WO2001024472A1 - Sende-empfangseinrichtung mit geschlossener kartesischer rückkopplungsschleife - Google Patents

Sende-empfangseinrichtung mit geschlossener kartesischer rückkopplungsschleife Download PDF

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WO2001024472A1
WO2001024472A1 PCT/EP2000/006030 EP0006030W WO0124472A1 WO 2001024472 A1 WO2001024472 A1 WO 2001024472A1 EP 0006030 W EP0006030 W EP 0006030W WO 0124472 A1 WO0124472 A1 WO 0124472A1
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quadrature
input
phase component
differential amplifier
signal path
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PCT/EP2000/006030
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Friedrich Lipp
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Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
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    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion

Definitions

  • the invention relates to a transmission device with a quadrature modulator and a power amplifier, which is imaged by a so-called Cartesian feedback loop with a quadrature demodulator.
  • a transmission device emerges, for example, from EP 0 706 259 AI.
  • a baseband input signal is fed to a quadrature modulator via two differential amplifiers, which quadrature modulates the in-phase component and the quadrature-phase component of the complex input signal.
  • the signal is fed to an up converter, which raises the signal from the baseband to the transmission frequency.
  • the power amplification takes place in a subsequent power amplifier.
  • a feedback loop is provided, which is generally called cartesian feedback. In this feedback loop there is initially a downward converter in order to convert the transmission signal m, which is coupled out from the output of the power amplifier, back to the baseband.
  • a quadrature demodulator which decomposes the feedback signal m, a feedback in-phase component and a feedback quadrature phase component.
  • the feedback in-phase component together with the in-phase component of the input signal, becomes a first one upstream of the quadrature modulator
  • the feedback quadrature phase component together with the quadrature phase component of the input signal is fed to a second differential amplifier.
  • EP 0 706 259 AI it is also proposed to provide a test mode to compensate for the DC voltage components of the quadrature modulator, in which no test signal is supplied to the transmitter.
  • the output signal of the two differential amplifiers is integrated in each case in an integrator and in each case fed to a sample and hold circuit connected downstream of the integrator.
  • the sample-and-hold circuit is in the sampling state during the test operation and feeds a compensation signal to a negative feedback input of the assigned differential amplifier such that the DC components of the assigned branch of the quadrature modulator are compensated.
  • EP 0 706 259 AI also proposes, during a further test operation in which switches provided at the output of the quadrature demodulator are open, by detecting the output signal of the quadrature demodulator in this state with two different input signals, the phase offset for one between a local oscillator and the quadrature demodulator provided to determine phase shifters.
  • the invention is therefore based on the object of providing a transmission device with a power amplifier, which is implemented according to the principle of cartesian feedback, in which fast transmission-reception switching is made possible, and a corresponding method for switching this transmission device from transmission mode to a transmission interruption mode or receiving operation.
  • the object is achieved with respect to the transmission device by the characterizing features of claim 1 and with respect to the method by the characterizing features of claim 10 in each case in connection with the generic features.
  • the invention is based on the knowledge that the high-frequency signal path formed by the quadrature modulator, the power amplifier and the quadrature demodulator is connected in parallel with a further direct signal path, via which, bypassing the quadrature modulator, the power amplifier and the quadrature demodulator, the output of the differential amplifier when switching from that Transmission mode m the receiving mode is connected to the negative feedback input.
  • the output of the differential amplifier is therefore connected to its negative feedback input at all times - when transmitting via the high-frequency
  • the transmission-reception switchover is preferably carried out in such a way that when switching from transmission mode m the reception mode, the direct (direct current) signal path is first closed before the high-frequency signal path is opened. When switching from transmit mode to receive mode, the procedure is reversed accordingly. In this way, jumps in the signal at the transmit / receive changeover are avoided.
  • Claims 2 to 9 relate to advantageous developments of the transmission device and claims 11 to 14 relate to advantageous developments of the method according to the invention.
  • Adjustment voltages m let the signal paths couple in to both the DC offset of the
  • Connection of the direct current signal path can be done smoothly.
  • the quadrature modulator is adjusted when the high-frequency signal path is closed.
  • the quadrature demodulator is adjusted with the high-frequency signal path open and the direct current signal path closed. The adjustment is carried out in such a way that the output voltage at the differential amplifiers used for compensation is minimized. This can be done with very little measurement effort and high measuring speed.
  • the quadrature demodulator can be remotely adjusted while the high-frequency signal path is still closed, the output power of the power amplifier then being used as the measured variable when the power amplifier is switched off Input signal is used, the z. B. can be measured using a logarithmic detector.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an exemplary embodiment of the transmission device according to the invention
  • FIG. 2 shows a detail of the transmission device shown in FIG. 1;
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of the transmission device according to the invention in a basic block diagram.
  • a digital signal processor (DSP) 2 generates a complex input signal for a quadrature modulator 3, which consists of an in-phase mixer 4, a quadrature-phase mixer 5 and a summer 6 and a phase shifter 7.
  • the complex input signal consists of an in-phase component I and a quadrature phase component Q, the in-phase component I being supplied to the in-phase mixer 4 and the quadrature phase component Q to the quadrature phase mixer 5.
  • the phase shifter 7 is supplied with the output signal of a local oscillator 8, the phase shifter 7 feeding this oscillator signal to the in-phase mixer 4 without phase shift and to the quadrature phase mixer 5 with a phase shift of 90 °.
  • the quadrature modulator 3 is followed by a power amplifier 9, which amplifies the quadrature-modulated signal in accordance with the transmission power of the transmission device 1 and via a circulator 10, one Power detector 11 and a transceiver switch 12 feeds an antenna 13.
  • the digital signal processor 2 also serves as a control unit for the transmission / reception switchover and controls the transmission / reception switchover 12 in such a way that the antenna 13 is connected to the power amplifier 9 during transmission operation and to a receiver designated as RX during reception operation ,
  • the circulator 10 connected to the terminating resistor 14 is used to avoid feedback of possibly reflected transmission power m in the power amplifier 9.
  • an outcoupler 15 which couples the output signal of the power amplifier 9m through a feedback loop 16.
  • a feedback loop 16 In the feedback loop 16 there is an changeover switch 17, via which an input 18 of a quadrature demodulator 19 can optionally be connected to the decoupler 15 or a terminating resistor 20.
  • a logarithmic power detector 39 is located between the decoupler 15 and the changeover switch 17.
  • the quadrature demodulator 19 consists of a signal distributor 21 which distributes the input signal evenly to an in-phase mixer 22 and a quadrature-phase mixer 23. Furthermore, a phase shifter 24 is provided, to which the output signal of the local oscillator 8 is fed via an adjustable phase shifter 25.
  • the phase shifter 24 works like the phase shifter 7 and feeds the non-phase-shifted oscillator signal 22 to the in-phase mixer 22 and the oscillator signal to the quadrature-phase mixer 23 e, whereby the oscillator signal was previously phase-shifted by a total phase angle ⁇ by the phase shifter 25.
  • the in-phase component I of the Input signal is given to the (+) input of a first differential amplifier 26, while the feedback in-phase component I 'is given to the (-) input of the first differential amplifier 26.
  • the quadrature phase component Q of the input signal is fed to the (+) input of a second differential amplifier 27, while the fed back quadrature phase component Q 'is fed to the (-) input of the second differential amplifier 27.
  • This feedback arrangement ensures that linearization errors of the power amplifier 9 are compensated for by the quadrature demodulator 19 arranged in the feedback loop 16 and the differential amplifiers 26 and 27. It should be noted, however, that the feedback signal I ', Q' is fed to the differential amplifiers 26 and 27 with a phase shift of 0 ° with respect to the input signal I, Q.
  • the correct phase position is set by the adjustable phase shifter 25, the phase angle ⁇ of which can be changed by the digital signal processor via a control signal.
  • a third differential amplifier 28 is used, which is arranged between the in-phase mixer 22 of the quadrature demodulator 19 and the first amplifier 26.
  • a fourth differential amplifier 29 is arranged between the quadrature phase mixer 23 of the quadrature demodulator 19 and the second differential amplifier 27. While the (+) input of the third differential amplifier 28 is fed back the in-phase component I ', the (-) input of the third differential amplifier 28 is supplied with a first adjustment voltage V I3 _, so that the DC offset is at the output of the third differential amplifier 28 in the I 'component of the quadrature demodulator 19 is compensated.
  • the fourth quadrature phase component Q ' is fed to the fourth differential amplifier 29 at its (+) input, while its fourth (-) input is fed with the fourth adjustment voltage V Q I.
  • a fifth differential amplifier 30 is used, the (+) input of which is supplied to the output of the first differential amplifier 26, while the (-) input of which is a third adjustment voltage V I2 .
  • a sixth differential amplifier 31 is provided, the output of which is connected to the quadrature phase mixer 5 of the quadrature modulator 3, and the (+) input of which is the output of the second differential amplifier 27.
  • a fourth adjustment voltage V Q is fed to the (-) input of the sixth differential amplifier 31.
  • the adjustment voltages V Il7 V Q1 , V I2 and V Q2 are shown in FIG. 1 as controllable voltage sources for better illustration, however, these adjustment voltages are expediently generated internally in the digital signal processor 2.
  • the high-frequency signal path of the loop consists of the quadrature modulator 3, the power amplifier 9, the quadrature demodulator 19 and the differential amplifiers 26 and 27 when switching must be interrupted from the transmit mode to the receive mode, since the power amplifier 9 and the local oscillator 8 must be switched off.
  • the power amplifier 9 and the local oscillator 8 are switched on again and the high-frequency signal path is restored via the feedback loop 16, a switching surge occurs because the voltages of the control system, that is to say the output voltages of the two differential amplifiers 26, 27, open to the high-frequency signal path positive or negative Standard stop run.
  • the invention proposes two direct DC signal paths 32 to the high-frequency signal path from the output of the differential amplifiers 26 and 27 via the quadrature modulator 3, the power amplifier 9 and the quadrature demodulator 19 to the (-) input of the differential amplifiers 26 and 27 and 33 to be provided which directly connect the output of the respectively assigned differential amplifier 26 or 27 to the (-) input of the respective differential amplifier 26 or 27.
  • the direct DC signal paths 32 and 33 each consist of a controllable switch 34 or 35, which can be designed, for example, as field-effect transistors, and a resistor 36 or 37 connected in series.
  • the switchover from transmission mode to reception mode takes place according to the invention in such a way that switches 34 and 35 are first closed before the high-frequency signal path is opened, so that both the high-frequency signal path via the feedback loop 16 and the direct DC signal paths 32 and 33 m is in operation. Then the changeover switch 17 is actuated by the digital signal processor 2 such that the input 18 of the quadrature demodulator 19 is no longer connected to the decoupler 15 but to the terminating resistor 20 and thus the high-frequency signal path via the feedback loop 16 is interrupted.
  • the level at the (-) input of the first and second differential amplifiers 26 and 27 is via the feedback of the direct current signal path 32 and 33 and the constant output voltage of the third and fourth Differential amplifier 28 and 29 determined.
  • the power supply (bias) of the power amplifier 9 can be switched off.
  • the transmit / receive switch 12 at the input of the antenna 13 can be switched over already after a reduction in the I / Q input signal (ramp) before the switches 34, 35 and 17 are actuated and before the power supply 9 of the power amplifier 9 is switched off, which immediately results in a good shutdown insulation is achieved. Reflections that occur at the transceiver switch 12 are supplied to the terminating resistor 14 via the circulator 10. Finally, the local oscillator 8 is switched off.
  • the local oscillator 8 is switched on and the power supply (bias) for the power amplifier 9 is switched on.
  • the high-frequency signal path is then closed via the feedback loop 16 by switching the switch 17.
  • the switches 34 and 35 are opened so that the DC signal paths 32 and 33 are interrupted again.
  • the transceiver switch 12 is switched so that the output of the power amplifier 9 is connected to the antenna 13.
  • the overlapping switching between direct current signal path and high-frequency signal path according to the invention ensures that no signal jumps occur during switching, since the output of the first and second differential amplifiers 26 and 27 is always either via the High-frequency signal path or is connected to its (-) input via the DC signal path 32 or 33. Thus, there are always defined signal levels at the (-) input of the differential amplifiers 26 and 27.
  • the input terminal 41 is connected to the output of the quadrature phase mixer 23 of the quadrature demodulator 19 and internally to the (+) input of the differential amplifier 29.
  • Another resistor 44 is located between the (-) input of the differential amplifier 29 and the circuit ground 42, the (-) input of the differential amplifier 29 the adjustment voltage V Q ⁇ is supplied via a series resistor 45.
  • a further resistor 46 is located between the output of the differential amplifier 29 and its (-) input.
  • the output of the differential amplifier 29 is connected to the (-) input of the differential amplifier 27 via a series resistor 47.
  • the quadrature phase component Q of the complex input signal is fed to the (+) input of the differential amplifier 27 via a connection 48. Between the connection 48 and the circuit ground 42 there is an additional resistor 49. An additional resistor 50 is located between the output of the differential amplifier 27 and the circuit ground 42. Between the output of the differential amplifier 27 and the (-) input of the differential amplifier 27 is located em RC element, consisting of the capacitor 51 and the series resistor 52, which are connected in series. Located in parallel the DC signal path 33, which consists of the controllable switch 35 and the series resistor 37. Closing the controllable switch 35 therefore creates an equipotential bonding between the output of the differential amplifier 27 and its (-) input. At the output of differential amplifier 27, measuring voltage V QM is available at measuring point 53, the meaning of which will be discussed later.
  • connection of the differential amplifier 31 is identical to the connection of the differential amplifier 29, so that the arrangement of the resistors 54-57 corresponds to the arrangement of the resistors 44-47.
  • the manipulated variable for the quadrature phase mixer 5 of the quadrature modulator 3 can be taken off at the output connection 58.
  • the potential at the (+) input of differential amplifier 29 is U x
  • the potential at the output of differential amplifier 29 or at the (-) input of differential amplifier 27 is U -Vgi.
  • the potential at the output of differential amplifier 27 or at the (+) input of differential amplifier 31 is U 2 + V Q2 , SO so that potential U 2 is established at the output of differential amplifier 31.
  • the method according to the invention for switching between the transmission mode and a transmission interruption mode or reception mode is explained with reference to FIG. 3.
  • an adjustment method according to the invention is explained on the basis of this schematic time diagram, which is advantageously used within the scope of the invention. 3 shows the output power P of the power amplifier 9 as a function of the time t on a logarithmic scale.
  • the VDL standard requires that the start signal be transmitted for a period of 3 data symbols, in which the complex input signal has only an in-phase component I but no quadrature-phase component Q.
  • a measurement of the phase angle ⁇ for the phase shifter 25 can therefore take place. Since only one in-phase component I is transmitted during the time interval 71, the voltage at the measuring point 53 should be zero.
  • the phase angle ⁇ can therefore be specifically changed before the next transmission interval (burst) in such a way that the measuring voltage at the measuring point 53 is optimized to the smallest possible value. This phase angle ⁇ is then maintained until the next transmission interval and can be further optimized in the next transmission interval.
  • a remote adjustment of the quadrature demodulator 19 is carried out.
  • This remote adjustment can also be omitted if necessary.
  • the input signal I / Q is first reduced to zero, so that the power amplifier only generates a minimal residual power P2.
  • the adjustment voltages Vn and V Q1 which compensate for the DC offset of the quadrature demodulator 19, are optimized so that a minimal residual power P is detected on the logarithmic power detector 39. Since there is no input signal I / Q, the ideal output power P 2 is zero and the existing output signal essentially results from the DC offset of the quadrature demodulator 19.
  • the quadrature modulator 3 is adjusted by measuring the measuring voltage V IM of the in-phase component at measuring point 61 and the measuring voltage V QM of the quadrature phase component at measuring point 53 in FIG. 1.
  • both the in-phase component I and the quadrature phase component Q of the input signal generated by the digital signal processor 2 are zero, so that the measured voltage V QM essentially results from the DC offset of the quadrature modulator 3.
  • the measuring voltages V IM and V Q M are minimized to zero. The DC voltage offset of the modulator 3 is thereby compensated for.
  • the measurement in the time interval 72 and 73 takes place with the high-frequency signal path still closed, that is to say the switches 34 and 35 are still open and the switch 17 connects the input 18 of the quadrature demodulator 19 to the decoupler 15. Furthermore, the voltage supply (bias) is for the power gain tker 9 still switched on.
  • the two switches 34 and 35 are first closed and subsequently the changeover switch 17 is switched to the terminating resistor 20, so that the direct current signal paths 32 and 33, but not the high-frequency signal path, are now active.
  • the power supply to the power amplifier 9 is switched off.
  • the level of the local oscillator 8 is additionally switched off in order to avoid irradiation in the receiver. This further increases the isolation between the transmitter and the receiver.
  • the invention is not restricted to the exemplary embodiment shown.
  • the adjustment steps can also be carried out in a different order or individual adjustment steps can be omitted.

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Abstract

Eine Sendeeinrichtung (19) umfasst einen Quadraturmodulator (3) zur Quadraturmodulation eines komplexen Eingangssignals (I, Q) und einem dem Quadraturmodulator (3) nachgeschalteten Leistungsverstärker (9). Für eine Rückkopplungsschleife ist ein Quadraturdemodulator (19) zur Quadraturdemodulation des Ausgangssignals des Leistungsverstärkers (9) vorgesehen. Dem Quadraturmodulator (3) sind ein erster Differenzverstärker (26) und ein zweiter Differenzverstärker (27) vorgeschaltet, dessen Eingängen das Eingangssignal und das rückgekoppelte quadraturdemodulierte Signal zugeführt wird. Der Ausgang des ersten und zweiten Differenzverstärkers (26, 27) ist jeweils über einen direkten Signalpfad (32, 33) unter Umgehung des Quadraturmodulators (3), des Leistungsverstärkers (8) und des Quadraturdemodulators (19) mit dem Kompensationseingang (-) des ersten bzw. zweiten Differenzverstärkers (26, 27) beim Umschalten von dem Sendebetrieb in einen Sendeunterbrechungsbetrieb direkt verbindbar.

Description

SENDE-EMPFANGSEINRICHTUNG MIT GESCHLOSSENER KARTESISCHER RÜCKKOPPLUNGSSCHLEIFE
Die Erfindung betrifft eine Sendeeinrichtung mit einem Quadraturmodulator und einem Leistungsverstärker, der durch eine sogenannte kartesische Ruckkopplungsschleife (cartesian feedback) mit einem Quadraturdemodulator lmeaπsiert ist.
Eine Sendeeinrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 geht beispielsweise aus der EP 0 706 259 AI hervor. Bei der aus dieser Druckschrift hervorgehenden Sendeeinrichtung wird em Basisband-Emgangssignal über zwei Differenzversrarker einem Quadraturmodulator zugeführt, welcher eine Quadraturmodulation der Inphase-Komponente und der Quadraturphase-Komponente des komplexen Eingangssignals vornimmt. Dabei wird das Signal einem Aufwartskonverter zugeführt, welcher das Signal vom Basisband auf die Sendefrequenz anhebt . Die Leistungsverstärkung erfolgt in einem nachfolgenden Leistungsverstärker . Zum Ausgleich der Nichtlineantät dieses Leistungsverstärkers ist eine Rückkopplungsschleife vorgesehen, die im allgemeinen cartesian feedback bezeichnet wird. In dieser Rückkopplungsschleife befindet sich zunächst ein Abwartskonverter, um das von dem Ausgang des Leistungsverstärkers ausgekoppelte Sendesignal m das Basisband zur ck zu konvertieren. Im Basisband befindet sich ein Quadraturdemodulator, der das ruckgekoppelte Signal m eine rückgekoppelte Inphase-Komponente und eine rückgekoppelte Quadraturphase-Komponente zerlegt. Die rückgekoppelte Inphase-Komponente wird zusammen mit der Inphase-Komponente des Eingangssignals einem dem Quadraturmodulator vorgeschalteten ersten
Differenzverstärker zugeführt. Entsprechend wird die ruckgekoppelte Quadraturphase-Komponente zusammen mit der Quadraturphase-Komponente des Eingangssignals einem zweiten Differenzverstarker zugeführt. Dadurch werden die Nichtlmeaπtaten des Leistungsverstärkers über das ruckgekoppelte Signal ausgeglichen. In der EP 0 706 259 AI wird noch vorgeschlagen, zum Ausgleich der Gleichspannungs-Komponenten des Quadraturmodulators einen Testbetrieb vorzusehen, bei welchem der Sendeeinrichtung kein Eingangssignal zugeführt wird. Das Ausgangssignal der beiden Differenzverstärker wird jeweils m einem Integrator integriert und jeweils einem dem Integrator nachgeschalteten Abtast- und Halteschaltung zugeführt. Die Abtast-Halteschaltung befindet sich während des Testbetriebs m dem Abtastzustand und führt einen gegengekoppelten Eingang des zugeordneten Differenzverstärkers ein solches Kompensationssignal zu, daß die Gleichspannungs-Komponenten des zugeordneten Zweigs des Quadraturmodulators kompensiert werden. Während des normalen Sendebetriebs befindet sich die Abtast- und Halteschaltung im Haltezustand und führt dem Eingang des jeweiligen Differenzverstärkers den während des Testbetriebs ermittelten Kompensationspegel zu. Ferner wird in der EP 0 706 259 AI noch vorgeschlagen, während eines weiteren Testbetriebs, bei welchem am Ausgang des Quadraturdemodulators vorgesehene Schalter geöffnet sind, durch Erfassen des AusgangsSignals des Quadraturdemodulators in diesem Zustand bei zwei verschiedenen Eingangssignalen den Phasenversatz für einen zwischen einem lokalen Oszillator und dem Quadraturdemodulator vorgesehen Phasenschieber zu ermitteln.
Bei der Anwendung einer nach dem Prinzip des cartesian feedback arbeitenden Sendeeinrichtung im Flugfunk, insbesondere beim nach dem VDL-Standard (VHF-Digital-Link) im TDMA-Simplex-Betrieb arbeitendem digitalen Flugfunk, besteht das Problem, daß eine schnelle Umschaltung zwischen dem Sendebetrieb und dem Empfangsbetrieb nur mit Schwierigkeiten verwirklicht werden kann, da beim Umschalten vom Sendebetrieb zum Empfangsbetrieb der Leistungsverstärker und der lokale Oszillator vollständig abgeschaltet werden müssen, um eine Einstrahlung m den Empfänger zu vermeiden. Dabei wird jedoch zwangsläufig die Hochfrequenz- Rückkopplungsschleife zwischen den Ausgängen und den Kompensationseingängen der Differenzverstärker unterbrochen. Beim Wiederemschalten des Leistungsverstärkers und des lokalen Oszillators beim Umschalten vom Empfangsbetrieb zum Sendebetrieb muß sich die Rückkopplungsschleife deshalb wieder neu einschwingen, was zu unerwünschten Signalsprüngen bei der Sende-Empfangsumschaltung führt. Die Regelung der Rückkopplungsschleife wurde während der Sendeunterbrechung auf das positive oder negative Regelungsende einregeln. Beim Wiedereinschalten käme sofort die volle Sendeleistung zum Einsatz. Der EP 0 706 259 AI lassen sich keine Maßnahmen zur Beseitigung dieses Problems entnehmen.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Sendeeinrichtung mit einem Leistungsverstärker, welcher nach dem Prinzip des cartesian feedback lmeaπsiert ist, zu schaffen, bei welcher eine schnelle Sende- Empfangsumschaltung ermöglicht ist, und ein entsprechendes Verfahren zum Umschalten dieser Sendeeinrichtung vom Sendebetrieb m einen Sendeunterbrechungsbetrieb bzw. Empfangsbetrieb anzugeben.
Die Aufgabe wird bezüglich der Sendeeinrichtung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich des Verfahrens durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 10 jeweils m Verbindung mit den gattungsbildenden Merkmalen gelöst .
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß dem durch den Quadraturmodulator, den Leistungsverstärker und den Quadraturdemodulator gebildeten Hochfrequenz-Signalpfad ein weiterer direkter Signalpfad parallel geschaltet wird, über welchen unter Umgehung des Quadraturmodulators, des Leistungsverstärkers und des Quadraturdemodulators der Ausgang des Differenzverstärkers beim Umschalten von dem Sendebetrieb m den Empfangsbetrieb mit dem gegengekoppelten Eingang verbunden wird. Der Ausgang des Differenzverstärkers ist mit seinem gegengekoppeltem Eingang deshalb jederzeit verbunden - beim Sendebetrieb über dem Hochfrequenz-
Signalpfad und beim Empfangsbetrieb über den direkten
(Gleichstrom) -Signalpfad. Die Sende-Empfangsumschaltung erfolgt dabei vorzugsweise m der Weise, daß beim Umschalten vom Sendebetrieb m den Empfangsbetπeb zunächst der direkte (Gleichstrom) -Signalpfad geschlossen wird, bevor der Hochfrequenz-Signalpfad geöffnet wird. Beim Umschalten vom Sendebetrieb m den Empfangsbetrieb wird entsprechend umgekehrt vorgegangen. Auf diese Weise werden Signalsprünge bei der Sende- Empfangsumschal ung vermieden.
Die Ansprüche 2 bis 9 betreffen vorteilhafte Weiterbildungen der Sendeeinrichtung und die Ansprüche 11 bis 14 betreffen vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens .
Vorteilhaft sind sowohl m dem Inphase-Signalpfad als auch m dem Quadraturphase- Signalpfad jeweils zwei weitere
Differenzverstärker vorgesehen, mit welchen sich
Abgleichspannungen m die Signalpfade einkoppeln lassen, um sowohl den Gleichspannungsversatz (DC-offset) des
Quadraturmodulators als auch den Gleichspannungsversatz (DC- offset) des Quadraturdemodulators zu kompensieren. Dadurch wird im abgeschalteten Zustand, wenn am I- und Q-Emgang kein Signal anliegt, der Spannungswert OV am Eingang und
Ausgang der Differenzverstärker erreicht, wodurch die
Zuschaltung des Gleichstrom-Signalpfads stoßfrei erfolgen kann .
Der Abgleich des Quadraturmodulators wird bei geschlossenem Hochfrequenz-Signalpfad vorgenommen. Der Abgleich des Quadraturdemodulators hingegen wird bei geöffnetem Hochfrequenz-Signalpfad und geschlossenem Gleichstrom- Signalpfad vorgenommen. Der Abgleich erfolgt dabei m der Weise, daß die AusgangsSpannung an den der Kompensation dienenden Differenzverstärkern minimiert wird. Dies kann bei sehr geringem Meßaufwand und hoher Meßgeschwindigkeit erfolgen. Zusätzlich kann ein Femabgleich des Quadraturdemodulators bei noch geschlossenem Hochfrequenz- Signalpfad erfolgen, wobei dann als Meßgröße die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers bei abgeschaltetem Eingangssignal herangezogen wird, die z. B. über einen logarithmischen Detektor gemessen werden kann.
Em vereinfachtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeicnnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsdeispiels der erfindungsgemäßen Sendeeinrichtung;
Fig. 2 ein Detail der Fig. 1 dargestellten Sendeeinrichtung; und
Fig. 3 ein schematische Darstellung der Ausgangsleistung der Sendee πchung als Funktion der Zeit zur
Erläuterung eines bevorzugten Abgleichverfahrens .
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Sendeeinrichtung m einem prinzipiellen Blockschaltbild.
Ein digitaler Signalprozessor (DSP) 2 erzeugt e komplexes Eingangssignal für einen Quadraturmodulator 3, der aus einem Inphase-Mischer 4, einem Quadraturphase-Mischer 5 und einem Summierer 6 sowie einem Phasenschieber 7 besteht . Das komplexe Eingangssignal besteht aus einer Inphase-Komponente I und einer Quadraturphase-Komponente Q, wobei die Inphasen- Komponente I dem Inphase-Mischer 4 und die Quadraturphase- Komponente Q dem Quadraturphase-Mischer 5 zugeführt wird. Dem Phasenschieber 7 wird das Ausgangssignal eines lokalen Oszillators 8 zugeführt, wobei der Phasenschieber 7 dieses Oszillatorsignal dem Inphase-Mischer 4 ohne Phasenverschiebung und dem Quadraturphase-Mischer 5 unter einer Phasenverschiebung von 90° zuführt.
Dem Quadraturmodulator 3 ist em Leistungsverstärker 9 nachgeschaltet, der das quadraturmodulierte Signal entsprechend der Sendeleistung der Sendeeinrichtung 1 leistungsverst rkt und über einen Zirkulator 10, einen Leistungsdetektor 11 und einen Sende-Empfangsumschalter 12 einer Antenne 13 zuführt. Im Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel dient der digitale Signalprozessor 2 gleichzeitig als Steuereinheit für die Sende- Empfangsumschaltung und steuert den Sende-Empfangsumschalter 12 so an, daß die Antenne 13 beim Sendebetrieb mit dem Leistungsverstarker 9 und beim Empfangsbetrieb mit einem als RX bezeichneten Empfänger verbunden ist. Um eine Rückkopplung eventuell reflektierter Sendeleistung m den Leistungsverstarker 9 zu vermeiden, dient der mit dem Abschlußwiderstand 14 verbundene Zirkulator 10.
In dem Signalpfad zwischen dem Leistungsverstarker 9 und der Antenne 13 befindet sich em Auskoppler 15, der das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 9 m eine Rückkopplungsschleife 16 einkoppelt. In der Rückkopplungsschleife 16 befindet sich em Umschalter 17, über welchen ein Eingang 18 eines Quadraturdemodulators 19 wahlweise mit dem Auskoppler 15 oder einem Abschlußwiderstand 20 verbindbar ist. Zwischen dem Auskoppler 15 und dem Umschalter 17 befindet sich ein logarithmischer Leistungsdetektor 39. Der Quadraturdemodulator 19 besteht aus einem Signalverteiler 21, der das Eingangssignal gleichmäßig auf einen Inphase- Mischer 22 und einen Quadraturphase-Mischer 23 verteilt. Ferner ist em Phasenschieber 24 vorgesehen, dem das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 8 über einen einstellbaren Phasenschieber 25 zugeführt wird. Der Phasenschieber 24 arbeitet wie der Phasenschieber 7 und führt dem Inphase-Mischer 22 em nicht phasenverschobenes Oszillatorsignal und dem Quadraturphasen-Mischer 23 e um 90° phasenverschobenes Oszillatorsignal zu, wobei das Oszillatorsignal vorher durch den Phasenverschieber 25 insgesamt um einen Phasenwinkel φ phasenverschoben wurde.
Am Ausgang des Inphase-Mischers 22 liegt eine rückgekoppelte Inphase-Komponente I ' und am Ausgang des Quadraturphase- Mischers 23 liegt eine rückgekoppelte Quadraturphase- Komponente Q' vor. Die Inphase-Komponente I des Eingangssignals wird auf den (+) -Eingang eines ersten Differenzverstärkers 26 gegeben, während die rückgekoppelte Inphase-Komponente I' auf den (-) -Eingang der ersten Differenzverstärkers 26 gegeben wird. In entsprechender Weise wird die Quadraturphase-Komponente Q des Eingangssignals dem (+) -Eingang eines zweiten Differenzverstärkers 27 zugeführt, während die rückgekoppelte Quadraturphase-Komponente Q' dem (-) -Eingang des zweiten Differenzverstärkers 27 zugeführt wird. Durch diese, allgemein als cartesian feedback bezeichnete Rückkopplungs-Anordnung wird erreicht, daß Linearisierungsfehler des Leistungsverstärkers 9 durch den in der Rückkopplungsschleife 16 angeordneten Quadraturdemodulators 19 und die Differenzverstärker 26 und 27 kompensiert werden. Dabei ist jedoch zu beachten, daß das rückgekoppelte Signal I',Q' den Differenzverstärkern 26 und 27 mit einer Phasenverschiebung von 0° gegenüber dem Eingangssignal I,Q zugeführt wird. Die richtige Phasenlage wird durch den verstellbaren Phasenverschieber 25 eingestellt, dessen Phasenwinkel φ durch den digitalen Signalprozessor über ein Steuersignal veränderbar ist.
Da sowohl der Quadraturmodulator 3 als auch der Quadraturdemodulator 19 einen Gleichspannungsversatz (DC- offset) aufweisen, ist dieser Gleichspannungsversatz entsprechend zu kompensieren.
Dazu dient ein dritter Differenzverstärker 28, der zwischen dem Inphase-Mischer 22 des Quadraturdemodualators 19 und dem ersten Verstärker 26 angeordnet ist. Ein vierter Differenzverstärker 29 ist zwischen dem Quadraturphase- Mischer 23 des Quadraturdemodulators 19 und dem zweiten Differenzverstärker 27 angeordnet. Während dem (+) -Eingang des dritten Differenzverstärkers 28 die rückgekoppelte Inphase-Komponente I' zugeführt wird, wird dem (-) -Eingang des dritten Differenzverstärkers 28 eine erste Abgleichspannung VI3_ zugeführt, so daß am Ausgang des dritten Differenzverstärkers 28 der Gleichspannungsversatz in der I ' -Komponente des Quadraturdemodulators 19 kompensiert ist. In entsprechender Weise wird dem vierten Differenzverstärker 29 an dessen (+) -Eingang die rückgekoppelte Quadraturphase-Komponente Q' zugeführt, während dessen (-) -Eingang em vierte Abgleichspannung VQI zugeführt wird.
Um den Gleichspannungsversatz des Quadraturmodulators 3 zu kompensieren, dient em fünfter Differenzverstärker 30, dessen (+) -Eingang der Ausgang des ersten Differenzverstärkers 26 zugeführt wird, während dessen (-)- Eingang eine dritte Abgleichspannung VI2 zugeführt wird. Ferner ist em sechster Differenzverstärker 31 vorgesehen, dessen Ausgang mit dem Quadraturphasen-Mischer 5 des Quadraturmodulators 3 verbunden ist, und dessen (+) -Eingang der Ausgang des zweiten Differenzverstärkers 27 zugeführt ist. Dem (-) -Eingang des sechsten Differenzverstärkers 31 ist eine vierte Abgleichspannung VQ zugeführt . Die Abgleichspannungen VIl7 VQ1, VI2 und VQ2 sind in Fig. 1 als steuerbare Spannungsquellen zur besseren Veranschaulichung eingezeichnet, jedoch werden diese Abgleichspannungen zweckmäßigerweise intern m dem digitalen Signalprozessor 2 erzeugt .
Bei der schnellen Umschaltung zwischen Sendebetrieb und Empfangsbetrieb besteht bei Verwendung einer Rückkopplungsschleif 16 nach dem cartesian feedback Prinzip das Problem, daß der Hochfrequenz-Signalpfad der Schleife bestehend aus dem Quadraturmodulator 3, dem Leistungsverstärker 9, dem Quadraturdemodulator 19 und den Differenzverstärkern 26 und 27 beim Umschalten vom Sendebetrieb zum Empfangsbetrieb unterbrochen werden muß, da der Leistungsverstarker 9 und der lokale Oszillator 8 abgeschaltet werden müssen. Bei dem Wiedereinschalten des Leistungsverstärkers 9 und des lokalen Oszillators 8 und dem Wiederherstellen des Hochfrequenz-Signalpfades über die Rückkopplungsschleife 16 komme es zu einem Schaltstoß, da die Spannungen des Regelsystems, also die AusgangsSpannungen der beiden Differenzverstärker 26, 27 bei geöffneten Hochfrequenz-Signalpfad an den positiven oder negativen Regelanschlag laufen. Dies führt zu einem unzulässigen Leistungssprung auf die maximal mögliche Sendeleistung des Leistungsverstärkers 9. Steht, wie bei der Anwendung beim digitalen Flugfunk VDL (VHF-digital-lmk) , nur em kurzer UmschaltZeitraum zur Verfügung, so ist das Verfahren des cartesian feedback ohne besondere Maßnahmen nicht anwendbar. Bei einem TDMA-System (wie z. B. VDL) soll die Nachbarkanalleistung durch den Burstbetπeb nicht verschlechtert werden. Die Definition des VDL-Standards ermöglicht theoretisch e störungsfreies Em- und Ausschalten der Sendeeinrichtung. Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird em ideales, störungsfreies Spektrum im getasteten Betrieb gewährleistet.
Die Erfindung schlägt zur Lösung dieses Problems vor, neoen dem Hochfrequenz-Signalpfad vom Ausgang der Differenzverstärker 26 und 27 über den Quadraturmodulator 3, den Leistungsverstarker 9 und den Quadraturdemodulator 19 zum (-) -Eingang der Differenzverstärker 26 und 27 zwei direkte Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33 vorzusehen, die den Ausgang des jeweils zugeordneten Differenzverstärkers 26 bzw. 27 mit dem (-) -Eingang des jeweiligen Differenzverstärkers 26 bzw. 27 direkt verbinden. Die direkten Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33 bestehen im dargestellten Ausführungsbeispiel jeweils aus einem steuerbarem Schalter 34 bzw. 35, die beispielsweise als Feldeffekt-Transistoren ausgebildet sein können, und einem m Serie geschaltetem Widerstand 36 bzw. 37.
Die Umschaltung von dem Sendebetrieb m den Empfangsbetrieb erfolgt erfmdungsgemäß so, daß vor dem Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades zunächst die Schalter 34 und 35 geschlossen werden, so daß sowohl der Hochfrequenz- Signalpfad über die Rückkopplungsschleife 16 als auch die direkten Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33 m Betrieb ist. Anschließend wird der Umschalter 17 durch den digitalen Signalprozessor 2 so betätigt, daß der Eingang 18 des Quadraturdemodulators 19 nicht mehr mit dem Auskoppler 15 sondern mit dem Abschlußwiderstand 20 verbunden ist und somit der Hochfrequenz-Signalpfad über die Rückkopplungsschleife 16 unterbrochen ist. Da an dem Eingang des Quadraturdemodulators 19 somit kein Eingangssignal mehr anliegt, wird der Pegel an dem (-) -Eingang des ersten und zweiten Differenzverstärkers 26 und 27 über die Rückkopplung des Gleichstrom-Signalpfads 32 bzw. 33 und die konstante AusgangsSpannung der dritten und vierten Differenzverstärkers 28 und 29 bestimmt. Bereits vor dem Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades durch Umschalten des Umschalters 17 kann die Stromversorgung (Bias) des Leistungsverstärkers 9 abgeschaltet werden. Der Sende- Empfangsumschalter 12 an dem Eingang der Antenne 13 kann bereits nach einer Reduzierung des I/Q-Eingangssignals (Rampmg) vor dem Betätigen der Schalter 34, 35 und 17 und vor dem Abschalten der Stromversorgung des Leistungsverstärkers 9 umgeschaltet werden, wodurch sofort eine gute Abschaltisolation erreicht wird. Reflektionen, die an dem Sende-Empfangsumschalter 12 auftreten, werden über den Zirkulator 10 dem Abschlußwiderstand 14 zugeführt. Zuletzt wird der lokale Oszillator 8 abgeschaltet.
Beim Umschalten in den Sendebetrieb wird in umgekehrter Reihenfolge vorgegangen:
Zunächst wird der lokale Oszillator 8 eingeschaltet und die Stromversorgung (Bias) für den Leistungsverstärker 9 zugeschaltet. Anschließend wird der Hochfrequenz-Signalpfad über die Rückkopplungsschleife 16 durch Umschalten des Umschalters 17 geschlossen. Dann werden die Schalter 34 und 35 geöffnet, so daß die Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33 wieder unterbrochen werden. Der Sende-Empfangsumschalter 12 wird so geschaltet, daß der Ausgang des Leistungsverstärkers 9 mit der Antenne 13 verbunden ist.
Durch das erfindungsgemäße überlappende Umschalten zwischen Gleichstrom-Signalpfad und Hochfrequenz-Signalpfad wird sichergestellt, daß beim Umschalten keine Signalsprünge auftreten, da der Ausgang des ersten und zweiten Differenzverstärkers 26 bzw. 27 stets entweder über den Hochfrequenz-Signalpfad oder über den Gleichstrom-Signalpfad 32 bzw. 33 mit seinem (-) -Eingang verbunden ist. Somit liegen stets definierte Signalpegel am (-) -Eingang der Differenzverstärker 26 und 27 an.
Fig. 2 zeigt die Beschaltung der Differenzverstärker 26, 27,28,29,30 und 31 m einem detaillierterem Schaltbild, wobei lediglich der Signalpfad für die Quadraturphase- Komponente Q, also die Differenzverstärker 29,27 und 31 wiedergegeben ist. Für die Inphase-Komponente I steht eine identische Schaltung zur Verfügung.
Der Eingangsanschluß 41 ist mit dem Ausgang des Quadraturphase-Mischers 23 des Quadraturdemodulators 19 und intern mit dem (+) -Eingang des Differenzverstärkers 29 verbunden. Zwischen dem (+) -Eingang des Differenzverstärkers 29 und der Schaltungsmasse 42 befindet sich em Widerstand 43. Ein weiterer Widerstand 44 befindet sich zwischen dem (- ) -Eingang des Differenzverstärkers 29 und der Schaltungsmasse 42 , wobei dem (-) -Eingang des Differenzverstärkers 29 über einen Serienwiderstand 45 die Abgleichspannung VQ^ zugeführt wird. Zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers 29 und seinem (-) -Eingang befindet sich em weiterer Widerstand 46. Der Ausgang des Differenzverstarkers 29 ist mit dem (-) -Eingang des Differenzverstärkers 27 über einen Serienwiderstand 47 verbunden.
Dem (+) -Eingang des Differenzverstärkers 27 ist die Quadraturphase-Komponente Q des komplexen Eingangssignals über einen Anschluß 48 zugeführt. Zwischen dem Anschluß 48 und der Schaltungsmasse 42 befindet sich em weiterer Widerstand 49. Em weiterer Widerstand 50 befindet sich zwischen dem Ausgang des Differenzverstarkers 27 und der Schaltungsmasse 42. Zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers 27 und dem (-) -Eingang des Differenzverstärkers 27 befindet sich em RC-Glied, bestehend aus dem Kondensator 51 und dem Serienwiderstand 52, welche m Serie geschaltet sind. Parallel dazu befindet sich der Gleichstrom-Signalpfad 33, der aus dem steuerbaren Schalter 35 und dem Serienwiderstand 37 besteht. Durch das Schließen des steuerbaren Schalters 35 wird deshalb em Potentialausgleich zwischen dem Ausgang des Differenzverstarkers 27 und seinem (-) -Eingang geschaffen. An dem Ausgang des Differenzverstärkers 27 steht an dem Meßpunkt 53 die Meßspannung VQM zur Verfügung, auf deren Bedeutung später noch eingegangen wird.
Die Beschaltung des Differenzverstärkers 31 ist identisch mit der Beschaltung des Differenzverstärkers 29, so daß die Anordnung der Widerstände 54-57 der Anordnung der Widerstände 44-47 entspricht. An dem Ausgangsanschluß 58 kann die Stellgroße für den Quadraturphasen-Mischer 5 des Quadraturmodulators 3 abgenommen werden. An dem Ausgangsanschluß 58 befindet sich em RC-Glied, bestehend aus dem Kondensator 59 und dem parallel dazu geschalteten Widerstand 60. Das RC-Glied definiert die Bandbreite des Hochfrequenz-Signalpfades .
Das Potential am (+) -Eingang des Differenzverstärkers 29 betragt Ux, während das Potential am Ausgang des Differenzverstärkers 29 bzw. am (-) -Eingang des Differenzverst rkers 27 U -Vgi beträgt. Entsprechend beträgt das Potential am Ausgang des Differenzverstärkers 27 bzw. am (+) -Eingang des Differenzverstärkers 31 U2+VQ2, SO daß sich am Ausgang des Differenzverstärkers 31 em Potential U2 einstellt. Die variablen Abgleichspannungen VQ1 und VQ2 werden durch em mteratives Abgleichverfahren so eingestellt, daß das Potential am (-) -Eingang und am Ausgang des Differenzverstarkers 27 jeweils Null ist, d. h. es gilt Uι-VQ1= 0 und U +VQ2=0. Da das Potential am (-) -Eingang und Ausgang des Differenzverstärkers 27 einheitlich Null ist, entstehen bei der Betätigung des Schalters 35 keine Schaltstöße, so daß das Zuschalten und Abschalten des Gleichstrom-Signalpfads 32 stoßfrei erfolgen kann. Anhand von Fig. 3 wird das erfmdungsgemaße Verfahren zum Umschalten zwischen dem Sendebetrieb und einem Sendeunterbrechungsbetrieb bzw. Empfangsbetrieb erläutert. Gleichzeitig wird anhand dieses schematischen Zeitdiagramms em erfmgungsgemäßes Abgleichverfahren erläutert, das im Rahmen der Erfindung vorteilhaft zum Einsatz kommt. In Fig. 3 ist einem logarhithmischen Maßstab die Ausgangsleistung P des Leistungsverstärkers 9 als Funktion der Zeit t dargestellt .
Zu Beginn des Sende tervals ist m dem VDL-Standard vorgeschrieben, daß zunächst für die Dauer von 3 Datensymbolen em Startsignal übertragen wird, bei welchem das komplexe Eingangssignal ausschließlich eine Inphase- Komponente I jedoch keine Quadraturphase-Komponente Q aufweist. In diesem mit 71 gekennzeichneten Zeitmterval, kann deshalb eine Messung des Phasenwinkels φ für den Phasenschieber 25 erfolgen. Da während des Zeitmtervals 71 nur eine Inphase-Komponente I übertragen wird, müßte die Spannung an dem Meßpunkt 53 Null sein. Der Phasenwinkel φ kann deshalb vor dem nächsten Sendeintervall (burst) gezielt so verändert werden, daß die Meßspannung an dem Meßpunkt 53 auf einen möglichst kleinen Wert optimiert wird. Dieser Phasenwinkel φ wird dann bis zum nächsten Sendemterval aufrecht erhalten und kann im nächsten Sendemterval weiter optimiert werden.
Zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 werden Daten übertragen. Zum Zeitpunkt t3 ist der eigentliche Sendevorgang beendet. Entsprechend dem VDL-Standard gibt es Situationen, in welcher eine schnelle Umschaltung zwischen dem Sendebetrieb und dem Empfangsbetrieb innerhalb von einigen 100 μs erfolgen muß. Dies ist durch die Linie 75 m Fig. 3 angedeutet. In diesem Fall wird wie vorstehend beschrieben vorgegangen: es wird der Sende-Empfangsumschalter 12 umgeschaltet und es werden durch Schließen der Schalter 34 und 35 zunächst die Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33 hergestellt. Anschließend wird die Stromversorgung (Bias) des Leistungsverstärkers 9 abgeschaltet und der Eingang 18 des Quadraturdemodulators 19 von dem Auskoppler 15 auf den Abschlußwiderstand 20 umgeschaltet. Schließlich wird der lokale Oszillator 8 abgeschaltet.
Es gibt jedoch im VDL-Betrieb auch Situationen, die eine langsamere Umschaltung zwischen dem Sendebetrieb und dem Empfangsbetrieb ermöglichen, wobei ca. 2,5 ms für einen automatischen Abgleich zur Verfugung stehen. Dieser automatische Abgleich wird nachfolgend beschrieben.
In einem optionalen Fe abgleich wahrend des Zeitmtervals 72 wird em Femabgleich des Quadraturdemodulators 19 vorgenommen. Dieser Femabgleich kann gegebenenfalls auch entfallen. Hierfür wird zunächst das Eingangssignal I/Q auf Null heruntergeregelt, so daß der Leistungsverstarker nur noch eine minimale Restleistung P2 erzeugt. Die Abgleichspannungen Vn und VQ1 , die den Gleichspannungsversatz des Quadraturdemodulators 19 kompensieren, werden so optimiert, daß an dem logarithmischen Leistungsdetektor 39 eine minimale Restleistung P detektiert wird. Da kein Eingangssignal I/Q anliegt, ist die ideale Ausgangsleistung P2 Null und e bestehendes Ausgangssignal rührt im wesentlichen von dem Gleichspannungsversatz des Quadraturdemodulators 19 her.
In dem nachfolgenden Zeitmterval 73 erfolgt e Abgleich des Quadraturmodulators 3 , indem die Meßspannung VIM der Inphase-Komponente an dem Meßpunkt 61 und die Meßspannung VQM der Quadraturphase-Komponenete an dem Meßpunkt 53 in Fig. 1 gemessen werden. Auch bei dieser Messung ist sowohl die Inphase-Komponente I als auch die Quadraturphase- Komponente Q des von dem digitalen Signalprozessors 2 erzeugten Eingangssignals Null, so daß die gemessene Spannung VQM im wesentlichen von dem Gleichspannungsversatz des Quadraturmodulators 3 herrührt . Durch Abieich der Spannungen VI und VQ2 werden die Meßspannungen VIM und VQM gegen Null minimiert. Dadurch wird der Gleichspannungsversatz des Modulators 3 kompensiert. Die Messung im Zeitmterval 72 und 73 erfolgt bei noch geschlossenem Hochfrequenz-Signalpfad, d. h. die Schalter 34 und 35 sind noch geöffnet und der Schalter 17 verbindet den Eingang 18 des Quadraturdemodulators 19 mit dem Auskoppler 15. Ferner ist die Spannungsversorgung (Bias) für den Leistungsverst tker 9 noch angeschaltet.
Im Zeitpunkt t4 werden zunächst die beiden Schalter 34 und 35 geschlossen und nachfolgend der Umschalter 17 auf den Abschlußwiderstand 20 umgeschaltet, so daß nunmehr die Gleichstrom-Signalpfade 32 und 33, jedoch nicht der Hochfrequenz-Signalpfad, aktiv sind. Vor dem Betätigen des Umschalters 17 wird die Stromversorgung des Leistungsverstärkers 9 abgeschaltet.
Da folglich das Eingangssignal an dem Quadraturdemodulator 19 Null ist und weiterhin das von dem digitalem Signalprozessor 2 erzeugte Eingangssignal I,Q Null ist, wird eine an den Meßpunkten 53 und 61 gemessene Meßspannung VIM und VQM im wesentlichen von dem Gleichspannungsversatz des Quadraturdemodulators 19 verursacht. Durch Verstellen der Abgleichspannungen VX1 und VQ1 im Zeitmtervall 74 kann dieser Gleichspannungsversatz und somit die Meßspannung VIM bzw. VQM minimiert werden. Die durch diese Abgleichprozedur gefundenen Werte für die Abgleichspannungen Vn, VQ1, VI , VQ2 können für das nächste Sendemterval verwendet werden.
Im Zeitpunkt t5 wird der Pegel des lokalen Oszillators 8 zusätzlich abgeschaltet, um eine Einstrahlung m den Empfänger zu vermeiden. Dadurch wird die Isolation zwischen dem Sender und dem Empfanger weiter erhöht.
Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Insbesondere können die Abgleichschritte auch m anderer Reihenfolge vorgenommen werden oder einzelne Abgleichschritte können entfallen.

Claims

Patentansprüche
1. Sendeeinrichtung (1) mit einem Quadraturmodulator (3) zur Quadraturmodulation einer Inphase-Komponente (I) und einer Quadraturphase-Komponente
(Q) eines komplexen Eingangssignals (I/Q)/ einem dem Quadraturmodulator (3) nachgeschalteten
Leistungsverstärker (9), einem Quadraturdemodulator (19) zur Quadraturdemodulation des Ausgangssignals des Leistungsverstärkers (9) m eine rückgekoppelte Inphase-Komponente (I') und eine rückgekoppelte Quadraturphase-Komponente (Q' ) , einem dem Quadraturmodulator (3) vorgeschalteten ersten
Differenzverstärker (26) , dessen ersten Eingang (+) die Inphase-Komponente (I) des Eingangssignals und dessen zweiten Eingang (-) die rückgekoppelte Inphase-Komponente
(I') zugeführt ist, und einem dem Quadraturmodulator (3) vorgeschalteten zweiten
Differenzverstärker (27) , dessen ersten Eingang (+) die Quadraturphase-Komponente (Q) des Eingangssignals und dessen zweiten Eingang (-) die rückgekoppelte Quadraturphase-
Komponente (Q1) zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des ersten und zweiten Differenzverstärker (26,27) über jeweils einen direkten Signalpfad (32,33) unter
Umgehung des Quadraturmodulators (3), des
Leistungsverstärkers (8) und des Quadraturdemodulators (19) mit dem zweiten Eingang (-) des jeweiligen
Differenzverstärkers (26,27) beim Umschalten von einem Sendebetrieb m einen Sendeunterbrechungsbetrieb direkt verbindbar ist.
2. Sendeeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der direkte Signalpfad (32,33) em Gleichstrom- Signalpfad ist.
3. Sendeeinrichtung nach Anspruch 1 oder 2 , dadurch gekennzeichnet. daß der direkte Signalpfad (32,33) jeweils einen ersten steuerbaren Schalter (34,35) aufweist.
4. Sendeeinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal der rückgekoppelten Inphase-Komponente (I') und der rückgekoppelten Quadraturphase-Komponente (Q') mittels eines zweiten steuerbaren Schalters (17) unterbrechbar ist .
5. Sendeeinrichtung nach Anspruch 4 , dadurch gekennzeichnet, daß sich der zweite steuerbare Schalter (17) am Eingang des Quadraturdemodulators (19) befindet und bei einer Signalunterbrechung den Eingang des Quadraturdemodulator (19) über einen definierten Eingangswiderstand (20) abschließt .
6. Sendeeinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß em Gleichspannungsversatz der Inphase-Komponente (I1) des Quadraturdemodulators (19) mittels einer ersten Abgleichspannung (VIX) und em Gleichspannungsversatz der Quadraturphase-Komponente (Q1) des Quadraturdemodulators (19) mittels einer zweiten Abgleichspannung (VQX) abgleichbar ist.
7. Sendeeinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Differenzverstärker (26) em dritter
Differenzverstärker (28) vorgeschaltet ist, mit welchem die erste Abgleichspannung (Vn) verbunden ist, und dem zweiten
Differenzverstärker (27) em vierter Differenzverstärker
(29) vorgeschaltet ist, mit welchem die zweite Abgleichspannung (VQ1) verbunden ist.
8. Sendeeinrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß em Gleichspannungsversatz der Inphase-Komponente (I) des Quadraturmodulators (3) mittels einer dritten Abgleichspannung (VI2) und e Gleichspannungsversatz der Quadraturphase-Komponente (Q) des Quadraturmodulators (3) mittels einer vierten Abgleichspannung (VQ ) abgleichbar
9. Sendeeinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Differenzverstärker (26) em fünfter
Differenzverstärker (30) nachgeschaltet st, mit welchem die dritte Abgleichspannung (VI ) verbunden ist, und dem zweiten
Differenzverstärker (27) em sechster Differenzverstärker
(31) nachgeschaltet ist, mit welchem die vierte Abgleichspannung (VQ2) verbunden ist.
10. Verfahren zum Umschalten einer Sendeeinrichtung (1) mit einem Quadraturmodulator (3) zur Quadraturmodulation einer Inphase-Komponente (I) und einer Quadraturphase-Komponente (Q) eines komplexen Eingangssignals (I,Q), einem dem Quadraturmodulator (3) nachgeschalteten Leistungsverstarker (9), einem Quadraturdemodulator (19) zur Quadraturdemodulation des Ausgangssignals des Leistungsverstärkers (9) m eine rückgekoppelte Inphase-Komponente (I1) und eine rückgekoppelte Quadraturphase-Komponente (Q'), einem dem Quadraturmodulator (3) vorgeschalteten ersten Differenzverstärker (26) , dessen ersten Eingang (+) die Inphase-Komponente (I) des Eingangssignals und dessen zweiten Eingang (-) die ruckgekoppelte Inphase-Komponente (I1) zugeführt wird, und einem dem Quadraturmodulator (3) vorgeschalteten zweiten Differenzverstärker (27) , dessen ersten Eingang (+) die Quadraturphase-Komponente (Q) des Eingangssignals und dessen zweiten Eingang (-) die rückgekoppelte Quadraturphase- Komponente (Q1) zugeführt wird, von einem Sendebetrieb m einen Sendeunterbrechungsbetrieb, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte : - Zuschalten jeweils eines Gleichstrom-Signalpfades (32,33) zwischen dem Ausgang und dem zweiten Eingang (-) des ersten und zweiten Differenzverstarkers (26,27) vor dem
- Öffnen eines Hochfrequenz-Signalpfades (16) , welcher vom Ausgang des ersten und zweiten Differenzverstarkers (26,27) über den Quadraturmodulator (3), den Leistungsverstärker (9) und den Quadraturdemodulator (19) zum zweiten Eingang (-) des ersten und zweiten Differenzverstärkers (26,27) führt.
11. Verfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch, folgende Verfahrensschritte beim Umschalten vom Sendebetrieb m den Sendeunterbrechungsbetrieb:
- Zuschalten des Gleichstrom-Signalpfades (32,33), - Abschalten einer Spannungsversorgung für den Leistungsverstarker (49) und
- Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades vor dem Eingang (18) des Quadraturdemodulators (19) und Abschließen des Eingangs
(18) des Quadraturdemodulators (19) mit einem definierten Eingangswiderstand (20) .
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Zuschalten des Gleichstrom-Signalpfades (32,33) und vor dem Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades (16) der Quadraturmodulator (3) so abgeglichen wird, daß die AusgangsSpannungen (V I /VQM) des ersten und zweiten Differenzverstärkers (26,27) minimiert werden.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem Zuschalten des Gleichstrom-Signalpfades (32,33) und nach dem Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades (16) der Quadraturdemodulator (19) so abgeglichen wird, daß die AusgangsSpannungen des ersten und zweiten Differenzverstärkers (26,27) minimiert werden.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Zuschalten des Gleichstrom-Signalpfades (32,33) und vor dem Öffnen des Hochfrequenz-Signalpfades (16) der Quadraturdemodulator (19) so abgeglichen wird, daß die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers (9) bei abgeschalteten Eingangssignal (I,Q) der Sendeeinrichtung (1) minimiert wird.
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