JPH09322541A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH09322541A JPH09322541A JP13706196A JP13706196A JPH09322541A JP H09322541 A JPH09322541 A JP H09322541A JP 13706196 A JP13706196 A JP 13706196A JP 13706196 A JP13706196 A JP 13706196A JP H09322541 A JPH09322541 A JP H09322541A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置の部品点数を削減しかつ回路構
成を簡素化する。 【解決手段】 本発明による電力変換装置では、三相交
流電源のＲ相−Ｓ相、Ｓ相−Ｔ相、Ｔ相−Ｒ相の各出力
端子間に接続される整流回路１９〜２１を、三相交流電
源の各出力端子間のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子及び昇圧用
リアクトル１２（１３、１４）間に接続される第１の整
流ダイオード１９a（２０a、２１a）と、三相交流電源
の各出力端子間のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子及び昇圧用リ
アクトル１２（１３、１４）間に接続される第２の整流
ダイオード１９b（２０b、２１b）と、直流出力端子１
１及び三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子間に接続
される第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）と
で構成する。このように、本発明では各整流回路１９〜
２１を構成する整流ダイオードの個数を削減したので、
装置全体としての部品点数を削減でき、回路構成を簡素
化できる。
成を簡素化する。 【解決手段】 本発明による電力変換装置では、三相交
流電源のＲ相−Ｓ相、Ｓ相−Ｔ相、Ｔ相−Ｒ相の各出力
端子間に接続される整流回路１９〜２１を、三相交流電
源の各出力端子間のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子及び昇圧用
リアクトル１２（１３、１４）間に接続される第１の整
流ダイオード１９a（２０a、２１a）と、三相交流電源
の各出力端子間のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子及び昇圧用リ
アクトル１２（１３、１４）間に接続される第２の整流
ダイオード１９b（２０b、２１b）と、直流出力端子１
１及び三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子間に接続
される第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）と
で構成する。このように、本発明では各整流回路１９〜
２１を構成する整流ダイオードの個数を削減したので、
装置全体としての部品点数を削減でき、回路構成を簡素
化できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多相交流入力から
直流出力又は他の交流出力を得る電力変換装置、特に部
品点数の削減及び回路構成の簡略化を図った電力変換装
置に関するものである。
直流出力又は他の交流出力を得る電力変換装置、特に部
品点数の削減及び回路構成の簡略化を図った電力変換装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】三相、六相又は十二相等の多相交流入力
から直流出力又は他の交流出力、即ち相数、電圧、周波
数等の異なる交流出力を得る電力変換装置は、従来より
電子機器及び電気機器の分野で広く使用されている。例
えば、図１１に示す従来の電力変換装置としての三相コ
ンバータ装置では、三相交流電源の各線間毎に絶縁用ト
ランス４４〜４６を介して接続された整流回路としての
整流ブリッジ回路１〜３により各線間の単相交流を全波
整流し、コンバータ回路としての昇圧チョッパ回路４〜
６内のスイッチング素子としてのパワートランジスタ７
〜９をオン・オフ制御して各整流ブリッジ回路１〜３の
整流出力電圧を一定の直流電圧に変換することにより、
直流出力端子１０、１１から定電圧の直流出力を得てい
る。図１１において、Ｒ、Ｓ、Ｔはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相を示し、４４a〜４６aは絶縁用ト
ランス４４〜４６の１次巻線、４４b〜４６bは絶縁用ト
ランス４４〜４６の２次巻線、１a〜１d、２a〜２d及び
３a〜３dは整流ブリッジ回路１〜３を構成する第１〜第
４の整流ダイオード、１２〜１４は昇圧用リアクトル、
１５〜１７は還流用ダイオード、１８は平滑コンデンサ
を示す。パワートランジスタ７（８、９）、昇圧用リア
クトル１２（１３、１４）、還流用ダイオード１５（１
６、１７）及び平滑コンデンサ１８は昇圧チョッパ回路
４（５、６）を構成する。なお、前述の説明における括
弧内の各符号は同順である。
から直流出力又は他の交流出力、即ち相数、電圧、周波
数等の異なる交流出力を得る電力変換装置は、従来より
電子機器及び電気機器の分野で広く使用されている。例
えば、図１１に示す従来の電力変換装置としての三相コ
ンバータ装置では、三相交流電源の各線間毎に絶縁用ト
ランス４４〜４６を介して接続された整流回路としての
整流ブリッジ回路１〜３により各線間の単相交流を全波
整流し、コンバータ回路としての昇圧チョッパ回路４〜
６内のスイッチング素子としてのパワートランジスタ７
〜９をオン・オフ制御して各整流ブリッジ回路１〜３の
整流出力電圧を一定の直流電圧に変換することにより、
直流出力端子１０、１１から定電圧の直流出力を得てい
る。図１１において、Ｒ、Ｓ、Ｔはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相を示し、４４a〜４６aは絶縁用ト
ランス４４〜４６の１次巻線、４４b〜４６bは絶縁用ト
ランス４４〜４６の２次巻線、１a〜１d、２a〜２d及び
３a〜３dは整流ブリッジ回路１〜３を構成する第１〜第
４の整流ダイオード、１２〜１４は昇圧用リアクトル、
１５〜１７は還流用ダイオード、１８は平滑コンデンサ
を示す。パワートランジスタ７（８、９）、昇圧用リア
クトル１２（１３、１４）、還流用ダイオード１５（１
６、１７）及び平滑コンデンサ１８は昇圧チョッパ回路
４（５、６）を構成する。なお、前述の説明における括
弧内の各符号は同順である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１１に示
す三相コンバータ装置のような従来の電力変換装置で
は、整流ブリッジ回路１〜３を構成する整流ダイオード
１a〜１d、２a〜２d及び３a〜３dの使用数が１２個と多
いため、装置全体としての部品点数が増加すると共に回
路構成が複雑になる欠点があった。
す三相コンバータ装置のような従来の電力変換装置で
は、整流ブリッジ回路１〜３を構成する整流ダイオード
１a〜１d、２a〜２d及び３a〜３dの使用数が１２個と多
いため、装置全体としての部品点数が増加すると共に回
路構成が複雑になる欠点があった。
【０００４】そこで、本発明は部品点数を削減できかつ
回路構成が簡素な電力変換装置を提供することを目的と
する。
回路構成が簡素な電力変換装置を提供することを目的と
する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による電力変換装
置は、多相交流電源の各線間毎に接続されかつ前記各線
間の単相交流を直流に変換する整流回路を備え、前記整
流回路は前記多相交流電源の各線間の一方の相出力端子
及び前記整流回路の一方の整流出力端子間に接続される
第１の整流素子と、前記多相交流電源の各線間の他方の
相出力端子及び前記一方の整流出力端子間に接続される
第２の整流素子と、前記整流回路の他方の整流出力端子
及び前記多相交流電源の各線間の何れか一方の相出力端
子間に接続される第３の整流素子とを有する。本発明の
実施形態では、直流電圧のレベルを変換するコンバータ
回路が前記各整流回路の後段にそれぞれ接続されてい
る。また、本発明の他の実施形態では、直流を交流に変
換するインバータ回路が前記各整流回路の後段にそれぞ
れ接続されている。
置は、多相交流電源の各線間毎に接続されかつ前記各線
間の単相交流を直流に変換する整流回路を備え、前記整
流回路は前記多相交流電源の各線間の一方の相出力端子
及び前記整流回路の一方の整流出力端子間に接続される
第１の整流素子と、前記多相交流電源の各線間の他方の
相出力端子及び前記一方の整流出力端子間に接続される
第２の整流素子と、前記整流回路の他方の整流出力端子
及び前記多相交流電源の各線間の何れか一方の相出力端
子間に接続される第３の整流素子とを有する。本発明の
実施形態では、直流電圧のレベルを変換するコンバータ
回路が前記各整流回路の後段にそれぞれ接続されてい
る。また、本発明の他の実施形態では、直流を交流に変
換するインバータ回路が前記各整流回路の後段にそれぞ
れ接続されている。
【０００６】多相交流電源の或る線間の一方の相出力端
子の電圧が他方の相出力端子の電圧よりも高いときは、
多相交流電源の一方の相出力端子から或る線間に接続さ
れた整流回路における第１の整流素子、整流出力端子間
に接続される負荷、或る線間に隣接する他の線間に接続
された整流回路における第３の整流素子及び多相交流電
源の他方の相出力端子の経路で電流が流れる。また、多
相交流電源の或る線間の一方の相出力端子の電圧が他方
の相出力端子の電圧よりも低いときは、多相交流電源の
他方の相出力端子から或る線間に接続された整流回路に
おける第２の整流素子、整流出力端子間に接続される負
荷、或る線間に接続された整流回路における第３の整流
素子及び多相交流電源の一方の相出力端子の経路で電流
が流れる。以上は、多相交流電源の或る線間において、
整流回路の他方の整流出力端子と多相交流電源の一方の
相出力端子との間に第３の整流素子を接続した場合を示
すが、整流回路の他方の整流出力端子と多相交流電源の
他方の相出力端子との間に第３の整流素子を接続した場
合においても略同様である。このため、多相交流電源の
各線間毎に接続される整流回路の各々において、１個の
整流回路につき３個の整流素子で構成できるので、各整
流回路を構成する整流素子の個数を削減できる。したが
って、電力変換装置の部品点数を削減できると共に回路
構成を簡素化できる。
子の電圧が他方の相出力端子の電圧よりも高いときは、
多相交流電源の一方の相出力端子から或る線間に接続さ
れた整流回路における第１の整流素子、整流出力端子間
に接続される負荷、或る線間に隣接する他の線間に接続
された整流回路における第３の整流素子及び多相交流電
源の他方の相出力端子の経路で電流が流れる。また、多
相交流電源の或る線間の一方の相出力端子の電圧が他方
の相出力端子の電圧よりも低いときは、多相交流電源の
他方の相出力端子から或る線間に接続された整流回路に
おける第２の整流素子、整流出力端子間に接続される負
荷、或る線間に接続された整流回路における第３の整流
素子及び多相交流電源の一方の相出力端子の経路で電流
が流れる。以上は、多相交流電源の或る線間において、
整流回路の他方の整流出力端子と多相交流電源の一方の
相出力端子との間に第３の整流素子を接続した場合を示
すが、整流回路の他方の整流出力端子と多相交流電源の
他方の相出力端子との間に第３の整流素子を接続した場
合においても略同様である。このため、多相交流電源の
各線間毎に接続される整流回路の各々において、１個の
整流回路につき３個の整流素子で構成できるので、各整
流回路を構成する整流素子の個数を削減できる。したが
って、電力変換装置の部品点数を削減できると共に回路
構成を簡素化できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電力変換装置
を三相コンバータ装置に適用した場合の一実施形態を図
１に基づいて説明する。但し、図１では図１１に示す箇
所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。なお、以下の説明において括弧内の各符
号は同順とする。図１に示す実施形態の三相コンバータ
装置は、三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子及び昇
圧用リアクトル１２（１３、１４）間に接続された第１
の整流素子としての第１の整流ダイオード１９a（２０
a、２１a）と、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子
及び昇圧用リアクトル１２（１３、１４）間に接続され
た第２の整流素子としての第２の整流ダイオード１９b
（２０b、２１b）と、直流出力端子１１及び三相交流電
源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子間に接続された第３の整流
素子としての第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１
c）とから構成される整流回路１９（２０、２１）を図
１１における整流ブリッジ回路１（２、３）の代わりに
接続し、絶縁用トランス４４（４５、４６）を省略した
ものである。但し、整流回路１９（２０、２１）におけ
る第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）には、
各相間の帰還電流が共通して流れるので、電流容量の大
きいものが使用される。その他の構成は、図１１に示す
三相コンバータ装置と略同様である。
を三相コンバータ装置に適用した場合の一実施形態を図
１に基づいて説明する。但し、図１では図１１に示す箇
所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。なお、以下の説明において括弧内の各符
号は同順とする。図１に示す実施形態の三相コンバータ
装置は、三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子及び昇
圧用リアクトル１２（１３、１４）間に接続された第１
の整流素子としての第１の整流ダイオード１９a（２０
a、２１a）と、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子
及び昇圧用リアクトル１２（１３、１４）間に接続され
た第２の整流素子としての第２の整流ダイオード１９b
（２０b、２１b）と、直流出力端子１１及び三相交流電
源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子間に接続された第３の整流
素子としての第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１
c）とから構成される整流回路１９（２０、２１）を図
１１における整流ブリッジ回路１（２、３）の代わりに
接続し、絶縁用トランス４４（４５、４６）を省略した
ものである。但し、整流回路１９（２０、２１）におけ
る第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）には、
各相間の帰還電流が共通して流れるので、電流容量の大
きいものが使用される。その他の構成は、図１１に示す
三相コンバータ装置と略同様である。
【０００８】次に、図１に示す三相コンバータ装置の動
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間におい
て、三相交流電源のＲ相出力端子の電圧ＶRがＳ相出力
端子の電圧ＶSよりも高いとき、三相交流電源のＲ相出
力端子からＲ−Ｓ相間に接続された整流回路１９におけ
る第１の整流ダイオード１９a、整流回路１９の整流出
力端子間に接続された昇圧チョッパ回路４と直流出力端
子１０、１１間に接続される図示しない負荷との並列接
続回路、Ｓ−Ｔ相間に接続された整流回路２０における
第３の整流ダイオード２０c、三相交流電源のＳ相出力
端子の経路で電流が流れる。また、三相交流電源のＲ相
出力端子の電圧ＶRがＳ相出力端子の電圧ＶSよりも低い
ときは三相交流電源のＳ相出力端子からＲ−Ｓ相間に接
続された整流回路１９における第２の整流ダイオード１
９b、整流回路１９の整流出力端子間に接続された昇圧
チョッパ回路４と直流出力端子１０、１１間に接続され
る図示しない負荷との並列接続回路、整流回路１９にお
ける第３の整流ダイオード１９c、三相交流電源のＲ相
出力端子の経路で電流が流れる。前述と同様の動作が三
相交流電源のＳ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ相間においても行な
われる。これにより、各整流回路１９〜２１の整流出力
端子にそれぞれ接続された昇圧チョッパ回路４〜６内の
昇圧用リアクトル１２〜１４に全波整流電圧がそれぞれ
印加される。更に、これによって各昇圧用リアクトル１
２〜１４に流れる電流は各パワートランジスタ７〜９の
オン・オフ動作により断続され、各還流用ダイオード１
５〜１７を通して平滑コンデンサ１８の両端の直流出力
端子１０、１１に昇圧された定電圧の直流出力電圧Ｖ
OUTが発生する。
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間におい
て、三相交流電源のＲ相出力端子の電圧ＶRがＳ相出力
端子の電圧ＶSよりも高いとき、三相交流電源のＲ相出
力端子からＲ−Ｓ相間に接続された整流回路１９におけ
る第１の整流ダイオード１９a、整流回路１９の整流出
力端子間に接続された昇圧チョッパ回路４と直流出力端
子１０、１１間に接続される図示しない負荷との並列接
続回路、Ｓ−Ｔ相間に接続された整流回路２０における
第３の整流ダイオード２０c、三相交流電源のＳ相出力
端子の経路で電流が流れる。また、三相交流電源のＲ相
出力端子の電圧ＶRがＳ相出力端子の電圧ＶSよりも低い
ときは三相交流電源のＳ相出力端子からＲ−Ｓ相間に接
続された整流回路１９における第２の整流ダイオード１
９b、整流回路１９の整流出力端子間に接続された昇圧
チョッパ回路４と直流出力端子１０、１１間に接続され
る図示しない負荷との並列接続回路、整流回路１９にお
ける第３の整流ダイオード１９c、三相交流電源のＲ相
出力端子の経路で電流が流れる。前述と同様の動作が三
相交流電源のＳ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ相間においても行な
われる。これにより、各整流回路１９〜２１の整流出力
端子にそれぞれ接続された昇圧チョッパ回路４〜６内の
昇圧用リアクトル１２〜１４に全波整流電圧がそれぞれ
印加される。更に、これによって各昇圧用リアクトル１
２〜１４に流れる電流は各パワートランジスタ７〜９の
オン・オフ動作により断続され、各還流用ダイオード１
５〜１７を通して平滑コンデンサ１８の両端の直流出力
端子１０、１１に昇圧された定電圧の直流出力電圧Ｖ
OUTが発生する。
【０００９】ここで、整流回路１９に接続された昇圧チ
ョッパ回路４の動作について更に説明すると、パワート
ランジスタ７がオン状態のときは、昇圧用リアクトル１
２に電流が流れてエネルギが蓄積される。その後、パワ
ートランジスタ７がオン状態からオフ状態になると、パ
ワートランジスタ７のオン期間中に昇圧用リアクトル１
２に蓄積されたエネルギが還流用ダイオード１５を介し
て平滑コンデンサ１８へ放出され、平滑コンデンサ１８
が昇圧充電される。また、平滑コンデンサ１８の両端の
電圧に応じてパワートランジスタ７のベース端子に印加
するオン・オフ制御信号ＶB1をＰＷＭ（パルス幅変調）
制御することにより、直流出力端子１０、１１に発生す
る直流出力電圧ＶOUTが一定値に保持される。更に、三
相交流電源のＲ−Ｓ相間の線間電圧に基づいてパワート
ランジスタ７のベース端子に印加するオン・オフ制御信
号ＶB1を制御することにより、昇圧用リアクトル１２に
流れる電流の平均値の変化が正弦波状に制御される。前
述と同様の動作が整流回路２０、２１にそれぞれ接続さ
れた昇圧チョッパ回路５、６においても行なわれる。こ
れにより、各昇圧チョッパ回路４〜６の入力側には、そ
れぞれ三相交流電源の各相間の線間電圧の位相に同期す
る相電流ＩRS、ＩST、ＩTRが流れる。したがって、前記
の各相電流ＩRS、ＩST、ＩTRをそれぞれ合成した三相交
流電源のＲ〜Ｔ相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、Ｉ
Tは正弦波状に変化する。また、三相交流電源のＲ〜Ｔ
相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、ＩTは、それぞれ
三相交流電源のＲ〜Ｔ相出力端子における各相電圧
ＶR、ＶS、ＶTと略同相であるから、入力力率は１とな
る。
ョッパ回路４の動作について更に説明すると、パワート
ランジスタ７がオン状態のときは、昇圧用リアクトル１
２に電流が流れてエネルギが蓄積される。その後、パワ
ートランジスタ７がオン状態からオフ状態になると、パ
ワートランジスタ７のオン期間中に昇圧用リアクトル１
２に蓄積されたエネルギが還流用ダイオード１５を介し
て平滑コンデンサ１８へ放出され、平滑コンデンサ１８
が昇圧充電される。また、平滑コンデンサ１８の両端の
電圧に応じてパワートランジスタ７のベース端子に印加
するオン・オフ制御信号ＶB1をＰＷＭ（パルス幅変調）
制御することにより、直流出力端子１０、１１に発生す
る直流出力電圧ＶOUTが一定値に保持される。更に、三
相交流電源のＲ−Ｓ相間の線間電圧に基づいてパワート
ランジスタ７のベース端子に印加するオン・オフ制御信
号ＶB1を制御することにより、昇圧用リアクトル１２に
流れる電流の平均値の変化が正弦波状に制御される。前
述と同様の動作が整流回路２０、２１にそれぞれ接続さ
れた昇圧チョッパ回路５、６においても行なわれる。こ
れにより、各昇圧チョッパ回路４〜６の入力側には、そ
れぞれ三相交流電源の各相間の線間電圧の位相に同期す
る相電流ＩRS、ＩST、ＩTRが流れる。したがって、前記
の各相電流ＩRS、ＩST、ＩTRをそれぞれ合成した三相交
流電源のＲ〜Ｔ相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、Ｉ
Tは正弦波状に変化する。また、三相交流電源のＲ〜Ｔ
相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、ＩTは、それぞれ
三相交流電源のＲ〜Ｔ相出力端子における各相電圧
ＶR、ＶS、ＶTと略同相であるから、入力力率は１とな
る。
【００１０】以上のように、図１に示す実施形態では、
三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子の電圧Ｖ
R（ＶS、ＶT）がＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子の電圧ＶS（Ｖ
T、ＶR）よりも高いとき、Ｒ（Ｓ、Ｔ）相出力端子から
Ｓ（Ｔ、Ｒ）相出力端子へ帰還される電流がＳ−Ｔ（Ｔ
−Ｒ、Ｒ−Ｓ）相間に接続された整流回路２０（２１、
１９）における第３の整流ダイオード２０c（２１c、１
９c）を通して流れるので、図１１における各整流ブリ
ッジ回路１〜３の第４の整流ダイオード１d〜３dに相当
する帰還側整流ダイオードが不要となる。このため、三
相交流電源の各線間毎の整流回路１９〜２１をそれぞれ
３個の整流ダイオード１９a〜１９c、２０a〜２０c、２
１a〜２１cで構成でき、図１１に示す従来の回路に比較
して整流ダイオードの個数を削減できる。したがって、
電力変換装置全体としての部品点数を削減できると共に
回路構成の簡素化が可能である。
三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端子の電圧Ｖ
R（ＶS、ＶT）がＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子の電圧ＶS（Ｖ
T、ＶR）よりも高いとき、Ｒ（Ｓ、Ｔ）相出力端子から
Ｓ（Ｔ、Ｒ）相出力端子へ帰還される電流がＳ−Ｔ（Ｔ
−Ｒ、Ｒ−Ｓ）相間に接続された整流回路２０（２１、
１９）における第３の整流ダイオード２０c（２１c、１
９c）を通して流れるので、図１１における各整流ブリ
ッジ回路１〜３の第４の整流ダイオード１d〜３dに相当
する帰還側整流ダイオードが不要となる。このため、三
相交流電源の各線間毎の整流回路１９〜２１をそれぞれ
３個の整流ダイオード１９a〜１９c、２０a〜２０c、２
１a〜２１cで構成でき、図１１に示す従来の回路に比較
して整流ダイオードの個数を削減できる。したがって、
電力変換装置全体としての部品点数を削減できると共に
回路構成の簡素化が可能である。
【００１１】図１に示す実施形態の三相コンバータ装置
は変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態の三
相コンバータ装置は、図１に示す各昇圧チョッパ回路４
〜６における各還流用ダイオード１５〜１７の出力端と
帰還側の直流出力端子１１との間にそれぞれ平滑コンデ
ンサ２２〜２４を接続し、各平滑コンデンサ２２〜２４
を介して第１〜第３の直流出力端子２５〜２７から個別
の直流出力を得るようにしたものである。各昇圧チョッ
パ回路４〜６の動作については、図１に示す実施形態と
略同様であるので説明は省略する。図２に示す三相コン
バータ装置では、各昇圧チョッパ回路４〜６内のパワー
トランジスタ７〜９をそれぞれ個別にオン・オフ制御す
ることにより、電圧値の異なる３種類の直流出力電圧Ｖ
OUT1〜ＶOUT3を第１〜第３の直流出力端子２５〜２７と
帰還側の直流出力端子１１との各間から得ることができ
る。また、図１における昇圧用リアクトル１２〜１４
は、図３に示すように各整流回路１９〜２１の交流入力
側に接続してもよく、図２に示す実施形態においても前
述と同様の変更が可能である。更に、図４に示すよう
に、図１におけるパワートランジスタ７（８、９）の前
段に循環電流用ダイオード２８及び部分共振用コンデン
サ２９を追加接続し、パワートランジスタ７（８、９）
の後段に部分共振用トランジスタ３０、部分共振用リア
クトル３１及び還流用ダイオード３２を追加接続して図
１における昇圧チョッパ回路４（５、６）を部分共振型
の昇圧チョッパ回路としてもよい。図４に示す回路で
は、パワートランジスタ７（８、９）のスイッチング電
圧及び電流波形の立上り及び立下りが共振作用により正
弦波状となり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を容易に達成できるの
で、パワートランジスタ７（８、９）のスイッチング損
失を低減できる利点がある。図５は、図４に示す部分共
振型の昇圧チョッパ回路において部分共振用コンデンサ
３３及び還流用ダイオード３４を更に追加接続して部分
共振用トランジスタ３０のスイッチング損失を低減した
ものを示す。図６は、図５に示す部分共振型の昇圧チョ
ッパ回路において部分共振用コンデンサ３５と部分共振
用リアクトル３６及び共振電流用ダイオード３７の直列
回路とを追加接続して部分共振用トランジスタ３０のス
イッチング損失を更に低減したものを示す。また、図４
〜図６に示す実施形態においても図３に示す実施態様と
同様の変更が可能であり、この場合は循環電流用ダイオ
ード２８を省略することができる。
は変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態の三
相コンバータ装置は、図１に示す各昇圧チョッパ回路４
〜６における各還流用ダイオード１５〜１７の出力端と
帰還側の直流出力端子１１との間にそれぞれ平滑コンデ
ンサ２２〜２４を接続し、各平滑コンデンサ２２〜２４
を介して第１〜第３の直流出力端子２５〜２７から個別
の直流出力を得るようにしたものである。各昇圧チョッ
パ回路４〜６の動作については、図１に示す実施形態と
略同様であるので説明は省略する。図２に示す三相コン
バータ装置では、各昇圧チョッパ回路４〜６内のパワー
トランジスタ７〜９をそれぞれ個別にオン・オフ制御す
ることにより、電圧値の異なる３種類の直流出力電圧Ｖ
OUT1〜ＶOUT3を第１〜第３の直流出力端子２５〜２７と
帰還側の直流出力端子１１との各間から得ることができ
る。また、図１における昇圧用リアクトル１２〜１４
は、図３に示すように各整流回路１９〜２１の交流入力
側に接続してもよく、図２に示す実施形態においても前
述と同様の変更が可能である。更に、図４に示すよう
に、図１におけるパワートランジスタ７（８、９）の前
段に循環電流用ダイオード２８及び部分共振用コンデン
サ２９を追加接続し、パワートランジスタ７（８、９）
の後段に部分共振用トランジスタ３０、部分共振用リア
クトル３１及び還流用ダイオード３２を追加接続して図
１における昇圧チョッパ回路４（５、６）を部分共振型
の昇圧チョッパ回路としてもよい。図４に示す回路で
は、パワートランジスタ７（８、９）のスイッチング電
圧及び電流波形の立上り及び立下りが共振作用により正
弦波状となり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を容易に達成できるの
で、パワートランジスタ７（８、９）のスイッチング損
失を低減できる利点がある。図５は、図４に示す部分共
振型の昇圧チョッパ回路において部分共振用コンデンサ
３３及び還流用ダイオード３４を更に追加接続して部分
共振用トランジスタ３０のスイッチング損失を低減した
ものを示す。図６は、図５に示す部分共振型の昇圧チョ
ッパ回路において部分共振用コンデンサ３５と部分共振
用リアクトル３６及び共振電流用ダイオード３７の直列
回路とを追加接続して部分共振用トランジスタ３０のス
イッチング損失を更に低減したものを示す。また、図４
〜図６に示す実施形態においても図３に示す実施態様と
同様の変更が可能であり、この場合は循環電流用ダイオ
ード２８を省略することができる。
【００１２】図７に示す実施形態の三相コンバータ装置
は、図１の実施形態における各昇圧チョッパ回路４〜６
をそれぞれパワートランジスタ７〜９、還流用ダイオー
ド１５〜１７、平滑リアクトル４１〜４３及び平滑コン
デンサ１８から構成される降圧チョッパ回路３８〜４０
に変更したものである。したがって、図７に示す実施形
態における各整流回路１９〜２１の動作及び電流経路は
図１に示す実施形態と全く同一であるので、説明は省略
する。図７に示す三相コンバータ装置では、平滑コンデ
ンサ１８の両端の電圧に応じて各パワートランジスタ７
〜９のベース端子に印加するオン・オフ制御信号ＶB1〜
ＶB3をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することにより、直
流出力端子１０、１１から降圧された定電圧の直流出力
電圧ＶOU Tを得ることができる。また、図１に示す実施
形態と同様に、三相交流電源の各相間の線間電圧に基づ
いて各パワートランジスタ７〜９のベース端子に印加す
るオン・オフ制御信号ＶB1〜ＶB3をそれぞれ制御するこ
とにより、三相交流電源のＲ〜Ｔ相出力端子における各
相電圧ＶR、ＶS、ＶTと略同相の三相交流電源のＲ〜Ｔ
相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、ＩTを正弦波状に
制御して入力力率を１とすることができる。
は、図１の実施形態における各昇圧チョッパ回路４〜６
をそれぞれパワートランジスタ７〜９、還流用ダイオー
ド１５〜１７、平滑リアクトル４１〜４３及び平滑コン
デンサ１８から構成される降圧チョッパ回路３８〜４０
に変更したものである。したがって、図７に示す実施形
態における各整流回路１９〜２１の動作及び電流経路は
図１に示す実施形態と全く同一であるので、説明は省略
する。図７に示す三相コンバータ装置では、平滑コンデ
ンサ１８の両端の電圧に応じて各パワートランジスタ７
〜９のベース端子に印加するオン・オフ制御信号ＶB1〜
ＶB3をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することにより、直
流出力端子１０、１１から降圧された定電圧の直流出力
電圧ＶOU Tを得ることができる。また、図１に示す実施
形態と同様に、三相交流電源の各相間の線間電圧に基づ
いて各パワートランジスタ７〜９のベース端子に印加す
るオン・オフ制御信号ＶB1〜ＶB3をそれぞれ制御するこ
とにより、三相交流電源のＲ〜Ｔ相出力端子における各
相電圧ＶR、ＶS、ＶTと略同相の三相交流電源のＲ〜Ｔ
相出力端子からの各線電流ＩR、ＩS、ＩTを正弦波状に
制御して入力力率を１とすることができる。
【００１３】図７に示す実施形態の三相コンバータ装置
においても、図２及び図４〜図６に示す各実施形態と同
様の変更が可能である。例えば、図８は図７に示す各降
圧コンバータ３８〜４０に図４に示す実施形態と同様の
変更を行なったものである。即ち、図８に示す回路で
は、図７におけるパワートランジスタ７（８、９）と並
列に循環電流用ダイオード２８及び部分共振用コンデン
サ２９を追加接続し、パワートランジスタ７（８、９）
と並列に部分共振用トランジスタ３０及び部分共振用リ
アクトル３１の直列回路を追加接続し、部分共振用トラ
ンジスタ３０及び部分共振用リアクトル３１の直列回路
の接続点と直流出力端子１１との間に還流用ダイオード
３２を追加接続して図７における降圧チョッパ回路３８
（３９、４０）を部分共振型の降圧チョッパ回路として
いる。したがって、図８に示す回路においても、図４に
示す回路と同様にパワートランジスタ７（８、９）のス
イッチング損失を低減できる利点がある。図９は、図８
に示す部分共振型の降圧チョッパ回路に部分共振用コン
デンサ３３及び還流用ダイオード３４を更に追加接続し
て図５に示す実施形態と同様に部分共振用トランジスタ
３０のスイッチング損失を低減したものを示す。図１０
は、図９に示す部分共振型の降圧チョッパ回路において
部分共振用コンデンサ３５と部分共振用リアクトル３６
及び共振電流用ダイオード３７の直列回路とを追加接続
して図６に示す実施形態と同様に部分共振用トランジス
タ３０のスイッチング損失を更に低減したものを示す。
においても、図２及び図４〜図６に示す各実施形態と同
様の変更が可能である。例えば、図８は図７に示す各降
圧コンバータ３８〜４０に図４に示す実施形態と同様の
変更を行なったものである。即ち、図８に示す回路で
は、図７におけるパワートランジスタ７（８、９）と並
列に循環電流用ダイオード２８及び部分共振用コンデン
サ２９を追加接続し、パワートランジスタ７（８、９）
と並列に部分共振用トランジスタ３０及び部分共振用リ
アクトル３１の直列回路を追加接続し、部分共振用トラ
ンジスタ３０及び部分共振用リアクトル３１の直列回路
の接続点と直流出力端子１１との間に還流用ダイオード
３２を追加接続して図７における降圧チョッパ回路３８
（３９、４０）を部分共振型の降圧チョッパ回路として
いる。したがって、図８に示す回路においても、図４に
示す回路と同様にパワートランジスタ７（８、９）のス
イッチング損失を低減できる利点がある。図９は、図８
に示す部分共振型の降圧チョッパ回路に部分共振用コン
デンサ３３及び還流用ダイオード３４を更に追加接続し
て図５に示す実施形態と同様に部分共振用トランジスタ
３０のスイッチング損失を低減したものを示す。図１０
は、図９に示す部分共振型の降圧チョッパ回路において
部分共振用コンデンサ３５と部分共振用リアクトル３６
及び共振電流用ダイオード３７の直列回路とを追加接続
して図６に示す実施形態と同様に部分共振用トランジス
タ３０のスイッチング損失を更に低減したものを示す。
【００１４】本発明の実施態様は前記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では整流回路１９（２０、２１）を構成す
る第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）を直流
出力端子１１及び三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端
子間に接続する形態を示したが、直流出力端子１１及び
三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子間に第３の整流
ダイオード１９c（２０c、２１c）を接続してもよい。
また、上記の各実施形態ではスイッチング素子としてバ
イポーラ型のパワートランジスタ７〜９、４４〜５２を
使用する形態を示したが、バイポーラ型パワートランジ
スタの代わりにＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）又
はサイリスタ等を使用してもよい。また、図１〜図１０
に示す実施形態ではコンバータ回路を昇圧チョッパ回路
４〜６（図１〜図６）又は降圧チョッパ回路３８〜４０
（図７〜図１０）として構成する形態を示したが、昇降
圧チョッパ回路として構成することも可能である。ま
た、各コンバータ回路はチョッパ型コンバータに限ら
ず、フライバック型又はフォワード型コンバータ或いは
ハーフブリッジ型又はフルブリッジ型コンバータ等の他
の型式のコンバータとして構成することも可能である。
また、上記の各実施形態において、各コンバータ回路の
代わりに直流を交流に変換するインバータ回路を各整流
回路１９〜２１の後段にそれぞれ接続し、三相交流入力
から各整流回路１９〜２１及び各インバータ回路を介し
て他の交流出力を得るようにしてもよい。更に、本発明
は、三相コンバータ装置に限定されることなく、六相又
は十二相等の三相以上の多相交流入力から直流出力又は
相数、電圧、周波数等の異なる他の交流出力を得る電力
変換装置にも適用できることは明らかである。
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では整流回路１９（２０、２１）を構成す
る第３の整流ダイオード１９c（２０c、２１c）を直流
出力端子１１及び三相交流電源のＲ（Ｓ、Ｔ）相出力端
子間に接続する形態を示したが、直流出力端子１１及び
三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相出力端子間に第３の整流
ダイオード１９c（２０c、２１c）を接続してもよい。
また、上記の各実施形態ではスイッチング素子としてバ
イポーラ型のパワートランジスタ７〜９、４４〜５２を
使用する形態を示したが、バイポーラ型パワートランジ
スタの代わりにＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）又
はサイリスタ等を使用してもよい。また、図１〜図１０
に示す実施形態ではコンバータ回路を昇圧チョッパ回路
４〜６（図１〜図６）又は降圧チョッパ回路３８〜４０
（図７〜図１０）として構成する形態を示したが、昇降
圧チョッパ回路として構成することも可能である。ま
た、各コンバータ回路はチョッパ型コンバータに限ら
ず、フライバック型又はフォワード型コンバータ或いは
ハーフブリッジ型又はフルブリッジ型コンバータ等の他
の型式のコンバータとして構成することも可能である。
また、上記の各実施形態において、各コンバータ回路の
代わりに直流を交流に変換するインバータ回路を各整流
回路１９〜２１の後段にそれぞれ接続し、三相交流入力
から各整流回路１９〜２１及び各インバータ回路を介し
て他の交流出力を得るようにしてもよい。更に、本発明
は、三相コンバータ装置に限定されることなく、六相又
は十二相等の三相以上の多相交流入力から直流出力又は
相数、電圧、周波数等の異なる他の交流出力を得る電力
変換装置にも適用できることは明らかである。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、多相交流電源の各線間
毎に接続される整流回路をそれぞれ３個の整流素子で構
成できるので、整流素子の個数を削減して電力変換装置
全体としての部品点数を削減でき、回路構成の簡素化が
可能である。特に、六相又は十二相等の三相以上の多相
交流入力から直流出力又は相数、電圧、周波数等の異な
る他の交流出力を得る電力変換装置において、本発明の
効果が顕著である。
毎に接続される整流回路をそれぞれ３個の整流素子で構
成できるので、整流素子の個数を削減して電力変換装置
全体としての部品点数を削減でき、回路構成の簡素化が
可能である。特に、六相又は十二相等の三相以上の多相
交流入力から直流出力又は相数、電圧、周波数等の異な
る他の交流出力を得る電力変換装置において、本発明の
効果が顕著である。
【図１】 本発明による電力変換装置を三相コンバータ
装置に適用した一実施形態を示す電気回路図
装置に適用した一実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１に示す三相コンバータ装置の変更実施形
態を示す電気回路図
態を示す電気回路図
【図３】 図１に示す三相コンバータ装置の他の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図４】 図１に示す昇圧チョッパ回路の第１の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図５】 図１に示す昇圧チョッパ回路の第２の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図６】 図１に示す昇圧チョッパ回路の第３の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図７】 図１に示す三相コンバータ装置の昇圧チョッ
パ回路を降圧チョッパ回路に変更した実施形態を示す電
気回路図
パ回路を降圧チョッパ回路に変更した実施形態を示す電
気回路図
【図８】 図７に示す降圧チョッパ回路の第１の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図９】 図７に示す降圧チョッパ回路の第２の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図１０】 図７に示す降圧チョッパ回路の第３の変更
実施形態を示す電気回路図
実施形態を示す電気回路図
【図１１】 従来の電力変換装置を示す三相コンバータ
装置の電気回路図
装置の電気回路図
１〜３．．．整流ブリッジ回路（整流回路）、４〜
６．．．昇圧チョッパ回路（コンバータ回路）、７〜
９．．．パワートランジスタ（スイッチング素子）、１
０，１１．．．直流出力端子、１２〜１４．．．昇圧用
リアクトル、１５〜１７，３２，３４．．．還流用ダイ
オード、１８，２２〜２４．．．平滑コンデンサ、１９
〜２１．．．整流回路、１９a〜２１a．．．第１の整流
ダイオード（第１の整流素子）、１９b〜２１b．．．第
２の整流ダイオード（第２の整流素子）、１９c〜２１
c．．．第３の整流ダイオード（第３の整流素子）、２
５〜２７．．．第１〜第３の直流出力端子、２８．．．
循環電流用ダイオード、２９，３３，３５．．．部分共
振用コンデンサ、３０．．．部分共振用トランジスタ、
３１，３６．．．部分共振用リアクトル、３７．．．共
振電流用ダイオード、３８〜４０．．．降圧チョッパ回
路（コンバータ回路）、４１〜４３．．．平滑リアクト
ル、４４〜４６．．．絶縁用トランス、４４a〜４６
a．．．１次巻線、４４b〜４６b．．．２次巻線
６．．．昇圧チョッパ回路（コンバータ回路）、７〜
９．．．パワートランジスタ（スイッチング素子）、１
０，１１．．．直流出力端子、１２〜１４．．．昇圧用
リアクトル、１５〜１７，３２，３４．．．還流用ダイ
オード、１８，２２〜２４．．．平滑コンデンサ、１９
〜２１．．．整流回路、１９a〜２１a．．．第１の整流
ダイオード（第１の整流素子）、１９b〜２１b．．．第
２の整流ダイオード（第２の整流素子）、１９c〜２１
c．．．第３の整流ダイオード（第３の整流素子）、２
５〜２７．．．第１〜第３の直流出力端子、２８．．．
循環電流用ダイオード、２９，３３，３５．．．部分共
振用コンデンサ、３０．．．部分共振用トランジスタ、
３１，３６．．．部分共振用リアクトル、３７．．．共
振電流用ダイオード、３８〜４０．．．降圧チョッパ回
路（コンバータ回路）、４１〜４３．．．平滑リアクト
ル、４４〜４６．．．絶縁用トランス、４４a〜４６
a．．．１次巻線、４４b〜４６b．．．２次巻線
Claims (3)
- 【請求項１】 多相交流電源の各線間毎に接続されかつ
前記各線間の単相交流を直流に変換する整流回路を備え
た電力変換装置において、 前記整流回路は、前記多相交流電源の各線間の一方の相
出力端子及び前記整流回路の一方の整流出力端子間に接
続される第１の整流素子と、前記多相交流電源の各線間
の他方の相出力端子及び前記一方の整流出力端子間に接
続される第２の整流素子と、前記整流回路の他方の整流
出力端子及び前記多相交流電源の各線間の何れか一方の
相出力端子間に接続される第３の整流素子とを有するこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 直流電圧のレベルを変換するコンバータ
回路が前記各整流回路の後段にそれぞれ接続された「請
求項１」に記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 直流を交流に変換するインバータ回路が
前記各整流回路の後段にそれぞれ接続された「請求項
１」に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08137061A JP3092792B2 (ja) | 1996-05-30 | 1996-05-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08137061A JP3092792B2 (ja) | 1996-05-30 | 1996-05-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09322541A true JPH09322541A (ja) | 1997-12-12 |
| JP3092792B2 JP3092792B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=15189985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08137061A Expired - Fee Related JP3092792B2 (ja) | 1996-05-30 | 1996-05-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3092792B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003533A1 (fr) * | 2000-07-05 | 2002-01-10 | Tdk Corporation | Systeme de conversion de courant electrique |
| WO2002025798A1 (fr) * | 2000-09-20 | 2002-03-28 | Tdk Corporation | Dispositif d'alimentation electrique de commutation eleveur |
-
1996
- 1996-05-30 JP JP08137061A patent/JP3092792B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003533A1 (fr) * | 2000-07-05 | 2002-01-10 | Tdk Corporation | Systeme de conversion de courant electrique |
| US6522109B2 (en) | 2000-07-05 | 2003-02-18 | Tdk Corporation | Power conversion apparatus |
| WO2002025798A1 (fr) * | 2000-09-20 | 2002-03-28 | Tdk Corporation | Dispositif d'alimentation electrique de commutation eleveur |
| US7049793B2 (en) | 2000-09-20 | 2006-05-23 | Tdk Corporation | Boost switching power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3092792B2 (ja) | 2000-09-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |