WO2003005555A1 - Drehzahlsteuerung für einen universalmotor mit reduzierter stromschwankung - Google Patents

Drehzahlsteuerung für einen universalmotor mit reduzierter stromschwankung Download PDF

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Martin Weinmann
Roland Morent
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Diehl Ako Stiftung & Co. Kg
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/10—Commutator motors, e.g. repulsion motors
    • H02P25/14—Universal motors

Definitions

  • the invention relates to a speed control according to the preamble of claim 1.
  • the effective motor voltage is determined in this way via a variation of the voltage time area, which always ends with the voltage minimum at zero crossing of the sine wave at the end of the half period; then to jump back to the current time value of the sine curve of the DC voltage curve with the next ignition of the triac.
  • a commutation choke with the motor is in for a safe soldering of the triac
  • phase gating control thus delivers a time-fluctuating, strongly gaping motor voltage during each network period. Accordingly Despite the smoothing effect of the motor inductance, the motor current shows a pronounced ripple with twice the periodicity of the mains frequency, depending on the motor speed, which is dependent on the motor voltage. This high-frequency current ripple causes the efficiency of the motor to drop noticeably compared to operation with constant motor current, because the induction losses are frequency-proportional. Furthermore, since the motor is usually operated with the magnetization fully extended and thus in the transition range to magnetic saturation, the torque no longer increases (at least no longer quadratically) with the motor current, because in the saturation range of the hysteresis curve, an increase in the flow rate does not increase further of magnetization.
  • speed control via the motor voltage of the universal motor can also be carried out using the duty cycle of a chopper (also referred to as a buck converter).
  • a chopper also referred to as a buck converter
  • the invention is based on the technical problem of operating the series-connection universal motor, which has been widely introduced for washing machine drives in particular, and which is optimal in terms of its operating behavior, in such a way that the electrical losses occurring in the motor, as well as acoustic disturbances, can be controlled even at high speeds Losses in efficiency can be significantly reduced with little additional circuitry.
  • the motor is supplied with more favorable voltage time areas (than in the conventional phase control at the end of a network half-wave), namely now with a sequence of two immediately successive voltage time areas with lower voltage values on both sides of a lower peak value.
  • the inclusion of a voltage time area at the beginning of a network half-wave results in less
  • 1 is a control circuit according to the invention, expanded for speed control, for a highly agile universal motor,
  • FIG. 3 greatly exaggerates an exemplary current profile for the voltage application according to FIG. 2.
  • the single-phase universal motor 11 is the classic commutator series motor that can be operated both with direct voltage and with alternating voltage. Because of its voltage-controllable speed agility (large jumps in operating speed), it is particularly suitable for household washing machines with spin operation.
  • the motor voltage Um (t) lying across the motor terminals 12-12 causes a motor current Im (t) via the series connection of field windings 13 and armature windings.
  • the armature windings which are spatially offset from one another on the rotor, are connected to diametrically opposite segments of a commutator 14 and are thus included in the motor series connection in the course of the rotor rotation in succession via brushes 15 or similar pantographs (collectors).
  • the energy for operating the motor 11 is supplied from the single-phase household AC network 16 via a rectifier 17 in a full-wave or Graetz circuit, so that on the rectifier 17 the undulating DC voltage curve U (t) on the output side is present with double grid frequency without gaps, as outlined in FIG. 2 with reference to the grid AC voltage u (t) supplemented by dashed lines.
  • the motor 11 Via an electronically controllable switch 18, the motor 11 is connected to the output of the rectifier 17 at a time t 1 towards the end of each half period p, so that from now on and for the remainder of this half period p the DC voltage U (t) which fluctuates over time in Fig.
  • the motor current Im (t) (FIG. 3) flows from the rectifier 17 via the winding series connection in the motor 11 and the switch 18 back to the rectifier 17.
  • the motor current Im (t) only sounds at the transition between successive half-periods pp minimal since the switch 18 is closed when the self-induction voltage on the motor 11 is greater than the instantaneous value of the voltage U (t) available from the rectifier 17, because then the motor inductance determines the current flow.
  • the motor current Im (t) still wants to flow in the previous direction when the switch 18 in the supply circuit in front of the motor 11 is opened. Therefore, from the opening of the switch 18 at time tO, a circuit is closed by the motor 11 via a freewheeling diode 20 connected in parallel, which blocks the polarity at the output of the rectifier 18.
  • the time tO is expediently close behind the minimum value 19 of the voltage curve U (t) in order not to allow the sinusoidal current I (t) supplied from the rectifier 17 to rise too sharply before the switch-off. For practical reasons, it is therefore sufficient to specify the periodic switch-off time tO and only to vary the switch-on time tl to influence the speed, as is known as such.
  • the current Im (t) continues to flow through the motor 11 practically constant in the previous direction even after the opening time tO, in the gap between two voltage time areas Um (f) which follow one another at the beginning and end of a half-period p. If the switch 18 closes again at the time t1 towards the end of the current half-period p, the self-induction current Im (t) again impressed the motor current Im (t) supplied by the rectifier 17. Because, contrary to the geometry of the voltage-time areas Um (t) (Fig. 2), the current flow Im (t) through the motor 11 is not actually interrupted, an almost constant motor current Im (Fig.
  • the switch 18 which is connected in series with the motor 11 in the direct current circuit can be a power switching transistor which, according to FIG. 1, consists of an adjustable transmitter 21 for at least the period tl before the minimum voltage value 19 between two consecutive half-periods pp of the unsmoothed DC voltage curve U (t) is turned on.
  • the switch-off instant tO soon after the minimum value 19 can be predefined or can vary slightly statistically by a specification. So that the harmonic switching processes are not spread as electromagnetic interference via the network 16, the output of the rectifier 17 is connected to a blocking filter 24, which causes a high-frequency short-circuit via the connection terminals of the rectifier 17.
  • a blocking filter 24 causes a high-frequency short-circuit via the connection terminals of the rectifier 17.
  • the motor 11 is equipped with a tachometer generator 22 which supplies a speed-proportional DC voltage U (n) as actual value to a controller 23.
  • This actual value U (n) is compared with a variably predeterminable target value U (s) and the control deviation dn is converted by the transmitter 21 into the switching time period tl-tO, in any case into a switching time tl.
  • the controller 23 thus controls the actuator of the controlled system in the form of an IGBT switching transistor 18 in the motor circuit Im (t).
  • This mode of operation initially represents a voltage-controlled speed control on the motor 11, because the motor current Im adjusts itself to the motor voltage Um (t) depending on the motor speed n and the mutual induction voltage dependent thereon; and this finally corresponds to a torque control when the control deviation dn determined in the controller 23 becomes zero.

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Abstract

Bei einem einphasigen Universal-Motor (11), wie er sich insbesondere als agiler Waschmaschinenantrieb bewährt hat, ist erfindungsgemäss eine wesentliche Veringerung der Ummagnetisierungsverluste, der Drehzahlabhängigkeit des Wirkungsgrades und des mit doppelter Netzfrequenz schwankenden Motorstromes (Im(t)) samt der daraus resultierenden Verluste und Geräuschentwicklungen insbesondere wegen Drehmomentenschwankungen und elektromagnetisch angeregter Schwingungen des Statorblechpaketes erreichbar, indem der Motor (11) nicht mehr über die mit der Netzfrequenz synchronisierte Anschnittsteuerung eines impulszündbaren und mit Stromnuldurchgang selbstverlöschenden Triac und auch nicht mehr über das Tastverhältnis eines hochfrequent frei schwingenden Choppers betrieben wird, sondern über einen elektronisch ein- und ausschaltbaren Leistungsschalter (18), der unter Netzbezug über variable Zeitspannen (t1-t0) von vor dem Ende einer bis nach dem Anfang der darauffolgenden Netzhalbperiode (p) durchschaltet, wobei der Motorstrom (Im) während der Schaltlücken über eine Freilaufdiode (20) nahezu unverändert aufrechterhalten bleibt.

Description

DREHZAHLSTEUERUNG FÜR EINEN UNIVERSALMOTOR MIT REDUZIERTER STROMSCHWANKUNG
Die Erfindung betrifft eine Drehzahlsteuerung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Die gattungsbildenden Maßnahmen sind aus der DE 28 41 690 AI bekannt. Da- nach wird der einphasige Universalmotor, ein Kommutator-Reihenschlußmotor, nicht mehr in Serie mit einem periodisch mit der Netzperiode getriggerten Triac im Phasenanschnitt direkt aus dem Netz betrieben, sondern über der Diagonalen einer Graetz-Gleichrichterschaltung, also mit einer nicht lückenden aber mit doppelter Periodizität der Netzfrequenz pulsierenden Gleichspannung. Davon wird eine Verringerung der insbesondere bei niedrigen Drehzahlen infolge des gleitenden Ankerspulenkurzschlusses auftretenden Kommutierungsverluste erwartet. Weil ein Triac nur beim Nulldurchgang seines Laststromes abschaltet, erfolgt die Spannungssteuerung zur Drehzahleinstellung des Reihenschlußmotors jeweils durch Zünden des Triac zu einem variierbaren Zeitpunkt vor dem Ende der aktu- eilen Netzhalbperiode. Die wirksame Motorspannung wird auf diese Weise über eine Variation der Spannungszeitfläche bestimmt, die stets mit dem Spannungsminimum bei Nulldurchgang der Sinuswelle am Ende der Halbperiode endet; um dann mit dem nächsten Durchzünden des Triac wieder auf den aktuellen Zeitwert der Sinuskurve des Gleichspannungsverlaufes zu springen. Für ein sicheres Lö- sehen des Triac ist in der Praxis eine Kommutierungsdrossel mit dem Motor in
Serie zu schalten, ein teures Bauelement, das zusätzliche Verluste verursacht.
Solche sogenannte Phasenanschnittsteuerung liefert also während jeder Netzperiode eine zeitlich schwankende, stark lückende Motorspannung. Dementsprechend zeigt der Motorstrom trotz Glättungswirkung der Motorinduktivität je nach der von der Motorspannung abhängigen Motordrehzahl eine ausgeprägte Welligkeit mit der doppelten Periodizität der Netzfrequenz. Diese hochfrequente Stromwel- ligkeit bewirkt, daß der Wirkungsgrad des Motors gegenüber einem Betrieb mit konstantem Motorstrom merklich absinkt, weil die Induktionsverluste frequenzproportional sind. Da der Motor ferner üblicherweise bei voll ausgefahrener Magnetisierung und damit im Übergangsbereich zur magnetischen Sättigung betrieben wird, nimmt das Drehmoment nicht mehr (jedenfalls nicht mehr quadratisch) mit dem Motorstrom zu, weil im Sättigungsbereich der Hysteresekurve eine Er- höhung der Durchflutung nicht zu weiterem Anstieg der Magnetisierung führt.
Die Kupferverluste dagegen steigen proportional mit dem Quadrat des Effektivstromes an. Da mit der Stromwelligkeit auch das Drehmoment nicht konstant ist, führt der Motorbetrieb zu unerwünschten akustisch wahrnehmbaren Schwingungen zusätzlich zu einer elektromagnetischen Wechselanregung des Statorblechpa- ketes im hörbaren Spektralbereich.
Statt der Phasenanschnittsteuerung über einen periodisch gezündeten und infolge Stromnulldurchgangs verlöschenden Triac pro Netzhalbperiode kann eine Dreh- zahlsteuerung über die Motorspannung des Universalmotors auch mittels des Tastverhältnisses eines Chopper (auch als Tiefsetzsteller bezeichnet) erfolgen.
Weil dabei nur eine Folge kurzer Spannungszeitflächen aus dem pulsierenden Gleichstromverlauf zum Motorbetrieb durchgeschaltet wird, ist der Motorstrom selbst bei phasensynchronisiertem Chopper-Betrieb ebenfalls stark schwankend, mit den geschilderten Nachteilen, des verschlechterten Wirkungsgrades und der elektromagnetisch bewirkten Schallabstrahlung.
Eine gute Klassifizierung von Haushaltsmaschinen, insbesondere auch Haushaltswaschmaschinen, die künftig ein Verkaufsargument von wachsender Bedeutung sein wird, erfordert aus energetischen Gründen einen in allen Betriebsberei- chen hohen und möglichst konstanten Wirkungsgrad sowie aus physiologischen
Gründen einen ruhigen, insbesondere auch akustisch nicht störenden Lauf des elektromotorischen Antriebes. In Erkenntnis dieser Gegebenheiten liegt der Erfindung die technische Problemstellung zugrunde, den für insbesondere Waschmaschinenantriebe breit eingeführten, an sich in seinem Betriebsverhalten optimalen Reihenschluß- Universalmotor derart drehzahlsteuerbar zu betreiben, daß insbesondere auch noch bei hohen Drehzahlen die im Motor auftretenden elektrischen Verluste akustischen Störungen ebenso wie Einbußen an Wirkungsgrad mit geringem schaltungstechnischem Mehraufwand deutlich verringert werden.
Diese Aufgabe ist durch die im Hauptanspruch angegebene Kombination der we- sentlichen Merkmale gelöst. Danach wird der Motor mit günstigeren Spannungszeitflächen (als beim herkömmlichen Phasenanschnitt jeweils zum Ende einer Netzhalbwelle) gespeist, nämlich nun mit einer Folge von jeweils zwei unmittelbar aufeinanderfolgenden, beiderseits eines Spannungsminimums gelegenen Spannungszeitflächen geringeren Spitzenwertes. Das Einbeziehen auch einer Spannungszeitfläche zu Beginn einer Netzhalbwelle erbringt wegen geringerer
Spannungs- und Stromschwankungen bei insgesamt gleichem Spannungszeitintegrals über eine längere Zeitspanne mit geringerem effektivem Motorstrom ein gleiches mittleres Drehmoment bei besserem Wirkungsgrad schon wegen geringerer Ummagnetisierungsverluste. Denn nun sind für gleiche Summenflächen die Spitzenwerte niedriger als bei Anschnittsteuerung nur jeweils vor dem Ende eine
Halbperiode; mit der Folge, daß der Strom wegen der kürzeren Lücken und der geringeren Spitzenwerte erheblich weniger schwankt, wegen der Induktivitäten im Motorstromkreis sogar bis auf eine gewisse Restwelligkeit nahezu konstant ist. Damit entfallen die Ummagnetisierungsverluste im Übergang zur magnetischen Sättigung ebenso wie die akustisch störenden elektromagnetischen Wechselanregungen des Statorblechpaketes.
Weitere Vorteile und Merkmale sowie zusätzliche Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ansprüchen und aus nachstehender Beschreibung eines in der Zeichnung unter Beschränkung auf das Wesentliche abstrahiert als
Blockschaltbild dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiels zur erfindungsgemäßen Lösung. In der Zeichnung zeigt Fig. 1 eine zur Drehzahlregelung erweiterte erfindungsgemäße Steuerschaltung für einen hochagilen Universalmotor,
Fig. 2 den Spannungsverlauf am Ausgang des Vollwellengleichrichters mit An- gäbe der auf den Universalmotor geschalteten Spannungszeitflächen und
Fig. 3 stark überhöht qualitativ einen exemplarischen Stromverlauf für die Spannungsaufschaltung gemäß Fig. 2.
Beim einphasigen Universal-Motor 11 handelt es sich um den klassischen, sowohl mit Gleichspannung wie auch mit Wechselspannung betreibbaren Kommutator-Reihenschlußmotor. Wegen seiner spannungssteuerbaren Drehzahlagilität (große Sprünge in der Betriebsdrehzahl) ist er für Haushaltswaschmaschinen mit Schleuderbetrieb besonders geeignet. Die über den Motorklemmen 12-12 liegende Motorspannung Um(t) bewirkt einen Motorstrom Im(t) über die Serienschaltung aus Feldwicklungen 13 und Ankerwicklungen. Die auf dem Rotor räumlich gegeneinander versetzten Ankerwicklungen sind dafür an einander diametral gegenüberliegende Segmente eines Kommutators 14 angeschlossen und so im Zuge der Rotordrehung der Reihe nach über Bürsten 15 oder dergleichen Stromabnehmer (Kollektoren) in die Motor-Reihenschaltung einbezogen.
Im vorliegenden, für die Erfindung typischen, Beispielsfalle wird die Energie zum Betrieb des Motors 11 aus dem einphasigen Haushalts-Wechselstromnetz 16 über einen Gleichrichter 17 in Vollwellen- oder Graetz-Schaltung geliefert, so daß am Gleichrichter 17 ausgangsseitig der wellige Gleichspannungsverlauf U(t) mit doppelter Netzfrequenz nicht-lückend ansteht, wie in Fig. 2 unter Bezugnahme auf die gestrichelt ergänzte Netzwechselspannung u(t) skizziert. Über einen elektronisch ansteuerbaren Schalter 18 wird zu einem Zeitpunkt tl gegen Ende einer jeden Halbperiode p der Motor 11 an den Ausgang des Gleichrichters 17 angeschlossen, so daß ab nun und zunächst über den Rest dieser Halbperiode p die zeitlich schwankende Gleichspannung U(t) der in Fig. 2 schraffierten Spannungs-Zeit-Fläche als Motorspannung Um(t) ansteht. Mit dem Absinken des Gleichspannungsverlaufes U(t) auf den Minimalwert 19, der dem Nulldurchgang der Netzwechselspannung u(t) vor dem Gleichrichter 17 entspricht, wird die Strecke des Schalters 18 aber noch nicht wieder gesperrt. Vielmehr wird der Schalter 18 erst zu einem Zeitpunkt tO nach Beginn der nächstfolgenden Halbperiode p wieder abgeschaltet, wobei wie in Fig. 2 skizziert die Ein- und Ausschaltzeitpunkte tl-tO in der Regel nicht symmetrisch zum Spannungs-Minimalwert 19 liegen. Dieser befindet sich somit zwischen den beiden aufeinanderfolgenden
Zeitpunkten tl und tO zu Beginn einer längeren und zum Ende einer kürzeren von im Zeitverlauf (t) gegensinnig aufeinanderfolgenden Spannungs-Zeit-Flächen Um(t).
Während der Zeitspanne tl-tO fließt der Motorstrom Im(t) (Fig. 3) vom Gleichrichter 17 über die Wicklungsreihenschaltung im Motor 11 und den Schalter 18 zurück zum Gleichrichter 17. Der Motorstrom Im(t) klingt am Übergang zwischen aufeinanderfolgenden Halbperioden p-p nur minimal ab, da der Schalter 18 geschlossen ist, wenn die Selbstinduktionsspannung am Motor 11 größer als der zeitliche Momentanwert der aus dem Gleichrichter 17 verfügbaren Spannung U(t) ist, weil dann die Motorinduktivität den Stromfluß bestimmt.
Nach der Lenzschen Regel zum Energieerhaltungssatz will der Motorstrom Im(t) noch in der bisherigen Richtung weiterfließen, wenn der Schalter 18 im Spei- sestromkreis vor dem Motor 11 geöffnet wird. Deshalb schließt sich ab Öffnen des Schalters 18 zum Zeitpunkt tO ein Stromkreis durch den Motor 11 über eine diesem parallel geschaltete Freilaufdiode 20, die für die Polarität am Ausgang des Gleichrichters 18 sperrt. Zweckmäßigerweise liegt der Zeitpunkt tO dicht hinter dem Minimalwert 19 des Spannungsverlaufes U(t), um den aus dem Gleichrichter 17 gelieferten sinusförmigen Strom I(t) nicht vor dem Abschalten zu stark ansteigen zu lassen. Deshalb genügt es für die Belange der Praxis, den periodischen Abschaltzeitpunkt tO fest vorzugeben und nur wie als solches vorbekannt den Einschaltzeitpunkt tl zur Drehzahlbeeinflussung zu variieren.
Jedenfalls fließt der Strom Im(t) durch den Motor 11 auch nach dem Öffnungszeitpunkt tO, in der Lücke zwischen zwei am Anfang und Ende einer Halbperiode p aufeinanderfolgender Spannungszeitflächen Um(f), in der bisherigen Richtung praktisch konstant weiter. Wenn dann der Schalter 18 gegen Ende der aktuellen Halbperiode p mit dem Zeitpunkt tl erneut schließt, wird dem Selbstinduktions- ström Im(t) wieder der vom Gleichrichter 17 gelieferte Motorstrom Im(t) aufgeprägt. Weil also entgegen der Geometrie der Spannungs-Zeit-Flächen Um(t) (Fig.2) der Stromfluß Im(t) über den Motor 11 nicht tatsächlich unterbrochen wird, fließt ein fast konstanter Motorstrom Im (Fig.3), der nur nach Maßgabe der Momentanwerte beim Spannungsanstieg U(tl) und beim Spannungszusammenbruch U(tO) gemäß der Schaltersteuerung geringfügig schwankt, wie in Fig. 3 überhöht qualitativ skizziert. Die Größe dieses mittleren Motorstromes Im ist in erster Linie durch die Größe des Integrals der Spannungszeitflächen zwischen den Schaltpunkten tl-tO bestimmt.
Da der Motorstrom Im(t) nun keine starken Schwankungen mehr zeigt und insbesondere nicht periodisch gegen den Wert Null absinkt, tritt über die Halbperiode p praktisch keine Ummagnetisierung mehr ein, so daß der Motorbetrieb mit konstanter Durchflutung im Sättigungsbereich der Magnetisierungskurve verbleibt. Dadurch sind die eingangs erörterten, stromschwankungsbedingten Ummagnetisierungsverluste ebenso wie Leitungsverluste praktisch vermieden. Die Geräuschbelästigung ist merkbar reduziert und kann noch weiter abgebaut werden, wenn die Phasenschaltpunkte tl und tO beiderseits des Spannungs-Minimalwertes 19 von Halbperiode zu Halbperiode p-p etwas variiert werden, denn das damit schwankende Oberwellenspektrum kommt dem Geräuschempfinden des menschlichen Ohres entgegen.
Beim im Gleichstromkreis mit dem Motor 11 in Serie liegenden Schalter 18 kann es sich um einen Leistungs-Schalttransistor handeln, der gemäß Fig. 1 aus einem einstellbaren Geber 21 für wenigstens die Zeitspanne tl vor dem Spannungsminimalwert 19 zwischen zwei aufeinanderfolgenden Halbperioden p-p des unge- glätteten Gleichspannungsverlaufes U(t) aufgesteuert wird. Der Abschaltzeitpunkt tO alsbald nach dem Minimalwert 19 kann fest vorgegeben sein bzw. um eine Vorgabe geringfügig statistisch schwanken. Damit die oberwellenbehafteten Schaltvorgänge nicht als elektromagnetische Störungen über das Netz 16 verbreitet werden, ist der Ausgang des Gleichrichters 17 mit einem Sperrfilter 24 beschaltet, das einen Hochfrequenzkurzschluß über die Anschlußklemmen des Gleichrichters 17 bewirkt. Um diese Steuerschaltung gemäß Fig. 1 zu einer Drehzahlregelschaltung zu ergänzen, ist der Motor 11 mit einem Tachogenerator 22 ausgestattet, der eine drehzahlproportionale Gleichspannung U(n) als Istwert an einen Regler 23 liefert. Dieser Istwert U(n) wird mit einem variabel vorgebbaren Sollwert U(s) verglichen und die Regelabweichung dn vom Geber 21 in die Schaltzeitspanne tl-tO, jedenfalls in einen Schaltzeitpunkt tl, umgesetzt. Damit steuert der Regler 23 das Stellglied der Regelstrecke in Form etwa eines IGBT-Schalttransistors 18 im Motorstromkreis Im(t). Diese Arbeitsweise stellt zunächst eine spannungsgeführte Drehzahlregelung am Motor 11 dar, weil sich der Motorstrom Im je nach der Motordrehzahl n und der davon abhängigen Gegeninduktionsspannung zur Motorspannung Um(t) einstellt; und das entspricht schließlich einer Drehmomentenregelung, wenn die im Regler 23 festgestellte Regelabweichung dn zu Null wird.
Jedenfalls kann bei einem einphasigen Universal-Motor 11, wie er sich insbeson- dere als agiler Waschmaschinenantrieb bewährt hat, erfindungsgemäß eine wesentliche Verringerung der Ummagnetisierungsverluste, der Drehzahlabhängigkeit des Wirkungsgrades und der Schwankungen des mit doppelter Netzfrequenz pulsierenden Motorstromes Im(t) samt der daraus resultierenden Geräuschentwicklung wegen Drehmomentenschwankungen und elektromagnetisch angeregter Schwingungen des Statorblechpaketes erreicht werden, indem der Motor 11 nicht mehr bloß über die mit der Netzfrequenz synchronisierte Anschnittsteuerung eines impulszündbaren und mit Stromnulldurchgang selbstverlöschenden Triac und auch nicht mehr über das Tastverhältnis eines hochfrequent frei schwingenden Choppers betrieben wird, sondern über einen elektronisch ein- und ausschaltbaren Leistungsschalter 18, der unter Netzbezug über variable Zeitspannen tl-tO von vor dem Ende einer bis nach dem Anfang der darauffolgenden Netzhalbperiode p durchschaltet, wobei der Motorstrom Im während der Schaltlücken über eine Freilaufdiode 20 nahezu unverändert aufrechterhalten bleibt.

Claims

Patentansprüche
Drehzahlsteuerung eines aus dem Wechselstrom-Netz (16) mittels eines Vollwellen-Gleichrichters (17) über einen periodisch anzusteuernden elektronischen Schalter (18) pulsierend gespeisten Universal-Motors (11), insbesondere für einen Waschmaschinenantrieb, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Motor (11) und dem Gleichrichter (17) ein einschaltbarer und auch wieder ausschaltbarer elektronischer Schalter (18) in Serie geschaltet ist, der mit der Periodizität der Netz-Halbperiode (p) vor deren Ende eingeschaltet (tl) und nach Beginn der nächstfolgenden Halbperiode (p) wieder ausgeschaltet (tO) wird, und daß dem Motor (11) eine für die Polarität am Ausgang des Gleichrichters (17) sperrende Freilaufdiode (20) parallelgeschaltet ist.
1 Drehzahlsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Einschaltzeitpunkt (tl) gesteuert und der Ausschaltzeitpunkt (tO) vorgegeben ist.
3. Drehzahlsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (18) geschlossen ist, wenn die Selbstinduktionsspannung des Motors (11) größer als die momentane Gleichspannung (U(t)) ist.
4. Drehzahlsteuerung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausschaltzeitpunkt (tO) fest vorgegeben ist.
5. Drehzahlsteuerung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltpunkte (tl,tO) schwanken.
6. Drehzahlsteuerung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regler (23) vorgesehen ist, der den Einschaltzeitpunkt (tl) nach Maßgabe der Regelabweichung (dn) zwischen einer drehzahlabhängigen Spannung (U(n)) und einer als Sollspannung (U(s)) vorgegebenen Solldreh- zahl liefert.
7. Drehzahlsteuerung nach dem vorangehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor (11) mit einem Tachogenerator (22) zum Liefern der dreh- zahlabhängigen Gleichspannung (U(n)) ausgestattet ist.
8. Drehzahlsteuerung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß über dem Ausgang des Gleichrichters (17) ein Sperrfilter (24) für kapa- zitiven Kurzschluß vorgesehen ist.
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