FR2855920A1 - Circuit de conversion de tension continue - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un circuit de conversion de tension.Elle se rapporte à un circuit de conversion de tension continue qui a une configuration de circuit du type à retour rapide ayant un transformateur (10) et un élément de commutation (11), et un dispositif de réglage à un état limite de courant afin que le transformateur (10) accumule de l'énergie à l'état de conduction de l'élément de commutation (11). L'énergie accumulée est transmise par le secondaire à l'état de non conduction de l'élément de commutation (11). Celui-ci est mis à l'état de conduction lorsque l'énergie accumulée a été totalement transmise par le secondaire. La différentiation de la tension appliquée à l'élément de commutation (11) détecte la fin de décharge.Application aux circuits d'éclairage des automobiles.

Description

La présente invention concerne des techniques d'augmentation du rendement

des circuits et de réduction du coût d'un circuit de conversion de tension continue du type à

retour rapide.

Un circuit de conversion de tension destiné à transformer une tension continue d'entrée en une tension continue voulue (convertisseur continucontinu) est utilisé dans un circuit d'éclairage à lampe à décharge, par exemple à lampe à halogénure métallique. La configuration du type à retour 10 rapide, qui peut être utilisée comme circuit de conversion de tension, comporte un transformateur et un élément de commutation disposés du côté de son primaire, et il est destiné à régler le signal de sortie par modification du coefficient d'utilisation d'un signal de pilotage de l'élé15 ment. Ainsi, le circuit de conversion de tension du type à retour rapide a une configuration telle que l'élément de commutation est couplé au primaire du transformateur de conversion pour exécuter la commande par tout ou rien de cet élément. Une diode de redressement et un condensateur de 20 lissage sont placés du côté du secondaire du transformateur.

Comme décrit dans le document japonais de brevet JP-A8-195 290, un élément de commutation peut être commandé afin que le courant circulant vers le transformateur soit mis à un état limite.

Dans les situations dans lesquelles l'élément de commutation est mis à l'état conducteur lorsque l'énergie accumulée dans le transformateur est totalement déchargée du côté du secondaire du transformateur (c'est-àdire en mode limite de courant), l'élément de commutation est placé à l'état 30 conducteur après que le courant circulant vers la diode de redressement s'est annulé. Ainsi, les pertes d'énergie ne se produisent avantageusement pas au moment du rétablissement en sens inverse, et le rendement électrique est bon (c'està-dire que les pertes d'énergie sont faibles) lors d'une 35 commutation à fréquence relativement élevée (par exemple quelques centaines de kilohertz ou plus).

Un problème qui peut se poser est que la fréquence de commutation nécessaire à la réalisation du mode limite de courant n'est pas toujours constante, mais varie avec l'influence de la variation de la tension d'entrée et de la variation d'une charge.

Par exemple, dans le cas d'un circuit d'éclairage à 5 lampe à décharge, l'énergie électrique appliquée à la lampe à décharge peut varier entre un état transitoire juste après l'éclairage de la lampe à décharge utilisée comme charge et un état d'éclairage de régime permanent de cette lampe. La fréquence à laquelle l'élément est mis en mode limite de 10 courant varie sous l'influence de la variation de la tension de la batterie d'accumulateurs ou de l'énergie électrique appliquée.

Pour le réglage de la fréquence de commutation de manière qu'un état cible soit proche de l'état limite de 15 courant, le moment de la fin de décharge auquel le courant secondaire du transformateur s'annule doit être détecté afin que la fréquence de commutation puisse être réglée d'après la détection. Cependant, un circuit de détection du moment de la fin de décharge est complexe et il peut nécessiter 20 habituellement un élément de circuit présentant une tolérance élevée en tension. Des difficultés apparaissent pour la miniaturisation et la réduction de coût du circuit.

Il est donc souhaitable d'améliorer la commande à l'état limite de courant dans un circuit de conversion de 25 tension continue du type à retour rapide, sans augmentation

notable de son coût.

L'invention concerne une configuration de circuit du type à retour rapide possédant un transformateur, un élément de commutation et un dispositif de commande de l'état limite 30 de courant afin que le transformateur accumule de l'énergie à l'état de conduction de l'élément de commutation. L'énergie ainsi accumulée est transmise par un secondaire lorsque l'élément de commutation ne conduit pas, et l'élément de commutation est mis à l'état conducteur lorsque l'énergie 35 accumulée a été entièrement transmise par le secondaire.

Une tension appliquée à l'élément de commutation est soumise à une différentiation pour la détection du moment de la fin de décharge auquel un courant secondaire du transformateur s'annule afin que la fréquence de commutation de l'élément de commutation soit changée par le dispositif de commande.

Ainsi, comme la tension appliquée à l'élément de commu5 tation subit une différentiation pour la détection du moment de la fin de décharge du courant secondaire pour le réglage de la fréquence de commutation, la commande de pilotage en mode limite de courant peut être réalisée sans utilisation d'une configuration de circuit très compliquée.

Grâce aux techniques qu'on décrit, il est possible d'augmenter le rendement électrique et de réaliser une configuration de circuit de petites dimensions ayant un coût réduit.

Le circuit de conversion de tension continue peut 15 s'appliquer à un circuit d'éclairage de lampe à décharge, par exemple d'une lampe à halogénure métallique, utilisée comme source de lumière d'un phare de véhicule, lorsque l'espace disponible dans un dispositif contenant le circuit d'allumage est limité. Le circuit de conversion de tension 20 continue peut être utilisé sur une large gamme d'autres applications, notamment dans un circuit d'alimentation.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'exemples de réalisation, faite en référence aux 25 dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un diagramme synoptique d'un exemple de configuration de circuit d'allumage de lampe à décharge; la figure 2 est un schéma d'un exemple de circuit ayant une configuration de circuit de conversion continue30 continu; la figure 3 est un diagramme des temps permettant la

description du mode limite de courant;

la figure 4 est un schéma électrique représentant un exemple de configuration de circuit de conversion de tension 35 continue selon l'invention; la figure 5 est un diagramme de forme d'onde permettant

la description du fonctionnement du circuit de la

figure 4; et la figure 6 est un schéma d'un autre exemple de configuration de circuit de conversion de tension continue selon l'invention.

La figure i représente un exemple de configuration de 5 circuit d'éclairage à lampe à décharge comprenant un circuit de conversion continue selon l'invention.

Un circuit d'éclairage i de lampe à décharge comprend une alimentation continue 2, un circuit 3 de conversion continu-continu, un circuit 4 de conversion continu-alter10 natif, un circuit 5 de démarrage et un circuit 7 de commande.

Le circuit 3 de conversion continu-continu est destiné à recevoir la tension de l'alimentation continue 2 et à exécuter la conversion de tension. Ainsi, le circuit de 15 conversion continu-continu reçoit une tension continue d'entrée Vin de l'alimentation continue 2 et est destiné à transformer la tension continue d'entrée en une tension continue voulue. Ainsi, le circuit de conversion continucontinu a une configuration de circuit de type à retour 20 rapide possédant un transformateur et un élément de commutation tel que décrit plus en détail dans la suite.

Le circuit 4 de conversion continu-alternatif transforme la tension de sortie du circuit 3 de conversion continu-continu en une tension alternative et transmet la 25 tension alternative à une lampe à décharge 6 par l'intermédiaire du circuit d'amorçage 5. Par exemple, le circuit de conversion continu-alternatif peut comprendre un circuit du type en pont ayant quatre éléments de commutation à semiconducteur et un circuit de pilotage du circuit en pont. Le 30 circuit est disposé afin que deux ensembles d'éléments de commutation à semi-conducteur soient commandés par tout ou rien en alternance pour la transmission de la tension de sortie.

Le circuit d'amorçage 5 crée un signal pulsé à haute 35 tension (impulsions d'amorçage) pour amorcer la lampe à décharge 6. Le signal pulsé se superpose à la tension alternative transmise par le circuit 4 de conversion continualternatif et l'applique à la lampe à décharge 6.

Le circuit de commande 7 reçoit un signal de détection qui correspond à une tension appliquée à la lampe à décharge 6, un courant circulant vers la lampe à décharge ou une tension et un courant correspondants, pour le réglage de la 5 puissance électrique appliquée à la lampe à décharge 6 et aussi pour le réglage du signal de sortie du circuit de conversion continu-continu 3. Par exemple, le circuit de commande peut recevoir le signal de détection obtenu à partir de l'unité 8 de détection de la tension de sortie et 10 du courant de sortie du circuit 3 de conversion continucontinu, et peut régler l'alimentation en fonction de l'état de la lampe à décharge 6. Le circuit de commande transmet un signal de commande au circuit 3 de conversion continucontinu pour le réglage de sa tension de sortie. En outre, 15 le circuit de commande transmet un signal de commande au circuit 4 de conversion continu-alternatif pour commander l'opération de commutation de polarité à son signal de sortie qui alterne.

Le circuit de commande 7 exécute aussi une commande 20 telle que la tension d'alimentation de la lampe à décharge augmente à un certain niveau avant l'allumage de la lampe à décharge 6 afin que l'éclairage de la lampe à décharge soit assuré. Les techniques telles que la modulation par impulsions de largeur variable PWM et la modulation de fréquence 25 d'impulsions PFM peuvent être utilisées comme procédé de commande de commutation du circuit 3 de conversion continucontinu.

La figure 2 représente la partie principale de la configuration fondamentale 9 d'un exemple de convertisseur 30 continu-continu du type à retour rapide (correspondant à une partie du circuit constituant l'alimentation de la lampe à décharge en relation avec le circuit 3 de conversion continu-continu). Cet exemple comporte un transformateur 10, un élément de commutation 11, une diode de redressement 12 35 et un condensateur de lissage 13.

Sur la figure 2, les références Ti+ et Ti- représentent des bornes d'entrée auxquelles est appliquée la tension continue d'entrée Vin. Un condensateur 14 est placé entre les bornes. En outre, les références To+ et To- représentent les bornes de sortie à partir desquelles la tension transformée de sortie Vout est transmise au circuit suivant (circuit de conversion continu-alternatif).

L'élément 11 de commutation est couplé au primaire 10p du transformateur 10. L'élément de commutation est transmis avec le signal de pilotage du circuit de commande 7. Sur la figure, un transistor à effet de champ de type MOSFET à canal N (métal-oxyde-semi-conducteur) est utilisé comme 10 élément de commutation 11. Le drain du transistor FET est couplé au primaire 10p du transformateur 10 et sa source est couplée à la borne d'entrée Ti-.

La diode 12 de redressement et le condensateur 13 de lissage sont placés du côté du secondaire du transformateur 15 10. Une première extrémité du secondaire 10s du transformateur 10 est couplée à l'anode de la diode 12 de redressement, et l'autre extrémité du secondaire 10s est couplée à une ligne reliant les bornes Ti- et To-. La cathode de la diode 12 de redressement est couplée à la borne To+ et a une 20 première extrémité du condensateur de lissage 13. Le condensateur de lissage 13 est placé entre les bornes de sortie To+ et To-, et la tension entre les extrémités du condensateur est transmise sous forme de la tension Vout.

Les références Ip et Is représentent le courant pri25 maire et le courant secondaire du transformateur 10 respectivement, et la référence VG représente la tension du signal de pilotage de la grille du transistor FET (correspondant à la tension de commande transmise par le circuit de commande 7.

La figure 3 est un diagramme des temps permettant la description du fonctionnement du circuit du type à retour rapide, et elle représente schématiquement les formes d'onde de VG, Ip et Is en mode limite de courant, depuis le haut de la figure.

L'élément 11 de commutation est commandé afin qu'il soit mis à l'état conducteur lorsque l'énergie accumulée dans le transformateur 10 est totalement déchargée du côté du secondaire du transformateur 10. Ainsi, comme représenté sur la figure, l'élément 11 de commutation est mis à l'état conducteur lorsque le courant secondaire Is du transformateur 10 devient nul, et chacun des courants Ip et Is devient nul au moment du début de la montée du signal VG.

Le circuit peut améliorer les pertes d'énergie pendant le temps de rétablissement en sens inverse de la diode de redressement 2 placée du côté du secondaire du transformateur 10. Comme l'élément 11 de commutation est mis à l'état conducteur après que le courant circulant vers la diode de 10 redressement 12 est devenu nul en mode limite de courant, il n'existe aucune perte d'énergie au moment du rétablissement en sens inverse. En outre, le rendement global du convertisseur continu- continu peut être accru, et un rendement électrique élevé peut être obtenu.

La fréquence de maintien de l'état limite de courant varie sous l'influence du changement de la tension continue d'entrée Vin et du changement de la charge. Lorsque la charge est élevée (par exemple lorsque la tension d'entrée est faible ou la tension de sortie est élevée) , comme la 20 quantité d'énergie accumulée dans le transformateur dans l'opération unique de commutation devient élevée, le temps de conduction d'élément de commutation devient long si bien que la fréquence de commutation devient faible. A cet égard, lorsque le temps de conduction est trop long, le transfor25 mateur se sature magnétiquement si bien que la limite inférieure de la fréquence de commutation est déterminée.

Ainsi, la fréquence de commutation peut être réglée de manière qu'elle soit placée à la limite inférieure ou une valeur proche de la limite inférieure sous une charge 30 élevée. La fréquence de commutation peut être modifiée pour que l'état limite de courant soit atteint pour une charge faible ou de régime permanent. A cet effet, le moment de fin de décharge auquel le courant secondaire du transformateur s'annule est détecté.

La tension appliquée aux bornes de l'élément de commutation qui ne sont pas des bornes de commande peut subir la différentiation destinée à détecter le moment de fin de décharge afin que la fréquence de commutation puisse être modifiée en fonction du moment détecté. D'autres procédés de détection du moment de fin de décharge peuvent être utilisés, tels que la différentiation de la tension au secondaire du transformateur. Cependant, le procédé de détection utili5 sant l'élément de commutation peut être avantageux aux points de vue de la tolérance en tension et du coût, surtout lorsque la tension créée est plus faible dans l'élément de commutation.

La figure 4 représente un exemple 15 de circuit de 10 conversion de tension continue et représente schématiquement la partie principale de l'unité de conversion continucontinu et son unité de commande. Cet exemple met en oeuvre un procédé de réglage par impulsions de largeur variable PWM (c'est-à-dire le changement du coefficient d'utilisation 15 d'impulsions de commande). Le transformateur 10 diffère de la configuration du transformateur représenté sur la figure 2 parce qu'une première extrémité du primaire O10p et une première extrémité du seconde O10s sont couplées mutuellement ainsi qu'au drain du transistor FET à canal N. Les références VDS et VGS indiquées sur les figures représentent la tension drain-source et la tension grillesource respectivement du transistor FET utilisé comme élément de commutation. La référence Vs représente la tension au secondaire du transformateur 10.

Un dispositif 16 de commande assure la commande du mode limite courant de manière que l'élément de commutation 11 soit commandé à l'état conducteur à nouveau lorsque l'énergie accumulée dans le transformateur 10 pendant la durée de conduction de l'élément de commutation 11 est entièrement 30 transmise par le secondaire 10s pendant le temps de nonconduction de l'élément de commutation 11. Le dispositif de commande comporte une unité 17 de calcul d'énergie, une unité 18 de commande de calcul, une unité 19 de détection de synchronisation et une unité 20 de création d'une onde 35 variant progressivement.

L'unité 17 de calcul d'énergie règle le signal de sortie à partir du signal de détection du circuit de détection (non représenté) destiné à détecter la tension de sortie et le courant de sortie du transformateur 10. La configuration du circuit de l'unité de calcul d'énergie dépend du procédé de commande. Dans un mode d'exécution, l'unité de calcul d'énergie est disposée afin qu'un amplifi5 cateur d'erreur 21 destiné à calculer une puissance électrique obtienne de l'énergie électrique d'une tension de sortie détectée par des résistances de division de tension placées dans l'étage de sortie du transformateur 10. Un courant de sortie est détecté par conversion de tension par 10 une résistance de détection de courant placée dans l'étage de sortie du transformateur 10. Un signal de tension de commande tiré de l'énergie électrique ainsi obtenue est appliqué à la borne positive d'entrée du comparateur PWM 22.

L'unité 18 de commande de calcul compare les niveaux 15 d'une onde variant progressivement vramp transmise par l'unité 20 génératrice d'une onde variant progressivement et de la tension de commande provenant de l'unité 17 de calcul d'énergie pour transmettre le signal de commande à l'élément de commutation 11.

Le commutateur PWM 22 est utilisé comme unité de commande de calcul 18. La borne d'entrée négative du comparateur reçoit l'onde variant progressivement (ou onde en dents de scie) de l'unité 20 génératrice de l'onde variant progressivement décrite dans la suite. Le comparateur 25 transmet un signal sous forme d'une impulsion de forme rectangulaire (signal PWM) d'après la comparaison des niveaux entre le signal de l'onde variant progressivement et le signal de l'amplificateur d'erreur 21. Le signal pulsé est appliqué à la borne de commande (par exemple la grille dans 30 le cas du transistor FET) de l'élément de commutation 11 par l'intermédiaire d'un circuit tampon (non représenté).

L'unité 19 de détection de synchronisation détecte le moment o le courant secondaire It du transformateur 10 devient nul. En mode limite de courant, comme l'élément de 35 commutation 11 est commandé de manière qu'il soit mis à l'état conducteur lorsque l'énergie accumulée dans le transformateur 10 est totalement déchargée du côté du secondaire, la tension appliquée à l'élément de commutation 11 subit une différentiation à l'aide du condensateur afin que le moment de fin de décharge du courant secondaire Is soit détecté.

Dans cet exemple, un transistor FET est utilisé comme 5 élément 11 de commutation, et le moment de fin de décharge du courant secondaire (c'està-dire le moment o le courant secondaire Is devient nul) est détecté par l'opération de différentiation d'un condensateur 23 sur la forme d'onde de la tension drain-source VDS du transistor FET. Dans la 10 configuration du circuit de détection de ce moment d'après la tension secondaire Vs, des tensions positive et négative sont créées par rapport à la tension de masse GND par exemple. Ainsi, des limiteurs des tensions positive et négative sont nécessaires pour le signal d'entrée transmis 15 au circuit qui suit, et la configuration du circuit peut devenir complexe. Au contraire, dans la configuration de circuit destinée à détecter ce moment d'après la tension VDS, comme le niveau de tension VDS reste positif par rapport à la tension GND, la tension négative n'est prati20 quement pas créée par rapport à la configuration du circuit utilisant la tension Vs.

Une première extrémité du condensateur 23 est couplée au drain du transistor FET, et la seconde extrémité est couplée à la base d'un transistor NPN 25 par l'intermédiaire 25 d'une résistance 24. La tension à la seconde extrémité est appelée V23.

Une diode 26 écrête la tension à un niveau inférieur ou égal au niveau de la tension GND. La cathode de la diode est couplée à un point de connexion entre le condensateur 23 30 et la résistance 24 et est aussi couplée à une borne 29 d'alimentation en une tension prédéterminée Vcc par l'intermédiaire d'une diode 27 ou d'une résistance 28. L'anode de la diode 26 est à la masse. L'anode de la diode 27 est couplée à la cathode de la diode 26 et la cathode de la 35 diode 27 est couplée à la borne d'alimentation 29.

Le collecteur du transistor NPN 25 qui a une configuration du type à émetteur commun, est couplé à la borne il d'alimentation 29 par une résistance 30 et est aussi couplé à la base d'un transistor NPN 31.

L'unité 20 génératrice de l'onde variant progressivement crée l'onde variant progressivement dont la fréquence 5 est réglée en fonction du signal provenant de l'unité 19 de détection de synchronisation. Dans cet exemple, l'unité de création de l'onde variant progressivement comprend un condensateur 32 et une partie de commande de son opération de charge et de décharge. L'unité de création de l'onde 10 variant progressivement a une configuration telle que le condensateur 32 se charge jusqu'à ce que l'unité 19 de détection de synchronisation détecte le moment de fin de décharge et que le transistor NPN 31 soit mis à l'état conducteur lorsque l'unité 19 de détection a détecté le 15 moment de fin de décharge, afin que le condensateur 32 se décharge.

Dans un amplificateur opérationnel 33 utilisé comme comparateur, une tension prédéterminée provenant des résistances 34 de division de tension est appliquée à la borne 20 d'entrée de non-inversion, et la tension aux bornes du condensateur 32 est appliquée à la borne d'entrée d'inversion. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 est couplée au condensateur 32 par une résistance 35 et est aussi couplée à la cathode d'une diode 36. L'anode de la 25 diode 36 est couplée à une première extrémité du condensateur 32. Une résistance 37 est couplée entre la borne d'entrée de non-inversion et la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33.

Le transistor NPN 31, qui est placé en parallèle avec 30 le condensateur 32, a une configuration du type à émetteur commun, et le collecteur du transistor NPN est couplé à une première extrémité (borne du côté qui n'est pas à la masse) du condensateur 32. Lorsque l'unité 19 de détection de synchronisation détecte le moment de fin de décharge, le 35 transistor 31 est mis à l'état conducteur afin qu'il forme le trajet de décharge pour le condensateur 32. Ainsi, l'opération de charge et de décharge du condensateur 32 est exécutée pour déterminer la fréquence en mode limite de courant, si bien que la tension aux bornes du condensateur est appliquée à la borne d'entrée négative du comparateur PWM 22, sous forme de l'onde variant progressivement. La limite inférieure de la tension de l'onde variant progres5 sivement est déterminée par le temps pendant lequel la tension aux bornes du condensateur 32 dépasse la tension à la borne d'entrée de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 33 à l'état non-conducteur du transistor 31, et le condensateur 32 se décharge ainsi.

La figure 5 est un diagramme de formes d'onde. Sur cette figure, la référence Vramp désigne le niveau du signal de l'onde variant progressivement créé par l'unité 20 génératrice de l'onde variant progressivement, et la référence Verr désigne le niveau du signal de sortie de l'ampli15 ficateur d'erreur. Les références Ip, Is, VDS, V23 et VGS ont la même signification que précédemment.

Les temps respectifs tl à t5 sont définis de la manière suivante: tl: temps o le courant primaire Ip commence à circuler 20 t2: début de montée de la tension VDS t3: début de descente de la tension VDS t4: moment de début de décharge du condensateur 32 t5: moment de fin de décharge du condensateur 32 Sur la figure, la valeur du signal Verr est représentée 25 comme étant constante par raison de commodité. La tension Vramp varie de façon répétée si bien que le condensateur 32 commence à se charger au temps tl. La tension Vramp augmente progressivement avec une pente constante, et le condensateur 32 décharge son énergie accumulée au temps t4 si bien que la 30 tension Vramp commence à diminuer et revient à zéro au temps t5.

Comme la tension Vds résonne lorsque la décharge se termine pour le courant Is, il est possible de déterminer le moment représentant le début de la résonance par détection 35 d'un flanc par différentiation de la tension VDS avec le condensateur 23. Ainsi, l'unité 19 de détection de synchronisation détecte le flanc vers les valeurs négatives du signal VDS. La tension détectée égale ou inférieure au niveau GND est écrêtée par la diode 26 d'écrétage, et le transistor 25 est mis à l'état non conducteur. Le transistor 31 est mis à l'état conducteur pour la décharge du condensateur 32.

Bien que le courant Ip augmente progressivement pendant la période comprise entre les temps tl et t2, le courant Ip s'annule au temps t2. Au contraire, le courant Is augmente et atteint une certaine valeur au temps t2, puis diminue au cours du temps pour s'annuler finalement.

La tension VDS diminue au temps t3 après être montée au temps t2. La tension V23 est obtenue par différentiation des flancs descendants de la tension VDS à l'aide du condensateur 23. Ainsi, la tension V23 représente une tension nulle pendant une certaine période après le temps t3, mais 15 une tension Vcc à d'autres moments. La tension V23 représente la tension au point de couplage de l'anode de la diode 27 et de la cathode de la diode 26.

Le comparateur PWM 22 compare les tensions Vramp et Verr afin que la tension VGS ait un faible niveau L lorsque 20 la tension Vramp dépasse la tension Verr alors que la tension VGS a un niveau élevé H lorsque la tension Vramp est inférieure ou égale à la tension Verr.

La durée comprise entre les temps tI et t5 correspond à la période de l'onde variant progressivement, et la 25 fréquence de l'onde variant progressivement est influencée par la variation de la tension d'entrée et de la charge.

Cependant, comme l'onde variant progressivement est réglée par détection du point de fin de décharge pour la modification de la fréquence de commutation afin que cette fré30 quence ait au moins une valeur spécifiée, le circuit de conversion de tension continue peut travailler en mode limite de courant.

L'invention n'est pas limitée à la configuration de la figure 4. Un exemple d'autres configurations est représenté 35 sur la figure 6.

La configuration de l'unité 19 de détection de synchronisation est analogue à celle de la figure 4. Cependant, la configuration de l'unité 20A de création de l'onde variant progressivement est différente.

En particulier, la borne d'entrée de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 33 est couplée à la borne 5 d'entrée négative du comparateur PWM 22 et est aussi couplée au collecteur du transistor 31 par une résistance 38.

La borne du côté qui n'est pas à la masse du condensateur 32 est couplée à la borne d'entrée de non inversion de l'amplificateur opérationnel 33 et est couplée 10 à la borne 29 d'alimentation par une résistance 39. Un transistor NPN 40 est placé en parallèle avec le condensateur 32 et

donne une configuration du type à émetteur commun. Le collecteur de ce transistor est couplé au condensateur 32 par une résistance 41 et sa base et est 15 aussi couplé à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 par une résistance 42.

Les résistances de division de tension 34 sont placées à la borne d'entrée d'inversion dans l'amplificateur opérationnel 33. Une tension prédéterminée de référence Vref est 20 appliquée à une première extrémité des résistances de division de tension, et le collecteur du transistor NPN 43 est couplé à l'autre extrémité des résistances de division de tension.

Le transistor 43 a une configuration du type à émetteur 25 commun si bien que le comparateur réalisé par l'amplificateur opérationnel 33 présente des caractéristiques d'hystérésis. La base de ce transistor est couplée à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 et une source de courant constant 45 par une résistance 44. La 30 borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 est couplée à la borne d'alimentation 29 par la source de courant constant 45.

Dans cet exemple, la tension aux bornes du condensateur 32 est appliquée au comparateur PWM 22 sous forme de la 35 tension vramp, mais les deux transistors 31, 40 sont disposés en parallèle avec ce condensateur. Le transistor 40 est destiné à déterminer la limite inférieure de la fréquence de l'onde variant progressivement. Ainsi, le trajet de décharge du condensateur 32 est formé lorsque ce transistor est mis à l'état conducteur. Comme dans l'exemple précédent, le transistor 31 est utilisé pour la décharge du condensateur 32 lors de la détection de la limite de courant.

Le circuit peut être réalisé avec une faible dimension si bien qu'il peut être utilisé dans un circuit d'éclairage de lampe à décharge utilisé comme source de lumière dans un phare d'automobile. En conséquence, même si l'espace prévu 10 dans un véhicule pour la disposition des éléments est limité, les configurations décrites précédemment peuvent être utilisées. En outre, les conditions d'augmentation de fréquence et de rendement du circuit de conversion continucontinu constituant un circuit d'éclairage peuvent être 15 remplies grâce aux configurations précitées.

La description indique clairement que la commande en mode limite de courant peut être réalisée sans configuration de circuit très compliquée. L'invention présente donc les avantages de permettre la miniaturisation, la réduction de 20 l'espace occupé et la réduction de coût.

En outre, la configuration du dispositif de détection de différentiation est simple.

Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux circuits qui viennent 25 d'être décrits uniquement à titre d'exemple non limitatif sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (5)

REVENDICATIONS

1. Circuit de conversion de tension continue, caractérisé en ce qu'il comprend: une configuration de circuit du type à retour rapide 5 ayant un transformateur (10) et un élément de commutation (11), et un dispositif (7) de commande destiné à assurer la commande à un état limite de courant de manière que le transformateur (10) accumule de l'énergie pendant un état de 10 conduction de l'élément de commutation (11), dans lequel l'énergie accumulée est transmise par un secondaire pendant un état de non conduction de l'élément de commutation (11), et l'élément de commutation (11) est placé à l'état de conduction lorsque l'énergie accumulée est tota15 lement transmise par le secondaire, et dans lequel une tension appliquée à l'élément de commutation (11) subit une différentiation destinée à détecter le moment de fin de décharge auquel un courant au secondaire du transformateur (10) s'annule, si bien que la fréquence de 20 commutation de l'élément de commutation peut être modifiée par le dispositif (7) de commande.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension appliquée à l'élément de commutation (11) subit une différentiation à l'aide d'un condensateur (14) 25 afin qu'un flanc de la tension soit détecté et permette la détection du moment de fin de décharge.

3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément de commutation (11) comporte un transistor à effet de champ, et une tension appliquée entre le drain et 30 la source du transistor à effet de champ subit la différentiation pour la détection du moment de fin de décharge.

4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: une unité (19) de détection de synchronisation destinée 35 à détecter le moment de fin de décharge, une unité (20) génératrice d'une onde variant progressivement destinée à créer une onde variant progressivement dont la fréquence est réglée de façon variable d'après un signal provenant de l'unité de détection de synchronisation, et une unité (18) de commande de calcul destinée à comparer les niveaux entre l'onde variant progressivement 5 provenant de l'unité (20) génératrice d'onde variant progressivement et une tension de commande afin qu'un signal de commande puisse être transmis à l'élément de commutation (11).

5. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce 10 que l'unité (20) génératrice d'onde variant progressivement comprend un condensateur (32) qui est chargé jusqu'à ce que l'unité (19) de détection de synchronisation détecte le moment de fin de décharge, et le condensateur (32) de l'unité (20) génératrice d'onde variant progressivement se 15 décharge lorsque l'unité (19) de détection de synchronisation détecte le moment de fin de décharge.