3の固定 P L L部 3 10において固定 P L L 3 1 2及ぴ電圧制御発振器 3 13により生成された固定周波数（760 [MHz] ) の信号は、周波数分周器 3 1 1にフィードされる。

その固定周波数の信号は、周波数分周器 3 1 1において 1/2に分周された後に互いに直交する 3 80 [MHz] の信号に変換され、これら 2つの信号が周波数混合器 363及ぴ 364の他方の入力端子にフィードされる。

ここで、周波数混合器 363及び 364に入力される 4つの信号が GSMモード時と同様に図 2に示す位相関係になっていれば、当該周波数混合器 3 63の出力には、（23) 式 · S 1 1 0) CH— RX— DC S ' ° ΐ ^ω I F—

― C O S ( CO CH— RX— D C S + I F) + ^C ° ^S ( ^Ω CH_R _DC S― ^Ω I F)

…… （23) で表される信号が現れると共に、周波数混合器 364の出力には、（24) 式

2 ' C O S £0 CH一 RX一 DC S " c o s ω _F =

C O S v CO CH_RX_DC S ^π^ ^ω I F + C O S v CO CH_RX一 DC S _ ^Ω I F

…… （24) で表される信号が現れる。

そして、 2つの周波数混交器 363及び 364からの出力信号を加算器 36 5 において加算すると、（25) 式 c o s \ω CH_RX_DC S^{— Ω} I Fノ (25) で表される信号のみが出力される。

すなわち、加算器 365からは、（26) 式 f C H— R X_D C S― f I F (26) で表されるように、 2つの周波数混合器 363及ぴ 364からの出力信号の周波数の差でなる周波数が得られる。

よって、（26) 式に（22) 式を代入すれば、（27) 式丄 C H_R X— D C S― ¹ I F

= (21 85-38 0) 〜（2260— 3 80)

= 1 805〜 1 880 [MH z] (27) で表されるように、 D C Sモード時には D C Sの受信信号周波数と等しい局部発振周波数が得られる。

そして、その局部発振周波数の局部発振信号は、高周波増幅器 366を介してポリフェーズフィルタ 263にフィードされる。これにより DC Sモード時には、そのポリフェーズフィルタ 263及び周波数混合器 26 1、 262からなる D CS用の直交復調器 264において受信 RF信号をダイレクトに直交復調することができる。

ここで、ポリフェーズフィルタ 3 60、 36 7及び周波数混合器 363、 3 6 4等から形成される回路は、周波数を混合したときに発生する 2つの周波数（すなわち、局部発 ϋ周波数とイメージ周波数）のうち 1つの周波数（すなわち、局部発振周波数）のみを取り出すことができるため、イメージ除去ミキサ 3 70と呼ばれる。

そして、イメージ除去ミキサ 3 70は、 GSM及ぴ DCS双方の局部発振周波数の生成に固定 P L L部 3 1 0で生成された固定周波数を用いている。従って、このイメージ除去ミキサ 3 70は、 GSM用及ぴ DC S用にそれぞれ個別のポリフェーズフィルタ 3 60及び 367を用いるだけで、他の回路素子を G SM7D csで共用することができる。

なお、この実施の形態の場合、マルチバンド携帯電話機 200では、各局部発振周波数の生成にイメージ除去ミキサ 370を共有化している。また、各局部発振周波数の生成と、送信信号の生成にチャンネル P LL部 330及び固定 P L L 部 3 1 0を共有化している。

従って、このマルチバンド携帯電話機 200では、図 2において図中の一点鎖線で示す受信処理部 201のほぼ全体を 1つの受信系 I Cチップ 400として形成することができる。

また、このマルチバンド携帯電話機 200では、図 3において図中に一点鎖線で示す送信処理部 202のほぼ全体も 1つの送信系 I Cチップ 401として形成することができる。

以上の構成において、このマルチパンド携帯電話機 200では、 GSMモード時、チャンネル P L L部 330の電圧制御発振器 3 3 1において受信用基準周波数を発振する。また、固定 P L L部 3 10の電圧制御発振器 3 1 3において固定周波数を発振する。

そして、 GSM用の直交復調器 254の近傍に配置したイメージ除去フィルタ 3 70において、受信信号周波数とは異なるこれら受信用基準周波数及び固定周波数から G S M用の受信信号周波数と等しい局部発振周波数を生成する。このようにして GSM用の直交復調器 254において、その局部発振周波数を用いて受信 R F信号を直接直交復調する。

また、このマルチバンド携帯電話機 200では、 DCSモード時、チャンネル P LL部 3 30の電圧制御発振器 28 1において受信用基準周波数を発振する。このとき、固定 P L L部 3 1 0の電圧制御発振器 3 1 3において固定周波数を発振する。

そして、 DCS用の直交復調器 264の近傍に配置したイメージ除去フィルタ 3 70を GSMモードと共用して、受信信号周波数とは異なるこれら受信用基準周波数及び固定周波数から D C S用の受信信号周波数と等しい局部発振周波数を生成する。このようにして DCS用の直交復調器 264において、その局部発振周波数を用いて受信 RF信号を直接直交復調する。

従って、このマルチバンド携帯電話機 200では、 GSMモード及ぴ DCSモード時に GSM用及ぴ DCS用の直交復調器 254及び 264の手前までは受信信号周波数とは異なる 2つの周波数をフィードして、これら 2つの周波数からそれぞれ局部発振周波数を生成する。このため、直交復調の結果得られるベースバンド信号から D Cオフセットを大幅に低減させることができる。

また、マルチバンド携帯電話機 200では、 GSMモード及び DS Cモード時に 1つのイメージ除去ミキサ 370を共用して局部発振周波数を生成するため、受信系の回路プロックの I C化の際に回路規模の極端な増大を伴わずに DCオフセットの大幅な低減を実現することができる。

そして、このマルチバンド携帯電話機 200では、受信系 I Cチップ 400内に GSM/DC S用の直交復調器 254及び 264、イメージ除去ミキサ 370 、チャンネル P L L部 330を設けている。このため、チャンネル P L L部 3 3 0の電圧制御発振器 3 3 1及び 281で発振した受信用基準周波数に外乱等がのることを防止して局部発振周波数を生成することができる。

これに加えてマルチバンド携帯電話機 200では、 UMTSモード時にチャンネル PL L部 3 30の電圧制御発振器 281において UMT S用の局部発振周波数を生成して UMT S用の直交復調器 274にフィードする。

そして、 UMTS用の直交復調器 274においてその局部発振周波数を用いて受信 RF信号を直交復調した後、当該直交復調器 274から出力される IZQ信号に DCオフセット補償回路により DC帰還をかけるよにした。

従って、このマルチバンド携帯電話機 200では、 UMTS用のベースバンド信号からこれに含まれる送信情報をほとんど喪失することなく直流オフセット成分を適確に除去することができる。また、このように UMTS用の局部発振周波数の生成にイメージ除去ミキサを用いないため、マルチバンド携帯電話機 200 の回路規模が増大することを極力低減させることができる。さらに、このマルチパンド携帯電話機 200では、 DCSモード及び UMTS モード時にチャンネル P L L部 3 3 0の電圧制御発振器 281を共用するため、当該チャンネル P L L部 3 30回路構成を簡易化することができる。

さらに、このマルチバンド携帯電話機 200では、送受信の双方においてチヤンネル P L L部 330及ぴ固定 P L L部 3 10を共用するため、当該マルチバンド携帯電話機 200の回路構成を簡易化することができる。

そして、このマルチバンド携帯電話機 200では、 GSM、 DCS及び UMT Sの 3種類の無線通信システムを併用するように構成するものの、このように回路構成を簡易化して電圧制御発振器等の回路素子が増加することを防止し得る分、動作時に消費電力が増大することを低減させることができる。

また、このように回路構成を簡易化すれば、マルチバンド携帯電話機 200に用いられる受信系 I Cチップ 400及び送信系 I Cチップ 40 1のチップ面積及び製造コストが増大することも防止し得ると共に、当該受信系 I Cチップ 400 及ぴ送信系 I Cチップ 40 1の製造時における歩留りの低下をも低減させることができる。

以上の構成によれば、 G SMモード及び DC Sモード時に G SM用の直交復調器 254及び DCS用の直交復調器 264の手前までは受信信号周波数とは異なる 2つの周波数をフィードして、 1つのイメージ除去ミキサ 370においてこれら 2つの周波数からそれぞれ局部発振周波数を生成するようにしたことにより、回路規模の極端な増大を伴わずにベースバンド信号から D Cオフセットを大幅に低減させることができ、かくして受信信号周波数の異なる GSM及び DC Sの受信 RF信号を簡易な回路構成で適確に復調し得るマルチバンド携帯電話機を実現することができる。

また、 UMTSモード、 UMTS用の直交復調器 274が、チャンネル P L L 部 330の電圧制御発振器 28 1において発振した局部発振周波数を用いて受信 RF信号を直接復調し、この結果得られる UMT S用のベースバンド信号にオフセット補償回路で DC帰還をかけるようにしたことにより、 UMTS用のベースバンド信号から信号成分をほとんど喪失することなく、 D Cオフセット成分をほぼ確実に除去することができ、かくして GSM及び DCSとは受信信号周波数の異なる UMTSの受信 RF信号も簡易な回路構成で適確に復調し得るマルチバンド携帯電話機を実現することができる。

なお、上述の実施の形態においては、マルチバンド携帯電話機 200において GSM、 DCS及び UMTSを併用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、この他種々の無線通信システムを併用するようにしても良いまた、上述の実施の形態においては、チャンネル PLL部 330から UMTS 用の直交復調器 274に局部発振信号を与えるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、 UMTS用の直交復調器 274の手前でイメージ除去ミキザにより異なる 2種類の周波数から局部発振周波数を生成するようにしても良い。

さらに、上述の実施の形態においては、本発明を図 1乃至図 3について上述したマルチバンド携帯電話機 200に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、複数の無線通信システムを併用し得るものであれば、携帯電話機やトランシーバ、通信機能を有するパーソナルコンピュータや PDA ( P e r s o n a l D i g i t a l A s s i s t a n c e) 等のように、この他種々の構成の無線信号受信装置及び復調処理回路に広く適用することができるさらに、上述の実施の形態においては、受信信号周波数の異なる受信信号を受信する受信手段として、図 1について上述した基地局からの受信 RF信号を受信するアンテナ素子 2 1 0を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、無線通信周波数の異なる受信信号を受信することができれば、この他種々の構成の受信手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、固定周波数の固定周波数信号を生成する固定周波数信号生成手段として、図 3について上述した固定 P L L部 3· 1 0を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、固定周波数の固定周波数信号を生成することができれば、この他種々の構成の固定周波数信号生成手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、各受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数の受信用基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成手段として、図 2について上述したチャンネル P L L部 3 3 0を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、各受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数信号の受信用基準周波数信号を生成することができれば、 1つの電圧制御発振器を用いて 2種類以上の受信用基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成手段等のように、この他種々の構成の基準周波数信号生成手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、各受信信号に対して共用され、固定周波数信号と受信用基準周波数信号とから各受信信号の受信信号周波数とそれぞれ等しい局部発振周波数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段として、図 2について上述したイメージ除去ミキサ 3 7 0を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、各受信信号に対して共用され、固定周波数信号と受信用基準周波数信号とから各受信信号の受信信号周波数とそれぞれ等しい局部発振周波数の局部発振信号を生成することができれば、この他種々の構成の局部発振信号生成手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、受信信号を対応する局部発振信号を用いて復調する複数の復調手段として、図 2について上述した G S M用及び D C S 用の直交復調器 2 5 4及び 2 6 4を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、受信信号を対応する局部発振信号を用いて復調することができれば、この他種々の構成の復調手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、所定の信号に送信処理を施すことにより送信信号周波数の異なる複数の送信信号を生成する送信信号生成手段として、図 3について上述した送信処理部 2 0 2を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、所定の信号に送信処理を施すことにより送信信号周波数の異なる複数の送信信号を生成することができれば、この他種々の構成の送信信号生成手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、各送信信号を送信する送信手段として

、図 1について上述した基地局に送信信号を送信するアンテナ素子 2 1 0を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、各送信信号を送信することができれば、この他種々の構成の送信手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、各受信信号のうち任意の受信信号の有する周波数帯域よりも広い所定の周波数帯域を有する特定の受信信号を復調する特定復調手段として、図 2について上述した UMT S用の直交復調器 2 7 4を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、各受信信号のうち任意の受信信号の有する周波数帯域よりも広い所定の周波数帯域を有する特定の受信信号を復調することができれば、この他種々の構成の特定復調手段を広く適用することができる。

さらに、上述の実施の形態においては、特定復調手段から特定の受信信号を復調した結果得られるベースバンド信号に直流帰還をかける直流帰還手段として、図 2について上述した D C増幅器 2 7 9及ぴ 2 8 0を有するオフセット補償回路を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、特定復調手段から特定の受信信号を復調した結果得られるベースバンド信号に直流帰還をかけることができれば、この他種々の構成の直流帰還手段を広く適用することができる。

上述のように本発明によれば、固定周波数信号生成手段で固定周波数の固定周波数信号を生成すると共に、基準周波数信号生成手段で受信信号周波数の異なる複数の受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数の受信用基準周波数信号を生成し、局部発振周波数生成手段を各受信信号に対して共用して、固定周波数信号と受信用基準周波数信号とから各受信信号の受信信号周波数とそれぞれ等しい局部発振周波数の局部発振信号を生成し、各復調手段がそれぞれ受信信号を対応する局部発振信号を用いて復調するようにしたことにより、各復調手段に対して局部発振信号生成手段を共用する分、回路構成を簡易化することができ、かくして受信信号周波数の異なる受信信号を簡易な回路構成で復調することができる。産業上の利用の可能性

本発明は、異なる周波数帯域を使用している複数の無線通信システムを併用する携帯電話機、 P D A、パーソナルコンピュータに利用することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 受信信号周波数の異なる複数の受信信号を受信する受信手段と、

固定周波数の固定周波数信号を生成する固定周波数信号生成手段と、各上記受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数の受信用基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成手段と、

各上記受信信号に対して共用され、上記固定周波数信号と上記受信用基準周波数信号とから各上記受信信号の受信信号周波数とそれぞれ等しい局部発振周波数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、

上記受信信号を対応する上記局部発振信号を用いて復調する複数の復調手段とを具えることを特徴とする無線信号受信装置。

2 . 所定の信号に送信処理を施すことにより送信信号周波数の異なる複数の送信信号を生成する送信信号生成手段と、

各上記送信信号を送信する送信手段と

を具え、

上記基準周波数信号生成手段は、

各上記受信用基準周波数を可変して各上記送信信号にそれぞれ対応する送信用基準周波数の送信用基準周波数信号を生成し、

上記送信信号生成手段は、

上記固定周波数信号と上記送信用基準周波数信号とを用いて上記信号に送信処理を施すことにより各上記送信信号を生成する

ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の無線信号受信装置。

3 . 各上記受信信号のうち任意の上記受信信号の有する周波数帯域よりも広い所定の周波数帯域を有する特定の受信信号を復調する特定復調手段と、

上記特定復調手段から上記特定の受信信号を復調した結果得られるベースバンド信号に直流帰還をかける直流帰還手段と

を具え、

上記基準周波数信号生成手段は、

各上記受信用基準周波数のうち任意の当該受信用基準周波数を可変して上記特定の受信信号の受信信号周波数と等しい局部発振周波数の局部発振周信号を生成し、

上記特定復調手段は、

上記基準周波数信号生成手段により生成された上記局部発振信号を用いて上記特定の受信信号を復調する

4 . 固定周波数の固定周波数信号を生成する固定周波数信号生成手段と、受信信号周波数の異なる複数の受信信号にそれぞれ対応する受信用基準周波数の受信用基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成手段と、

上記受信信号を対応する上記局部発振信号を用いて復調する複数の復調手段とを具えることを特徴とする復調処理回路。

5 . 上記固定周波数信号生成手段は、送信信号周波数の異なる複数の送信信号の生成に共有して用いる上記固定周波数の上記固定周波数信号を生成し、

上記基準周波数信号生成手段は、

各上記受信用基準周波数を可変して各上記送信信号にそれぞれ対応し、当該各送信信号の生成に用いる送信用基準周波数の送信用基準周波数信号を生成することを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の復調処理回路。

6 . 各上記受信信号のうち任意の上記受信信号の有する周波数帯域よりも広い所定の周波数帯域を有する特定の受信信号を復調する特定復調手段と、

を具え、

上記基準周波数信号生成手段は、

上記特定復調手段は、

ことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の復調処理回路。