JP2020174433A - 非絶縁型双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】ターンオン損失やターンオフ損失が小さく、かつノイズの少ない非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、主変換器および補助変換器を備えている。主変換器は、直列接続された第１および第２の主スイッチと、第１の主スイッチに並列接続された第１のスナバコンデンサと、第２の主スイッチに並列接続された第２のスナバコンデンサとを有している。補助変換器は、直列接続された第１、第２、第３および第４の補助スイッチと、一端が第１および第２の補助スイッチに直列接続されるとともに第３および第４の補助スイッチに直列接続され、他端が第１の主スイッチと第２の主スイッチとの接続点に接続された共振用インダクタとを有している。【選択図】図１

Description

本発明は、非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの開発が進んでいる（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第２００１／０８４６９９号

ところで、非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ターンオン損失やターンオフ損失が大きいという問題があった。

ターンオン損失やターンオフ損失が小さく、かつノイズの少ない非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが望ましい。

本発明の一実施の形態としての非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１入出力端子と、第２入出力端子と、主変換器と、補助変換器と、主変換器および補助変換器を制御する制御回路とを備えている。主変換器は、第１入出力端子に直列接続された第１および第２の主スイッチと、第１の主スイッチに対して並列接続された第１のスナバコンデンサと、前記第２の主スイッチに対して並列接続された第２のスナバコンデンサとを有している。補助変換器は、第１入出力端子に直列接続された第１、第２、第３および第４の補助スイッチと、一端が第１および第２の補助スイッチに直列接続されるとともに第３および第４の補助スイッチに直列接続され、他端が第１の主スイッチと第２の主スイッチとの接続点を介して第２入出力端子に接続された共振用インダクタとを有している。制御回路は、当該非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させたり、降圧チョッパとして動作させたりする際に、主変換器に流れる電流を補助変換器に導いたり、補助変換器に流れる電流を主変換器に導いたりするように、主変換器および補助変換器におけるスイッチング動作を制御する。

本発明の一実施の形態としての非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ターンオン損失やターンオフ損失を小さくすることができ、かつノイズを少なくすることができる。

本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成例を表す図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧チョッパとしての動作の一例を表す図である。 図２に続く動作の一例を表す図である。 図３に続く動作の一例を表す図である。 図４に続く動作の一例を表す図である。 図５に続く動作の一例を表す図である。 図６に続く動作の一例を表す図である。 図７に続く動作の一例を表す図である。 図８に続く動作の一例を表す図である。 図９に続く動作の一例を表す図である。 図１０に続く動作の一例を表す図である。 図１１に続く動作の一例を表す図である。 図１２に続く動作の一例を表す図である。 図１３に続く動作の一例を表す図である。 図１４に続く動作の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとしての動作させたときの、各スイッチの電圧、ならびにスナバコンデンサの電圧およびインダクタを流れる電流の波形の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの、昇圧チョッパにおける損失についてまとめた図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧チョッパとしての動作の一例を表す図である。 図１８に続く動作の一例を表す図である。 図１９に続く動作の一例を表す図である。 図２０に続く動作の一例を表す図である。 図２１に続く動作の一例を表す図である。 図２２に続く動作の一例を表す図である。 図２３に続く動作の一例を表す図である。 図２４に続く動作の一例を表す図である。 図２５に続く動作の一例を表す図である。 図２６に続く動作の一例を表す図である。 図２７に続く動作の一例を表す図である。 図２８に続く動作の一例を表す図である。 図２９に続く動作の一例を表す図である。 図３０に続く動作の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとしての動作させたときの、各スイッチの電圧、ならびにスナバコンデンサの電圧およびインダクタを流れる電流の波形の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの、降圧チョッパにおける損失についてまとめた図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一変形例を表す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明は本発明の一具体例であって、本発明は以下の態様に限定されるものではない。

＜１．実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路図を表したものである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであり、例えば、主変換器１０および補助変換器２０を備えている。

主変換器１０は、互いに直列接続された主スイッチＱ１、Ｑ２を有しており、主スイッチＱ１は一次側の入出力端子ＩＯ１に、主スイッチＱ２はグラウンド端子ＧＮＤに、それぞれ接続されている。主スイッチＱ１は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ１を含んで構成されている。主スイッチＱ２は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ２を含んで構成されている。主変換器１０は、さらに、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を有している。主スイッチＱ１にはスナバコンデンサＣ１が、主スイッチＱ２にはスナバコンデンサＣ２が、それぞれ並列に接続されている。

補助変換器２０は、互いに直列接続された補助スイッチＱ３，Ｑ４を有しており、補助スイッチＱ３が入出力端子ＩＯ１に接続され、補助スイッチＱ４が共振用インダクタＬｒを介して主スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に接続されている。主スイッチＱ１、Ｑ２の接続点には、二次側の入出力端子ＩＯ２が接続されている。補助スイッチＱ３は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ３を含んで構成されている。補助スイッチＱ４は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ４を含んで構成されている。

補助変換器２０は、さらに、互いに直列接続された補助スイッチＱ５，Ｑ６を有しており、補助スイッチＱ６がグラウンド端子ＧＮＤに接続され、補助スイッチＱ５が共振用インダクタＬｒを介して主スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に接続されている。補助スイッチＱ５は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ５を含んで構成されている。補助スイッチＱ６は、例えば、ＦＥＴで構成されており、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように並列接続されたボディダイオードＤ６を含んで構成されている。

補助変換器２０は、さらに、共振用インダクタＬｒおよびスナバコンデンサＣ３を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、さらに、インダクタＬｏおよびコンデンサＣ０，Ｃ４を備えている。コンデンサＣ０は、端子ＩＯ２およびグラウンド端子ＧＮＤの間に接続されている。コンデンサＣ４は、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤの間に接続されている。スナバコンデンサＣ３は、補助スイッチＱ３と補助スイッチＱ６との間に接続されている。共振用インダクタＬｒは、２つの補助スイッチＱ３，Ｑ４に直列に接続されており、さらに、２つの補助スイッチＱ５，Ｑ６に直列に接続されている。共振用インダクタＬｒは、補助スイッチＱ４と、補助スイッチＱ５との接続点と、主スイッチＱ１と主スイッチＱ２との接続点との間に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、さらに、主変換器１０および補助変換器２０を制御する制御回路３０を備えている。制御回路３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させたり、降圧チョッパとして動作させたりする際に、主変換器１０に流れる電流を補助変換器２０に導いたり、補助変換器２０に流れる電流を主変換器１０に導いたりするように、主変換器１０および補助変換器２０におけるスイッチング動作を制御する。

制御回路３０は、各スイッチのスイッチング動作を制御するためのスイッチング信号を生成する。制御回路３０は、例えば、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６の電流もしくは両端電圧を入力信号として受けて、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６のスイッチングタイミングを演算し、スイッチング信号を生成する。各スイッチには、例えば、その両端電圧を検出する電圧検出器が設けられ、制御回路３０は、例えば、これら電圧検出器からの電圧信号を入力として受ける。そして、制御回路３０は、例えば、各スイッチのスイッチング動作を制御するためのスイッチング信号を出力する。

[動作]
（昇圧チョッパとしての動作）
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の昇圧チョッパとしての動作について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとしての動作させる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、端子ＩＯ２およびグラウンド端子ＧＮＤの電圧Ｖｉｎを昇圧した電圧Ｖｏｕｔを、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤに出力する。

図２から図９が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させたときの、主スイッチＱ２がオフ状態からオン状態に遷移する過程を示したものである。制御回路３０は、この過程で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ５，Ｑ６をオンして、主スイッチＱ１に流れる電流（具体的には、ボディダイオードＤ１に流れる電流）を共振用インダクタＬｒに移動させ、ボディダイオードＤ１に流れる電流がゼロになる前に主スイッチＱ１をオフする。制御回路３０は、さらに、主スイッチＱ１をオフした後に、共振用インダクタＬｒおよびスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振を生じさせ、ボディダイオードＤ２がオンした後に、主スイッチＱ２をオンする。

図１０から図１５が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させたときの、主スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に遷移する過程を示したものである。制御回路３０は、この過程で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ２をオンした後、補助スイッチＱ４をオンして、スナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒによる共振を生じさせることにより、スナバコンデンサＣ３に蓄積されたエネルギーを共振用インダクタＬｒに移動させ、スナバコンデンサＣ３の電圧をゼロにする。制御回路３０は、その後に、主スイッチＱ２をオフする。制御回路３０は、さらに、主スイッチＱ２をオフすると、共振用インダクタＬｒおよびインダクタＬｏを流れる電流が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２に流れ込むことによって、それにより、主スイッチＱ１の電圧は徐々に小さくなり、ボディダイオードＤ１および主スイッチＱ１のうち少なくともボディダイオードＤ１をオンする。

図１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとしての動作させたときの、各スイッチの電圧と、スナバコンデンサＣ３の電圧と、インダクタＬｏを流れる電流（Ｉ＿Ｌｏ）とを示したものである。図１６には、インダクタＬｏを流れる電流（Ｉ＿Ｌｏ）が補助変換器２０に流れたときの、補助変換器２０内を流れる電流の経路中にある素子が例示されている。

図２は、主スイッチＱ１がオン状態からオフ状態になる前の状態（図１６のステップ１の状態）を示している。図２には、負荷電流がインダクタＬｏから、主スイッチＱ１を通って流れている様子が示されている。このとき、スナバコンデンサＣ３の初期電圧（Ｖ＿Ｃ３）は、ほぼゼロボルトとなっており、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）および補助スイッチＱ６の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ６）が、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｏｕｔとほぼ等しくなっている。また、このとき、補助スイッチＱ４がオンしており、補助スイッチＱ５，Ｑ６がオフしている。補助スイッチＱ３は、オンしていても、オフしていてもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図２の状態（補助スイッチＱ４がオンした状態）において、補助スイッチＱ５，Ｑ６をオンする（図１６のステップ２）。すると、インダクタＬｏを流れる電流の一部が、共振用インダクタＬｒおよび補助スイッチＱ５，Ｑ６に流れ始め、インダクタＬｏに流れる電流と、共振用インダクタＬｒに流れる電流とがほぼ等しくなり、主スイッチＱ１に流れる電流がゼロになる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図３に示したように、主スイッチＱ１をオフする。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、制御を簡単にするために、図２の状態において、補助スイッチＱ５，Ｑ６をオンすると同時に、主スイッチＱ１をオフしてもよい。すると、主スイッチＱ１を流れていた電流は、ボディダイオードＤ１に流れ始める。このように、主スイッチＱ１に流れる電流が完全にゼロになる前に主スイッチＱ１をオフすることにより、主スイッチＱ１をオフしたタイミングで電流が逆に流れることを防ぐ。

主スイッチＱ１をオフした後、図４に示したように、共振用インダクタＬｒと、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２とで共振が始まり、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ１）が徐々に大きくなるとともに、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）が徐々に小さくなる（図１６のステップ３）。その結果、図５に示したように、ボディダイオードＤ２がオンし、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ１）が一定値となるとともに、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）がほぼゼロボルトになる（図１６のステップ４）。すると、図６に示したように、循環電流がボディダイオードＤ２、共振用インダクタＬｒおよび補助スイッチＱ５，Ｑ６を流れ始める。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図６に示したように、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）がゼロボルトとなっている間に、主スイッチＱ２をオンする（図１６のステップ５）。これにより、主スイッチＱ２でのＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）が達成される。すると、インダクタＬｏに流れていた電流が主スイッチＱ２に流れ始める。

その後、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、補助スイッチＱ４，Ｑ５をオフする（図１６のステップ６）。すると、循環電流が、図７に示したように、ボディダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に流れ始めるので、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）が、ゆるやかに上昇し、それに伴い、補助スイッチＱ３の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ３）は、ゆるやかに低下する（図１６のステップ６）。その結果、補助スイッチＱ５の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ５）はターンオフ時に急激に上昇せず、ゆるやかに上昇する。このように、補助スイッチＱ５に流れていた電流がスナバコンデンサＣ３へ分流するようになり、かつ、補助スイッチＱ５の電圧がゆるやかに上昇することで、補助スイッチＱ５における電圧と電流の交差が小さくなった結果、補助スイッチＱ５のターンオフ損失が小さくなる。

補助スイッチＱ５がオフした後も、スナバコンデンサＣ３が充電されていくと、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）が、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｏｕｔと等しくなり（図１６のステップ７）、図８に示したように、補助スイッチＱ３に並列接続されたボディダイオードＤ３がオンする。その結果、共振用インダクタＬｒに蓄積されたエネルギーが、主スイッチＱ２、共振用インダクタＬｒ、ボディダイオードＤ４、ボディダイオードＤ３および端子ＩＯ１のルートで、端子ＩＯ１へ回生される。回生が完了すると、図９に示したように、インダクタＬｏへのエネルギー蓄積がなされ、次のエネルギー伝送のための備えが行われる（図１６のステップ８）。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、昇圧チョッパとしての初期状態（図２の状態）に戻す。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、補助変換器２０を用いて、図１０に示した状態から、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）をゼロボルトに戻す。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、まず、図１６のステップ８の状態が所定の期間経過した後（図１６のステップ９）、図１１に示したように、補助スイッチＱ４をオンする（図１６のステップ１０）。すると、図１１に示したような、スナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒを含む循環路が形成され、スナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒによる共振が発生する。これにより、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）が徐々に小さくなりながら（図１６のステップ１０）、共振用インダクタＬｒに流れる電流が徐々に大きくなる。

スナバコンデンサＣ３に蓄積されたエネルギーが全て共振用インダクタＬｒに移行すると、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）がゼロボルトになり、それに伴って、補助スイッチＱ５の電圧（ＶＤＳ＿Ｃ５）もゼロボルトになる（図１６のステップ１１）。その結果、図１２に示したような、ボディダイオードＤ５，Ｄ６および共振用インダクタＬｒを含む循環路が形成される。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１３に示したように、主スイッチＱ２および補助スイッチＱ６をオフする（図１６のステップ１２）。すると、図１３に示したように、共振用インダクタＬｒによる循環電流と、インダクタＬｏに蓄えられている電流との合計が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに流れ始めるので、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）が、ゆるやかに上昇し、それに伴い、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）は、ゆるやかに低下する（図１６のステップ１２）。その結果、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）はターンオフ時に急激に上昇せず、ゆるやかに上昇する。このように、主スイッチＱ２がオフした後にスナバコンデンサＣ１，Ｃ２によって主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）をゆるやかに上昇させるとともに、主スイッチＱ２に流れている電流を、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに分流することで、主スイッチＱ２に流れる電流と主スイッチＱ２の電圧との交差を、ハードスイッチングに比べて低減している。従って、主スイッチＱ２のターンオフ損失が小さくなる。

その後、図１４に示したように、ボディダイオードＤ１がオンすると、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）がほぼゼロボルトとなり、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）の上昇が停止する（図１６のステップ１３）。すると、共振用インダクタＬｒに蓄えられていたエネルギーは、ボディダイオードＤ６、ボディダイオードＤ５、共振用インダクタＬｒおよびボディダイオードＤ１のルートで端子ＩＯ１側へ回生されると同時に、インダクタＬｏに蓄えられていたエネルギーは、ボディダイオードＤ１を通じて端子ＩＯ１へ伝送される。このように、ボディダイオードＤ１がオンすることで、共振用インダクタＬｒおよびインダクタＬｏに蓄えられていたエネルギーが端子ＩＯ１へ伝送される。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図２に示した状態に戻る。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ボディダイオードＤ１がオンした後に、主スイッチＱ１をオンしてもよい。これにより、主スイッチＱ１に電流が流れるので、ボディダイオードＤ１に電流を流す場合よりも、導通損失を減らすことができる。

なお、本動作における損失について、図１７にまとめた。以下に、図１７について説明する。

（主スイッチＱ１）
主スイッチをオフし、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）がゆるやかに上昇するに伴って、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）が徐々に小さくなり、ボディダイオードＤ１がオンすることで、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ１をオンして、主スイッチＱ１に電流を流してもよい。このようにした場合には、主スイッチＱ１をオンせずにボディダイオードＤ１に電流を流す場合よりも、導通損失を減らすことができる。また、主スイッチＱ１を、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）させることができるので、ターンオン損失がない。また、主スイッチＱ１に並列接続されたボディダイオードＤ１に流れる電流を共振用インダクタＬｒに移動させ、ボディダイオードＤ１に流れる電流を小さくした後、ボディダイオードＤ１をオフする。主スイッチＱ１は、ボディダイオードＤ１がオンしている時にオフするので、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）とり、ターンオフ損失が発生しない。なお、補助変換器２０が設けられていない場合には、主スイッチＱ２をオンする時に、ダイオードのリカバリー電流によってリカバリー損失が発生する。

（主スイッチＱ２）
共振用インダクタＬｒの電流によって、ボディダイオードＤ１がオフした後に、共振用インダクタＬｒおよびスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振によってボディダイオードＤ２がオンすることで、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ２をオンする。これにより、主スイッチＱ２を、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）させることができるので、ターンオン損失がない。なお、補助変換器２０が設けられていない場合には、主スイッチＱ２をオンしたときに、主スイッチＱ２には容量短絡損失と、ダイオードのリカバリー電流によるリカバリー損失が発生する。また、主スイッチＱ２がオフした後に、共振用インダクタＬｒによる循環電流と、インダクタＬｏに蓄えられている電流との合計が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに流れ始めるので、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２によって主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）の電圧がゆるやかに上昇するとともに、主スイッチＱ２に流れていた電流が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに分流する。これにより、主スイッチＱ２では、ターンオフ損失が少ない。

（補助スイッチＱ４）
ステップ１０（図１１）にて、スナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒによる共振を発生させるために、補助スイッチＱ４をオンしている。補助スイッチＱ４をオンするときに、補助スイッチＱ４には、電圧Ｖｏｕt（端子ＩＯ１−グラウンド端子ＧＮＤ間の電圧）と同じ電圧が発生しているので、補助スイッチＱ４には容量短絡損失が発生する。しかし、主スイッチＱ１，Ｑ２に比べるとＣｏｓｓ容量が十分に小さいので、主スイッチＱ１，Ｑ２で発生する容量短絡損失に比べるととても小さい。また、ダイオードＤ４のリカバリー電流による損失も発生しない。

ステップ６（図７）にて、補助スイッチＱ５をターンオフすることで、共振用インダクタＬｒに蓄えられたエネルギーを端子ＩＯ１−グラウンド端子ＧＮＤ間へ回生する。共振用インダクタＬｒ、ボディダイオードＤ４、スナバコンデンサＣ３、補助スイッチＱ６および主スイッチＱ２のルートで電流が流れることで、補助スイッチＱ４に並列に接続されているボディダイオードＤ４がオンする。しかし、補助スイッチＱ４がオフする前に補助スイッチＱ５がオンしており、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）がゼロボルトとなっている。そのため、補助スイッチＱ４の両端はほぼゼロボルトなので、補助スイッチＱ４には、ターンオフ損失は発生しない。

（補助スイッチＱ５）
ステップ２（図３）にて、補助スイッチＱ５がオンする。このとき、補助スイッチＱ４がオンしており、スナバコンデンサＣ３の電圧がゼロボルトとなっている。そのため、補助スイッチＱ５は、補助スイッチＱ５の電圧がゼロボルトになっている状態でオンする。従って、補助スイッチＱ５には、ターンオン損失は発生しない。

ステップ６（図７）にて、補助スイッチＱ５はオフする。このとき、補助スイッチＱ５がオフした瞬間に、ボディダイオードＤ４およびスナバコンデンサＣ３のルートで電流が流れることで、補助スイッチＱ５の電圧はなだらかに上昇する。このとき、さらに、補助スイッチＱ５に流れていた電流がスナバコンデンサＣ３へ分流することで、補助スイッチＱ５のターンオフ時に電流と電圧の交差によって発生するターンオフ損失が十分に小さくなる。

（補助スイッチＱ６）
ステップ２（図３）にて、共振用インダクタＬｒに電流を流すために補助スイッチＱ６をオンする。補助スイッチＱ６をオンしたときに、補助スイッチＱ６には、端子ＩＯ１−グラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｏｕｔと同じ電圧が発生しているので、補助スイッチＱ６には容量短絡損失が発生する。しかし、主スイッチＱ１，Ｑ２に比べるとＣｏｓｓ容量が十分に小さいので、主スイッチＱ１，Ｑ２で発生する容量短絡損失に比べると、補助スイッチＱ６における容量短絡損失は非常に小さい。また、ダイオードのリカバリー電流による損失は発生しない。

ステップ１２（図１３）にて、補助スイッチＱ６はオフする。このとき、ボディダイオードＤ６がオンする方向に共振電流が流れている。そのため、ステップ１２のタイミングで補助スイッチＱ６をオフしても、電流は補助スイッチＱ６からボディダイオードＤ６へ移動するので、補助スイッチＱ６においてターンオフ損失は発生しない。なお、ステップ７からステップ１２の期間のどのタイミングで補助スイッチＱ６がオフしても動作上問題はなく、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）が達成されるので、補助スイッチＱ６においてターンオフ損失は発生しない。

（降圧チョッパとしての動作）
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の降圧チョッパとしての動作について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとしての動作させる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤの電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、端子ＩＯ２およびグラウンド端子ＧＮＤに出力する。

図１８から図２３が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとしての動作させたときの、主スイッチＱ１がオン状態からオフ状態に遷移する過程を示したものである。制御回路３０は、この過程で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ６をオンしてスナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒを共振させることにより、スナバコンデンサＣ３を充電した後、主スイッチＱ１をオフする。制御回路３０は、さらに、主スイッチＱ１をオフして、主スイッチＱ１の電圧がゆるやかに上昇するに伴って、主スイッチＱ２の電圧が徐々に小さくなり、ボディダイオードＤ２がオンした後、主スイッチＱ２をオンする。

図２４から図３１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとしての動作させたときの、主スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に遷移する過程を示したものである。制御回路３０は、この過程で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ２をオンした後、補助スイッチＱ３，Ｑ４をオンして、共振用インダクタＬｒの電流が増加するとともに、主スイッチＱ２に流れる電流を共振用インダクタＬｒに移動させる。制御回路３０は、主スイッチＱ２の電流がゼロになる前に主スイッチＱ２をオフすることによって、電流はボディダイオードＤ２へ転流する。その後、主スイッチＱ２の電流が全て共振用インダクタＬｒに移ることで、ボディダイオードＤ２をオフした後、共振用インダクタＬｒならびにスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振が始まり、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ１）が減少し始めた後、ボディダイオードＤ１がオンし、補助スイッチＱ３，Ｑ４、共振用インダクタＬｒ、および主スイッチＱ１のボディダイオードＤ１に循環電流が流れているときに、主スイッチＱ１をオンする。

図３２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとしての動作させたときの、各スイッチの電圧と、スナバコンデンサＣ３の電圧と、インダクタＬｏを流れる電流（Ｉ＿Ｌｏ）とを示したものである。図３２には、インダクタＬｏを流れる電流（Ｉ＿Ｌｏ）が補助変換器２０に流れたときの、補助変換器２０内を流れる電流の経路中にある素子が例示されている。

図１８は、主スイッチＱ２がオフ状態を維持している状況において、次に主スイッチＱ１がオン状態からオフ状態になる前の状態（図３２のステップ１の状態）を示している。図１８には、負荷電流が主スイッチＱ１を通ってインダクタＬｏに流れている様子が示されている。このとき、スナバコンデンサＣ３の初期電圧（Ｖ＿Ｃ３）は、ほぼゼロボルトとなっており、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）および補助スイッチＱ６の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ６）が、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｉｎとほぼ等しくなっている。また、このとき、補助スイッチＱ４がオンしており、補助スイッチＱ３，Ｑ６がオフしている。補助スイッチＱ５は、オンしていても、オフしていてもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１８の状態において、補助スイッチＱ６をオンする（図３２のステップ２）。すると、図１９に示したように、共振用インダクタＬｒ、ボディダイオードＤ４、スナバコンデンサＣ３および補助スイッチＱ６のルートで共振電流が流れる。このとき、スナバコンデンサＣ３と共振用インダクタＬｒの共振によってスナバコンデンサＣ３の電圧が上昇する。その結果、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）と、入出力端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤの電圧Ｖｉｎが互いに等しくなり、スナバコンデンサＣ３が充電されると、図２０に示したように、ボディダイオードＤ３に電流が流れ始めるとともに、スナバコンデンサＣ３および補助スイッチＱ６を流れる電流がゼロ（オフ）となる。

その後、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図２１に示したように、主スイッチＱ１および補助スイッチＱ４をオフする（図３２のステップ３）。主スイッチＱ１をオフする直前、主スイッチＱ１には、インダクタＬｏおよび共振用インダクタＬｒの合計の電流が流れている。主スイッチＱ１をオフすると、主スイッチＱ１の電圧が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサによってゆるやかに上昇する（図３２のステップ４）。このとき、さらに、主スイッチＱ１に流れている電流が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに分流することで、主スイッチＱ１に流れる電流と主スイッチＱ１の電圧との交差で発生するターンオフ損失を小さくすることができる。

主スイッチＱ１の電圧がゆるやかに上昇するに伴って、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）が徐々に小さくなる（図３２のステップ４）。その結果、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）がゼロボルトとなると（図３２のステップ５）、図２２に示したように、ボディダイオードＤ２がオンする。すると、共振用インダクタＬｒに蓄えられていたエネルギーが、ボディダイオードＤ３、ボディダイオードＤ４およびボディダイオードＤ２を通して、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間に回生される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）がゼロボルトとなっている間に、主スイッチＱ２をオンする（図３２のステップ５）。その後、図２３に示したように、共振用インダクタＬｒに流れる電流がゼロとなる（図３２のステップ６）。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、降圧チョッパとしての初期状態（図１８の状態）に戻す。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、補助変換器２０を用いて、図２４に示した状態から、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）をゼロボルトに戻す。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、まず、図３２のステップ６の状態が所定の期間経過した後（図３２のステップ７）、図２５に示したように、主スイッチＱ２をオフすることで電流はボディダイオードＤ２へ転流する。その後、補助スイッチＱ３，Ｑ４をオンする（図３２のステップ８）。すると、補助スイッチＱ３，Ｑ４、共振用インダクタＬｒおよびインダクタＬｏを含む電流経路が形成される。さらに、図２６に示したように、共振用インダクタＬｒの電流が増えて、共振用インダクタＬｒの電流とインダクタＬｏの電流とが同じになると、ボディダイオードＤ２に流れていた電流はゼロ電流となり、共振用インダクタＬｒと、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサとの共振が始まる（図３２のステップ９）。このようにして、ボディダイオードＤ２に流れていた電流が共振用インダクタＬｒへ移動して流れることで、ボディダイオードＤ２には、リカバリー電流損失が発生しない。その後、共振が進むと、ボディダイオードＤ１がオンし、図２７に示したように、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）がほぼゼロボルトとなり、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）の上昇が停止する（図３２のステップ１０）。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）がゼロボルトとなり、図２８に示したように、共振用インダクタＬｒと、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサとの共振によって、補助スイッチＱ３、補助スイッチＱ４、共振用インダクタＬｒおよびボディダイオードＤ１のルートで循環電流が流れているとき、すなわちボディダイオードＤ１がオンしたときに、主スイッチＱ１をオンすることで、ＺＶＳ(ゼロボルトスイッチング)が達成される（図３２のステップ１１）。主スイッチＱ１がオンすると、インダクタＬｏへのエネルギー充電が開始される。

その後、補助スイッチＱ３をオフすることで、補助スイッチＱ３の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ３）が上昇し始め、補助スイッチＱ５の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ３）が低下し始める（図３２のステップ１２）。それに伴って、スナバコンデンサＣ３の電圧（Ｖ＿Ｃ３）が低下し始める。補助スイッチＱ３がオフすると、図２９に示したように、ボディダイオードＤ６、スナバコンデンサＣ３、補助スイッチＱ４および共振用インダクタＬｒのルートで電流が流れ、共振が始まる。スナバコンデンサＣ３の電圧がゼロになると（図３２のステップ１３）、図３０に示したように、ボディダイオードＤ６、ボディダイオードＤ５および共振用インダクタＬｒのルートで共振用インダクタＬｒのエネルギーが、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間、もしくは端子ＩＯ２およびグラウンド端子ＧＮＤ間へ回生される。最終的に、共振用インダクタＬｒの電流がゼロとなり、共振用インダクタＬｒのエネルギーは全て回生され、図３１のようになる（図３２のステップ１４）。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１８に示した状態に戻る。

なお、本動作における損失について、図３３にまとめた。以下に、図３３について説明する。

（主スイッチＱ１）
補助変換器２０に電流を流すことでボディダイオードＤ２がオフした後に、共振用インダクタＬｒおよびスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振によってボディダイオードＤ１がオンすることで、主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ１）がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ１をオンする。これにより、主スイッチＱ１を、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）させることができるので、ターンオン損失がない。なお、補助変換器２０が設けられていない場合には、主スイッチＱ１をオンしたときに、主スイッチＱ１には容量短絡損失と、ダイオードのリカバリー電流によるリカバリー損失が発生する。また、主スイッチＱ１がオフした後に、共振用インダクタＬｒによる循環電流と、インダクタＬｏに蓄えられている電流との合計が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに流れ始めるので、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２によって主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）の電圧がゆるやかに上昇するとともに、主スイッチＱ１に流れていた電流が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに分流する。これにより、主スイッチＱ２では、ターンオフ損失が少ない。

（主スイッチＱ２）
主スイッチＱ１をオフし、主スイッチＱ１の電圧がゆるやかに上昇するに伴って、主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＳ＿Ｑ２）が徐々に小さくなりボディダイオードＤ２がオンすることで主スイッチＱ１の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ１）がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ１をオンして、主スイッチＱ１に電流を流してもよい。このようにした場合には、主スイッチＱ１をオンせずにボディダイオードＤ１に電流を流す場合よりも、導通損失を減らすことができる。また、主スイッチＱ１を、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）させることができるので、ターンオン損失がない。また、主スイッチＱ２に並列接続されたボディダイオードＤ２に流れる電流を共振用インダクタＬｒに移動させ、ボディダイオードＤ２に流れる電流を小さくした後、ボディダイオードＤ２をオフする。主スイッチＱ２は、ボディダイオードＤ２がオンしている時にオフするので、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ターンオフ損失が発生しない。なお、補助変換器２０が設けられていない場合には、主スイッチＱ１をオンする時に、ダイオードのリカバリー電流によってリカバリー損失が発生する。

（補助スイッチＱ３）
ステップ８（図２５）にて、共振用インダクタＬｒの電流を増加させるために補助スイッチＱ３をオンする。このとき、補助スイッチＱ３のオン時に、スナバコンデンサＣ３には、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｉｎと同等の電圧が発生しているので、補助スイッチＱ３の両端の電圧はゼロボルトである。よって、補助スイッチＱ３はＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）が達成されるので、ターンオン損失は発生しない。このとき、ダイオードのリカバリー電流による損失も発生しない。

ステップ１２（図２９）にて、補助スイッチＱ３をオフすることで、共振用インダクタＬｒに蓄えられたエネルギーにより、ボディダイオードＤ６、スナバコンデンサＣ３、補助スイッチＱ４および共振用インダクタＬｒのルートで電流が流れる。しかし、スナバコンデンサＣ３により、補助スイッチＱ３の電圧はゆるやかに上昇するとともに、補助スイッチＱ３の電流はスナバコンデンサＣ３へ分流することで電流と電圧の交差によって発生する補助スイッチＱ３のターンオフ損失を小さくすることができる。

（補助スイッチＱ４）
ステップ８（図２５）にて、共振用インダクタＬｒに電流を流すために補助スイッチＱ４をオンする。このとき、補助スイッチＱ４のオン時に、補助スイッチＱ４には、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｉｎと同じ電圧が発生しているので、補助スイッチＱ４には容量短絡損失が発生する。しかし、主スイッチＱ１，Ｑ２に比べるとＣｏｓｓ容量が十分に小さいので、主スイッチＱ１，Ｑ２で発生する容量短絡損失に比べると非常に小さい。また、ダイオードのリカバリー電流による損失は発生しない。

ステップ４（図２１）にて、補助スイッチＱ４はオフしている。このとき、補助スイッチＱ４の電流はボディダイオードＤ４がオンする方向に流れているので、補助スイッチＱ４がオフしても、補助スイッチＱ４に流れる電流がボディダイオードＤ４へ移動するだけである。従って、補助スイッチＱ４にはターンオフ損失は発生しない。

（補助スイッチＱ６）
ステップ２（図１９）にて、共振用インダクタＬｒとスナバコンデンサＣ３に共振電流を流すために補助スイッチＱ６をオンする。このとき、補助スイッチＱ６のオン時に、補助スイッチＱ６には、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｉｎと同じ電圧が発生しているので、補助スイッチＱ６には容量短絡損失が発生する。しかし、主スイッチＱ１，Ｑ２に比べるとＣｏｓｓ容量が十分に小さいので、主スイッチＱ１，Ｑ２で発生する容量短絡損失に比べると非常に小さい。また、ダイオードのリカバリー電流による損失は発生しない。

ステップ１２（図２９）にて、補助スイッチＱ６はオフしている。このとき、共振用インダクタＬｒの電流はボディダイオードＤ６がオンする方向に流れているので、補助スイッチＱ６のオンオフに依存せずにボディダイオードＤ６に電流が流れる。よって、ステップ１２のタイミングで補助スイッチＱ６をオフしても、電流は補助スイッチＱ６からボディダイオードＤ６へ移動するだけなので、補助スイッチＱ６にターンオフ損失は発生しない。なお、ステップ７からステップ１２の期間のどのタイミングで補助スイッチＱ６がオフしても動作上問題はなく、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）が達成されるので補助スイッチＱ６においてターンオフ損失は発生しない。

[効果]
次に、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１の効果について説明する。

本実施の形態では、入出力端子ＩＯ１，ＩＯ２と、主変換器１０と、補助変換器２０と、制御回路３０とが設けられている。主変換器１０には、入出力端子ＩＯ１に直列接続された主スイッチＱ１，Ｑ２と、主スイッチＱ１，Ｑ２に並列接続されたスナバコンデンサＣ１，Ｃ２とが設けられている。補助変換器２０には、入出力端子ＩＯ１に直列接続された補助スイッチＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と、一端が補助スイッチＱ３，Ｑ４に直列接続されるとともに補助スイッチＱ５，Ｑ６に直列接続され、他端が主スイッチＱ１と主スイッチＱ２との接続点を介して入出力端子ＩＯ２に接続された共振用インダクタＬｒとが設けられている。制御回路３０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させたり、降圧チョッパとして動作させたりする際に、主変換器１０に流れる電流を補助変換器２０に導いたり、補助変換器２０に流れる電流を主変換器１０に導いたりするように、主変換器１０および補助変換器２０におけるスイッチング動作が制御される。

このように、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させたり、降圧チョッパとして動作させたりする際に、主変換器１０に流れる電流を補助変換器２０に導いたり、補助変換器２０に流れる電流を主変換器１０に導いたりするように、主変換器１０および補助変換器２０におけるスイッチング動作が制御される。これにより、ターンオン損失やターンオフ損失を小さくすることができ、かつノイズを少なくすることができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ１をオフした後にボディダイオードＤ１に電流が移った後に、補助スイッチＱ５，Ｑ６をオンして、ボディダイオードＤ１に流れる電流を共振用インダクタＬｒに移動させた後、ボディダイオードＤ１をオフする。主スイッチＱ１がオフするとボディダイオードＤ１へ電流が転流するだけなので、主スイッチＱ１はＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ターンオフ損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、ボディダイオードＤ１がオフして、共振用インダクタＬｒおよびスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振を生じさせた後、ボディダイオードＤ２がオンした後、主スイッチＱ２をオンする。これにより、主スイッチＱ２の電圧がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ２をオンすることができる。従って、主スイッチＱ２において、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりターンオン損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ２をオンした後、補助スイッチＱ４をオンして、スナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒによる共振を生じさせることにより、スナバコンデンサＣ３に蓄積されたエネルギーを共振用インダクタＬｒに移動させ、ボディダイオードＤ５がオンすることでスナバコンデンサＣ３の電圧がゼロボルトになった後に、主スイッチＱ２をオフする。ここで、主スイッチＱ２のオフにより、共振用インダクタＬｒによる循環電流と、インダクタＬｏに蓄えられている電流との合計が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに流れ始める。これにより、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２によって主スイッチＱ２の電圧（ＶＤＣ＿Ｑ２）の電圧がゆるやかに上昇するとともに、主スイッチＱ２に流れていた電流が、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサに分流する。従って、主スイッチＱ２において、ターンオン損失を少なくすることができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ２をオフして、共振用インダクタＬｒを流れる電流と、インダクタＬｏを流れる電流との合計の電流を、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２に流すことにより、主スイッチＱ１の電圧を低下させた後、主スイッチＱ１をオンする。これにより、主スイッチＱ１の電圧がゼロボルトとなったときに、主スイッチＱ１をオンすることができる。従って、主スイッチＱ１において、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりターンオン損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ６をオンしてスナバコンデンサＣ３および共振用インダクタＬｒを共振させることにより、スナバコンデンサＣ３を充電した後、主スイッチＱ１をオフする。これにより、スナバコンデンサＣ１，Ｃ２を合成したスナバコンデンサによって、主スイッチＱ１に流れる電流が分流し、主スイッチＱ１がオフしてから、主スイッチＱ１の電圧がゆるやかに上昇することによって、主スイッチＱ１に流れる電流と主スイッチＱ１の電圧との交差を、ハードスイッチングに比べて低減することができる。従って、主スイッチＱ１において、ターンオフ損失を低減することができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ１をオフして、主スイッチＱ１の電圧がゆるやかに上昇するに伴って、主スイッチＱ２の電圧が徐々に小さくなり、ボディダイオードＤ２がオンした後、主スイッチＱ２をオンする。これにより、主スイッチＱ２の電圧がゼロボルトになったときに、主スイッチＱ２をオンすることができる。従って、主スイッチＱ２において、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりターンオン損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、主スイッチＱ２をオンした後、主スイッチＱ２をオフすることでボディダイオードＤ２に電流が転流する。ボディダイオードＤ２がオンの時に、補助スイッチＱ３，Ｑ４をオンすることで、補助スイッチＱ３，Ｑ４、共振用インダクタＬｒおよびインダクタＬｏを含む電流経路が形成され、ボディダイオードＤ２に流れていた電流が共振用インダクタＬｒへ移動して流れることで、ボディダイオードＤ２に流れていた電流はゼロ電流となる。従って、主スイッチＱ２がオフする時、電流がボディダイオードＤ２へ転流するだけなので、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ターンオフ損失は発生しない。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、補助回路２０に電流を流すことによって、ボディダイオードＤ２をオフした後、共振用インダクタＬｒならびにスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振により、ボディダイオードＤ１がオンし、補助スイッチＱ３，Ｑ４、共振用インダクタＬｒ、および主スイッチＱ１のボディダイオードＤ１に循環電流が流れているときに、主スイッチＱ１をオンする。これにより、主スイッチＱ１の電圧がゼロボルトになったときに、主スイッチＱ１をオンすることができる。従って、主スイッチＱ１において、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりターンオン損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を昇圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ４をオンした状態で、補助スイッチＱ５をオンする。このとき、補助スイッチＱ４がオンしていることから、スナバコンデンサＣ３の電圧がゼロボルトとなっている。そのため、補助スイッチＱ５は、補助スイッチＱ５の電圧がゼロボルトになっている状態でオンする。従って、補助スイッチＱ５において、ターンオン損失をなくすことができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ６をオンした状態で、補助スイッチＱ３をオンする。このとき、補助スイッチＱ３のオン時に、スナバコンデンサＣ３には、端子ＩＯ１およびグラウンド端子ＧＮＤ間の電圧Ｖｉｎと同等の電圧が発生しているので、補助スイッチＱ３の両端の電圧はゼロボルトである。よって、補助スイッチＱ３はＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）が達成されるので、補助スイッチＱ３において、ターンオン損失をなくすことができる。このとき、ダイオードのリカバリー電流による損失もなくすことができる。

＜２．変形例＞
上記実施の形態では、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６がＦＥＴで構成され、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６にはボディダイオードＤ１〜Ｄ６が含まれていた。しかし、上記実施の形態において、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６がＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)で構成されていてもよい。この場合、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６には、ＦＥＴに含まれるようなボディダイオードが含まれていないので、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６には、それぞれ、例えば、図３４に示したように、外付けのダイオードＤ１１〜Ｄ１６が並列に接続されている必要がある。このとき、外付けのダイオードは、入出力端子ＩＯ１に対して逆バイアスとなるように、主スイッチＱ１，Ｑ２および補助スイッチＱ３〜Ｑ６に対して並列接続されている。このような構成とした場合であっても、上記実施の形態と同様の効果が得られる。

本変形例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を降圧チョッパとして動作させる際に、補助スイッチＱ３，Ｑ４をオンすることで、共振用インダクタＬｒならびにスナバコンデンサＣ１，Ｃ２による共振により、主スイッチＱ１に並列接続されたダイオードＤ１１がオンすることで、補助スイッチＱ３，Ｑ４、共振用インダクタＬｒ、およびダイオードＤ１１に循環電流が流れているときに、主スイッチＱ１をオンする。これにより、主スイッチＱ１の電圧がゼロボルトになったときに、主スイッチＱ１をオンすることができる。従って、主スイッチＱ１において、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりターンオン損失をなくすことができる。

１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０…主変換器、２０…補助変換器、３０…制御回路、Ｑ１、Ｑ２…主スイッチ、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６…補助スイッチ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６…ダイオード、ＩＯ１，ＩＯ２…端子、ＧＮＤ…グラウンド端子、Ｌｏ…インダクタ、Ｌｒ…共振用インダクタ。

Claims (12)

1. 第１入出力端子と、第２入出力端子と、主変換器と、補助変換器と、前記主変換器および前記補助変換器を制御する制御回路とを備えた非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記主変換器は、
   前記第１入出力端子に直列接続された第１および第２の主スイッチと、
   前記第１の主スイッチに対して並列接続された第１のスナバコンデンサと、
   前記第２の主スイッチに対して並列接続された第２のスナバコンデンサと
   を有し、
   前記補助変換器は、
   前記第１入出力端子に直列接続された第１、第２、第３および第４の補助スイッチと、
   一端が前記第１および第２の補助スイッチに直列接続されるとともに前記第３および第４の補助スイッチに直列接続され、他端が前記第１の主スイッチと前記第２の主スイッチとの接続点を介して前記第２入出力端子に接続された共振用インダクタと
   を有し、
   前記制御回路は、当該非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させたり、降圧チョッパとして動作させたりする際に、前記主変換器に流れる電流を前記補助変換器に引き込んだり、前記補助変換器に流れる電流を前記主変換器に吐き出したりするように、前記主変換器および前記補助変換器におけるスイッチング動作を制御する
   非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させる際に、前記第３および第４の補助スイッチをオンして、前記第１の主スイッチに流れる電流を前記共振用インダクタに移動させた後、前記第１の主スイッチをオフする
   請求項１に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させる際に、前記共振用インダクタおよび前記第１および第２のスナバコンデンサによる共振を生じさせた後、前記第２の主スイッチをオンする
   請求項２に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記補助変換器は、前記第１の補助スイッチと前記第４の補助スイッチとの間に接続された第３のスナバコンデンサを更に有し、
   前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させる際に、前記第２の主スイッチをオンした後、前記第２の補助スイッチをオンして、前記第３のスナバコンデンサおよび前記共振用インダクタによる共振を生じさせることにより、前記第３のスナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを前記共振用インダクタに移動させ、その後に、前記第２の主スイッチをオフする
   請求項３に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させる際に、前記第２の主スイッチをオフして、前記共振用インダクタを流れる電流を、前記第１および第２のスナバコンデンサに流すことにより、前記第１の主スイッチの電圧を低下させた後、前記第１の主スイッチをオンする
   請求項４に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記補助変換器は、前記第１の補助スイッチと前記第４の補助スイッチとの間に接続された第３のスナバコンデンサを更に有し、
   前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記第４の補助スイッチをオンして前記第３のスナバコンデンサおよび前記共振用インダクタを共振させることにより、前記第３のスナバコンデンサを充電した後、前記第１の主スイッチをオフする
   請求項１に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記第１の主スイッチをオフして、前記第１の主スイッチの電圧がゆるやかに上昇するに伴って、前記第２の主スイッチの電圧が徐々に小さくなった後、前記第２の主スイッチをオンする
   請求項６に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記第２の主スイッチをオンした後、前記第２の主スイッチをオフするとともに、前記第１および第２の補助スイッチをオンして、前記共振用インダクタに電流を流すことにより、前記第２の主スイッチに流れる電流を前記共振用インダクタに移動させる
   請求項７に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記共振用インダクタならびに前記第１および前記２のスナバコンデンサによる共振により、前記第１および第２の補助スイッチ、前記共振用インダクタ、および前記第１の主スイッチのボディダイオードに循環電流が流れているときに、前記第１の主スイッチをオンする
   請求項８に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記主変換器は、前記第１入出力端子に対して逆バイアスになるように、前記第１の主スイッチに並列接続されたダイオードを更に有し、
    前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記第２の主スイッチをオフした後、前記共振用インダクタならびに前記第１および前記２のスナバコンデンサによる共振により、前記第１および第２の補助スイッチ、前記共振用インダクタ、および前記ダイオードに循環電流が流れているときに、前記第１の主スイッチをオンする
    請求項８に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを昇圧チョッパとして動作させる際に、前記第２の補助スイッチをオンした状態で、前記第３の補助スイッチをオンする
    請求項２に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 前記制御回路は、前記非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを降圧チョッパとして動作させる際に、前記第４の補助スイッチをオンした状態で、前記第１の補助スイッチをオンする
    請求項８に記載の非絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
    

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