FR2773280A1 - Alimentation en mode a commutation - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne une alimentation en mode à commutation (301) comprenant un transformateur (321), un transistor de puissance (381), des redresseurs (331, 332), des filtres (341, 342), une partie de rétroaction (351), une partie de commande de transistor de puissance (361) et une partie de commande de signal synchrone (371). Le transformateur (321) comprend un enroulement d'entrée (323) et un enroulement de rétroaction (325); le transistor de puissance (381) comprend une première et une seconde électrodes; les redresseurs (331, 332) redressent la tension générée par les enroulements du secondaire en courant continu; les filtres (341, 342) filtrent la tension continue sortie des redresseurs (331, 332) et la sortent comme tension de sortie; la partie de rétroaction (351) renvoie une partie de la tension de sortie à la partie de commande de transistor de puissance (361); la partie de commande de transistor de puissance (361) commande le transistor de puissance (381); la partie de commande de signal synchrone (371) active le transistor de puissance (381).
Description
ALIMENTATION EN MODE A COMMUTATION
DESCRIPTION
CONTEXTE DE L'INVENTION
Domaine de l'invention La présente invention concerne une alimentation et, plus particulièrement, une alimentation en mode à commutation destinée à délivrer une puissance de courant continu.
Description de l'art connexe
Une alimentation destinée à délivrer une puissance est utilisée dans tous les systèmes utilisant l'électricité. L'alimentation doit fournir une puissance stable. Si la puissance délivrée par l'alimentation est instable, le système qui reçoit la puissance peut mal fonctionner. Donc, la fourniture d'une puissance stable est une condition essentielle de l'alimentation. Dans une alimentation en mode à commutation, des moyens de commutation sont utilisés
afin de délivrer une puissance stable.
La figure 1 est un schéma de réalisation d'une alimentation en mode à commutation classique. En référence à la figure 1, l'alimentation en mode à commutation classique 101 comprend une source d'alimentation 191, une partie de commande d'entrée 111, un transformateur 121, des première et seconde diodes 131 et 132, des premier et second condensateurs 141 et 142, des premier et second circuits d'amortissement 151 et 152, une partie de génération de signal de rétroaction 161, une partie de réception de signal de rétroaction 171 et un circuit intégré de commutation de puissance 181. Le circuit intégré de commutation de puissance 181 comprend un comparateur 183, une partie de commande 185, et un transistor de puissance 187. Le transformateur 121 comprend un enroulement d'entrée 123 et un enroulement de rétroaction 125 dans les enroulements du primaire et des premier et second enroulements 127 et 128 dans le
secondaire.
Une tension d'entrée Vi est appliquée à l'enroulement d'entrée 123 du transformateur 121 à travers la partie de commande d'entrée 111. Lorsque le commutateur de puissance est fermé, un courant circule vers le transistor de puissance 187 à travers l'enroulement d'entrée 123. Lorsque le transistor de puissance 187 est mis à l'état bloqué, une tension est générée dans les premier et second enroulements 127 et 128 et dans l'enroulement de rétroaction 125. Ensuite, les première et seconde diodes 131 et 132 sont mises à l'état passant. Lorsque les première et seconde diodes 131 et 122 sont mises à l'état passant, la tension générée dans les premier et second enroulements 127 et 128 est redressée par les première et seconde diodes 131 et 132, filtrée par les premier et second condensateurs 141 et 142 et sortie en tant que tension de sortie Vo de l'alimentation en mode à commutation 101. La tension de sortie Vo est renvoyée à la partie de réception de signal de rétroaction 171 à travers la partie de génération de signal de rétroaction 161. La partie de génération de signal de rétroaction 161 convertit la tension de sortie Vo en un signal optique et le transmet. La partie de réception de signal de rétroaction 171 reçoit le signal optique transmis par la partie de génération de signal de rétroaction 161, le convertit en un signal électrique et le transmet au
circuit intégré de commutation de puissance 181.
Le circuit intégré de commutation de puissance 181 comprend un comparateur 183, une partie de commande 185 et un transistor de puissance 187. Un transistor NMOS est utilisé comme transistor de puissance 187. Le signal transmis à partir de la partie de réception de signal de rétroaction 171 est transmis au transistor de
puissance 187 à travers la partie de commande 185.
Lorsque la tension de sortie Vo est supérieure à la tension renvoyée à partir du transistor de puissance 187, le transistor de puissance 187 est mis à l'état bloqué. Lorsque le transistor de puissance 187 est mis à l'état bloqué, la tension de sortie diminue. Lorsque la tension de sortie Vo est inférieure à la tension renvoyée à partir du transistor de puissance 187, le transistor de puissance 187 est mis à l'état passant et
la tension de sortie augmente.
Une tension de référence Vr de 6,2 volts est appliquée à une entrée (-) inverseuse du comparateur 183. Une tension synchrone Vsync, dans laquelle un signal synchrone * sync appliqué à partir de l'extérieur est ajouté à une tension de commande Vp sortie de la partie de commande 185, est appliquée à une entrée non-inverseuse. Lorsque la tension synchrone Vsync est supérieure à la tension de référence Vr, le
transistor de puissance 187 est mis à l'état passant.
D'autre part, lorsque la tension synchrone Vsync est inférieure à la tension de référence Vr, le transistor de puissance 187 est mis à l'état bloqué. La forme d'onde de la tension synchrone Vsync est montrée sur la
figure 2.
La figure 2 montre des formes d'ondes de signaux appliqués au circuit intégré de commutation de puissance 181 montré sur la figure 1 et sortis de celui-ci. En référence à la figure 2, lorsqu'une tension d'enroulement de rétroaction Ve générée entre les deux extrémités de l'enroulement de rétroaction 125 est positive, le transistor de puissance 187 est mis à l'état bloqué. Lorsque la tension d'enroulement de rétroaction Ve est négative, le transistor de puissance 187 est mis à l'état passant. Lorsque la tension synchrone Vsync est supérieure à la tension de référence Vr juste après la mise à l'état bloqué du transistor de puissance 187, une surtension transitoire 201 d'environ 500 volts est générée dans les première et seconde diodes 131 et 132. Lorsque la surtension transitoire 201 est générée, les première et seconde diodes 131 et 132 peuvent être brisées, perdant ainsi
leur fonction de redressement.
La surtension transitoire 201 est générée comme suit. Lorsque le niveau de la tension synchrone Vsync dépasse celui de la tension de référence Vr, le
transistor de puissance 187 est mis à l'état passant.
Lorsque le transistor de puissance 187 est ensuite mis à l'état bloqué, une tension est générée dans les premier et second enroulements 127 et 128. Par conséquent, les première et seconde diodes 131 et 132 deviennent conductrices. Lorsque les première et seconde diodes 131 et 132 sont conductrices, le courant généré dans les premier et second enroulements 127 et 128 diminue progressivement, circulant à travers les première et seconde diodes 131 et 132. Lorsque le transistor de puissance 187 est mis à l'état passant et ensuite mis à l'état bloqué avant que le courant circulant à travers les première et seconde diodes 131 et 132 ne diminue suffisamment, une tension est générée dans les premier et second enroulements 127 et 128. Par conséquent, la surtension transitoire 201 est générée à travers les première et seconde diodes 131 et 132. La surtension transitoire 201 peut endommager sérieusement
les première et seconde diodes 131 et 132.
L'alimentation en mode à commutation classique 101 utilise les premier et second circuits d'amortissement 151 et 152 afin de réduire la surtension transitoire 201. Les premier et second circuits d'amortissement 151 et 152 sont connectés, respectivement, aux première et seconde diodes 131 et 132, en parallèle. Les premier et second circuits d'amortissement 151 et 152 protègent les première et seconde diodes 131 et 132 en absorbant la surtension transitoire 201 lorsque la surtension transitoire 201 est générée à travers les première et
seconde diodes 131 et 132.
Le premier circuit d'amortissement 151 comprend une diode 151a, un condensateur 151b et une résistance 151c. Le premier circuit d'amortissement 151 et le second circuit d'amortissement 152 présentent la même structure. Les dépenses de fabrication de l'alimentation en mode à commutation 101 augmentent à cause des premier et second circuits d'amortissement 151 et 152. Pour supprimer la nécessité des premier et second circuits d'amortissement 151 et 152, les première et seconde diodes 131 et 132 peuvent être remplacées par des diodes présentant un temps de récupération inverse court. Cependant, les diodes présentant un temps de récupération inverse court sont coûteuses, aussi cette option n'est pas réellement moins coûteuse si la génération de la surtension transitoire peut être évitée, il n'est pas nécessaire d'utiliser les premier et second circuits d'amortissement 151 et 152 et les diodes présentant un
temps de récupération inverse court.
RESUME DE L'INVENTION
Pour résoudre le(s) problème(s) ci-dessus, un objet de la présente invention est de proposer une alimentation en mode à commutation pour éviter la
génération d'une surtension transitoire.
Pour atteindre l'objet ci-dessus, l'alimentation en mode à commutation selon la présente invention comprend un transformateur, un transistor de puissance, des redresseurs, des filtres, une partie de rétroaction, une partie de commande de transistor de puissance et
une partie de commande de signal synchrone.
Le transformateur comprend un enroulement d'entrée à une extrémité duquel une tension d'entrée est appliquée et un enroulement de rétroaction, dont une extrémité est mise à la masse, et auquel l'énergie est renvoyée à partir d'un enroulement de secondaire, dans un enroulement de primaire, et au moins un enroulement
de secondaire.
Le transistor de puissance a une première électrode et une seconde électrode connectées entre l'autre
extrémité de l'enroulement d'entrée et une masse.
Les redresseurs, dont les ports d'entrée sont connectés aux autres extrémités des enroulements, redressent la tension générée par les enroulements du
secondaire en courant continu.
Les filtres, connectés entre les sorties des redresseurs et la masse, filtrent la tension continue sortie des redresseurs et la sortent en tant que
tension de sortie.
La partie de rétroaction, connectée entre la sortie soit des filtres, soit de la partie de commande de transistor de puissance, renvoie une partie de la tension de sortie à la partie de commande de transistor
de puissance.
La partie de commande de transistor de puissance, dont le port de sortie est connecté à l'électrode de commande du transistor de puissance, commande le transistor de puissance en réponse à un signal sorti de la partie de rétroaction et à un signal synchrone
appliqué à partir de l'extérieur.
La partie de commande de signal synchrone, connectée entre l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction et la partie de commande de transistor de puissance, à laquelle le signal synchrone est appliqué, met le transistor de puissance à l'état passant juste avant ou juste après la mise à l'état passant du transistor de puissance après la mise à l'état bloqué du transistor de puissance, dans une étape initiale dans laquelle le signal synchrone commence à être appliqué en réponse à la tension générée dans
l'enroulement de rétroaction.
Selon la présente invention, la tension de sortie est stable et l'alimentation en mode à commutation est moins coûteuse.
BREVE DESCRIPTION DES DESSINS
Les objets et avantages ci-dessus de la présente invention deviendront plus évidents à la lecture de la
description d'un mode de réalisation préféré de
l'invention, donnée en référence aux dessins annexés, dans lesquels: la figure 1 est un schéma de réalisation d'une alimentation en mode à commutation classique; la figure 2 montre des formes d'ondes de signaux appliqués à et sortis d'un circuit intégré de commutation de puissance montré sur la figure 1; la figure 3 est un schéma de réalisation d'une alimentation en mode à commutation selon la présente invention; la figure 4 est un schéma de réalisation d'une partie de commande d'entrée montrée sur la figure 3; la figure 5 est un schéma de réalisation d'une partie de rétroaction montrée sur la figure 3; la figure 6 est un schéma fonctionnel d'une partie de commande de transistor de puissance montrée sur la figure 3; la figure 7 est un schéma de réalisation d'une partie de commande de signal synchrone montrée sur la figure 3; les figures 8a et 8b montrent des formes d'ondes de tensions dans un mode discontinu et dans un mode continu du courant circulant dans la partie de commande de signal synchrone montrée sur la figure 7; la figure 9 est un schéma de réalisation d'une source d'alimentation montrée sur la figure 3; et la figure 10 montre des formes d'ondes de signaux appliqués au transistor de puissance et à la partie de commande de transistor de puissance montrés sur la
figure 3 et sortis de ceux-ci.
DESCRIPTION DU MODE DE REALISATION PREFERE
Ci-après, un mode de réalisation selon la présente invention va être décrit en détail, en référence aux
dessins annexés.
La figure 3 est un schéma de réalisation d'une alimentation selon la présente invention. En se référant à la figure 3, une alimentation en mode à commutation 301 selon la présente invention comprend un transformateur 321, une partie de commande d'entrée 311, un transistor de puissance 381, des premier et second redresseurs 331 et 332, des premier et second filtres 341 et 342, une partie de rétroaction 351, une partie de commande de transistor de puissance 361, une source d'alimentation 391 et une partie de commande de
signal synchrone 371.
Les enroulements du primaire du transformateur 321 comprennent un enroulement d'entrée 323, à une extrémité duquel une tension d'entrée Vi est appliquée, et un enroulement de rétroaction 325 auquel l'énergie
est renvoyée à partir des enroulements du secondaire.
Les enroulements du secondaire du transformateur 321 comprennent des premier et second enroulements 327 et 328 dont une extrémité est mise à la masse. Dans le transformateur 321, l'énergie est accumulée selon un procédé de retour de spot dans l'enroulement d'entrée 323 lorsque le transistor de puissance 381 est mis à l'état passant et l'énergie accumulée dans l'enroulement d'entrée 323 est transmise au premier enroulement 327, au second enroulement 328 et à l'enroulement de rétroaction 325 lorsque le transistor
de puissance 381 est mis à l'état bloqué.
Dans le transistor de puissance 381, une première électrode, c'est-à- dire un drain, et une seconde électrode, c'est-à-dire une source, sont connectées entre l'autre extrémité de l'enroulement d'entrée 323 et la masse (GND). L'électrode de commande du transistor de puissance 381, c'est-à-dire une grille, est connectée à la sortie de la partie de commande de transistor de puissance 361. Le transistor de puissance 381 est mis à l'état passant lorsque la tension du signal généré par la partie de commande de transistor de puissance 361 est élevée. Le transistor de puissance 381 est mis à l'état bloqué lorsque la tension du signal généré par la sortie de la partie de commande de
transistor de puissance 361 est faible.
La tension d'entrée Vi est appliquée à l'entrée de la partie de commande d'entrée 311 et le port de sortie de celle-ci est connecté à l'enroulement d'entrée 323 du transformateur 321. La partie de commande d'entrée 311 protège le transistor de puissance 381 en absorbant la surtension transitoire générée dans l'enroulement
d'entrée 323 du transformateur 321.
Le premier redresseur 331 comprend une diode ayant une anode connectée à l'extrémité qui n'est pas mise à la masse du premier enroulement 327 du transformateur 321 et une cathode connectée à la borne positive du premier filtre 341. Le premier redresseur 331 redresse le courant alternatif sorti du premier enroulement 327 du transformateur 321 en un courant continu et
l'applique au premier filtre 341.
Le premier filtre 341 comprend un condensateur électrolytique ayant une borne positive (+) connectée à la sortie du premier redresseur 331 et une borne négative (-) connectée à la masse GND. Le premier filtre 341 filtre la tension continue redressée par le premier redresseur 331. La tension continue filtrée est sortie en tant que tension de sortie Vo de
l'alimentation en mode à commutation 301.
Le second redresseur 332 comprend une diode ayant une anode connectée à l'extrémité non-mise à la masse du second enroulement 328 du transformateur 321 et une cathode connectée à la borne positive du second filtre 342. Le second redresseur 332 redresse le courant alternatif sorti du second enroulement 328 du transformateur 321 en un courant continu et l'applique
au second filtre 342.
Le second filtre 342 comprend un condensateur ayant une borne positive (+ ) connectée à la sortie du second redresseur 332 et une borne négative () connectée à la masse GND. Le second filtre 342 filtre la tension continue sortie du second redresseur 332. La tension continue filtrée est sortie en tant que tension de
sortie Vo de l'alimentation en mode à commutation 301.
La partie de rétroaction 351 est connectée entre la sortie du second filtre 342 et la partie de commande de transistor de puissance 361. La partie de rétroaction 351 renvoie la tension de sortie Vo à la partie de commande de transistor de puissance 361. Les entrées de la partie de commande de transistor de puissance 361 sont connectées à la sortie de la partie de rétroaction 351 et à la sortie de la partie de commande de signal synchrone 371. Une sortie est connectée à l'électrode de commande du transistor de puissance 381. La partie de commande de transistor de puissance 361 commande le transistor de puissance 381 en réponse à une sortie de signal de la partie de rétroaction 351, à un signal synchrone sync appliqué à partir de l'extérieur et à une tension de commande synchrone Vt appliquée à partir de la partie de commande de signal synchrone 371. Une tension synchrone Vsync est générée en ajoutant le signal synchrone
sync à la tension de commande synchrone Vt.
La partie de commande de signal synchrone 371 est connectée entre l'extrémité qui n'est pas mise à la masse de l'enroulement de rétroaction 325 et la partie de commande de transistor de puissance 361. La partie de commande de signal synchrone 371 met le transistor de puissance 381 à l'état passant juste avant ou après la mise à l'état passant du transistor de puissance 381 après la mise à l'état bloqué du transistor de puissance 381, dans une étape initiale dans laquelle le signal synchrone 4 sync commence à être appliqué en réponse à la tension d'enroulement de rétroaction Ve
générée par l'enroulement de rétroaction 325.
La source d'alimentation 391 est connectée entre l'enroulement de rétroaction 325 et la borne d'alimentation de la partie de commande de transistor de puissance 361. La source d'alimentation 391 délivre une tension d'alimentation Vcc à la partie de commande de transistor de puissance 361 en réponse à la tension
d'enroulement de rétroaction Ve.
La figure 4 est un schéma de réalisation d'une partie de commande d'entrée 311 montrée sur la figure 3. En référence à la figure 4, la partie de commande d'entrée 311 comprend une résistance 401, un condensateur 403 et une diode 405. Une extrémité de la résistance 401 et une extrémité du condensateur 403 sont connectées à une extrémité N1 de l'enroulement d'entrée 323. Dans la diode 405, la cathode est connectée en commun aux autres extrémités de la résistance 401 et du condensateur 403 et l'anode est connectée à l'autre extrémité N2 de l'enroulement d'entrée 323. La tension d'entrée Vi est appliquée à une extrémité de la résistance 401 et du condensateur 403. La partie de commande d'entrée 311 est un circuit d'amortissement. La partie de commande d'entrée 311 protège le transistor de puissance 381 en absorbant la surtension transitoire générée par l'enroulement
d'entrée 323 du transformateur 321.
La figure 5 est un schéma de réalisation d'une partie de rétroaction 351 montrée sur la figure 3. En référence à la figure 5, la partie de rétroaction 351 comprend une partie de commande de rétroaction 501 et
un optocoupleur 503.
L'optocoupleur 503 est connecté au port de sortie
de la partie de commande de rétroaction 501.
L'optocoupleur 503 comprend une photodiode 551 pour convertir un signal électrique en un signal optique et un phototransistor 553 pour convertir un signal optique en un signal électrique. Le signal électrique généré à partir du phototransistor 553 est transmis à la partie
de commande de transistor de puissance 361.
La partie de commande de rétroaction 501 transmet une partie de la tension de sortie Vo à l'optocoupleur 503 sans perte. La partie de commande de rétroaction 501 comprend des première à quatrième résistances 511, 512, 513 et 514, un condensateur 521 et une référence de tension de précision 541. Le condensateur 521 améliore la régulation de charge de la tension de sortie Vo en augmentant suffisamment le gain de boucle basse fréquence. La résistance 512 destinée à appliquer une polarisation à la référence de tension de précision 541 peut rendre la circulation de courant à travers la
photodiode 551 presque nulle.
La figure 6 est un schéma fonctionnel d'une partie de commande de transistor de puissance 361 montrée sur la figure 3. En référence à la figure 6, la partie de commande de transistor de puissance 361 comprend des premier et second comparateurs 601 et 602, un oscillateur 611, une source d'alimentation supplémentaire 641, une bascule bistable 621 et une
partie de commande 631.
Dans la source d'alimentation supplémentaire 641, une entrée est connectée à la partie de rétroaction 351 et une sortie est connectée aux premier et second comparateurs 601 et 602. La source d'alimentation supplémentaire 641 délivre une tension prédéterminée, par exemple, de 5 volts, au premier comparateur 601 et commande le second comparateur 602 en réponse au signal de sortie de la partie de rétroaction 351. La source d'alimentation supplémentaire 641 comprend des première et seconde sources de courant 651 et 652, des première à troisième diodes 661, 662 et 663, des première à troisième résistances 671, 672 et 673 et un
condensateur 681.
Une extrémité du condensateur 681 est connectée à la masse GND. L'autre extrémité du condensateur 681 est connectée à la sortie de la première source de courant 651. Le condensateur 681 filtre le bruit compris dans
le signal de sortie de la partie de rétroaction 351.
La cathode de la première diode 661 est connectée à la sortie de la première source de courant 651. L'anode de la première diode 661 est connectée à la sortie de la seconde source de courant 652. Lorsque la tension appliquée à l'anode de la première diode 661 est supérieure à la tension obtenue en ajoutant la chute de tension de la première diode 661 à la tension appliquée à la cathode de la première diode 661, la première diode 661 est mise à l'état passant. Par conséquent, le courant circule depuis l'anode de la première diode 661
jusqu'à la cathode de la première diode 661.
L'anode et la cathode de la seconde diode 652 sont, respectivement, connectées entre la sortie de la
seconde source de courant 652 et l'entrée non-
inverseuse (+) du premier comparateur 601. Une extrémité de la première résistance 671 est connectée à la cathode de la seconde diode 652. Une tension d'alimentation Vcc est appliquée à l'autre extrémité de la première résistance 671. Une tension prédéterminée est appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) du premier
comparateur 601 à travers la première résistance 671.
L'anode de la troisième diode 663 est connectée à la sortie de la seconde source de courant 652. Une extrémité de la seconde résistance 672 est connectée à la cathode de la troisième diode 663. La troisième résistance 673 est connectée entre l'autre extrémité de la seconde résistance 672 et la masse GND. L'autre extrémité de la seconde résistance 672 est connectée à
l'entrée non-inverseuse (+) du second comparateur 602.
Lorsque la tension appliquée à l'anode de la première diode 661 est inférieure à la tension obtenue en ajoutant la chute de tension de la première diode 661 à la tension appliquée à la cathode de la première diode
661, la troisième diode 663 est mise à l'état passant.
Par conséquent, la tension est appliquée à la seconde résistance 672 et à la troisième résistance 673. La tension est divisée par la seconde résistance 672 et la
troisième résistance 673 et appliquée à l'entrée non-
inverseuse (+) du second comparateur 602.
La tension synchrone Vsync et la tension générée par la source d'alimentation supplémentaire 641 sont appliquées à l'entrée noninverseuse (+) du premier comparateur 601. Une tension de référence prédéterminée Vr, par exemple, de 6,2 V, est appliquée à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur 601. Le premier comparateur 601 compare la tension appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) avec la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-) et génère un signal de sortie conformément au résultat. A savoir, lorsque la tension appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 est supérieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur 601, le premier comparateur 601 génère un signal de niveau
haut. Lorsque la tension appliquée à l'entrée non-
inverseuse (+) du premier comparateur 601 est inférieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-) du premier comparateur 601, le premier comparateur
601 génère un signal de niveau bas.
L'entrée de l'oscillateur 611 est connectée à la sortie du premier comparateur 601. L'oscillateur 611 oscille à une fréquence de base, c'est-à-dire, de 20 kHz, lorsque la tension synchrone Vsync n'est pas appliquée. Lorsque le signal sorti du premier comparateur 611 est de niveau haut, la tension de la sortie de l'oscillateur 611 augmente, positionnant
ainsi la bascule bistable 621.
Le signal de sortie de la source d'alimentation
supplémentaire 641 est appliqué à l'entrée non-
inverseuse (+) du second comparateur 602. Une tension prédéterminée est appliquée à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 602. Une troisième source de courant 691 et une quatrième résistance 693 sont utilisées afin d'appliquer une tension prédéterminée à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 602. La tension d'alimentation Vcc est appliquée à l'entrée de la troisième source de courant 691. La quatrième résistance 693 est connectée entre la sortie de la troisième source de courant 691 et la masse GND. La seconde électrode du transistor de puissance 381 est connectée à un noeud N5 auquel la quatrième résistance 693 et la troisième source de courant 691 sont connectées. Le courant sorti de la troisième source de courant 691 et le courant renvoyé à partir du transistor de puissance 381 circulent dans la quatrième résistance 693. La tension générée dans la quatrième résistance 693 est appliquée à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 602. Le second comparateur 602 compare la tension appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) avec la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-)
et génère un signal de sortie conformément au résultat.
A savoir, lorsque la tension appliquée à l'entrée non-
inverseuse (+) du second comparateur est supérieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-) du second comparateur 602, le second comparateur 602 génère un signal de niveau haut. Lorsque la tension appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) est inférieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-), le
second comparateur 602 génère un signal de niveau bas. Autrement dit, lorsque la tension de sortie Vo est supérieure à la tension
renvoyée à partir du transistor de puissance 381, le second comparateur 602 sort un signal de niveau haut. Lorsque la tension de sortie Vo est inférieure à la tension renvoyée à partir du transistor de puissance 381, le second comparateur 602
sort un signal de niveau bas.
La borne de mise à un (S) de la bascule bistable 621 est connectée à la sortie de l'oscillateur 611. La borne de réinitialisation (R) de la bascule bistable 621 est connectée à la sortie du second comparateur 602. La bascule bistable 621 est une bascule bistable RS. La sortie de la bascule bistable RS est montrée sur
le tableau 1.
TABLEAU 1
Entrée Sortie Réinitialisation Mise à un (S) Q (R) 0 0 Maintient un état precedent
O0 1 1
1 0 0
1 1 O
Comme montré sur le tableau 1, lorsque les tensions des signaux appliqués à la borne de mise à un (S) et à la borne de réinitialisation (R) de la bascule bistable RS sont, respectivement, au niveau logique haut et au niveau logique bas, un signal à une borne de sortie (Q) est activé au niveau logique haut. Lorsque les tensions des signaux appliqués à la borne de mise à un (S) et à la borne de réinitialisation (R) sont, respectivement, au niveau logique bas et au niveau logique haut, le signal à la borne de sortie (Q) est désactivé au niveau logique bas. Lorsque les tensions des signaux appliqués à la borne de mise à un (S) et à la borne de réinitialisation (R) de la bascule bistable RS sont toutes deux au niveau logique bas, le signal à la borne de sortie (Q) maintient un état précédent. Lorsque les tensions des signaux appliqués à la borne de mise à un (S) et à la borne de réinitialisation (R) sont toutes deux au niveau logique haut, la tension de la borne de sortie (Q) passe au niveau logique bas. L'inversion de la sortie de signal par la borne de sortie (Q) est sortie par la borne de sortie (Q) de la bascule bistable RS. A savoir, lorsque le signal à la borne de sortie (Q) est au niveau logique bas, le signal à la
borne de sortie (Q) est au niveau logique haut.
Lorsque la sortie de l'oscillateur 611 est au niveau haut, la bascule bistable 621 est positionnée et
la borne de sortie (Q) sort un signal de niveau bas.
Lorsque la sortie du second comparateur 602 est au niveau haut, la bascule bistable 621 maintient un état précédent. Lorsque la sortie de l'oscillateur 611 et celle du second comparateur 602 sont au niveau haut, la
sortie de la bascule bistable 621 est au niveau haut.
Dans la partie de commande 631, l'entrée est connectée à la sortie de la bascule bistable 621 et la sortie est connectée à l'électrode de commande du transistor de puissance 381. La partie de commande 631 met largement le transistor de puissance 381 à l'état passant en amplifiant le signal de sortie de la bascule bistable 621 lorsqu'il est faible et en l'appliquant à
l'électrode de commande du transistor de puissance 381.
La partie de commande de transistor de puissance 361 et le transistor de puissance 381 peuvent être réalisés dans un circuit intégré, tel que le KA2S0680 et le KA2S0880 fabriqués par Samsung Electronics Co. Ltd. La figure 7 est un schéma de réalisation d'une partie de commande de signal synchrone 371 montrée sur la figure 3. En référence à la figure 7, la partie de commande de signal synchrone 371 comprend une résistance 701 et des premier et second condensateurs 703 et 705. Une extrémité de la résistance 701 est connectée à l'extrémité qui n'est pas mise à la masse de l'enroulement de rétroaction 325. La borne positive (+ ) et la borne négative (-) d'un premier condensateur 703 (tel qu'un condensateur électrolytique) sont connectées entre l'autre extrémité de la résistance 701 et la masse GND. La tension de commande synchrone Vt est générée aux bornes du premier condensateur 703. Une extrémité du second condensateur 705 est connectée à l'autre extrémité de la résistance 701. L'autre extrémité du second condensateur 705 est connectée à la partie de commande de transistor de puissance 361. Le second condensateur 705 est un filtre passe-haut, qui bloque un élément de courant continu compris dans la tension synchrone Vt et laisse seulement passer un élément de courant alternatif. La tension de commande synchrone Vt est appliquée à la partie de commande de transistor de puissance 361 avec le signal synchrone sync. La tension d'enroulement de rétroaction Ve charge le premier condensateur 703 à travers la résistance 701. La tension de commande synchrone Vt est générée au point o la résistance 701 est connectée aux premier et second condensateurs 703 et 705. La tension de commande
synchrone Vt est obtenue par l'équation 1 suivante.
Equation 1: Vt = Ve+(Vo-Ve)et/RC dans laquelle Vo est une tension initiale de la tension
de commande synchrone Vt.
Comme montré dans l'équation 1, la tension de commande synchrone Vt est déterminée par la constante de temps de la résistance 701 et du premier condensateur 703. Il est donc possible de contrôler la pente de la tension de commande synchrone Vt en contrôlant la constante de temps de la résistance 701
et du premier condensateur 703.
Les figures 8a et 8b montrent des formes d'ondes de tensions dans un mode discontinu et dans un mode continu du courant qui circule dans la partie de commande de signal synchrone 371 montrée sur la figure 7. En se référant à la figure 8a, alors que la tension de commande synchrone Vt augmente progressivement lorsque la tension d'enroulement de rétroaction Ve est positive et que la tension de commande synchrone Vt maintient une valeur maximale lorsque la tension d'enroulement de rétroaction (Ve) est nulle, dans un mode discontinu, la tension de commande synchrone Vt diminue progressivement lorsque la tension
d'enroulement de rétroaction (Ve) est négative.
En se référant à la figure 8b, dans le mode continu, la tension de commande synchrone Vt augmente progressivement lorsque la tension d'enroulement de rétroaction Ve est positive et la tension de commande synchrone Vt diminue progressivement lorsque la tension
d'enroulement de rétroaction Ve est négative.
Le signal synchrone * sync est appliqué à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361,
combiné avec la tension de commande synchrone V(t).
Etant donné qu'une tension de 5 volts est appliquée à partir de la source d'alimentation supplémentaire 641 à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601, le signal synchrone sync avec V(t) est ajouté à 5 volts et appliqué à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601. Le second condensateur 705 de la partie de commande de signal synchrone 371 filtre l'élément de courant continu compris dans la tension de commande synchrone Vt. A savoir, le second condensateur 705 enlève la sous-harmonique comprise dans la tension
de commande synchrone Vt.
La figure 9 est un schéma de réalisation d'une source d'alimentation 391 montrée sur la figure 3. En référence à la figure 9, la source d'alimentation 391 comprend une résistance 901, une diode 903 et un condensateur 905. Une extrémité de la résistance 901 est connectée à l'extrémité qui n'est pas mise à la masse de l'enroulement de rétroaction 325 et transmet la tension d'enroulement de rétroaction Ve à la diode 903. Dans la diode 903, l'anode est connectée à l'autre extrémité de la résistance 901 et la cathode est connectée à la partie de commande de transistor de puissance 361. La tension d'enroulement de rétroaction (Ve) est redressée en une tension continue par la diode 903. La tension continue redressée est filtrée par le condensateur 905 et est utilisée en tant que tension d'alimentation (Vcc) de la partie de commande de transistor de puissance 361. Le condensateur 905 est un condensateur électrolytique ayant une borne positive (+) connectée à la cathode de la diode 903 et une borne
négative (-) connectée à la masse (GND).
La figure 10 montre des formes d'ondes de signaux appliqués au transistor de puissance 381 et à la partie de commande de transistor de puissance 361 montrés sur la figure 3 et sortis de ceux-ci. En référence à la figure 10, lorsque la tension d'enroulement de rétroaction (Ve) du transformateur 321 est positive dans le mode continu, le transistor de puissance 381 est mis à l'état bloqué. Lorsque la tension d'enroulement de rétroaction (Ve) du transformateur 321 est négative, le sectionneur de puissance est fermé. Le signal synchrone 4 sync atteint 6,2 volts lorsqu'il est combiné à la tension de commande synchrone Vt lorsque
la tension de commande synchrone Vt est à un maximum.
Le signal synchrone n'atteint pas 6,2 volts lorsqu'il est combiné à la tension de commande synchrone Vt lorsque la tension de commande synchrone Vt n'est pas à un maximum. La surtension transitoire n'est pas générée par la tension synchrone Vsync atteignant 6,2 volts juste après ou juste avant la mise à l'état passant du
transistor de puissance 381.
Le fonctionnement de l'alimentation en mode à commutation 301 montrée sur la figure 3 va être décrit
avec référence à la figure 10.
Lorsque la tension d'entrée (Vi) est appliquée à l'enroulement d'entrée 323 dans un état dans lequel le transistor de puissance 381 est mis à l'état passant,
l'énergie est accumulée dans le transformateur 321.
Lorsque le transistor de puissance 381 est mis à l'état bloqué, une tension est générée dans les premier et second enroulements 327 et 328 et dans l'enroulement de rétroaction 325. La tension générée dans l'enroulement de rétroaction 325 est accumulée dans le premier condensateur 703 à travers la résistance 701 de la partie de commande de signal synchrone 371. La tension de commande synchrone Vt présente une pente uniforme conformément à la constante de temps de la résistance 701 de la partie de commande de signal synchrone 371 et du premier condensateur 703. La tension de commande synchrone Vt est appliquée à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361. Le signal synchrone 4 sync est appliqué à partir de l'extérieur à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361. A savoir, un signal dans lequel le signal synchrone 4 sync est combiné avec la tension de commande synchrone Vt est appliqué à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361, comme montré sur la figure 4. Egalement, la tension de 5 volts est appliquée à partir de la source d'alimentation supplémentaire 391 de la partie de commande de transistor de puissance 361 à l'entrée non-inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361. Donc, une tension synchrone Vsync, dans laquelle la tension de 5 volts, la tension de commande synchrone Vt et le signal synchrone 4 sync sont ajoutés les uns aux autres, est appliquée à l'entrée non-inverseuse (+ ) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361. Lorsque la tension obtenue en ajoutant 5 volts à la tension de commande synchrone Vt est appelée tension de commande Vc, la valeur de crête de la tension de commande Vc ne dépasse pas 6,2 volts. Lorsque le signal synchrone 4 sync est combiné avec la tension de commande Vc lorsque la tension de commande Vc ne présente pas une valeur de crête, la
tension synchrone Vsync appliquée à l'entrée non-
inverseuse (+) du premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361 n'atteint pas 6,2 volts. La tension synchrone Vsync atteint 6,2 volts uniquement lorsque le signal synchrone 4 sync est combiné avec la tension de commande Vc lorsque la
tension de commande Vc présente une valeur de crête.
Lorsque la tension synchrone Vsync atteint 6,2 volts, le premier comparateur 601 de la partie de commande de transistor de puissance 361 sort un signal de niveau haut. Par conséquent, la bascule bistable 621 de la partie de commande de transistor de puissance 361 est positionnée. Lorsque la bascule bistable 621 de la partie de commande de transistor de puissance 361 est positionnée, le transistor de puissance 381 est mis à
l'état passant.
La tension de commande Vc présente une valeur de crête juste avant ou juste après la mise à l'état passant du transistor de puissance 381 après avoir été mis à l'état bloqué. Etant donné que le courant qui circule dans les premier et second redresseurs 331 et 332 est suffisamment réduit juste avant ou juste après la mise à l'état passant du transistor de puissance 381, la surtension transitoire n'est pas générée dans les première et seconde diodes 331 et 332, même si le transistor de puissance 381 est mis à l'état passant
par la tension synchrone Vsync.
La surtension transitoire n'est pas générée dans les premier et second redresseurs 331 et 332 étant donné que la tension synchrone Vt atteint la tension appliquée à l'entrée inverseuse (-) de la partie de commande de transistor de puissance 361 juste avant ou juste après la mise à l'état passant du transistor de puissance 381 après avoir été mis à l'état bloqué. Par conséquent, les premier et second redresseurs 331 et 332 sont protégés de manière sûre. Les circuits d'amortissement classiques ne sont pas nécessaires étant donné que la surtension transitoire n'est pas générée dans les premier et second redresseurs 331 et 332. La partie de commande de signal synchrone 371 présente une structure simple. La fabrication de l'alimentation en mode à commutation 301 n'est donc pas coûteuse. Comme mentionné ci-dessus, selon la présente invention, il n'est pas nécessaire d'utiliser les circuits d'amortissement étant donné que la génération de la surtension transitoire est évitée en utilisant la partie de commande de signal synchrone 371. Par conséquent, les dépenses de fabrication de
l'alimentation en mode à commutation 301 sont réduites.
La présente invention n'est pas limitée au mode de réalisation ci-dessus; on comprend aisément que de nombreuses variations puissent être réalisées par l'homme de l'art sans modifier la portée et l'esprit de
la présente invention.
Claims (15)
1. Alimentation en mode à commutation, caractérisée en ce qu'elle comprend: un transformateur (321) comprenant un enroulement d'entrée (323) à une extrémité duquel une tension d'entrée est appliquée et un enroulement de rétroaction (325), dont une extrémité est mise à la masse, et auquel l'énergie est renvoyée à partir d'un enroulement de secondaire, dans un enroulement de primaire, et au moins un enroulement de secondaire; un transistor de puissance (381) comprenant une première électrode et une seconde électrode connectées entre l'autre extrémité de l'enroulement d'entrée (323) et une masse; des redresseurs (331, 332) dont les ports d'entrée sont connectés aux autres extrémités des enroulements, pour redresser la tension générée par les enroulements du secondaire en courant continu; des filtres (341, 342) connectés entre les sorties des redresseurs (331, 332) et la masse pour filtrer la tension continue sortie des redresseurs (331, 332) et pour la sortir en tant que tension de sortie; une partie de rétroaction (351) connectée entre la sortie soit des filtres (341, 342), soit de la partie de commande de transistor de puissance (361), pour renvoyer une partie de la tension de sortie à la partie de commande de transistor de puissance (361); une partie de commande de transistor de puissance (361), dont le port de sortie est connecté à l'électrode de commande du transistor de puissance (381), pour commander le transistor de puissance (381) en réponse à un signal sorti de la partie de rétroaction (351) et à un signal synchrone appliqué à partir de l'extérieur; et une partie de commande de signal synchrone (371) connectée entre l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction (325) et la partie de commande de transistor de puissance (361), à laquelle le signal synchrone est appliqué pour activer le transistor de puissance (381) juste avant ou juste après la mise à l'état passant du transistor de puissance (381) après la mise à l'état bloqué du transistor de puissance (381), dans une étape initiale dans laquelle le signal synchrone commence à être appliqué en réponse à la tension générée dans l'enroulement de rétroaction
(325).
2. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les redresseurs (331, 332) sont des diodes dans lesquelles les anodes respectives sont connectées aux autres extrémités des enroulements du secondaire et les cathodes respectives
sont connectées aux filtres (341, 342).
3. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que les filtres (341, 342) sont des condensateurs électrolytiques dans lesquels les bornes positives sont connectées aux sorties des redresseurs (331, 332) et les bornes
négatives sont connectées à la masse.
4. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la partie de rétroaction (351) comprend: une partie de commande de rétroaction (501) ayant un port d'entrée connecté au port de sortie d'un des filtres (341, 342), pour améliorer la caractéristique de la tension de sortie; et un optocoupleur (503) connecté entre la partie de commande de rétroaction (501) et la partie de commande de transistor de puissance (361), pour recevoir un signal électrique provenant de la partie de commande de rétroaction (501) et pour le transmettre à la partie de
commande de transistor de puissance (361).
5. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la partie de commande de transistor de puissance (361) comprend: une source d'alimentation supplémentaire (641) pour répondre à un signal généré à partir de la partie de rétroaction (351); un premier comparateur (601) pour comparer la tension appliquée à une entrée non-inverseuse avec la tension appliquée à une entrée inverseuse, lorsqu'une tension prédéterminée générée par la source d'alimentation supplémentaire (641) et une tension de commande synchrone générée par la partie de commande de signal
synchrone (371) sont appliquées à l'entrée non-
inverseuse et qu'une tension de référence prédéterminée est appliquée à l'entrée inverseuse, et pour générer un signal de niveau haut lorsque la tension appliquée à l'entrée non-inverseuse est supérieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse; un oscillateur (611), dont l'entrée est connectée à la sortie du premier comparateur (601), pour générer un signal impulsionnel en réponse à la sortie du premier comparateur (601); un second comparateur (602) pour comparer la tension appliquée à une entrée non-inverseuse avec la tension appliquée à une entrée inverseuse, lorsque la tension délivrée à partir de la source d'alimentation
supplémentaire (641) est appliquée à l'entrée non-
inverseuse et que la tension renvoyée à partir du transistor de puissance (381) est appliquée à l'entrée inverseuse, et pour générer un signal de niveau haut lorsque la tension appliquée à l'entrée non- inverseuse est supérieure à la tension appliquée à l'entrée inverseuse; et une bascule bistable (621), dont la borne de mise à un est connectée à la sortie de l'oscillateur (611), dont la borne de réinitialisation est connectée à la sortie du second comparateur (602) et dont la sortie est connectée à l'électrode de commande du transistor de puissance (381), pour activer le transistor de puissance (381) lorsque la sortie de l'oscillateur (611) est au niveau haut et pour désactiver le transistor de puissance (381) lorsque la sortie du
second comparateur (602) est au niveau haut.
6. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 5, caractérisée en ce que la bascule
bistable (621) est une bascule bistable RS.
7. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la partie de commande de signal synchrone (371) comprend: une résistance (701), dont une extrémité est connectée à l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction (325) et l'autre extrémité est connectée à l'entrée de la partie de commande de transistor de puissance (361), à laquelle le signal synchrone est appliqué; et un condensateur connecté entre l'autre extrémité de la
résistance et la masse.
8. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 7, caractérisée en ce que le condensateur est un condensateur électrolytique, dont la borne positive est connectée à l'autre extrémité de la résistance et dont la borne négative est connectée à la masse.
9. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que le transistor de puissance (381) et la partie de commande de transistor de puissance (361) sont réalisés dans un
circuit intégré.
10. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comprend, de plus, une source d'alimentation (391) connectée entre la partie de commande de transistor de puissance (361) et l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction (325), pour délivrer une tension d'alimentation à la partie de commande de transistor de
puissance (361).
11. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 10, caractérisée en ce que la source d'alimentation (391) comprend: une résistance (901), dont une extrémité est connectée à l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction
(325);
une diode (903), dont l'anode est connectée à l'autre extrémité de la résistance; et un condensateur électrolytique (905), dont l'anode est connectée à la cathode de la diode et dont la cathode
est connectée à la masse.
12. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce que la partie de
commande d'entrée (311) est un circuit d'amortissement.
13. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 12, caractérisée en ce que le circuit d'amortissement comprend: une résistance, dont une extrémité est connectée à l'autre extrémité de l'enroulement de rétroaction
(325);
une diode, dont l'anode est connectée à l'autre extrémité de la résistance; et un condensateur électrolytique, dont l'anode est connectée en commun à la cathode de la diode et à l'entrée de la partie de commande de transistor de puissance (361), et dont la cathode est connectée à la masse.
14. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comprend, de plus, un filtre passe-haut pour enlever un élément de courant continu d'une sortie de signal de la partie de commande de signal synchrone (371), entre l'entrée de la partie de commande de transistor de puissance (361) à laquelle le signal synchrone est appliqué et la
partie de commande de signal synchrone (371).
15. Alimentation en mode à commutation selon la revendication 14, caractérisée en ce que le filtre
passe-haut est un condensateur.
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Families Citing this family (7)
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|---|---|---|---|---|
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| AT504245B1 (de) * | 2003-08-05 | 2009-02-15 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltwandler |
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| US20130016535A1 (en) * | 2011-07-12 | 2013-01-17 | Power Systems Technologies, Ltd. | Controller for a Power Converter and Method of Operating the Same |
| US8767867B1 (en) * | 2012-05-16 | 2014-07-01 | Cypress Semiconductor Corporation | Integrated control of power supply and power line communications |
| CN103812312B (zh) * | 2012-11-08 | 2016-08-24 | 中车大同电力机车有限公司 | 辅助变流器降压斩波功率模块驱动装置 |
| CN112532033B (zh) * | 2020-11-27 | 2022-09-13 | 江西百盈高新技术股份有限公司 | 一种带防浪涌抑制的逆变器 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3943425A (en) * | 1973-04-09 | 1976-03-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Controlled single pulse blocking converter |
| JPS5612862A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-07 | Tdk Corp | Switching power supply |
| EP0291742A2 (fr) * | 1987-05-20 | 1988-11-23 | International Business Machines Corporation | Dispositif d'alimentation de puissance à oscillateur de blocage |
| EP0466627A2 (fr) * | 1990-06-29 | 1992-01-15 | International Business Machines Corporation | Alimentation à oscillateur bloqué pour un dispositif d'affichage |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2626419B1 (fr) * | 1988-01-21 | 1990-06-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de surveillance de demagnetisation pour alimentation a decoupage a regulation primaire et secondaire |
| US5734564A (en) * | 1996-07-26 | 1998-03-31 | Lucent Technologies Inc. | High-efficiency switching power converter |
-
1997
- 1997-12-31 KR KR1019970082094A patent/KR100261035B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1998
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3943425A (en) * | 1973-04-09 | 1976-03-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Controlled single pulse blocking converter |
| JPS5612862A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-07 | Tdk Corp | Switching power supply |
| EP0291742A2 (fr) * | 1987-05-20 | 1988-11-23 | International Business Machines Corporation | Dispositif d'alimentation de puissance à oscillateur de blocage |
| EP0466627A2 (fr) * | 1990-06-29 | 1992-01-15 | International Business Machines Corporation | Alimentation à oscillateur bloqué pour un dispositif d'affichage |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 5, no. 63 (E - 54) 28 April 1981 (1981-04-28) * |
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| US6151225A (en) | 2000-11-21 |
| KR19990061804A (ko) | 1999-07-26 |
| JPH11215814A (ja) | 1999-08-06 |
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