WO2001023973A1 - Schaltungsanordnung zur stromsparenden referenzspannungserzeugung - Google Patents

Schaltungsanordnung zur stromsparenden referenzspannungserzeugung Download PDF

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WO2001023973A1
WO2001023973A1 PCT/DE2000/003466 DE0003466W WO0123973A1 WO 2001023973 A1 WO2001023973 A1 WO 2001023973A1 DE 0003466 W DE0003466 W DE 0003466W WO 0123973 A1 WO0123973 A1 WO 0123973A1
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voltage
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output voltage
voltage divider
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PCT/DE2000/003466
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English (en)
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Inventor
Peter Mahrla
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for power-saving reference voltage generation according to claim 1.
  • band gap references are often used in monolithic circuits, which generate a constant reference voltage from a fluctuating voltage supply. However, bandgap references themselves require a supply current of over 10 ⁇ A. Voltage regulators also usually have a bandgap reference in order to generate a regulated supply voltage from a fluctuating voltage.
  • the invention has for its object to provide a circuit arrangement for power-saving reference voltage generation, which requires only a low supply current.
  • the invention relates to a circuit arrangement for power-saving reference voltage generation, wherein a programmable voltage source generates an output voltage.
  • the output voltage is compared with a reference voltage at predetermined times.
  • at least one signal is derived by means of a calibration device and is fed to a control device; the The control device programs the voltage source in such a way that the output voltage corresponds as closely as possible to the reference voltage.
  • the actual regulated output voltage is generated by the programmable voltage source.
  • a reference voltage source with a high current requirement is only required at the specified times when the output voltage is compared with the reference voltage.
  • a reference voltage source is simulated, so to speak, by means of the programmable voltage source, with the advantage that the programmable voltage source can be designed to be very energy-saving.
  • the advantage of this method is therefore essentially that the reference voltage is only required at certain points in time and as a result a reference voltage source does not have to be operated continuously. For example, a band gap reference, which provides the reference voltage, is only switched on at the specified times and switched off again in the meantime. This method considerably lowers the current requirement, in particular when the programmable voltage source is recalibrated only at relatively large time intervals.
  • the programmable voltage source is preferably designed as a programmable voltage divider that is provided by a
  • the current consumption of the programmable voltage source can be significantly reduced, in particular by high resistance values of the voltage divider.
  • Another advantage is the simple construction of the voltage divider and the voltage source that feeds the voltage divider. If high resistance values are used for the voltage divider, not only is the power consumption reduced, but also the feeding voltage source is less stressed.
  • the voltage divider preferably has a plurality of resistors connected in series and individual resistors of the voltage divider are each by means of a switch bridged.
  • This embodiment is advantageously very simple to implement in terms of circuitry.
  • the voltage divider can also be implemented as a parallel connection of resistors.
  • this embodiment requires a larger area in the case of an integrated circuit in the semiconductor and integration technologies currently available.
  • the values of the resistors are preferably graded in such a way that the values of resistors connected in series differ by a factor of two and each resistance value is a multiple of a predetermined resistance value. This enables a finely graduated characteristic curve of the voltages programmable with the voltage divider to be achieved. In addition, especially in integrated circuit technology, relationships between resistors can be realized more precisely than absolute values.
  • the control device programs the voltage divider preferably by closing or opening individual switches.
  • the switches are preferably in the form of MOSFET transistors
  • Enrichment type executed. This embodiment facilitates integration of the method with other circuits, in particular in a monolithic CMOS circuit.
  • MOSFET transistors have been used as switches in digital technology due to their good switching characteristics and their low
  • Load path resistance has proven itself and is therefore also well suited for almost resistance-free bridging of individual resistors of the voltage divider.
  • Enrichment-type MOSFET transistors in particular are suitable as switches, since these transistors only start to conduct from a certain control voltage and thus block reliably at a control voltage of 0 V and slightly above.
  • the control device preferably stores the programming of the voltage divider digitally.
  • Digital storage of the programmed setting of the voltage divider is very simple, in particular in integrated circuit tion technology can be implemented and, on the other hand, it is more reliable than, for example, analog storage, which is lossy and in which adequate long-term stability, for example over several weeks, can hardly be achieved, in particular due to leakage currents.
  • the control device is particularly preferably designed as a digital counter with an up and down counting function.
  • a large number of digital counters are available, are easy to implement and can be constructed in a very energy-saving manner, in particular in CMOS technology.
  • the digital counter is preferably clocked by a counting clock, the counting pulses of which correspond to the predetermined times for comparing the output voltage.
  • the times for comparing the output voltage with the reference voltage are preferably predetermined as a function of fluctuations or changes in the output voltage. In the case of fluctuations with a short time interval, a calibration must be carried out correspondingly more frequently than with fluctuations with a large time interval.
  • a control element is particularly preferably connected downstream of the voltage divider and is controlled by the voltage divider in such a way that the control element regulates the current flow when the output voltage of the voltage divider drops below a predetermined voltage.
  • the control element is preferably designed as an n-channel MOSFET transistor of the enhancement type in the source circuit or, for example, in BICMOS technology as an npn bipolar transistor in the emitter-follower circuit. This prevents, on the one hand, the voltage divider from being loaded by an excessively high output current and, on the other hand, that buffer capacitors are discharged, in particular when the supply voltage drops, via resistors in the circuit.
  • a positive temperature coefficient of the control element is preferably compensated for by diodes connected in the voltage divider.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a first exemplary embodiment of the circuit arrangement according to the invention
  • Figure 2 shows a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention in CMOS technology.
  • a voltage source 35 feeds a programmable voltage divider which has four resistors 30 to 33 connected in series. Like the connection of the voltage source, the base point of the voltage divider is connected to a reference potential GND of 0 V.
  • the values of the four resistors 30 to 33 of the voltage divider are graded as follows: resistor 30 is 2-RO, resistor 31 is 4-RO and resistor 32 is 8-RO. This results in a finely graduated characteristic of the programmable voltage divider.
  • Resistors 30 to 32 can each be bridged with a switch 20 or 21 or 22 connected in parallel.
  • the voltage divider can be programmed via switches 20 to 22.
  • the switches 20 to 22 are opened or closed by a control device 10 by a control signal 40 or 41 or 42, respectively.
  • the output voltage U can be set at point 401 of the voltage divider.
  • the output voltage U is buffered via a capacitor 34 against the reference potential GND.
  • the point 401 is connected via a further switch 23 to a calibration device 11 which, when the switch 23 is closed, measures the voltage at the feed point of the voltage divider and compares it with a reference voltage.
  • a calibration pulse 44 closes the switch 23 and also activates the control device 10 for programming the voltage divider.
  • the calibration device 11 regulates the control device 10 via a control signal 43, which in turn programs the voltage divider in such a way that the voltage at point 401 corresponds as far as possible to the reference voltage.
  • the voltage divider is programmed so that the voltage at point 401 corresponds to half the reference voltage. This depends on the control regulation installed in the calibration device 11.
  • a voltage source 304 feeds a programmable voltage divider at a feed point 402.
  • the voltage divider comprises four resistors 36 to 39 connected in series, a diode 300 which is polarized in the direction of flow and connected in series to the four resistors 36 to 39, and a fifth resistor 301 connected in series.
  • the base point of the voltage divider is at a reference potential GND connected by 0 V.
  • the load path of a p-channel MOSFET transistor 24 or 25 or 26 of the enhancement type is connected in parallel with three resistors 36 to 38.
  • the transistors 24 to 26 are each controlled by a Bit2 signal 48 or Bil signal 49 or BitO signal 400.
  • the Bit2 signal 48, Bitl signal 49 and BitO signal 400 are each a digital output signal from a digital counter 12, which programs the voltage divider.
  • the digital counter 12 is an up / down counter. The counting direction is set by an up-count signal 45 and a down-count signal 46. Like the voltage divider, the digital counter 12 is fed by the voltage source 304.
  • the calibration device 14 is supplied with current via the MOSFET transistor 27.
  • the calibration device 14 has a voltage reference 15, which is supplied by the voltage at the feed point 402 of the voltage divider via the transistor 27.
  • the output voltage of the voltage reference 15 feeds a voltage divider having three resistors 306 to 308 connected in series, the base of which is connected to the reference potential GND.
  • a voltage at two center points of the voltage divider 403 and 404 is supplied to the inverted input of a comparator 309 and the non-inverted input of a comparator 310, respectively.
  • the comparators compare the supplied voltages with the output voltage U of the entire circuit.
  • the down count signal 46 is then present at the output of the comparator 309 and the up count signal 45 is present at the output of the comparator 310.
  • the transistor 27 and the digital counter 12 are activated by a calibration pulse 47.
  • the calibration pulse 47 is supplied by an inverter 305, which makes the edges of the calibration pulse steep.
  • an n-channel MOSFET transistor 28 of the enhancement type is provided, which is controlled by a voltage at the p-terminal of the diode 300 and, when the output voltage U drops, reduces the internal resistance of the N-channel MOSFET and so far counteracts the drop in output voltage.
  • the diode 300 partially compensates for a positive temperature coefficient of the n-channel MOSFET transistor 28.
  • a calibration pulse causes the transistor 27 to close. This supplies the calibration device 14.
  • the voltage at the supply point of the voltage divider changes accordingly.
  • a power-on reset generator 13 resets the digital counter 12 to an initial state in the event of a power failure and when the supply voltage is switched on again.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung. Erfindungsgemäss ist eine programmierbare Spannungsquelle vorgesehen, die eine Ausgangsspannung erzeugt, welche zur vorgegeben Zeitpunkten mit einer Referenzspannung verglichen wird. In Abhängigkeit von dem Vergleich wird mittels einer Kalibriereinrichtung mindestens ein Signal abgeleitet, das einer Steuereinrichtung zugeführt wird. Die Steuereinrichtung programmiert die Spannungsquelle derart, dass die Ausgangsspannung möglichst der Referenzspannung entspricht.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung nach Patentanspruch 1.
Zur Referenzspannungserzeugung sind eine Vielzahl von Schal- tungen bekannt, die allerdings alle einen hohen Eigenstrombedarf aufweisen, der die Betriebsdauer insbesondere batteriebetriebener Anwendungen und Geräte verringert. In monolithischen Schaltungen werden häufig Bandabstandreferenzen (Band Gap References) benutzt, die aus einer schwankenden Span- nungsversorgung eine konstante Referenzspannung erzeugen. Allerdings benötigen Bandabstandreferenzen selbst einen Versorgungsstrom von über 10 μA. Auch Spannungsregler weisen üblicherweise eine Bandabstandsreferenz auf, um aus einer schwankenden Spannung eine geregelte Versorgungsspannung zu erzeu- gen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung anzugeben, die nur einen geringen Versorgungsstrom benötigt.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 gelöst . Weiterbildungen der Schaltungsanordnung sind den abhängigen Patentansprüchen entnehmbar .
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung, wobei eine programmierbare Spannungsquelle eine AusgangsSpannung erzeugt. Zu vorgegebenen Zeitpunkten wird die AusgangsSpannung mit einer Referenz- Spannung verglichen. In Abhängigkeit von dem Vergleich wird mittels einer Kalibriereinrichtung mindestens ein Signal abgeleitet, das einer Steuereinrichtung zugeführt wird; die Steuereinrichtung programmiert die Spannungsquelle derart, daß die AusgangsSpannung möglichst der Referenzspannung entspricht .
Die eigentliche geregelte AusgangsSpannung wird hierbei von der programmierbaren Spannungsquelle erzeugt. Eine Referenzspannungsquelle mit hohem Strombedarf wird nur zu den vorgegebenen Zeitpunkten des Vergleichens der AusgangsSpannung mit der Referenzspannung benötigt. Mittels der programmierbaren Spannungsquelle wird sozusagen eine Referenzspannungsquelle nachgebildet, mit dem Vorteil, daß die programmierbare Spannungsquelle sehr stromsparend ausgelegt werden kann. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht somit im wesentlichen darin, daß die Referenzspannung nur zu bestimmten Zeitpunkten benö- tigt wird und dadurch eine Referenzspannungsquelle nicht ständig betrieben werden muß. Beispielsweise wird eine Band- gap-Reference, welche die Referenzspannung zur Verfügung stellt, nur zu den vorgegebenen Zeitpunkten eingeschaltet und zwischenzeitlich wieder abgeschaltet. Dieses Verfahren senkt den Strombedarf insbesondere dann beträchtlich, wenn nur in verhältnismäßig großen Zeitabständen die programmierbare Spannungsquelle wieder neu kalibriert wird.
Vorzugsweise ist die programmierbare Spannungsquelle als ein programmierbarer Spannungsteiler ausgeführt, der von einer
Spannungsquelle gespeist wird. Insbesondere durch hohe Widerstandswerte des Spannungsteilers kann der Stromverbrauch der programmierbaren Spannungsquelle deutlich gesenkt werden. Ein weiterer Vorteil liegt im einfachen Aufbau des Spannungstei- lers und der den Spannungsteiler speisenden Spannungsquelle. Werden für den Spannungsteiler hohe Widerstandswerte verwendet, so wird nicht nur der Stromverbrauch gesenkt, sondern auch die speisende Spannungsquelle weniger belastet.
Vorzugsweise weist der Spannungsteiler eine Vielzahl von in Serie geschalteten Widerständen auf und einzelne Widerstände des Spannungsteilers sind jeweils mittels eines Schalters überbrückbar. Diese Ausführungsform ist vorteilhafterweise schaltungstechnisch sehr einfach ausführbar. Alternativ ist der Spannungsteiler auch als Parallelschaltung von Widerständen ausführbar. Diese Ausführungsform benötigt bei einer in- tegrierten Schaltung in den zur Zeit verfügbaren Halbleiterund Integrationstechnologien allerdings eine größere Fläche.
Die Werte der Widerstände sind bevorzugt derart abgestuft, daß sich die Werte jeweils hintereinander geschalteter Wider- stände um den Faktor zwei unterscheiden und jeder Widerstandswert ein Vielfaches eines vorgegebenen Widerstandswertes ist. Dadurch läßt sich eine fein abgestufte Kennlinie der mit dem Spannungsteiler programmierbaren Spannungen erzielen. Zudem sind gerade in integrierter Schaltungstechnik insbeson- dere Verhältnisse von Widerständen untereinander genauer als absolute Werte realisierbar.
Die Steuereinrichtung programmiert den Spannungsteiler vorzugsweise durch Schließen oder Öffnen einzelner Schalter. Vorzugsweise sind die Schalter als MOSFET-Transistoren vom
Anreicherungstyp ausgeführt . Diese Ausführungsform erleichtert eine Integration des Verfahrens mit anderen Schaltungen insbesondere in einer monolithischen CMOS-Schaltung. MOSFET- Transistoren haben sich als Schalter in der Digitaltechnik aufgrund ihrer guten Schaltkennlinien und ihres geringen
Laststreckenwiderstandes bewährt und eignen sich somit auch gut zur nahezu widerstandslosen Überbrückung einzelner Widerstände des Spannungsteilers. Gerade MOSFET-Transistoren vom Anreicherungstyp eignen sich als Schalter, da diese Transi- stören erst ab einer bestimmten Steuerspannung zu leiten beginnen und somit bei einer Steuerspannung von 0 V und leicht darüber sicher sperren.
Vorzugsweise speichert die Steuereinrichtung die Programmie- rung des Spannungsteilers digital. Eine digitale Speicherung der programmierten Einstellung des Spannungsteilers ist einerseits sehr einfach insbesondere in integrierter Schal- tungstechnik realisierbar und andererseits zuverlässiger als beispielsweise eine analoge Speicherung, die verlustbehaftet ist bei der eine ausreichende Langzeitstabilität, beispielsweise über mehrere Wochen, insbesondere aufgrund von Leck- strömen kaum erreichbar ist.
Die Steuereinrichtung ist besonders bevorzugt als digitaler Zähler mit Auf- und Abwärtszählfunktion ausgeführt. Digitale Zähler stehen in einer Vielzahl an Ausführungsform zur Verfü- gung, sind einfach zu realisieren und können insbesondere in CMOS-Technologie sehr stromsparend aufgebaut werden.
Der digitale Zähler wird vorzugsweise von einem Zähltakt getaktet, dessen Zählimpulse den vorgegebenen Zeitpunkten zum Vergleichen der AusgangsSpannung entsprechen.
Bevorzugt werden die Zeitpunkte zum Vergleichen der Ausgangs- Spannung mit der Referenzspannung in Abhängigkeit von Schwankungen oder Änderungen der AusgangsSpannung vorgegeben. Bei Schwankungen mit geringen zeitlichen Abstand muß eine Kalibrierung entsprechend häufiger als bei Schwankungen mit großen zeitlichen Abstand durchgeführt werden.
Besonders bevorzugt ist dem Spannungsteiler ein Regelelement nachgeschaltet, das von dem Spannungsteiler derart gesteuert wird, daß bei einem Absinken der Ausgangsspannung des Spannungsteilers unter eine vorgegebene Spannung das Regelelement den Stromfluß abregelt. Vorzugsweise ist das Regelelement als n-Kanal-MOSFET-Transistor vom Anreicherungstyp in Source- Schaltung oder beispielsweise in BICMOS-Technologie als npn- Bipolartransistor in Emitterfolger-Schaltung ausgeführt. Damit wird verhindert, daß einerseits der Spannungsteiler durch einen zu hohen Ausgangsstrom belastet wird und andererseits sich Pufferkondensatoren insbesondere bei einem Absinken der Versorgungsspannung über Widerstände in der Schaltung entladen. Schließlich wird ein positiver Temperaturkoeffizient des Regelelements vorzugsweise durch in den Spannungsteiler geschaltete Dioden kompensiert .
Weitere Vorteile und Anwendungsmδglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt
Figur 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbei- spiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, und
Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in CMOS-Technologie .
In Figur 1 speist eine Spannungsquelle 35 einen programmierbaren Spannungsteiler, der vier in Serie geschalteten Widerständen 30 bis 33 aufweist. Der Fußpunkt des Spannungsteilers ist wie auch ein Anschluß der Spannungsquelle mit einem Be- zugspotential GND von 0 V verbunden. Die Werte der vier Widerstände 30 bis 33 des Spannungsteilers sind wie folgt abgestuft: Widerstand 30 ist 2-RO, Widerstand 31 ist 4-RO und Widerstand 32 ist 8-RO. Damit ergibt sich eine fein abgestufte Kennlinie des programmierbaren Spannungsteilers. Die Wider- stände 30 bis 32 sind jeweils mit einem parallelgeschalteten Schalter 20 bzw. 21 bzw. 22 überbrückbar. Über die Schalter 20 bis 22 ist der Spannungsteiler programmierbar.
Die Schalter 20 bis 22 werden von einer Steuereinrichtung 10 durch jeweils ein Steuersignal 40 bzw. 41 bzw. 42 geöffnet oder geschlossen. Dadurch ist die AusgangsSpannung U am Punkt 401 des Spannungsteilers einstellbar. Um abrupte Änderungen der AusgangsSpannung U bei Änderung des Stroms am Ausgang zu vermeiden, ist die AusgangsSpannung U über einen Kondensator 34 gegen das Bezugspotential GND gepuffert. Der Punkt 401 ist über einen weiteren Schalter 23 mit einer Kalibriereinrichtung 11 verbunden, die bei geschlossenen Schalter 23 die Spannung am Speisepunkt des Spannungsteilers mißt und mit einer Referenzspannung vergleicht. Ein Kali- brierimpuls 44 schließt dabei den Schalter 23 und aktiviert auch die Steuereinrichtung 10 zur Programmierung des Spannungsteilers. Abhängig von dem Vergleich regelt die Kalibriereinrichtung 11 über ein Regelsignal 43 die Steuereinrichtung 10, die wiederum den Spannungsteiler so program- miert, daß die Spannung am Punkt 401 möglichst der Referenzspannung entspricht. Es ist allerdings auch möglich, daß eine andere Regelvorschrift ausgeführt wird; beispielsweise, daß der Spannungsteiler so programmiert wird, daß die Spannung am Punkt 401 der halben Referenzspannung entspricht. Dies hängt von der in der Kalibriereinrichtung 11 eingebauten Regelvorschrift ab.
In Figur 2 speist ein Spannungsquelle 304 an einem Speisepunkt 402 einen programmierbaren Spannungsteiler. Der Span- nungsteiler umfaßt vier in Serie geschaltete Widerstände 36 bis 39, eine in Flußrichtung gepolte und in Reihe zu den vier Widerständen 36 bis 39 geschaltete Diode 300 sowie einen dazu in Reihe geschalteten fünften Widerstand 301. Der Fußpunkt des Spannungsteilers ist mit einem Bezugspotential GND von 0 V verbunden. Parallel zu drei Widerständen 36 bis 38 ist jeweils die Laststrecke eines p-Kanal-MOSFET-Transistors 24 bzw. 25 bzw. 26 vom Anreicherungstyp geschaltet. Die Transistoren 24 bis 26 werden jeweils von einem Bit2-Signal 48 bzw. Bil-Signal 49 bzw. BitO-Signal 400 gesteuert.
Das Bit2-Signal 48, Bitl-Signal 49 und BitO-Signal 400 ist jeweils ein digitales Ausgangssignal eines digitalen Zählers 12, der den Spannungsteiler programmiert. Der digitaler Zähler 12 ist ein Aufwärts-/Abwärtszähler. Die Zählrichtung wird von einem Aufwärtszählsignal 45 und einem Abwärtszählsignal 46 eingestellt. Der digitale Zähler 12 wird wie der Spannungsteiler von der Spannungsquelle 304 gespeist. Zum Zeitpunkt der Kalibrierung wird die Kalibriereinrichtung 14 über den MOSFET-Transistor 27 mit Strom versorgt. Die Kalibriereinrichtung 14 weist eine Spannungsreferenz 15 auf, die von der Spannung am Speisepunkt 402 des Spannungsteilers über den Transistor 27 versorgt wird. Die AusgangsSpannung der Spannungsreferenz 15 speist einen drei in Reihe geschaltete Widerstände 306 bis 308 aufweisenden Spannungsteiler, des Fußpunkt mit dem Bezugspotential GND verbunden ist. Eine Spannung an zwei Mittenpunkten des Spannungsteiler 403 und 404 wird jeweils dem invertierten Eingang eines Komparators 309 bzw. dem nichtinvertierten Eingang eines Komparators 310 zugeführt . Die Komparatoren vergleichen die zugeführten Spannungen mit der AusgangsSpannung U der gesamten Schaltung. Am Ausgang des Komparators 309 liegt dann das Abwärtszählsignal 46 und am Ausgang des Komparators 310 das Aufwärtszählsignal 45 an.
Der Transistor 27 und der digitale Zähler 12 werden von einem Kalibrierimpuls 47 aktiviert. Der Kalibrierimpuls 47 wird dazu von einem Inverter 305, der die Flanken des Kalibrierimpulses steil macht, zugeführt.
Ferner ist ein n-Kanal-MOSFET-Transistor 28 vom Anreiche- rungstyp vorgesehen, der von einer Spannung am p-Anschluß der Diode 300 gesteuert wird und bei einem Absinken der Ausgangs- Spannung U den Innenwiderstand des N-Kanal-MOSFETs vermindert und soweit dem Abfall der AusgangsSpannung entgegenwirkt. Die Diode 300 kompensiert teilweise einen positiven Temperatur- koeffizienten des n-Kanal-MOSFET-Transistors 28.
Im folgenden wird kurz die Funktionsweise der Schaltung erläutert: Ein Kalibrierimpuls bewirkt ein Schließen des Transistors 27. Dadurch wird die Kalibriereinrichtung 14 ver- sorgt. In Abhängigkeit von der VersorgungsSpannung der Kalibriereinrichtung 14 schaltet entweder der Komparator 309 oder 310 und damit das Auf- oder Abwärtszählsignal 45 bzw. 46. Der digitale Zähler 12 zählt um ein Bit entsprechend aufwärts oder abwärts, beispielsweise von "000" auf "001", und schaltet damit einen der Transistoren 24 bis 26 ein bzw. aus. Damit verändert sich die Spannung am Speisepunkt des Spannungsteilers entsprechend.
Ein Power-On-Reset-Generator 13 setzt bei einem Spannungsausfall und einem Wiedereinschalten der VersorgungsSpannung den digitalen Zähler 12 in einen Aufangszustand zurück.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur stromsparenden Referenzspannungserzeugung, wobei - eine programmierbare Spannungsquelle (30 - 33, 35, 20 - 22; 36 - 39, 300 - 301, 304, 24 - 26) vorgesehen ist, die eine AusgangsSpannung (U) erzeugt,
- zu vorgegebenen Zeitpunkten die AusgangsSpannung (U) mit einer Referenzspannung verglichen wird, - in Abhängigkeit von dem Vergleich mittels einer Kalibriereinrichtung (11; 14) mindestens ein Signal (43; 45 -46) abgeleitet wird, das einer Steuereinrichtung (10; 12) zugeführt wird, und
- die Steuereinrichtung (10; 12) die programmierbare Span- nungsquelle derart programmiert, die AusgangsSpannung möglichst der Referenzspannung entspricht.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die programmierbare Spannungsquelle als ein programmierbarer Spannungsteiler (30 - 33, 20 - 22; 36 - 39, 300 - 301, 24 - 26), der von einer Spannungsquelle (35; 304) gespeist wird, ausgeführt ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch ge- kennzeichnet, daß der Spannungsteiler eine Vielzahl von in Serie geschalteten Widerständen (30 - 33; 36 - 39, 301) aufweist und einzelne Widerstände (30 - 32; 36 - 38) des Spannungsteilers jeweils mittels eines Schalters (20 - 22; 24
- 26) überbrückbar sind.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der Widerstände derart abgestuft sind, daß sich die Werte jeweils hintereinander geschalteter Widerstände um den Faktor zwei unterscheiden und jeder Widerstandswert ein Vielfaches eines vorgegebenen Widerstandswertes ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (10; 12) den Spannungsteiler durch Schließen oder Öffnen einzelner Schalter (20 - 22; 24 - 26) programmiert.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (20 - 22; 24 - 26) als MOSFET-Transistoren vom Anreicherungstyp ausgeführt sind.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung
(10; 12) die Programmierung des Spannungsteilers digital speichert .
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (10; 12) als digitaler Zähler mit Auf- und Abwärtszählfunktion ausgeführt ist .
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Zähler (10; 12) von einem Zähltakt (44; 47) getaktet wird, dessen Zählimpule den vorgegebenen Zeitpunkten zum Vergleichen der AusgangsSpannung (U) entsprechen.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitpunkte zum Vergleichen der AusgangsSpannung (U) mit der Referenz- Spannung in Abhängigkeit von Schwankungen oder Änderungen der AusgangsSpannung (U) vorgegeben werden.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß dem Spannungs- teuer (36 - 39, 300 - 301, 24 - 26) ein Regelelement (28) nachgeschaltet ist, das von dem Spannungsteiler (36 -39, 300 - 301, 24 - 26) derart gesteuert wird, daß bei einem Absinken der Ausgangsspannung (U) das Regelelement dem Abfall der Ausgangsspannung durch Verringerung des Innenwiderstands entgegenwirkt .
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter als n-Kanal-MOSFET-Transistor (28) vom Anreicherungstyp in Source-Schaltung oder als npn-Bipolartransistor in Emitterfolger-Schaltung ausgeführt ist .
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein positiver Temperaturkoeffizient des Regelelements (28) durch in den Spannungsteiler (30 - 33, 20 - 22; 36 - 39, 300 - 301, 24 - 26) ge- schaltete Dioden (300) kompensiert wird.
PCT/DE2000/003466 1999-09-30 2000-09-28 Schaltungsanordnung zur stromsparenden referenzspannungserzeugung WO2001023973A1 (de)

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