WO2002003533A1 - Systeme de conversion de courant electrique - Google Patents

Description

技術分野

本発明は、 オン ·オフ制御されるスイッチング素子を備える電力変換装置に関 する。 もっと詳細に述べると、 本発明は、 スイッチング素子のソフ トスイッチン グを達成することができる制御路を備えた電力変換装置に関する。 冃.

従来、 米国特許第 5，486，752号において、 直列接続された入力リアクトルと主 スィツチを直流電源に接続し、 これら入力リアクトルと主スィヅチとを出力ダイ ォ一ドを介して出力端子に接続し、 主スィツチをオン ·オフ制御することにより 昇圧された出力を得るようにした P Mブーストァヅプコンパ一夕において、 イン ダク夕とコンデンサからなる直列共振回路と、 補助スイッチと補助ダイオードか らなる補助回路とを付加することにより、主スィツチをゼロ電流で夕一ンォフし、 その結果、 電圧サージを抑制して、 夕一ンオフ損失を低減させることができる回 路が提案されている。同じ回路は、 ΠΕΕΕ TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, Vol.9， No.6， November 1994」 の 601ページから 606ページに掲載された論文 「N ovel Zero-Current-Transition PWM Convertersj にも説明されている。

この回路は、 主スィヅチが夕一ンオフする前に補助スィツチをターンオンし、 直列共振回路に共振電流を流すことにより、 主スィツチに並列に接続されたダイ オードを導通させて主スィヅチをゼロ電流状態とし、 その間に主スィツチを夕一 ンオフさせるように構成されている。 この回路により、 主スイッチのゼロ電流夕 ーンオフが可能になり、 主スィッチに発生する電圧サージが抑制される。 したが つて、 スナパ '回路を省略でき、 しかも、 夕一ンオフ損失の低減、 高効率、 低ノィ ズ化を達成できる。

しかし、 この公知の装置では、 補助スイッチには、 その夕一ンオフ時に必ず電 流が流れているため、 補助スィッチにおいて夕一ンオフ損失が発生する、 という 問題がある。 また、 リアクトルに連続電流が流れている場合には、 主スイッチの 夕一ンオンに際して出力ダイオードのリカノ リ電流が主スイッチに流れるため、 夕一ンオン損失及びノイズが発生する。 このように、 上記文献に記載された公知 の回路では、 高効率化及び低ノイズ化に限界がある。 発明の開示

本発明は、 PWMブーストアップコンパ'一夕における上述の問題点を解決し、 主 及び補助スィツチをスィツチングするタイミングを適切に制御することにより、 主及び補助スィツチの両方においてソフトスィツチングを達成し、 これらスィッ チにおいて発生するスィツチング損失を削減することによる高効率化、 及びスィ ヅチング時に発生する電圧サージ及び電流サージを低減させて、 低ノイズ化を可 能にすることを目的とする。

本発明は、 正側及び負側の入力端子と、 正側及び負側の出力端子と、 一端が該 正側の入力端子に接続された入力リアクトルと、 一端が入力リアクトルの他端に 接続され他端が負側の入力端子及び負側の出力端子に接続された主スイッチと、 順方向が入力端子の負側から正側に向くように主スィツチに並列に接続された第 1ダイオードと、 入力リアクトルと主スィッチとの接続点と正側出力端子との間 に順方向が正側出力端子に向くように接続された主ダイォ一ドと、 出力端子間電 圧を入力とし主スィヅチのオン ·オフ動作を制御するスィツチング信号を形成す る制御回路とを備え、 該制御回路からのスィツチング信号により主スィツチのォ ン ·オフ制御を行って出力を発生するようになった電力変換装置に関する。 上述した目的を達成するため、 本発明においては、 主スイッチ及び第 2ダイォ —ドの少なくとも一方に並列にスナバ用コンデンサが接続される。 さらに、 直列 接続された第 1補助スィヅチ及び第 2補助スイッチと該第 1及び第 2補助スィヅ チに対して直列接続された共振用ィンダク夕と第 1及び第 2補助スィヅチにそれ それ並列に接続された第 1補助ダイォード及び第 2補助ダイオードとからなる第 1補助共振回路が、 主スィッチと入力リアクトルとの間の接続点と負側の入力端 子との間に、 補助ダイオードの順方向が主スィツチと入力リアクトルとの間の接 続点に向くように接続される。 また、 直列接続された第 3補助ダイオードと第 4 補助ダイォ一ドとからなる第 2補助共振回路が、 正側の出力端子と共振用ィンダ クタとの間に接続される。 主スィツチ及び補助スィツチの各々の両端電圧を検出 して該両端電圧を表す電圧信号を発生し、 該電圧信号を前記制御回路に入力する 電圧検出器が設けられる。 制御回路は、 主スィッチに夕一ンオン信号が与えられ る前であって該主ダイォードに入力リアクトルからの電流が流れているときに第 1及び第 2補助スィツチにターンオン信号を与えて、 該第 1及び第 2補助スィヅ チのターンオンにより共振用インダク夕に出力端子からの電流を導き、 共振用ィ ンダク夕とスナバコンデンサとによって形成される共振回路に生じる共振により 共振用ィンダク夕の電流が増加して入力リアクトルの電流に達し、 主スィツチの 両端電圧がほぼゼロになったとき、 主スィツチにターンオン信号を与える。 本発明の一態様においては、 第 1補助スィツチと第 2補助スィッチとの間の接 続点と前記第 3補助ダイォードと前記第 4補助ダイォードとの間の接続点との間 に補助スィッチ用スナバコンデンサが接続される。 また、 補助スイッチ用スナバ コンデンサの充電電圧を検出して電圧信号を制御回路に入力する電圧検出装置が 設けられる。 制御回路は、 主スィッチの夕一ンオン後において、 補助スィッチ用 スナバコンデンサの充電電圧が出力端子間電圧とほぼ等しいときに第 1補助スィ ツチに夕一ンオフ信号を与え、 補助スィヅチ用スナバコンデンサの充電電圧がほ ぼゼロのときに第 2補助スィツチにターンオフ信号を与える。

図面の簡単な説明

図 1は、 本発明の一実施形態を示す電力変換装置の回路図である。

図 2は、 図 1の回路における補助共振転流回路のスナバコンデンザの初期電圧 が出力端子間電圧にほぼ等しい状態での出力スィツチのオン作動時の作動波形を 示す図表である。

図 3は、 図 1の回路における補助共振転流回路のスナバコンデンサの初期電圧 がほぼゼ口の状態での出力スィッチのオン作動時の作動波形を示す図表である。 発明を実施するための最良の形態

以下、 本発明の実施の形態を図について説明する。 先ず、 図 1を参照すると、 本発明の一実施形態である電力変換装置は、 正側の入力端子 T 1と、 負側の入力 端子 T 2、 正側の出力端子 Τ 3、 及び負側の出力端子 Τ 4を有する。 正側の入力 端子 Τ 1には入力リアクトル L 1の一端が接続される。 入力リアクトル L 1の他 端は主スィツチ Q 1を介して負側の入力端子 Τ 2と負側の出力端子 Τ 4に接続さ れている。 主スィツチ Q 1に並列にダイオード D 1が接続される。ダイオード D 1 は、 順方向が負側の入力端子 Τ 2から正側の入力端子 Τ 1に向くように配置され る。

直列接続された入力リアクトル L 1と主スィツチ Q 1に並列に、 正側入力端子 Τ 1と負側入力端子 Τ 2の間に入力コンデンサ C inが接続される。 また、 主スィ ツチ Q 1に並列に、 スナバコンデンサ C 1が接続される。

入力リアクトル L 1と主スィッチ Q 1の間の接続点は、 主ダイオード D 2を介 して正側の出力端子 T 3に接続される。 出力ダイオード D 2に並列に、 第 2のス ナパコンデンサ C 2が接続される。 出力端子 T 3、 Τ 4の間には、 出力コンデン サ Coが接続される。 図示された回路は、 補助転流回路を備える。 この補助転流回路は、 直列接続さ れた第 1補助スィツチ Q 3と第 2補助スイッチ Q 4を含^第 1補助スイッチ Q 3 が負側の出力端子 T 4に接続されている。第 2補助スイッチ Q 4は、 共振用イン ダク夕 L rを介して主スィツチ Q 1と主ダイオード D 2との間に接続点に接続さ れている。第 1補助スィッチ Q 3には第 1補助ダイオード D 3が、 第 2補助スィ ツチ Q 4には第 2補助ダイオード D 4が、 それそれ並列に接続されている。補助 ダイオード D 3、 D 4は、 それそれ順方向が負側出力端子 T 4から共振用インダ クタ L rに向くように配置される。

補助共振回路は又、 直列接続された第 3補助ダイォ一ド D 5と第 4補助ダイォ —ド D 6を備える。 第 3補助ダイォ一ド D 5は正側出力端子 T 3に接続され、 第 4補助ダイォード D 6は共振用ィンダク夕 L rと第 2補助スィツチ Q 4との間の 接続点に接続されている。 第 3補助ダイオード D 5及び第 4補助ダイオード D 6 は、 それぞれ順方向が共振用ィンダク夕 L rから正側出力端子 T 3に向くように 配置される。 第 1、 第 2補助ダイオード D 3、 D 4の間の接続点と第 3、 第 4補 助ダイオード D 5、 D 6の間の接続点との間には、 補助共振転流回路用スナバコ ンデンサ C 3が接続される。

さらに、 図示の回路は、 各スィッチのスイッチング動作を制御するためのスィ ヅチング信号を生成する制御回路 Sを備える。 制御回路 Sに入力信号を与えるた めに、 出力端子 3、 T 4間の出力電圧 Vout、 主スィツチ Q 1の両端間の電圧 V(Q1), 第 1及び第 2補助スイッチ Q. 3、 Q 4の両端間の電圧 V(Q3)、 V(Q4)、 及びスナバコンデンサ C 3の充電電圧 VCrを検出するための電圧検出器が設けら れる。該制御回路 Sは、 これらの電圧検出器からの検出電圧信号を受けて、 各ス イッチ Q l、 Q 3、 Q 4をオン 'オフ制御するためのスイッチング信号を発生す る。

図 2は、 図 1に示す回路の動作時における動作波形を示す図表である。 主ダイ オード D 2が導通状態にあり、 主スィツチ Q 1がオフ状態にある時点において、 入力リアクトル L 1に電流 I _{t l}が矢印の方向に流れているものとする。 補助共振 転流回路のスナバコンデンサ C 3の初期電圧が出力端子 T 3、 T 4間の出力電流 Voutにほぼ等しいとき、 時刻 t 0で第 1補助スィッチ Q 3と第 2補助スィッチ Q 4を夕一ンオンすると、 出力端子間電圧 Voutが共振用ィンダク夕 L rに加わ り、 インダク夕電流 Irが直線的に増加する。 同時に出力ダイオード D 2の電流が その分だけ減少する。

時刻 t 1において、 インダク夕電流 Irと入力リアクトル電流 IL1とが等しくな り、 この時点で共振インダクタ Lrとスナバコンデンサ C 1、 C 2によって共振が 始まる。 その結果、 主ダイオード D 2の両端電圧が上昇し始める。 時刻 t 2にな ると、 主スィヅチ Q 1に並列接続されたダイオード D 1が順方向にバイァスされ るようになり、 ィンダク夕電流 Irは第 2補助スイッチ Q 4と第 1補助スイッチ Q 3 を通りダイオード D 1を還流し始める。 時刻 t 2以降では、 主スィッチ Q 1の両 端電圧は図 2に示すようにほぼゼ口であるから、 時刻 t 2以降に主スイッチ Q 1 を夕一ンオンすることにより、 該主スイッチ Q 1の 「ゼロ電圧夕一ンオン」 が可 倉 になる。

主スィツチ Q 1をターンオンした後に、 第 1補助スィツチ Q 3をターンオフす ると、 電流の流れは、 第 2補助スイッチ Q 4に並列接続されたダイオード D 4か ら補助共振転流回路用スナバコンデンサ C 3を経て第 3補助ダイォード Q 5に至 る経路となり、 スナバコンデンサ C 3の放電が始まる。 したがって、 第 1補助ス イッチ Q 3の両端電圧は傾きをもつて増加することになり、第 1補助スイッチ Q 3 においてもソフトスィヅチングを達成することができる。

時刻 t 3になると、 第 4補助ダイオード D 6が順方向にバイアスされるように なる。 したがって、 共振用インダク夕 Lrに励磁されたエネルギは、 主スィッチ Q 1に並列接続されたダイオード D 1、 共振用インダクタ Lr、 第 4補助ダイォ一 ド D 6を経て第 3補助ダイオード D 5に至る経路で出力端子に回生される。 図 3に、 補助共振転流回路用スナバコンデンサ C 3の初期電圧 VCrがほぼゼロ の場合における回路各部の動作波形を示す。 時刻 t 0から時刻 t 2までの動作は 図 2に示すものと同様である。 時刻 t 2以降において、 主スイッチ Q 1をターン オンした後、 第 2補助スイッチ Q 4を夕一ンオフすると、 電流の流れは、 第 4補 助ダイオード D 6からスナバコンデンサ C 3を経て第 1補助スイッチ Q 3に至る 経路をたどることになる。 したがって、 インダク夕電流 Irはスナバコンデンサ C 3 を充電しながら流れ、 第 2補助スィヅチ Q 4の両端電圧は傾きをもって上昇する ことになる。 その結果、 第 2補助スイッチ Q 4においてもソフトスイッチングが 達成される。

時刻 t 3において、 第 3補助ダイオード D 5が順方向にバイアスされるように なるので、 共振ィンダクタ Lrに励磁されたエネルギは、 主スィツチ Q 1に並列接 続されたダイオード D l、 共振用インダク夕 Lr、 第 4補助ダイオード D 6を経て 第 3補助ダイオード D 5に至る経路で出力端子に回生される。

次に、 主スィツチ Q 1がオフ状態からオン状態にあり、 主ダイォード D 2が非 導通状態の時、 入力リアクトル電流 IL1が図 1に矢印で示す方向に流れているも のとする。 ここで、 主スイッチ Q 1をターンオフすると、 スナパコンデンサ C 1 とスナバコンデンサ C 2のいずれか一方又は両方の働きによって、 主スィヅチ Q 1 の両端電圧が傾きをもって増加する。 したがって、 主スィッチ Q 1においてソフ トスイツチングを達成することができ、 スィヅチング損失の低減とノィズの抑制 が可能になる。

以上述べたように、 本発明を実施した上記の回路では、 主ダイオード D 2から 主スィツチ Q 1に入力リアクトル電流 IL1が転流する過程、 及び主スィヅチ Q 1 から主ダイォード D 2に入力リァクトル電流 IL1が転流する過程において、 主ス ィツチ Q 1及び補助スィツチ Q 3、 Q 4を含めたすべてのスィツチでソフトスィ ヅチングを達成できる。 また、 転流のために共振用インダク夕 Lrに蓄積されたェ ネルギは、 転流が終了したときすベて出力端子に回生される。 したがって、 補助 スィツチを付加しても、 該補助スィツチにおいて発生するスィツチング損失の増 加を伴うことがない。 さらに、 出力スイッチング Q 1をターンオンする際に、 出 力ダイオード D 2のリカバリ一電流によるターンオン損失が発生しない。 したが つて、 総合的に、 高効率で低ノイズのブーストアヅプコンバータを得ることが可 能になる。

Claims

請求の範囲

1 . 正側及び負側の入力端子と、 正側及び負側の出力端子と、 一端が前記正側 の入力端子に接続された入力リアクトルと、 一端が前記入力リアクトルの他端に 接続され他端が前記負側の入力端子及び前記負側の出力端子に接続されたた主ス ィツチと、 順方向が前記入力端子の負側から正側に向くように前記主スィツチに 並列に接続された第 1ダイオードと、 前記入力リアクトルと前記主スイッチとの 接続点と前記正側出力端子との間に順方向が前記正側出力端子に向くように接続 された主ダイオードと、 出力端子間電圧を入力とし前記主スィツチのオン ·オフ 動作を制御するスィツチング信号を形成する制御回路とを備え、 前記制御回路か らのスィヅチング信号により前記主スィツチのオン ·オフ制御を行って出力を発 生するようになつた電力変換装置であって、

前記主スィツチ及び前記主ダイォードの少なくとも一方に並列にスナパ'用コン デンサが接続され、

直列接続された第 1補助スィッチ及び第 2補助スイッチと該第 1及び第 2補助 スィツチに対して直列接続された共振用ィンダク夕と前記第 1及び第 2補助スィ ツチにそれそれ並列に接続された第 1補助ダイォード及び第 2補助ダイォードと からなる第 1補助共振回路が、 前記主スィッチと前記入力リアクトルとの間の接 続点と前記負側の入力端子との間に 前記補助ダイォードの順方向が前記主スィ ツチと前記入力リアクトルとの間の接続点を向くように接続され、

直列接続された第 3補助ダイォードと第 4補助ダイオードとからなる第 2補助 共振回路が、 前記正側の出力端子と前記共振用ィンダク夕との間に接続され、 前記主スィツチ及び前記補助スィツチの各々の両端電圧を検出して該両端電圧 を表す電圧信号を発生し、 該電圧信号を前記制御回路に入力する電圧検出器が設 けられ、

前記制御回路は、 前記主スイッチにターンォン信号が与えられる前であつて該主ダイォードに前 記入力リアクトルからの電流が流れているときに前記第 1及び第 2補助スイッチ に夕一ンオン信号を与えて、 該第 1及び第 2補助スィヅチの夕一ンオンにより前 記共振用ィンダク夕に前記出力端子からの電流を導き、 前記共振用ィンダクタと 前記スナバコンデンサとによつて形成される共振回路に生じる共振により前記共 振用ィンダク夕の電流が増加して前記入力リァクトルの電流に達し、 前記主スィ ツチの両端電圧がほぼゼロになったとき、 前記主スィツチにターンオン信号を与 えるようになつたことを特徴とする電力変換装置。

2 . 請求項 1に記載した電力変換装置であって、

前記第 1補助スィツチと前記第 2補助スィヅチとの間の接続点と前記第 3補助 ダイォ一ドと前記第 4補助ダイォードとの間の接続点との間に補助スィツチ用ス ナバコンデンザが接続され、

前記補助スィヅチ用スナバコンデンサの充電電圧を検出して、 該補助スィツチ 用スナバコンデンサの充電電圧を表す信号を前記制御回路に入力する電圧検出装 置が設けられ、

前記制御回路は、

前記主スィヅチのターンオン後において、 前記補助スィヅチ用スナバコンデン ザの充電電圧が前記出力端子間電圧とほぼ等しいときに前記第 1補助スイッチに ターンオフ信号を与え、 前記補助スィヅチ用スナバコンデンサの充電電圧がほぼ ゼロのときに前記第 2補助スィッチに夕一ンオフ信号を与えることを特徴とする

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