WO2002035693A1 - Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant - Google Patents

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WO2002035693A1
WO2002035693A1 PCT/FR2001/003295 FR0103295W WO0235693A1 WO 2002035693 A1 WO2002035693 A1 WO 2002035693A1 FR 0103295 W FR0103295 W FR 0103295W WO 0235693 A1 WO0235693 A1 WO 0235693A1
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PCT/FR2001/003295
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Igor Bimbaud
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Stmicroelectronics S.A.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • V RV is chosen to correspond to a voltage threshold below which it is considered that demagnetization has ended. Ideally, the voltage V ⁇ y is zero.
  • the other input of the comparator 17 is connected, by a diode D4, to the phase point of the winding 8, the anode of the diode D4 being connected to this phase point.
  • the output of comparator 13 switches to l high state when the current in the switch 6, multiplied by the value of the resistance R11, exceeds the voltage R j, while the comparator 17 switches to the low state when the voltage across the terminals of the auxiliary winding 8 (neglecting the voltage drop in the diode D4) becomes lower than the voltage VRV-
  • this state has priority at the level of flip-flop 15 which provides a level outlet bottom. This causes the opening of the switch 6, therefore a start of demagnetization.
  • a self-oscillating circuit Compared to a switching power supply operating in pulse width modulation (PWM), a self-oscillating circuit has the advantage of low cost. In particular, it is not necessary to provide an oscillator generating a sawtooth signal, the width of the pulses of which is modulated.
  • PWM pulse width modulation
  • Self-oscillating control circuit converters are also known which allow regulation of the output voltage.
  • these converters 1 impose a measurement of the secondary voltage of the transformer and, by way consequently, a galvanic isolation element for transmitting the measured value to the control circuit. This considerably increases the cost and constitutes an often unacceptable disadvantage of this type of converter.
  • a converter with a self-oscillating control circuit is therefore conventionally incompatible with regulation of the output voltage V out , while preserving a low cost.
  • the present invention aims to propose a new converter type switching power supply with self-oscillating control circuit which allows regulation of the output voltage without the need to resort to a galvanic isolation element between the secondary of the transformer and the control circuit.
  • the invention aims more particularly to propose a solution which respects the conventional RS rocker structure or equivalent of a self-oscillating converter.
  • the invention also aims to propose a solution which is compatible with protection of the converter against a short circuit in the secondary, always without galvanic isolation element.
  • the invention further aims to propose a solution whose control circuit can be integrated.
  • the present invention provides a voltage converter comprising a transformer, a primary winding of which is connected in series with a switch for cutting a supply voltage, and a secondary winding of which is associated with a capacitor providing a continuous low voltage, and a self-oscillating switch control circuit comprising means for detecting the end of demagnetization of an auxiliary winding of the transformer in order to cause the closing of the switch and means for detecting the current in the switch in the closed state in order to cause it to open when this current reaches a setpoint, and means for making the setpoint variable as a function of the voltage across the terminals of the auxiliary winding.
  • the converter comprises means for reducing the conduction time of the switch when the voltage across the terminals of the auxiliary winding deviates from a range of predetermined values.
  • said setpoint is reduced when the voltage across the auxiliary winding leaves said range of values.
  • the converter comprises a variable voltage generator supplying the setpoint on an input of a first comparator, the other input of which receives a voltage which is a function of the current in the switching switch, the output of the first comparator triggering the opening of the switch.
  • the variable voltage generator includes a first analog error amplifier receiving a measured voltage proportional to the voltage across the auxiliary winding and providing a voltage proportional to the positive difference between the voltage measured and a first predetermined threshold, and a second analog error amplifier receiving said measured voltage and supplying a voltage proportional to the positive difference between a second predetermined threshold and the measured voltage, the second threshold being less than the first threshold.
  • the results of the two error amplifiers are summed to provide a control signal from a variable voltage source.
  • variable voltage source delivers, in the absence of correction by one of the error amplifiers, a predetermined nominal voltage.
  • the converter comprises means for inhibiting the operation of the second error amplifier as long as a local supply voltage of the control circuit has not reached a predetermined value.
  • the analog error amplifiers are hysteresis amplifiers.
  • FIGS. 1 and 2 which have been described previously are intended to expose the state of the art and the problem posed;
  • FIG. 3 represents an embodiment of a converter according to the invention;
  • FIG. 4 very schematically shows an embodiment of a variable reference generator of a converter according to the present invention;
  • FIGS. 5A to 5G illustrate, in the form of timing diagrams, the operation of a converter according to the invention.
  • a characteristic of the present invention is to use an image of the voltage across the terminals of the secondary winding supplying the output voltage to modulate the reference voltage of the comparator conditioning the duration of conduction of the switching switch. In other words, provision is made to make the reference voltage used to bring about the opening of the switch for cutting the supply voltage variable, and to make this variation a function of the output voltage. Regulation of this output voltage is thus obtained.
  • Another characteristic of the present invention is to provide voltage regulation
  • the voltage across the terminals of the auxiliary winding is monitored with respect to two thresholds framing a desired nominal voltage and it is ensured that the voltage remains between these two thresholds.
  • a first threshold corresponds to a maximum voltage value in normal operation.
  • a second threshold (lower than the first) indicates an excessive current draw (collapse of the output voltage). Between the two thresholds, the switching frequency is not modified and the variable reference voltage is maintained at a nominal value.
  • Another characteristic of the present invention is to obtain the image of the output voltage without using additional galvanic isolation means. For this, advantage is taken of the existence of the auxiliary winding used for local supply of the control circuit of the switching switch.
  • FIG. 3 represents an embodiment of a voltage converter according to the present invention. This figure is to be compared to that of FIG. 2 and illustrates the modifications to be made compared to the conventional converter.
  • a switching switch 6 for example, an N-channel MOS transistor
  • a secondary winding 7 of the transformer 4 charges a capacitor C2 via a diode D2, the output voltage V out being taken from the terminals of capacitor C2. Windings 5 and 7 have reversed phase points.
  • the switch 6 is controlled by the output (Q) of a flip-flop RS 15 (in practice, by passing through an amplifier 16) of a control circuit 30.
  • the input to set (a) of the flip-flop 15 is controlled by a comparator 17 detecting demagnetization across an auxiliary winding 8 of the transformer.
  • a diode D4 connects the phase point of the winding 8 to the negative terminal of the comparator 17.
  • the positive terminal of the comparator 17 receives a fixed voltage reference V ⁇ y, supplied by an element 18.
  • a capacitor C3 supplies a voltage V ⁇ local supply of the control circuit 30.
  • the electrode 12 of the capacitor C3 is connected, by a diode D3 in series with a resistor R7, to the phase point of the winding 8 and, by resistor RI, to the terminal positive 2 of application of the voltage to be cut.
  • this voltage corresponds to a rectified voltage supplied by a diode bridge 1 supplied by an alternating voltage V ac .
  • a capacitor C1 connects the rectified output terminal 2 of the bridge 1 to a ground terminal 3 to smooth the rectified voltage.
  • the reset input R of the flip-flop 15 is connected to the output of a comparator 13, the positive input of which receives a current measurement in the switch 6.
  • the positive input of the comparator 13 is connected to a terminal 12 of input of circuit 30 which measures a voltage as a function of current in switch 6.
  • a resistor R11 is used, in a conventional manner, as current-voltage converter.
  • the negative input of comparator 13 receives a variable reference voltage V ⁇ supplied by a generator 20.
  • the essential modification to be made to the circuit of FIG. 2 for the implementation of the invention is to replace the generator (14, FIG. 2) of fixed reference voltage, input of the RS flip-flop reset comparator, by generator 20.
  • the function of the generator 20 is to decrease the reference voltage V ⁇ when the output voltage of the converter deviates from a predetermined regulation range. This causes a reduction in the conduction time of the switch 6, hence a reduction in the energy stored by the transformer. This results in an increase in the frequency of the self-oscillating system and, consequently, a decrease in the energy supplied to the secondary of the transformer. If the output voltage increases, this means a drop in the current drawn by the load and the regulation operated by the invention minimizes consumption while avoiding the appearance of harmful overvoltages at the level of the load. If the output voltage decreases, this means that there is an overload, or even a short circuit. It is therefore necessary to protect the converter by reducing this current.
  • the generator 20 of the invention must however be compatible with the operation of the circuit at start-up where the output voltage is initially zero.
  • the invention provides for inhibiting regulation when the system is started.
  • a nominal voltage NO is generated for the generator 20 and this value is not modified as long as the output voltage has not reached a minimum regulation value.
  • a voltage V A -r j is taken proportional to the voltage across the terminals of the auxiliary winding 8.
  • This voltage ⁇ JJX is taken from an input terminal 31 of the circuit 30.
  • terminal 31 is connected to a first electrode of a capacitor C5, the other electrode of which is connected to ground.
  • Terminal 31 is also connected to point middle of a resistive voltage divider bridge.
  • This bridge consists of a resistor R5 in series with a resistor R6 between ground 3 and the cathode of a diode D5, the anode of which is connected to the anode of diode D3.
  • a resistor R7 connects the anodes of the diodes D3 and D5 to the phase point of the winding 8.
  • the voltage V AT j ⁇ is a function of the transformation ratio between the auxiliary 8 and secondary windings 7 as well as the values of the resistors R5 , R6 and R7.
  • the voltage v AT j ⁇ corresponds to the voltage across the winding 8, affected by the proportionality coefficient fixed by the resistive bridge consisting on the one hand of resistors R7 and R6 in series and on the other hand resistance R5.
  • the resistor RI associated with the capacitor C3 is used, as before, to start the circuit.
  • the diode D3 serves to protect the measurement circuit of the starting circuit (RI, C3) in order to prevent the voltage V A ⁇ j ⁇ from being influenced by the voltage at the primary of the transformer.
  • the capacitor C5 is used to absorb variations in the voltage ⁇ r.
  • the circuit 30 has been shown in the form of an integrated circuit delimited by a dotted line grouping together all of the regulation functions of the invention.
  • the switching frequency of a converter according to the invention depends on the duration during which the switch 6 is closed and on the demagnetization duration of the auxiliary winding (therefore of the secondary winding).
  • the closing time of the switch 6 depends on the input voltage (voltage across the capacitor C1), the amplitude of the current in the switch 6 and the inductance of the primary winding 5 of the transformer.
  • the amplitude of the current in the switch 6 corresponds to the variable reference voltage VRR divided by the resistance R11.
  • the duration of opening of transistor 6 depends on the duration of demagnetization of the secondary and auxiliary windings. bonded and, therefore, essentially the coupling of the transformer 4.
  • FIG. 4 represents an embodiment of a variable voltage reference generator 20 according to the present invention. Such a generator is intended to be installed in a voltage converter of the type illustrated in the figure.
  • the generator 20 comprises a first error amplifier 21 (E / A), a first input (positive) of which receives a voltage V & ⁇ proportional to the voltage across the terminals of the auxiliary winding of the transformer.
  • a negative input of the error amplifier 21 receives a fixed reference voltage VR Q supplied by a voltage generation element 23.
  • a second error amplifier 22 receives, on its negative input, the voltage TAUX and, on its positive input, a fixed reference voltage V R0 ! supplied by a voltage generation element 24.
  • the voltage references of the error amplifiers 21 and 22 are different and condition the regulation range, that is to say a range of output voltages where the switching frequency is not modified.
  • Error amplifiers 21 and 22 are analog amplifiers which therefore supply a signal which is a function of the amplitude of the difference between their respective inputs.
  • the comparator 26 is a digital comparator providing a high or low output state depending on whether the voltage V ⁇ is higher or lower than the reference V ⁇ .
  • the amplifier 21 delivers the difference between the voltage V ⁇ T JX and the reference VR Q
  • the amplifier 22 delivers the difference between the reference RQ I and the voltage VAUX- ' Only positive differences are taken into account. In other words, the output voltage is regulated so as to be brought back into a regulation range where it is considered to correspond to its nominal value.
  • VRO, R Q ⁇ / jyi are supplied by conventional means.
  • a circuit 32 (SUPPLY, FIG. 2) supplying the supply voltages of the various elements of the circuit 30 from a reference of type voltage "bandgap".
  • the constitution of such a circuit is conventional and is not the subject of the present invention.
  • FIGS. 5A to 5G illustrate, in the form of timing diagrams, an example of operation of a converter equipped with the variable voltage generator 20 of FIG. 4 in four operating phases.
  • FIG. 5A shows an example of the shape of the voltage ⁇ .
  • FIG. 5B represents the signal ENA supplied by the comparator 26.
  • FIG. 5C represents the voltage VAUX-
  • FIG. 5D represents the voltage V 2 ⁇ at the output of the amplifier 21.
  • FIG. 5E represents the voltage V22 at the output of 1 ' amplifier 22.
  • FIG. 5F represents the voltage V25 at the output of the summator 25.
  • FIG. 5G represents the voltage Vj ⁇ of variable reference.
  • a first phase A illustrated in FIGS. 5 corresponds to the start-up phase of the converter.
  • the voltage V Q - ⁇ is zero, the capacitor C3 (providing local power) being fully discharged.
  • V M JJ ⁇ instant tl
  • the control circuit is not supplied and no voltage reference can be generated. It follows that the output signal of the various error amplifiers is zero, as is the control signal 25 of the voltage RR. From time tl, we begin to be able to detect the voltage which begins to grow as the supply voltage is cut.
  • the variable reference voltage Vj ⁇ begins to increase from time tl following the growth of the local supply voltage.
  • the error amplifiers 21 and 22 are hysteresis amplifiers. Consequently, the threshold v R0 will be reached by the auxiliary voltage ⁇ ⁇ j before the voltage v dd reaches its limit value, and the threshold VR Q 1 will preferably be reached before the voltage Vdd reaches the value Vpjj.
  • the outputs of the error amplifiers 21 and 22 remain zero as does the output of the summator 25.
  • the output voltage VRR of the generator then remains at its nominal level jqQM 'fixed by the dimensions of the various components (phase B).
  • the choice of the values R g and RQ I depends on the precision desired for the regulation.
  • phase C The nominal phase B continues until an instant t4 when it is assumed the appearance of an output overvoltage (phase C).
  • an overvoltage corresponds, for example, to a reduction in the current drawn by the load supplied by the converter.
  • the voltage s j x starts to increase at the same time as the output voltage.
  • the voltage 2 ⁇ begins to grow following the increase in the voltage ⁇ jj x- This results in a signal corresponding to the level of the output of the summator 25.
  • the signal 25 then causes a decrease in the reference voltage VRR in an inversely proportional manner. This decrease in the variable reference voltage acts on the appearance of opening edges of the cutting switch 6.
  • Another advantage of the present invention is that it does not require any measurement at the transformer secondary, nor galvanic isolation means to transfer a measurement result.
  • the invention uses the voltage V ⁇ T X to vary the reference of a comparator using information linked to the current in the switch.
  • the present invention is susceptible of various variants and modifications which will appear to those skilled in the art.
  • the hysteresis of the analog error amplifiers 21 and 22 will be adapted as a function of the desired and / or necessary stability for the control signal of the variable voltage source 28.
  • the values of the resistors and of the capacitors conditioning the voltages and operating frequency of the self-oscillating converter of the invention depend on the application and are within the reach of those skilled in the art from the functional indications given above.
  • the switching frequency will be several kHz (preferably, greater than 20 kHz to be non-audible), therefore clearly greater than the frequency of the voltage Vac if it is a sector.
  • a converter of the invention is intended for output voltages between a few volts and a few tens of volts for powers ranging from a few Watts to a few tens of Watts.
  • the implementation of the invention does not exclude the use of elements for shaping the switching fronts (trigger) as well as a delay element at the output of the demagnetization comparator, as is the case. case for a conventional converter.

Abstract

L'invention concerne un convertisseur de tension comportant un transformateur (4) dont un enroulement primaire (5) est connecté en série avec un interrupteur (6) de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire (7) est associé à un condensateur (C2) fournissant une basse tension continue, un circuit autooscillant (30) de commande de l'interrupteur comportant des moyens (17) pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire (8) du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur et des moyens pour détecter le courant dans l'interrupteur à l'état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, et des moyens (20) pour rendre la consigne variable en fonction de la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire.

Description

CONVERTISSEUR DE TENSION A CIRCUIT DE COM ANDE AT3T00SCILLANT
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension du type alimentation à découpage basse tension. L'invention s'applique plus particulièrement aux alimentations isolées, c'est-à-dire ne disposant pas de point commun entre la tension d'entrée (par exemple, le réseau d'alimentation alternatif) et la tension continue régulée de sortie. L'isolement est obtenu au moyen d'un transformateur dont un enroulement primaire est associé à un interrupteur et dont un enroulement secondaire est associé à une diode et à un condensateur fournis- sant la tension de sortie. L'invention concerne plus particulièrement les convertisseurs dits autooscillants dans lesquels l'interrupteur est commandé en modulation de fréquence, par opposition aux convertisseurs dont l'interrupteur est commandé en modulation de largeur d'impulsions. La figure 1 représente un exemple classique d'alimentation à découpage du type auquel s'applique la présente invention. Deux bornes P, N d'entrée reçoivent une tension alternative Vac, par exemple la tension du secteur. Cette tension Vac fait l'objet d'un redressement, par exemple un redressement double alternance au moyen d'un pont 1 de diodes. Les bornes d'entrée alternative du pont 1 sont reliées aux bornes P et N. Les bornes 2, 3 de sortie redressée du pont 1 fournissent une tension qui est gêné- ralement lissée au moyen d'un condensateur Cl connecté entre les bornes 2 et 3. Les bornes 2 et 3 constituent les bornes d'entrée de 1 ' alimentation à découpage proprement dite.
Le convertisseur de la figure 1 constitue un convertis- seur connu sous le nom "flybac " ou "à récupération d'énergie" dans lequel un transformateur 4 à points de phase inversés a son enroulement primaire 5 connecté en série avec un interrupteur 6 entre les bornes 2 et 3. Le point de phase de l'enroulement 5 est relié à une borne de l'interrupteur 6 et l'autre borne de l'enrou- lement est connectée à la borne 2. Un enroulement secondaire 7 du transformateur 4 est associé à un condensateur C2 aux bornes 8, 9 duquel est fournie la tension de sortie continue Vout-. Le point de phase de l'enroulement 7 est connecté à la borne 8 par une diode D2, la cathode de la diode D2 étant connectée à la borne 8. L'autre borne de l'enroulement 7 est reliée à la borne 9.
Quand l'interrupteur 6 est fermé, le point de phase de l'enroulement 7 est à un potentiel négatif. La diode D2 est donc bloquée et un courant est accumulé dans l'enroulement primaire 5. A l'ouverture du commutateur 6, les points de phase des enroule- ments 5 et 7 deviennent tous deux positifs. La diode D2 est polarisée en direct. Le condensateur C2 est alors chargé avec l'énergie transférée à l'enroulement secondaire 7.
Le commutateur 6 est commandé par un circuit 10 (CTRL) dont le rôle est de provoquer cycliquement l'ouverture et la fermeture du commutateur 6. Dans un convertisseur autooscillant, l'ouverture de l'interrupteur 6 est provoquée par comparaison du courant circulant dans cet interrupteur quand il est fermé par rapport à une valeur de référence. Pour cela, on utilise généralement un détecteur 11 (par exemple, une résistance) en série avec l'interrupteur 6 et dont le résultat de mesure est fourni au circuit 10. Pour fermer l'interrupteur 6, on surveille la démagnétisation d'un enroulement auxiliaire 8 du transformateur 4. L'enroulement auxiliaire 8 est en relation de phase directe avec l'enroulement secondaire 7. Par conséquent, une détection de la fin de démagnétisation de l'enroulement 8 correspond, en première approximation, à une détection de la fin de démagnétisation de 1 ' enroulement 7.. Le point de phase de 1 'enroulement 8 est relié à une borne d'entrée du circuit 10 tandis que la borne opposée de l'enroulement est connectée à la masse 3. Pour détecter la fin de démagnétisation, on surveille au moyen du circuit 10 la tension aux bornes de 1 ' enroulement auxiliaire 8. On considère la démagnétisation terminée quand cette tension descend en dessous d'un seuil de tension prédéterminé. On ferme alors l'interrupteur 6. On se souviendra que, comme les points de phase des enroulements primaire et auxiliaire sont inversés, la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8 est négative hors de ces périodes de démagnétisation (quand 1 ' interrupteur 6 est fermé) .
Généralement, l'enroulement auxiliaire 8 sert également à fournir une tension locale d'alimentation au circuit de commande 10. Pour ce faire, un condensateur C3 d'alimentation locale est connecté aux bornes d'alimentation du circuit 10. Une électrode positive 12 du condensateur est reliée, par une diode D3, au point de phase de l'enroulement 8, l'anode de la diode D3 étant reliée au point de phase. L'autre électrode du condensateur C3 est connectée à la masse 3.
La figure 2 représente un exemple classique de circuit 10 de commande autooscillant d'un convertisseur de tension. L'interrupteur 6 est généralement constitué d'un transistor MOS dont le drain est relié à l'enroulement primaire 5 et dont la source est reliée, par une résistance Rll, à la masse 3. La résistance Rll joue le rôle d'un convertisseur courant-tension à destination d'une borne d'entrée d'un premier comparateur 13 du circuit 10. Le comparateur 13 a pour rôle de comparer le courant dans l'interrupteur 6 par rapport à une valeur de référence VRJ_ fournie à l'autre borne du comparateur 13. La tension de référence Vβj du comparateur 13 est choisie en fonction de la tension de sortie ou^- souhaitée et du rapport de transformation entre les enroulements primaire et secondaire. La tension VRj_ conditionne la puissance du convertisseur qui est proportionnelle à la valeur des inductances du transformateur 4 et au carré du courant dans l'enroulement primaire 5 quand l'interrupteur 6 est fermé. La sortie du comparateur 13 est envoyée sur l'entrée de remise à zéro (R) d'une bascule RS 15 ou analogue dont la sortie non inversée Q fournit le signal de commande de l'interrupteur 6. La sortie de la bascule Q est généralement appliquée à la grille du transistor 6 par l'intermédiaire d'un amplificateur 16 (driver) . L'entrée S de mise à un de la bascule 15 est connectée en sortie d'un deuxième comparateur 17 dont la fonction est de détecter la fin de démagnétisation de l'enroulement auxiliaire 8. Une entrée du comparateur 17 reçoit une référence de tension VRV d'un élément 18. La valeur VRV est choisie pour correspondre à un seuil de tension en deçà duquel on considère que la démagnétisation est terminée. Idéalement, la tension V^y est nulle. L'autre entrée du comparateur 17 est reliée, par une diode D4, au point de phase de l'enroulement 8, l'anode de la diode D4 étant reliée à ce point de phase. Compte tenu des connexions des comparateurs 13 et 17 (l'entrée positive du comparateur 13 est reliée à la borne 12 et l'entrée négative du comparateur 1-7 est reliée à- la diode D4) , la sortie du comparateur 13 commute vers l'état haut quand le cou- rant dans l'interrupteur 6, multiplié par la valeur de la résistance Rll, dépasse la tension Rj, tandis que le comparateur 17 commute vers l'état bas quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8 (en négligeant la chute de tension dans la diode D4) devient inférieure à la tension VRV- Dès qu'un des comparateurs 13 ou 17 fournit un état bas en sortie, cet état est prioritaire au niveau de la bascule 15 qui fournit un niveau bas de sortie. Cela provoque l'ouverture de l'interrupteur 6, donc un début de démagnétisation. Dès le début de la démagnétisation, la sortie du comparateur 13 bascule à l'état haut, l'interrupteur 6 étant ouvert. Quand la fin de démagnétisation est détectée par le comparateur 17, sa sortie bascule à l'état haut. Les deux entrées de la bascule 15 étant à l'état haut, sa sortie non inversée Q bascule également à l'état haut. Cela provoque la fermeture de l'interrupteur 6. Ce fonc- tionnement se poursuit de façon cyclique. On voit que la fréquence des cycles de fermeture de l'interrupteur 6 est variable et que les fronts de commutation sont directement provoqués par les détections opérées par les comparateurs 13 et 17. C'est la raison pour laquelle on appelle ce circuit un circuit auto- oscillant. Comme la fermeture de l'interrupteur 6 ne peut intervenir qu'après démagnétisation, un tel convertisseur ne fonctionne qu'en mode dit "discontinu" par opposition aux convertisseurs fonctionnant en mode dit "continu" où la démagnétisation peut être incomplète à chaque cycle de découpage. En figure 2, on n'a représenté que partiellement le reste des composants du convertisseur à découpage. On a cependant illustré la présence d'une résistance RI reliant la ligne d'alimentation locale 12 à la borne 2. Le rôle de la résistance RI est de permettre une charge du condensateur C3 pour alimenter le circuit 10 au démarrage du système. Pour illustrer l'alimentation du circuit 10 à partir de la tension aux bornes du condensateur C3, tous les éléments (références de tension 14 et 18, comparateurs 13 et 17, bascule 15 et amplificateur 16) ont été représentés avec leurs bornes d'alimentation respectives reliées aux bornes 12 et 3.
Par rapport à une alimentation à découpage fonctionnant en modulation de largeur d'impulsions (PWM) , un circuit autooscillant présente l'avantage d'un faible coût. En particulier, il n'est pas nécessaire de prévoir un oscillateur générant un signal en dents de scie dont on module la largeur des impulsions.
Les entrées de la bascule 15 peuvent être associées à des circuits de mise en forme des fronts (trigger) . De plus, on peut prévoir un élément retardateur en sortie du comparateur 17 selon la sensibilité de ce dernier. On compense alors une faible sensibilité en augmentant le seuil de détection Vpy et en retardant le signal de sortie.
On connaît également des convertisseurs à circuit de commande autooscillant qui autorisent une régulation de la tension de sortie. Toutefois, ces convertisseurs 1 imposent une mesure de la tension au secondaire du transformateur et, par voie de conséquence, un élément d'isolement galvanique pour transmettre la valeur mesurée au circuit de commande. Cela accroît considérablement le coût et constitue un inconvénient souvent rédhibi- toire de ce genre de convertisseur. Un convertisseur à circuit de commande autooscillant est donc classiquement incompatible avec une régulation de la tension de sortie Vout, en préservant un faible coût.
La présente invention vise à proposer un nouveau convertisseur de type alimentation à découpage à circuit de commande autooscillant qui autorise une régulation de la tension de sortie sans qu'il soit nécessaire de recourir à un élément d'isolement galvanique entre le secondaire du transformateur et le circuit de commande. L'invention vise plus particulièrement à proposer une solution qui respecte la structure classique à bascule RS ou équivalent d'un convertisseur autooscillant.
L'invention vise également à proposer une solution qui soit compatible avec une protection du convertisseur contre un court-circuit au secondaire, toujours sans élément d'isolement galvanique. L'invention vise en outre à proposer une solution dont le circuit de commande soit intégrable.
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un convertisseur de tension comportant un transformateur dont un enroulement primaire est connecté en série avec un inter- rupteur de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire est associé à un condensateur fournissant une basse tension continue, et un circuit autooscillant de commande de l'interrupteur comportant des moyens pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur et des moyens pour détecter le courant dans 1 ' interrupteur à 1 ' état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, et des moyens pour rendre la consigne variable en fonction de la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour diminuer le temps de conduction de l'interrupteur quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire s'écarte d'une plage de valeurs prédé- terminées .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite consigne est diminuée quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire sort de ladite plage de valeurs.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour inhiber les moyens pour rendre la consigne variable pendant une phase de démarrage où la tension délivrée par le convertisseur n'a pas encore atteint une valeur minimale de régulation.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte un générateur de tension variable fournissant la consigne sur une entrée d'un premier comparateur dont l'autre entrée reçoit une tension fonction du courant dans l'interrupteur de découpage, la sortie du premier comparateur déclenchant l'ouverture de l'interrupteur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le générateur de tension variable comporte un premier amplificateur d'erreur analogique recevant une tension mesurée proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire et fournissant une tension proportionnelle à la différence positive entre la tension mesurée et un premier seuil prédéterminé, et un deuxième amplificateur d'erreur analogique recevant ladite tension mesurée et fournissant une tension proportionnelle à la différence positive entre un deuxième seuil prédéterminé et la tension mesurée, le deuxième seuil étant inférieur au premier seuil .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les résultats des deux amplificateurs d'erreur sont sommés pour fournir un signal de commande d'une source de tension variable.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la source de tension variable délivre, en l'absence de correction par un des amplificateurs d'erreur, une tension nominale prédéterminée.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour inhiber le fonction- nement du deuxième amplificateur d'erreur tant qu'une tension d'alimentation locale du circuit de commande n'a pas atteint une valeur prédéterminée.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les amplificateurs d'erreur analogiques sont des amplificateurs à hystérésis.
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : les figures 1 et 2 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 3 représente un mode de réalisation d'un conver- tisseur selon l'invention ; la figure 4 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'un générateur de référence variable d'un convertisseur selon la présente invention ; et les figures 5A à 5G illustrent, sous forme de chrono- grammes, le fonctionnement d'un convertisseur selon l'invention.
Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Les chronogrammes des figures 5 ne sont pas à l'échelle. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments d'un convertisseur de tension qui sont utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les constitutions des circuits de génération de tensions de référence fixes, des amplificateurs, des comparateurs et de la bascule n'ont pas été détaillées et ne font pas l'objet de la présente invention. Une caractéristique de la présente invention est d'utiliser une image de la tension aux bornes de l'enroulement secondaire fournissant la tension de sortie pour moduler la tension de référence du comparateur conditionnant la durée de conduction de l'interrupteur de découpage. En d'autres termes, on prévoit de rendre variable la tension de référence utilisée pour provoquer l'ouverture de l'interrupteur de découpage de la tension d'alimentation, et de rendre cette variation fonction de la tension de sortie. On obtient ainsi une régulation de cette tension de sortie.
Pour protéger le convertisseur contre des surcharges ou court-circuit au secondaire, une autre caractéristique de la présente invention est de prévoir une régulation en tension
(maintien d'une tension approximativement constante) tant qu'une surcharge n'a pas été détectée, et une régulation en courant
(maintient d'un courant approximativement constant) quand on détecte une surcharge. Pour cela, on surveille la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire par rapport à deux seuils encadrant une tension nominale souhaitée et on s'assure que la tension reste entre ces deux seuils. Un premier seuil correspond à une valeur maximale de tension en fonctionnement normal. Un deuxième seuil (inférieur au premier) traduit un trop fort appel de courant (écroulement de la tension de sortie) . Entre les deux seuils, la fréquence de découpage n'est pas modifiée et la ten- sion de référence variable est maintenue à une valeur nominale.
Une autre caractéristique de la présente invention est d'obtenir l'image de la tension de sortie sans utiliser de moyen d'isolement galvanique supplémentaire. Pour cela, on tire profit de l'existence de l'enroulement auxiliaire servant à l'alimenta- tion locale du circuit de commande de l'interrupteur à découpage.
La tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire qui, pour la mise en oeuvre de l'invention, est en relation de phase directe avec l'enroulement secondaire, donne une image de la tension de sortie. La figure 3 représente un mode de réalisation d'un convertisseur de tension selon la présente invention. Cette figure est à rapprocher de celle de la figure 2 et illustre les modifications à apporter par rapport au convertisseur classique. Comme précédemment, un interrupteur de découpage 6 (par exemple, un transistor MOS à canal N) d'une tension d'alimentation est connecté en série avec un enroulement primaire 5 d'un transformateur 4. Un enroulement secondaire 7 du transformateur 4 charge un condensateur C2 par l'intermédiaire d'une diode D2, la tension de sortie Vout étant prélevée aux bornes du condensateur C2. Les enroulements 5 et 7 ont des points de phase inversés. L'interrupteur 6 est commandé par la sortie (Q) d'une bascule RS 15 (en pratique, en traversant un amplificateur 16) d'un circuit de commande 30. L'entrée de mise à un (S) de la bascule 15 est commandée par un comparateur 17 détectant la démagnétisation aux bornes d'un enroulement auxiliaire 8 du transformateur. Une diode D4 relie le point de phase de l'enroulement 8 à la borne négative du comparateur 17. La borne positive du comparateur 17 reçoit une référence de tension fixe V^y, fournie par un élément 18. Un condensateur C3 fournit une tension V^ d'alimentation locale du circuit de commande 30. L'électrode 12 du condensateur C3 est reliée, par une diode D3 en série avec une résistance R7, au point de phase de l'enroulement 8 et, par résistance RI, à la borne positive 2 d'application de la tension à découper. Par exemple, cette tension correspond à une tension redressée fournie par un pont de diodes 1 alimenté par une tension alternative Vac. Un condensateur Cl relie la borne 2 de sortie redressée du pont 1 à une borne de masse 3 pour lisser la tension redressée.
L'entrée de réinitialisation R de la bascule 15 est reliée en sortie d'un comparateur 13 dont l'entrée positive reçoit une mesure du courant dans l'interrupteur 6. Par exemple, l'entrée positive du comparateur 13 est reliée à une borne 12 d'entrée du circuit 30 qui mesure une tension fonction du courant dans l'interrupteur 6. Une résistance Rll sert, de façon classique, de convertisseur courant-tension. Selon l'invention, l'entrée négative du comparateur 13 reçoit une tension de référence variable V^ fournie par un générateur 20. Fonctionnellement, la modification essentielle à apporter au circuit de la figure 2 pour la mise en oeuvre de l'invention est de remplacer le générateur (14, figure 2) de tension de référence fixe, d'entrée du comparateur de réinitialisation de la bascule RS, par le générateur 20.
La fonction du générateur 20 est de diminuer la tension de référence V^ quand la tension de sortie du convertisseur s'écarte d'une plage de régulation prédéterminée. Cela provoque une diminution du temps de conduction de l'interrupteur 6, d'où une diminution de l'énergie emmagasinée par le transformateur. Il en résulte une augmentation de la fréquence du système autooscillant et, par voie de conséquence, une diminution de l'énergie fournie au secondaire du transformateur. Si la tension de sortie augmente, cela signifie une baisse du courant appelé par la charge et la régulation opérée par l'invention minimise la consommation tout en évitant l'apparition de surtensions néfastes au niveau de la charge. Si la tension de sortie diminue, cela signifie qu'on est en présence d'une surcharge, voire d'un court- circuit. Il faut donc protéger le convertisseur en diminuant ce courant. Le générateur 20 de l'invention doit toutefois être compatible avec le fonctionnement du circuit au démarrage où la tension de sortie est initialement nulle. Comme on le verra par la suite, l'invention prévoit d'inhiber la régulation au démarrage du système. On génère une tension nominale NO pour le générateur 20 et cette valeur n'est pas modifiée tant que la tension de sortie n'a pas atteint une valeur minimale de régulation. En pratique, on prélève une tension VA-rj proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8. Cette tension ^JJX est prélevée sur une borne 31 d'entrée du circuit 30. Selon l'invention, la borne 31 est reliée à une première électrode d'un condensateur C5 dont l'autre électrode est reliée à la masse. La borne 31 est également reliée au point milieu d'un pont diviseur de tension résistif. Ce pont est constitué d'une résistance R5 en série avec une résistance R6 entre la masse 3 et la cathode d'une diode D5 dont l'anode est reliée à l'anode de la diode D3. En outre, une résistance R7 relie les anodes des diodes D3 et D5 au point de phase de l'enroulement 8. La tension VATjχ est fonction du rapport de transformation entre les enroulements auxiliaire 8 et secondaire 7 ainsi que des valeurs des résistances R5, R6 et R7. Plus précisément, en négligeant la chute de tension dans la diode D5, la tension vATjχ correspond à la tension aux bornes de l'enroulement 8, affectée du coefficient de proportionnalité fixé par le pont résistif constitué d'une part des résistances R7 et R6 en série et d'autre part de la résistance R5.
La résistance RI associée au condensateur C3 sert, comme précédemment, au démarrage du circuit. Outre son rôle de redressement, la diode D3 sert à protéger le circuit de mesure du circuit de démarrage (RI, C3) afin d'éviter que la tension VAτjχ soit influencée par la tension au primaire du transformateur. Le condensateur C5 sert à amortir les variations de la tension ^r . Dans la représentation de la figure 3, on a fait apparaître le circuit 30 sous la forme d'un circuit intégré délimité par un pointillé regroupant toutes les fonctions de régulation de 1 ' invention.
La fréquence de découpage d'un convertisseur selon l'invention dépend de la durée pendant laquelle l'interrupteur 6 est fermé et de la durée de démagnétisation de l'enroulement auxiliaire (donc de l'enroulement secondaire) . La durée de fermeture de l'interrupteur 6 dépend de la tension d'entrée (tension aux bornes du condensateur Cl), de l'amplitude du courant dans l'interrupteur 6 et de l'inductance de l'enroulement primaire 5 du transformateur. L'amplitude du courant dans l'interrupteur 6 correspond à la tension de référence variable VRR divisée par la résistance Rll. La durée d'ouverture du transistor 6 dépend de la durée de démagnétisation des enroulements secondaire et auxi- liaire et, par conséquent, essentiellement du couplage du transformateur 4.
La figure 4 représente un mode de réalisation d'un générateur 20 de référence de tension variable selon la présente invention. Un tel générateur est destiné à être implanté dans un convertisseur de tension du type de celui illustré par la figure
3.
Dans l'exemple de la figure 4, le générateur 20 comporte un premier amplificateur d'erreur 21 (E/A) dont une première entrée (positive) reçoit une tension V&τ proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire du transformateur. Une entrée négative de l'amplificateur d'erreur 21 reçoit une tension de référence fixe VRQ fournie par un élément 23 de génération de tension. Un deuxième amplificateur d'erreur 22 (E/A) reçoit, sur son entrée négative, la tension TAUX et, sur son entrée positive, une tension de référence fixe VR0! fournie par un élément 24 de génération de tension. Selon l'invention, les références de tension des amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont différentes et conditionnent la plage de régulation, c'est-à-dire une plage de tensions de sortie où la fréquence de découpage n'est pas modifiée.
Les sorties des amplificateurs 21 et 22 sont combinées dans un sommateur 25 dont la sortie commande une source de tension variable 28. La source 28 fournit la référence de tension variable V-gg. La source 28 est dimensionnée pour que, au repos, elle fournisse une référence de tension nominale V^-QM prédéterminée qui est fonction de la tension nominale de sortie pour laquelle est conçu le convertisseur. Pour permettre le démarrage du circuit, l'amplificateur d'erreur 22 est activé au moyen d'un signal ENA fourni par un comparateur 26 (COMP) . Une entrée positive du comparateur reçoit la tension V^ d'alimentation locale du circuit de commande (non représenté en figure 4) . Une entrée négative du comparateur 26 reçoit une référence de tension VR^ fixe, correspondant à un niveau en deçà duquel on considère que le circuit est dans une phase de démarrage. La tension v^ condi- tionne la valeur minimale de régulation. Fonctionnellement, le comparateur 26 sert à invalider l'amplificateur d'erreur 22 tant que la tension d'alimentation locale n'est pas suffisante, donc en particulier pendant la période de démarrage du convertisseur. Le signal ENA masquant les résultats de l'amplificateur d'erreur 22 est obtenu en comparant la tension V^ aux bornes du condensateur C3 par rapport au seuil Vjyj fourni par un élément 27.
Les amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont des amplificateurs analogiques qui fournissent donc un signal .fonction de l'amplitude de la différence entre leurs entrées respectives. Par contre, le comparateur 26 est un comparateur numérique fournissant un état de sortie haut ou bas selon que la tension V^ est supérieure ou inférieure à la référence V^. Compte tenu des polarités des entrées des amplificateurs d'erreur, l'amplifica- teur 21 délivre la différence entre la tension V^TJX et la référence VRQ, et l'amplificateur 22 délivre la différence entre la référence RQI et la tension VAUX-' Seules les différences positives sont prises en compte. En d'autres termes, la tension de sortie est régulée pour être ramenée dans une plage de régula- tion où on considère qu'elle correspond à sa valeur nominale.
Tant que la tension de sortie reste supérieure à la valeur conditionnée par la référence VRQ I , on peut considérer que 1 ' on effectue une régulation en tension et on ramène la tension de sortie dans la plage de régulation si elle en dépasse la limite supérieure. Si la tension chute en dessous de la valeur conditionnée par la référence VRQ I , on peut considérer que 1 'on effectue une régulation en courant que l'on maintient a une valeur limite (maximale) en cherchant à ramener la tension de sortie dans la plage de régulation.. Les différentes références de tension fixes (V^y, VRj,
"VRO, RQ ι / jyi) sont fournies par des moyens classiques . Par exemple, on pourra utiliser un circuit 32 (SUPPLY, figure 2) fournissant les tensions d'alimentation des différents éléments du circuit 30 à partir d'une référence de tension de type "bandgap" . La constitution d'un tel circuit est classique et ne fait pas l'objet de la présente invention.
Les figures 5A à 5G illustrent, sous forme de chronogrammes, un exemple de fonctionnement d'un convertisseur équipé du générateur de tension variable 20 de la figure 4 dans quatre phases de fonctionnement. La figure 5A représente un exemple d'allure de la tension ^. La figure 5B représente le signal ENA fourni par le comparateur 26. La figure 5C représente la tension VAUX- La figure 5D représente la tension V2ι en sortie de l'amplificateur 21. La figure 5E représente la tension V22 en sortie de 1 'amplificateur 22. La figure 5F représente la tension V25 en sortie du sommateur 25. La figure 5G représente la tension Vj^ de référence variable.
Une première phase A illustrée par les figures 5 correspond à la phase de démarrage du convertisseur. Initialement, on suppose que la tension VQ-^ est nulle, le condensateur C3 (fournissant l'alimentation locale) étant intégralement déchargé. Tant que la tension V^ n'a pas atteint un niveau minimal VMJJ^ (instant tl) , le circuit de commande n'est pas alimenté et aucune référence de tension ne peut être générée. Il en découle que le signal de sortie des différents amplificateurs d'erreur est nul de même que le signal de commande 25 de la tension RR. A partir de l'instant tl, on commence à pouvoir détecter la tension
Figure imgf000017_0001
qui se met à croître au fur et a mesure des cycles de découpage de la tension d'alimentation. La tension de référence variable Vj^ commence à croître à partir de l'instant tl en suivant la croissance de la tension d'alimentation locale. Côté amplificateur 21, sa sortie reste nulle tant que la tension ^T ne dépasse pas la référence fixe VRQ- Cette réfé- rence fixe VR0 est dimensionnée en fonction de la tension de fonctionnement maximale de sortie souhaitée pour le convertisseur. Côté amplificateur 22, sa sortie est invalidée jusqu'à un instant t2 où la tension V33 atteint le seuil Vjyj et où le signal ENA commute à l'état haut. Entre les instants tl et t2, sans l'invalidation par le signal ENA, la sortie de l'amplificateur d'erreur 22. aurait tendance à fournir un signal inverse par rapport à la croissance de la tension ^- X comme l'illustre le pointillé de la figure 5E. A partir de l'instant t2, on atteint un régime de fonctionnement nominal du convertisseur. La tension ^ augmente jusqu'à une valeur de limitation LJJÏ, fixée par des éléments externes au générateur de référence variable. La tension VAUX atteint le seuil VR0 sensiblement à l'instant (t3) où la tension V^ atteint sa valeur limite.
En pratique, les amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont des amplificateurs à hystérésis. Par conséquent, le seuil vR0 sera atteint par la tension auxiliaire ^τj avant que la tension vdd atteigne sa valeur limite, et le seuil VRQ 1 sera, de préférence, atteint avant que la tension Vdd atteigne la valeur Vpjj.
Tant que la tension auxiliaire reste dans la plage fixée par les seuils VRQ et VRQ I , les sorties des amplificateurs d'erreur 21 et 22 restent nulles de même que la sortie du sommateur 25. La tension de sortie VRR du générateur reste alors à son niveau nominal jqQM' fixé par les dimensionnements des différents composants (phase B) . On voit apparaître ici l'intérêt d'avoir des amplificateurs d'erreur à hystérésis pour éviter que les sorties des amplificateurs 21 et 22 se mettent à osciller en phase de fonctionnement nominal. Le choix des valeurs Rg et RQI dépend de la précision souhaitée pour la régulation.
La phase nominale B se poursuit jusqu'à un instant t4 où on suppose l'apparition d'une surtension en sortie (phase C) . Une telle surtension correspond, par exemple, à une diminution du courant appelé par la charge alimentée par le convertisseur. La tension sjx se met à croître en même temps que la tension de sortie. -A partir d'un instant t5 représentant l'hystérésis de l'amplificateur d'erreur 21, la tension 2ι se met à croître en suivant l'augmentation de la tension βjjx- Il en découle un signal correspondant au niveau de la sortie du sommateur 25. Le signal 25 provoque alors une diminution de la tension de référence VRR de façon inversement proportionnelle. Cette diminution de la tension de référence variable agit sur l'apparition des fronts d'ouverture de l'interrupteur 6 de découpage. Par conséquent, la diminution du temps de conduction de l'interrupteur 6 provoque une diminution de la tension de sortie que l'on retrouve sur des allures des signaux YAJ , 2I et 25. On finit par retrouver un régime nominal à partir d'un instant t6. La phase C correspond à une régulation en tension.
Entre des instants t7 et t8 (phase D) , on suppose l'apparition d'une sous tension correspondant à une surcharge en sortie du convertisseur. A un instant t9, la tension V7JX devient inférieure au seuil VRQ ' • Cela entraîne une augmentation de la tension 22 de l'amplificateur d'erreur 22. Cette augmentation de la tension V22 est reportée en sortie du sommateur 25. Comme dans le cas d'une surtension, cela provoque une diminution de la tension de référence variable RR. Comme précédemment, cette diminution de la tension de référence provoque une diminution du temps de conduction, ce qui permet de diminuer la quantité d'énergie transmise au secondaire. Ce mode de fonctionnement peut correspondre également au cas d'un court-circuit en sortie du convertisseur. Qu'il s'agisse d'une surcharge ou d'un court- circuit, on considère que l'appel de courant de la charge dépasse la valeur limite pour laquelle est conçu le circuit. Par conséquent, on diminue la quantité d'énergie fournie pour protéger le convertisseur. La phase D correspond à une régulation en courant. Un avantage de la présente invention est que tout en préservant le fonctionnement d'un circuit de commande autooscillant d'un convertisseur de tension, on obtient une régulation de la tension de sortie par rapport à une valeur nominale souhaitée . et une protection en surcharge à courant constant. La valeur nominale de la tension de sortie est fonction de la valeur nominale NO de la tension VRR.
Un autre avantage de la présente invention est qu'elle ne nécessite aucune mesure au secondaire du transformateur, ni de moyen d'isolement galvanique pour transférer un résultat de mesure. Par rapport à un convertisseur de type à modulation de largeur d'impulsions où la mesure du courant dans l'interrupteur 6 sert à faire varier la référence d'un comparateur exploitant une information liée à la tension ^τjχ, l'invention utilise la tension V^TX pour faire varier la référence d'un comparateur exploitant une information liée au courant dans l'interrupteur.
Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les hystérésis des amplificateurs d'erreur analogiques 21 et 22 seront adaptées en fonction de la stabilité souhaitée et/ou nécessaire pour le signal de commande de la source de tension variable 28. De plus, les valeurs des résistances et des condensateurs conditionnant les tensions et fréquence de fonctionnement du convertisseur autooscillant de l'invention dépendent de l'application et sont à la portée de l'homme de l'art à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. De préférence, la fréquence de découpage sera de plusieurs kHz (de préférence, supérieure à 20 kHz pour être non audible) , donc nettement supérieure à la fréquence de la tension Vac s'il s'agit du secteur. Typiquement, un convertisseur de l'invention est destiné à des tensions de sortie comprises entre quelques volts et quelques dizaines de volts pour des puissances allant de quelques Watts à quelques dizaines de Watts. En outre, la mise en oeuvre de l'invention n'exclut pas le recours à des éléments de mise en forme des fronts de commutation (trigger) ainsi qu'à un élément retardateur en sortie du comparateur de démagnétisation, comme c'est le cas pour un convertisseur classique.

Claims

REVENDICATIONS
1. Convertisseur de tension comportant : un transformateur (4) dont un enroulement primaire (5) est connecté en série avec un interrupteur (6) de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire (7) est associé à un condensateur (C2) fournissant une basse tension continue (Vout) ; et un circuit autooscillant (30) de commande de l'interrupteur (6) comportant : des moyens (17) pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire (8) du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur ; et des moyens pour détecter le courant dans l'interrupteur à l'état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (20) pour rendre la consigne variable en fonction de la tension (V^τj ) aux bornes de l'enroulement auxiliaire, et des moyens (13, 20) pour diminuer le temps de conduction de l'interrupteur (6) quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire (8) s'écarte d'une plage de valeurs prédéterminées.
2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite consigne est diminuée quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire sort de ladite plage de valeurs .
3. Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (26) pour inhiber les moyens (20) pour rendre la consigne variable pendant une phase de démarrage où la tension délivrée par le convertisseur n'a pas encore atteint une valeur minimale de régulation ( ^) .
4. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur (20) de tension variable fournissant la consigne sur une entrée d'un premier comparateur (13) dont l'autre entrée reçoit une tension fonction du courant dans l'interrupteur de découpage (6), la sortie du premier comparateur déclenchant l'ouverture de l'interrupteur.
5. Convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le générateur de tension variable (20) comporte : un premier amplificateur d'erreur analogique (21) recevant une tension mesurée ( ^τχ) proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire (8) et fournissant une tension (v2l) proportionnelle à la différence positive entre la tension mesurée et un premier seuil prédéterminé (VR0) ; et un deuxième amplificateur d'erreur analogique (22) recevant ladite tension mesurée et fournissant une tension (V22) proportionnelle à la différence positive entre un deuxième seuil prédéterminé ( RQI) et la tension mesurée, le deuxième seuil étant inférieur au premier seuil.
6. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les résultats des deux amplificateurs d'erreur (21, 22) sont sommés (25) pour fournir un signal ( 25) de commande d'une source de tension (28) variable.
7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que la source de tension variable délivre, en l'absence de correction par un des amplificateurs d'erreur (21, 22), une tension nominale (VNOM) prédéterminée.
8. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (26) pour inhiber le fonctionnement du deuxième amplificateur d'erreur (22) tant qu'une tension ( 33) d'alimentation locale du circuit de commande n'a pas atteint une valeur prédéterminée ( ^M) .
9. Convertisseur de tension selon une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que les amplificateurs d'erreur analogiques (21, 22) sont des amplificateurs à hystérésis.
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