DE10219347A1

DE10219347A1 - Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals

Info

Publication number: DE10219347A1
Application number: DE2002119347
Authority: DE
Inventors: Johann Traub; Martin Bosch
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2002-04-30
Publication date: 2003-11-20
Also published as: WO2003093917A1

Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals angegeben, welche als Referenzelement eine Diode (5) umfaßt. Deren elektrische Bezugsgröße wird jedoch mit einem Regelkreis (31, 14, 16) zunächst auf eine Referenzgröße (16) kalibriert. Somit ist es möglich, in integrierter Schaltungstechnik eine Referenzschaltung bereitzustellen, welche die Vorteile der Diodenreferenz, nämlich gute Rauscheigenschaften und geringer Stromverbrauch, mit der hohen Genauigkeit und Temperaturstabilität einer Bandgap-Referenzquelle (16) verbindet.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals.

Referenzsignale in Form einer Spannungsreferenz oder Stromreferenz werden für eine Vielzahl von Funktionseinheiten in der Schaltungstechnik, insbesondere für integrierte Schaltkreise, benötigt, so zum Beispiel für Modulatoren, spannungsgesteuerter Oszillatoren, rauscharme Verstärker, Spannungsregler, Verstärker et cetera. Dies dient dem Ziel, bestimmte elektrische Größen auf ein gewünschtes Maß einzustellen.

Zu berücksichtigen sind dabei die elektrischen Eigenschaften der Schaltung, die derartige Referenzsignale bereitstellt, da deren Eigenschaften in die Eigenschaften der versorgten Schaltkreise mit eingehen, nämlich die Genauigkeit der bereitgestellten Spannung oder des Stroms, Rauscheigenschaften, Eigenstromverbrauch, Temperaturgang und so weiter.

Für Mobilfunkanwendungen sind insbesondere ein sehr niedriger Stromverbrauch derartiger Schaltungsanordnungen sowie besonders geringes Rauschen gewünscht. Dies sind jedoch üblicherweise zwei einander widersprechende Forderungen.

Normalerweise werden zur Bereitstellung von Referenzsignalen leicht zu integrierende Bandgap-Schaltkreise verwendet, welche sich insbesondere durch exakte Spannungsreferenz, gutes Temperaturverhalten und hohe Stabilität auszeichnen. Der Nachteil derartiger Bandgap-Schaltungen ist jedoch ihr verhältnismäßig hoher Rauschpegel. Dieser kann normalerweise nur mit hohem Stromeinsatz reduziert werden.

Da dies, wie erläutert für den Mobilfunk ungeeignet ist, wird dort gelegentlich die einen integrierten Schaltkreis versorgende Spannung selbst als Referenzsignal herangezogen. Dies hat natürlich den Nachteil, daß sowohl Toleranzen der Spannungsversorgung, welche beispielsweise durch die variierende Batteriespannung bedingt sind, wie auch Störsignale im Frequenzspektrum der Spannungsversorgung zwangsläufig in die versorgte elektrische Schaltung eingebracht werden.

Eine weitere Möglichkeit der Bereitstellung einer Referenzspannung wäre der Einsatz von Zener-Dioden, deren Zener- Spannung eine sehr hohe Stabilität und Genauigkeit aufweist. Diese haben jedoch den Nachteil, daß sie mit praktisch allen üblichen Halbleiterfertigungsprozessen nicht hergestellt werden können.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals anzugeben, welche in integrierter Schaltungstechnik herstellbar ist, gute Rauscheigenschaften bei geringem Stromverbrauch bietet und eine genaue Referenzierung mit guten Temperatureigenschaften ermöglicht.

Im folgenden werden die Begriffe elektronisches Bauteil und Verstärker gleichbedeutend verwendet. Ebenso werden die Begriffe steuerbare elektronische Eigenschaft und steuerbare Verstärkung gleichbedeutend verwendet.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals, aufweisend:

- eine Diode,
- ein elektronisches Bauteil, welches eine steuerbare elektrische Eigenschaft hat, die die Abhängigkeit des Referenzsignals von einem Eingangssignal des elektronischen Bauteils beeinflusst, mit einem Eingang, an dem das Eingangssignal zuführbar ist und der mit der Diode verbunden ist, mit einem Ausgang, an dem das Referenzsignal bereitgestellt wird, und mit einem Steuereingang zum Einstellen der steuerbaren elektrischen Eigenschaft, und
- einen Regelkreis, umfassend einen Regler mit einem Vergleicher, mit einem Ist-Eingang, der an den Ausgang des elektronischen Bauteils angeschlossen ist, mit einem Soll- Eingang, der mit einer Referenzquelle verbunden ist, und mit einem Ausgang, der mit dem Steuereingang des als Stellglied arbeitenden elektronischen Bauteils verbunden ist.

Gemäß dem vorliegenden Prinzip werden die Vorteile einer Bandgap-Referenzquelle einerseits, wie exakte, temperaturstabile Bereitstellung einer Referenzspannung, und einer Diode andererseits, welche bei Durchströmung ein ausgezeichnetes Rauschverhalten hat, miteinander kombiniert. Dies kann gemäß dem vorliegenden Prinzip dadurch erzielt werden, daß zunächst beispielsweise eine Kalibrierung der Schaltungsanordnung mittels der Referenzquelle und des Regelkreises erfolgt, welche dann bewirkt, daß in einem nachfolgenden Referenzier- oder Normalbetrieb die Diode über das elektronische Bauteil mit verstellbaren Eigenschaften ein exaktes, temperaturstabiles und rauscharmes Referenzsignal, welches sowohl als Stromsignal oder auch als Spannungssignal vorliegen kann, bereitstellt.

Anstelle eines Bandgap-Kreises können auch andere Referenzquellen vorgesehen sein. Dabei sind auch Kombinationen mehrerer Referenzquellen möglich. Somit können beliebige Abhängigkeiten von Schaltungsparametern, wie beispielsweise von der Temperatur oder der Versorgungsspannung, abgeleitet werden, um für eine mit der geregelten Spannung versorgte Schaltung Vorteile zu erzielen, wie zum Beispiel Temperaturkompensation eines spannungsgesteuerten Oszillators.

Der Ist-Eingang kann an den Ausgang des elektronischen Bauteils auch indirekt angeschlossen sein, beispielsweise an den Ausgang einer von dem Referenzsignal versorgten Schaltung. In diesem Fall wird dem Ist-Eingang nicht das Referenzsignal selbst, sondern ein von dem Referenzsignal abgeleitetes Signal zugeführt.

Bevorzugt ist die Diode in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildet. Derartige, bipolare Dioden sind in bipolaren, in BiCMOS als auch parasitär in reinen CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)-Herstellungsprozessen vorhanden und damit problemlos in integrierter Schaltungstechnik herstellbar. Als Spannungsreferenz der Diode, welche mit der Referenzquelle gemäß dem vorgestellten Prinzip kalibriert werden kann, wird bevorzugt die Basis-Emitter-Spannung der dabei als entsprechend verschalteter Transistor ausgebildeten Diode herangezogen oder allgemein die Durchlaßspannung, Durchflußspannung oder Diodenspannung der Diode.

Anstelle einer einzelnen Diode kann auch eine Serienschaltung mehrerer Dioden oder eine Parallelschaltung mehrerer Dioden vorgesehen sein.

Die Kalibrierung der Diode mittels der Referenzquelle und dem Regler, sowie dem verstellbaren elektronischen Bauteil dient in erster Linie der Kompensation eventuell vorhandener Temperaturabhängigkeiten und gegebenenfalls vorhandener, fertigungsbedingter Toleranzen, die bei Dioden in der Größenordnung von +-30 Millivolt liegen können.

Während einer Abgleich- oder Kalibrierphase wird bevorzugt die von der Diode abgeleitete Spannung mittels des elektronischen Bauteils in einen abstimmbaren Strom konvertiert, der mittels des Regelkreises auf einen Wert gebracht wird, der in eine Spannung umgesetzt dem von der Referenzquelle bereitgestellten Signal entspricht.

Der von dem elektronischen Bauteil bereitgestellte Strom kann, wenn das Referenzsignal als Referenzspannung vorliegen soll, beispielsweise über einen Widerstand oder mittels einer Kombination von Widerständen und bipolaren Dioden in eine Referenzspannung überführt werden. Dabei ist das elektronische Bauteil bevorzugt als Widerstandsnetzwerk ausgebildet, mit einem einstellbaren Widerstandswert, wobei das Widerstandsnetzwerk eine Vielzahl unabhängig voneinander zu- und abschaltbarer Widerstände umfaßt.

Als Widerstände können bevorzugt Abschnitte von Leiterbahnen vorgesehen sein, um bestimmte, gewünschte Temperatureigenschaften zu erzielen.

Zum Umschalten zwischen einer Einstell-Betriebsart, welche einen Kalibrier-Betrieb repräsentiert, und einer Normal- Betriebsart, während der ein kalibriertes Referenzsignal mittels der Diode bereitgestellt wird, weist der Regler bevorzugt einen Aktiviereingang auf.

Ebenfalls bevorzugt wird in Abhängigkeit von einem am Aktiviereingang anliegenden oder einem davon abgeleiteten Signal nach dem Durchführen einer Kalibrierung die Referenzquelle abgeschaltet. Hierfür weist die Referenzquelle bevorzugt einen Steuereingang auf, der mit dem Aktiviereingang oder mit einem Ausgang des Reglers gekoppelt ist. Damit ist der Vorteil verbunden, daß die verhältnismäßig hohen Rauschanteile der Referenzquelle, insbesondere, wenn diese als Bandgap- Schaltkreis ausgebildet ist, im Normalbetrieb nicht in das von der Schaltungsanordnung bereitgestellte Referenzsignal einwirken können und das bereitgestellte Referenzsignal somit besonders rauscharm ist.

Der Regler ist bevorzugt als digitaler Regler ausgebildet, derart, daß der Steuereingang des elektronischen Bauteils ausgebildet ist zum Zuführen eines digital kodierten Steuersignals, welches von dem ebenfalls digital arbeitenden Vergleicher bereitgestellt wird. Der Regler kann dabei mit Vorteil mit einem digitalen Approximationsverfahren arbeiten, beispielsweise gemäß der sukzessiven Approximation, und hierfür entsprechend ausgebildet sein.

Die beschriebene Schaltungsanordnung ist insbesondere zur Bereitstellung eines Referenzsignals für die Spannungsversorgung spannungsgesteuerter Oszillatoren, Voltage Controlled Oscillator, VCO geeignet, da sich hier das eventuell vorhandene Rauschen der Referenzquelle besonders nachteilhaft auf das Phasenrauschen des Oszillators auswirken würde. Weiterhin ist die beschriebene Schaltung auf Grund des geringen Strombedarfs besonders gut für die Anwendung im Mobilfunk geeignet.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorliegenden Prinzips sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung anhand eines vereinfachten Schaltbildes einer Referenzspannungsquelle,
Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung anhand eines vereinfachten Schaltbildes einer Referenzstromquelle,
Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel eines bezüglich Fig. 1 weitergebildeten Spannungsreglers anhand eines vereinfachten Schaltbildes und
Fig. 4 das Prinzip der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung anhand eines beispielhaften, stark vereinfachten Blockschaltbildes.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines als Referenzspannung vorliegenden Referenzsignals, welches an einem Ausgang 1 der Schaltungsanordnung abgreifbar ist. Über einen Stromspiegel 2, umfassend einen ersten, als Diode geschalteten Transistor 3 und einen weiteren Transistor 4, ist eine als Referenzelement arbeitende Diode 5 mit dem Ausgang 1 verbunden. Die Diode 5 ist dabei als NPN-Bipolar- Transistor ausgebildet, deren Basis- mit ihrem Kollektoranschluß kurzgeschlossen und mit einem Versorgungspotentialanschluß 6 verbunden ist. Die Diode 5 ist in einem ersten Strompfad angeordnet, der neben der Diode 5 den Stromspiegeltransistor 3 umfaßt, der mit seinem Emitteranschluß an den Emitteranschluß der Diode 5 angeschlossen ist, sowie einen Widerstand 7, der an den Kollektoranschluß des Stromspiegeltransistors 3 angeschlossen ist. Der Stromspiegeltransistor 3 ist als Diode dadurch verschaltet, daß sein Basis- mit seinem Kollektoranschluß verbunden ist. Der Basisanschluß des PNP- Stromspiegeltransistors 3 ist weiterhin mit dem Basisanschluß des weiteren, ebenfalls als PNP-Transistor ausgebildeten, gemeinsam den Stromspiegel 2 bildenden Transistors 4 angeschlossen. Dieser ist mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke in einem zweiten Strompfad angeordnet, der in einer Serienschaltung neben dem Transistor 4 ein Stellglied 8 umfaßt, sowie einen Widerstand 9 und eine weitere Diode 10. Das Stellglied 8 ist einerseits mit dem Versorgungspotentialanschluß 6 und andererseits mit dem Emitteranschluß des Transistors 4 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 4 ist mit dem Ausgang 1 sowie dem Widerstand 9 verbunden, welcher wiederum über die Diode 10 an einen Bezugspotentialanschluß 11 angeschlossen ist. An Bezugspotentialanschluß 11 ist auch der Widerstand 7 des ersten Strompfades angeschlossen. Das Stellglied 8 ist als Widerstandsnetzwerk mit einstellbarem Widerstandswert ausgebildet und umfaßt eine Vielzahl unabhängig von einander zu- und abschaltbarer Widerstände 12. Die Widerstände 12 sind in je einer Serienschaltung aus einem Schalttransistor 13 und dem Widerstand 12 angeordnet, wobei die Serienschaltungen 12, 13 wiederum miteinander parallel geschaltet sind. Die Schalttransistoren 13 haben, bis auf einen, der immer an ist, je einen Steuereingang, der mit je einem zugeordneten Ausgang D0 bis D4 eines digital arbeitenden Reglers 14 verbunden ist. Der Regler 14 ist so aufgebaut, daß er nach der Methode der sukzessiven Approximation einen Abgleich durchführen kann, wie später näher erläutert. Der Regler 14 hat weiterhin einen Eingang, der an den Ausgang eines Vergleichers 15 angeschlossen ist. Der Vergleicher 15 ist als Komparator ausgebildet und umfaßt einen Soll-Eingang und eine Ist-Eingang. Der Ist-Eingang ist mit dem Ausgang 1 der Schaltungsanordnung verbunden. Der Soll-Eingang ist an den Ausgang eines als Bandgap-Schaltkreis ausgebildeten Referenzgenerators 16 angeschlossen, welcher mit Bezugspotentialanschluß 11 verbunden ist. Der Bandgap-Schaltkreis 16 umfaßt einen Steuereingang zum Zu- und Abschalten desselben, der mit einem entsprechend ausgelegten Ausgang des Reglers 14 verbunden ist. Der Regler 14 schließlich umfaßt einen Steuereingang, der mit einem Aktiviereingang 17 der Schaltungsanordnung gekoppelt ist.
Abhängig von einem am Aktiviereingang 17 anliegenden Signal kann die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 in zwei Betriebsarten arbeiten, nämlich einer Kalibrier-Betriebsart und einer Normal-Betriebsart. In der Kalibrier-Betriebsart stellt die Referenzquelle 16 eine Referenzspannung bereit, welche mit der am Ausgang 1 der Schaltung bereitgestellten Referenz- Spannung verglichen wird. Das Ergebnis dieses Vergleiches wird dem Regler 14 zugeführt, der in Abhängigkeit davon die Schalter 13 solange beeinflußt, bis nach dem Verfahren der sukzessiven Approximation der Spannungswert des Reglers am Ausgang 1 demjenigen der Bandgap-Schaltung 16 möglichst nahe kommt. Der Referenz-Spannungswert am Ausgang 1 stellt sich dabei in Abhängigkeit von der Basis-Emitter-Spannung der Diode 5, welche als Referenzdiode arbeitet, sowie in Abhängigkeit der Einstellungen am Widerstandsnetzwerk 8 ein. Durch den Widerstand 7 und die Diode 5 fließt ein Strom, welcher die Basis-Emitter-Spannung der Diode 5 festlegt. Diese Spannung wird über den Stromspiegel 2 auf die Widerstands-Bank der Einstellvorrichtung 8 weitergereicht. Wird der Kalibrierbetrieb ausgeschaltet, so wird praktisch ein von der Basis- Emitter-Spannung der Referenzdiode 5 und der kalibrierten Widerstands-Einstellvorrichtung 8 abhängiger Spannungswert auf den Ausgang 1 gelegt.
Da mittels des Steuersignals, welches die Referenzquelle 16 ansteuert, der Bandgap-Schaltkreis im Normalbetrieb abgeschaltet werden kann, ist im Normalbetrieb mit guten Rauscheigenschaften des Referenzsignals am Ausgang 1 zu rechnen. Zudem hat die Bipolardiode 5 einen sehr geringen Eigenstromverbrauch. Die Bandgap-Quelle 16 bietet eine hohe Genauigkeit und gutes Temperaturverhalten, so daß das vorliegende Prinzip alle genannten Vorteile miteinander kombiniert. Daher ist die Schaltung gemäß Fig. 1 besonders zur Anwendung als Spannungsregler für extrem rauscharme Anforderungen wie zum Beispiel die Spannungsversorgung von spannungsgesteuerten Oszillatoren geeignet, deren Phasenrauschen dementsprechend ebenfalls gering ist. Da die Ausgangsspannung am Ausgang 1 als über Widerstand 9 und weitere Diode 10 abfallende Spannung bereitgestellt wird, kann mit der in Serie geschalteten, weiteren Diode 10 eine weitere Verbesserung der Rauscheigenschaften erzielt werden.
Während herkömmliche Schaltungen mit rauscharmen Bandgap- Schaltungen bei einer Ausgangsspannung von 2,3 Volt eine Rauschspannung von ca. 23 bis 28 nV/VHz liefern, ist gemäß vorliegendem Prinzip eine Rauschspannung von unter 8 nV/VHz bei vergleichbarem Biasstrom erzielbar.
Als Widerstände können alternativ MOS-Transistoren vorgesehen sein, die direkt mit den digitalen Steuerleitungen der Ausgänge D0 bis D4 angesteuert werden können.
Fig. 2 zeigt eine alternative Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals, welche im Unterschied zu der Schaltung von Fig. 1 ausgelegt ist zur Bereitstellung eines Referenzstromes an Stelle einer Referenzspannung am Ausgang 1 der Schaltung.
Abgesehen vom zweiten Stromzweig 8, 4, 9, 10 der Schaltungsanordnung aus Fig. 1 unterscheidet sich das Schaltbild von Fig. 2 in Aufbau und Funktionsweise nicht von dem von Fig. 1 und soll in so weit nicht noch einmal wiederholt werden. Im zweiten Stromzweig 2 jedoch ist vorliegend zwischen dem Kollektoranschluß des Stromspiegeltransistors 4, dessen Emitteranschluß nach wie vor an das Stellglied 8 angeschlossen ist, keine Serienschaltung aus einem Widerstand 9 und einer Diode 10 angeschlossen, sondern eine Serienschaltung aus einem Schalter 18 und, je nach Schalterstellung, dem Widerstand 9, welcher mit Bezugspotentialanschluß 11 verbunden ist. Der Schalter 18 ist einerseits fest mit dem Kollektoranschluß des Transistors 4 verbunden. Andererseits ist der Schalter 18 abhängig von der Schalterstellung entweder mit einem Anschluß des Widerstands 9 und mit dem Ist-Eingang des Vergleichers 15 verbunden und in einer zweiten Schalterstellung mit dem Ausgang 1 der Regleranordnung. Der Steuereingang des Schalters 18 ist ebenso wie der Steuereingang der Referenzquelle 16 mit dem Steuerausgang des Reglers 14 gekoppelt.
Während in der Einstell-Betriebsart der in Abhängigkeit von der Diode 5 und ihrer Basis-Emitter-Spannung bereitgestellte Strom in eine Spannung konvertiert und vom Vergleicher 15 und auf den entsprechenden Wert der Bandgap-Referenzquelle gebracht wird, kann in der Normalbetriebsart der von der Diode 5 und der bereits kalibrierten Einstellvorrichtung 8 in Abhängigkeit bereitgestellte Referenzstrom direkt auf den Ausgang 1 der Schaltung gegeben werden.
Die Vorteile bezüglich Rauscheigenschaften, Eigenstromverbrauch, Genauigkeit, Stabilität und Temperaturgang der Referenzschaltung gemäß Fig. 2 entsprechen denen der Referenzschaltung von Fig. 1.
Wenn auf den Schalter 18 verzichtet werden soll, so kann alternativ zum Schalter 18 auch eine weitere Stromquelle vorgesehen sein, wobei dann eine der Stromquellen den Vergleicher nach Konversion des Stroms in eine Spannung ansteuert und eine weitere Stromquelle den Ausgang 1 der Schaltung versorgt.
Fig. 3 zeigt eine Weiterbildung des Spannungsreglers von Fig. 1, ausgebildet als extrem rauscharmer Low-Drop- Spannungsregler. Es sollen hier nur die Abweichungen der Fig. 3 von Fig. 1 beschrieben werden. Wie in Fig. 1 ist vorliegend ein Regler 14 vorgesehen, der in Abhängigkeit von einem Aktiviersignal am Aktiviereingang 17 arbeitet. An mehrere Ausgänge zur Bereitstellung eines digital kodierten Steuersignals des Reglers 14 ist gemäß Fig. 3 ein als programmierbarer Spannungsteiler ausgebildetes Stellglied 19 angeschlossen. Der programmierbare Spannungsteiler 19 hat einen Abgriffspunkt, der mit einem Ist-Eingang eines weiteren Vergleichers 20 verbunden ist. Der Soll-Eingang des weiteren Vergleichers 20 ist an einen Schaltungsknoten zwischen eine Stromquelle 21, welche zusätzlich mit Versorgungspotentialanschluß 6 verbunden ist und die Referenzdiode 5, welche emitterseitig mit Bezugspotentialanschluß 11 verbunden ist, angeschlossen. Der Ausgang des weiteren Vergleichers 20 ist mit einem Basisanschluß eines PNP-Transistor 25 verschaltet, dessen Kollektoranschluß zum einen mit dem programmierbaren Spannungsteiler 19 und zum anderen mit dem Ausgang 1 der Schaltung verbunden ist und dessen Emitteranschluß mit dem Versorgungspotentialanschluß 6 verbunden ist. Anstelle des PNP-Transistors 25 kann auch ein PMOS-Transistor vorgesehen sein.
Es ist nach wie vor Vergleicher 15 vorgesehen, dessen Soll- Eingang an den Referenzgenerator 16 angeschlossen ist und dessen Ist-Eingang über einen Spannungsteiler 22, 23 umfassend zwei Widerstände mit dem Ausgang 1 verbunden ist. Der Ausgang des Vergleichers 15 ist wie in Fig. 1 mit einem Steuereingang des Reglers 14 verbunden.
Die Funktionsweise des rauscharmen Spannungsreglers gemäß Fig. 3 wird nachfolgend anhand eines Zahlenbeispiels verdeutlicht. Die Bandgap-Referenzquelle 16 stellt typischerweise eine Spannung von 1,2 Volt bereit. Damit am Ausgang 1 eine gewünschte Referenzspannung von 2,4 Volt bereitsteht, ist der Spannungsteiler 22, 23 mit zwei gleich großen Widerständen 22, 23 ausgeführt.
Weicht der tatsächliche Spannungswert am Ausgang 1 von dem Sollwert von 2,4 Volt ab, so wird der programmierbare Spannungsteiler 19 solange mittels des Reglers 14 verstimmt, bis am Ausgang gerade die Sollspannung von 2,4 Volt bereitgestellt wird. Geht man davon aus, daß die Referenzdiode 5 eine Basis-Emitter-Spannung von ca. 0,8 Volt aufweist, so wird sich das Teilerverhältnis am programmierbaren Spannungsteiler 19 nach dem Verfahren der sukzessiven Approximation so einstellen, daß der sich aus Parallelschaltung ergebende Widerstandswert im unteren Teil des Spannungsteilers in Summe auf die Hälfte des Wertes des Widerstands 24 im programmierbaren Spannungsteiler einstellt, derart, daß über den Widerstand 24 eine Spannung von 1,6 Volt und über das Widerstandsnetzwerk eine Spannung von 0,8 Volt abfällt.
Fig. 3 vereint demnach die unter Fig. 1 genannten Vorteile der Spannungsregelung gemäß dem vorgestellten Prinzip mit den Vorteilen eines Low-Drop-Spannungsreglers.
Fig. 4 schließlich zeigt ein stark vereinfachtes Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Prinzips. Dabei ist eine Serienschaltung aus einer Stromquelle 30 und der Referenzdiode 5 zwischen einen Versorgungsanschluß 6 und einen Bezugspotentialanschluß 11 geschaltet. Die über der Diode 5 abfallende Spannung wird einem digital ansteuerbaren Verstärker 31 an seinem Eingang zugeführt, hierfür ist der Eingang mit der Anode der Diode 5 verbunden. Der Ausgang des veränderbaren Verstärkers ist mit dem Ausgang 1 der Schaltungsanordnung verbunden, an dem das Referenzsignal als Spannungsreferenz oder Stromreferenz vorliegt. Der veränderbare Verstärker 31 weist eine Vielzahl digitaler Steuereingänge auf, die mit dem Ausgang eines digitalen Reglers 14 verbunden sind. Der digitale Regler 14 hat einen Ist-Eingang, der mit dem Ausgang 1 der Schaltung verbunden ist und einen Soll-Eingang, der mit einer Referenzquelle 16 verbunden ist. Beispielsweise ist der Verstärker 31 mit einem programmierbaren Verstärkungsfaktor ausgebildet.
In einem Kalibrierbetrieb wird ein von der über die Diode 5 abfallenden Spannung abgeleitetes Signal auf den Wert eines von einer Referenzquelle 16 bereitgestellten Bezugssignals gebracht. Hierfür wird das Verstärkungsverhältnis des Verstärkers 31 mittels des Reglers 14 geeignet programmiert. Dies erfolgt in einer digitalen Regelung, beispielsweise durch sukzessive Approximation in mehreren aufeinanderfolgenden Abgleichschritten. In einem anschließenden Normalbetrieb kann die Referenzquelle 16 abgeschaltet werden. Anschließend wird die über die Diode 5 abfallende Bezugsspannung in dem Verstärker 31 entsprechend der Programmierung aufbereitet und dem Ausgang 1 als kalibiriertes Referenzsignal zugeführt.
Auch anhand des Blockschaltbildes von Fig. 4 sind die Vorteile des vorliegenden Prinzips leicht erkennbar, nämlich Kombination der extrem guten Rauscheigenschaften und dem geringen Eigenstromverbrauch der Diode 5 verbunden mit der hohen Genauigkeit und dem guten Temperaturgang der Referenzquelle 15. Bezugszeichenliste 1 Ausgang
2 Stromspiegel
3 Transistor
4 Transistor
5 Diode
6 Versorgungspotentialanschluß
7 Widerstand
8 Stellglied
9 Widerstand
10 Diode
11 Bezugspotentialanschluß
12 Widerstand
13 Schalter
14 Regler
15 Vergleicher
16 Referenzquelle
17 Aktiviereingang
18 Schalter
19 Spannungsteiler, programmierbar
20 Vergleicher
21 Stromquelle
22 Widerstand
23 Widerstand
24 Widerstand
25 Transistor
30 Stromquelle
31 programmierbarer Verstärker

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines Referenzsignals, aufweisend

- eine Diode (5),

- einen Verstärker (31), welcher eine steuerbare Verstärkung hat, die die Abhängigkeit des Referenzsignals von einem Eingangssignal des Verstärkers (31) beeinflusst, mit einem Eingang, an dem das Eingangssignal zuführbar ist und der mit der Diode (5) verbunden ist, mit einem Ausgang (1), an dem das Referenzsignal bereitgestellt wird, und mit einem Steuereingang zum Einstellen der steuerbaren Verstärkung, und

- einen Regelkreis, umfassend einen Regler (14) mit einem Vergleicher, mit einem Ist-Eingang, der an den Ausgang des Verstärkers (31) angeschlossen ist, mit einem Soll-Eingang, der mit einer Referenzquelle (16) verbunden ist, und mit einem Ausgang, der mit dem Steuereingang des als Stellglied arbeitenden Verstärkers (31) verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (5) in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildet ist, deren Basis-Emitter-Spannung das dem Verstärker (31) zuführbare Eingangssignal repräsentiert.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (31) ein Widerstandsnetzwerk (8) mit einstellbarem Widerstandswert umfaßt, mit einer Vielzahl unabhängig voneinander zu- und abschaltbarer Widerstände (12).

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (14) einen Aktiviereingang (17) umfaßt, zum Umschalten zwischen einer Einstell-Betriebsart der Schaltungsanordnung zum Kalibrieren des Verstärkers (8, 31) und einer Normal-Betriebsart zum Bereitstellen eines kalibrierten Referenzsignals mittels der Diode (5).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzquelle (16) in Abhängigkeit von dem Aktiviersignal abschaltbar ausgebildet ist zu deren Abschaltung während der Normal-Betriebsart.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzquelle (16) als Bandgap-Generator ausgebildet ist, der an seinem Ausgang eine Bandgap-Spannung bereitstellt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (14) ausgebildet ist zum Einstellen der steuerbaren Verstärkung des Verstärkers (8, 31) in einem digitalen Approximationsverfahren.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der als Stellglied arbeitende Verstärker (31) als Spannungsteiler mit programmierbarem Teilerverhältnis (19) ausgebildet ist.