WO2000067404A1

WO2000067404A1 - Verfahren zur bildung bzw. ermittlung einer signalfolge, verfahren zur synchronisation, sendeeinheit und empfangseinheit

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Publication number: WO2000067404A1
Application number: PCT/EP2000/001231
Authority: WO
Inventors: Bernhard Raaf; Jürgen MICHEL
Original assignee: Siemens Aktiengesellschaft
Priority date: 1999-04-29
Filing date: 2000-02-15
Publication date: 2000-11-09
Also published as: JP4342109B2; DE50009481D1; HUP0200967A2; ES2233356T3; US7062002B1; EP1173944A1; CN1349690A; BRPI0010601B1; JP2002543741A; JP4650978B2; KR100669568B1; AU3804300A; KR100669570B1; JP2002543742A; EP1173943A1; HUP0200968A2; AU777074B2; CN100459468C; KR20020013857A; BR0010601A

Abstract

Bildung von Signalfolgen, die auf Signalteilfolgen (Golay-Sequenzen) basieren, wobei die zweite Signalteilfolge wiederholt wird und dabei durch die erste Signalteilfolge moduliert wird und mindestens eine der Signalfolgen eine Golaysequenz ist. Verwendung dieser Signalteilfolgen zur vereinfachten Berechnung von Korrelationssummen in einem zweistufigen Berechnungsverfahren, wobei zunächst eine Teilkorrelationssummenfolge berechnet wird.

Description

Beschreibung

Verfahren zur Bildung bzw. Ermittlung einer Signalfolge, Verfahren zur Synchronisation, Sendeeinheit und Empfangseinheit

Die Erfindung betrifft insbesondere ein Verfahren zur Bildung einer zum Zwecke der Synchronisation zumindest zweier Uber- tragungsemheiten zu übertragenden Signalfolge, sowie ein Verfahren zur Ermittlung einer derart bildbaren Signalfolge und entsprechende Sende- bzw. Empfangseinheiten.

Bei Signalubertragungssystemen, wie beispielsweise Mobilfunk- systemen, ist es erforderlich, daß einer der Kommunikat10ns- partner (erste Ubertragungsemheit ) bestimmte festgelegte Si- gnale erkennt, die von einem anderen Kommunikationspartner

(zweite Ubertragungsemheit) ausgesandt werden. Dabei kann es sich beispielsweise um sogenannte Synchronisierungs-Bursts (Synchronisierungs-Funkblocke) zur Synchronisierung zweier Synchronisationspartner, wie beispielsweise Funkstationen, oder um sogenannte Access-Bursts handeln.

Um derartige Empfangssignale gegenüber dem Umgebungsrauschen zuverlässig zu erfassen bzw. zu identifizieren, ist es bekannt, das Empfangssignal fortlaufend über eine festgelegte Zeitdauer mit einer vorgegebenen Signalfolge zu korrelieren und die Korrelationssumme über die Zeitdauer der vorgegebenen Signalfolge zu bilden. Der Bereich des Empfangssignals, der eine maximale Korrelationssumme ergibt, entspricht dem gesuchten Signal. Dem Synchromsationssignal von der Basissta- tion eines digitalen Mobilfunksystems ist beispielsweise eine Signalfolge als sogenannte Trainingssequenz vorgeschaltet, die auf die eben beschriebene Weise m der Mobilstation durch Korrelation mit der abgespeicherten Signalfolge erfaßt oder ermittelt wird. So können die Mobilstationen mit der Basis- Station synchronisiert werden. Auch m der Basisstation sind derartige Korrelationsberech- nungen beispielsweise bei der Random-Access-Channel (RÄCH) - Detektion erforderlich. Außerdem wird eine Korrelationsbe- rechnung auch zur Bestimmung der Kanalimpulsantwort und der Signallaufzelten empfangener Signalbursts durchgeführt.

Die Korrelationssumme wird dabei wie folgt berechnet:

t = 0

wobei E(ι) eine aus dem Empfangssignal abgeleitete Empfangssignalfolge und K(ι) die vorgegebene Signalfolge ist, wobei i von 0 bis n-1 lauft. Die Korrelationssumme Sm wird aufeinanderfolgend für mehrere zeitlich versetzte, aus dem Empfangs- signal gewonnene Signalfolgen E(ι) berechnet, und dann der maximale Wert von Sm bestimmt. Sollen k aufeinanderfolgende Korrelationssummen berechnet werden, so betragt der Berechnungsaufwand k * n Operationen, wobei eine Multiplikation und Addition zusammen als eine Operation gezahlt wird.

Die Berechnung der Korrelationssummen ist daher sehr aufwendig und erfordert, insbesondere bei Real-Time-Anwendungen wie Sprachkommunikation oder Bildtelefonie oder m CDMA-Systemen, leistungsfähige und daher teure Prozessoren, die bei der Be- rechnung einen hohen Stromverbrauch aufweisen. Beispielsweise ist zur Synchronisation des sich m der Standardisierung befindlichen UMTS-Mobilfunksystems eine υekannte Signalfolge der Lange 256 Chips (bei CDMA wird ein übertragenes Bit auch Chip genannt) zu ermitteln. Die Folge wird alle 2560 Cπips wiederholt. Da die Mobilstation anfangs asynchron zum

Chiptakt arbeitet, muß das Empfangssignal uberabgetastet werden, um auch bei ungunstiger Abtastlage noch ein ausreichendes Signal zu erhalten. Dies fuhrt aufgrund der Abtastung der I- und Q-Komponente zu 256*2560*2*2 = 2621440 Operationen. Der Erfindung liegt daher auch die Aufgabe zugrunde, Verfah^¬ ren und Anordnungen anzugeben, die es erlauben, Signalfolgen zu bilden, und damit Signalfolgen anzugeben, die m übertragenen Empfangssignalfolgen leicht zu ermitteln sind. Der Er- findung liegt auch die Aufgabe zugrunde, em Verfahren und Anordnungen anzugeben, die es erlauben, diese Signalfolgen durch die Bildung von Korrelationssummen vergleichsweise einfach zu ermitteln.

Gelost wird die Aufgabe durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche. Weiterbildungen sind den Unteranspruchen zu entnehmen.

Die Erfindung beruht auf dem Gedanken, Signalfolgen zu bil- den, indem eine zweite Signalteilfolge der Lange n2 nl mal wiederholt wird, dabei mit der ersten Signalteilfolge (Lange nl) moduliert wird, und zumindest eine der Signalteilfolgen eine Golaysequenz (Golayfolge) , oft auch Golay Complementary Sequence genannt, ist.

Dadurch können Signalfolgen gebildet werden, die, wenn sie m einer Empfangssignalfolge enthalten sind, leicht ermittelt werden können. Insbesondere ist die Verwendung von Golayse- quenzen von Vorteil, weil hierfür zur Berechnung der Korrela- tion ein sehr effektiver Algorithmus bekannt ist.

So kann beispielsweise bei der Verwendung einer Hierarchischen Korrelationsfolge der Lange 256, die aus 2 konstituierenden Golaysequenzen der Lange 16 aufgebaut ist, für den PSC (primären Synchronisationskanal ) eines UMTS-Systems der Rechenaufwand gegenüber einer herkömmlichen Realisierung mittels einer Golaysequenz der Lange 256 von 15 auf 14 Additionen pro berechnetem Korrelatorausgangswert reduziert werden.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß die zur Bildung der Signalteilfolge verwendete Permutation Pi, P , P , P„ und Einheitsgroße W^**., W_, W , W₄ folgender Menge von Permuta- tion-Emheitsgroßen-Paaren (P P P P, , W W W W„ ; ) entnommen ist: 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; und/oder daß die zur Bildung der zweiten Signalteilfolge verwendete Permutation (P P P P, ) gleich

Dadurch kann eine besonders gunstige Realisierungsvariante der Erfindung m ASICs ermöglicht werden.

Durch die Angabe des Verfahrens zur Bildung von Signalfolgen liegen auch die Signalfolgen, die durch ein derartiges Verfahren gebildet werden können oder erhältlich sind, im Rahmen der Erfindung. Insbesondere auch deren Verwendung m Daten- ubertragungssystemen, insbesondere zum Zwecke der Synchroni- sation einer Mobilstation mit einer Basisstation.

Zur Ermittlung einer m einer Empfangssignalfolge enthaltenen vorgegebenen Signalfolge mittels der Bestimmung von Korrelationssummen wird eine Teilkorrelationssummenfolge der zweiten Signalteilfolge mit entsprechenden Teilen der Empfangssignalfolge berechnet. Zur Berechnung einer Korrelationssumme werden nl Elemente der Teilkorrelationssummenfolge ausgewählt und im Sinne eines Skalarproduktes mit der ersten Signalteilfolge multipliziert.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung werden einmal berechnete Teilkorrelationssummen abgespeichert und zur Berechnung weiterer Korrelationssummen verwendet.

So ist es möglich, bei der Berechnung weiterer Korrelationssummen vorher schon berechnete Teilkorrelationssummen zu verwenden und so den Rechenaufwand enorm zu verringern.

Unter "Empfangssignalfolge" versteht man auch eine Signalfol- ge, die beispielsweise durch eine Demodulation, Filterung,

Derotation, Skalierung oder Analog-/Dιgιtalwandlung aus einem empfangenen Signal abgeleitet wurde. Unter "Ermittlung einer Signalfolge" versteht man naturlich auch die Ermittlung der zeitlichen Lage einer Signalfolge.

Im folgenden wird die Erfindung anhand verschiedener Ausfuh- rungsbeispiele naher beschrieben, zu deren Erläuterung die nachfolgend aufgelisteten Figuren dienen:

Figur 1 schematische Darstellung eines Mobilfunknetzes

Figur 2 Blockschaltbild einer Funkstation

Figur 3 herkömmliches Verfahren zur Berechnung von Korrelationssummen

Figur 4 Darstellung erfmdungsgemaßer Signalfolgen und Signalteilfolgen

Figur 5 schematische Darstellung der Bildung der erfmdungs- gemäßen Signalfolge

Figur 6,7 und 8 schematische Darstellung eines Verfahrens zur Berechnung einer Korrelationssumme

Figur 9 und 10 schematische Darstellung einer AusfuhrungsVariante eines Verfahrens zur Bildung der Korrelationssumme

Figur 11 Blockschaltbild eines effizienten hierarchischen Go- lay-Korrelators .

In Figur 1 ist ein zellulares Mobilfunknetz, wie beispielsweise das GSM (Global System for Mobile Communication) -System dargestellt, das aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungs- stellen MSC besteht, die untereinander vernetzt sind, bzw. den Zugang zu einem Festnetz PSTN/ISDN herstellen. Ferner sind diese Mobilvermittlungsstellen MSC mit jeweils zumindest einem Basisstationscontroller BSC verbunden, der auch durch ein Datenverarbeitungssystem gebildet sein kann. Eine ahnli- cne Architektur findet sich auch m einem UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) .

Jeder Basisstationscontroller BSC ist wiederum mit zumindest einer Basisstation BS verbunden. Eine solche Basisstation BS ist eine Funkstation, die über eine Funkschnittstelle eine Funkverbindung zu anderen Funkstationen, sogenannten Mobilstationen MS aufbauen kann. Zwischen den Mobilstationen MS und der diesen Mobilstationen MS zugeordneten Basisstation BS können mittels Funksignalen Informationen innerhalb von Funk- kanalen f die innerhalb von Frequenzbandern b liegen, übertragen werden. Die Reichweite der Funksignale einer Basisstation definieren im wesentlichen eine Funkzelle FZ.

Basisstationen BS und ein Basisstationscontroller BSC können zu einem Basisstationssystem BSS zusammengefaßt werden. Das Basisstationssystem BSS ist dabei auch für die Funkkanalverwaltung bzw. -Zuteilung, die Datenratenanpaßung, die Uberwa- chung der Funkubertragungsstrecke, Hand-Over-Prozeduren, und im Falle eines CDMA-Systems für die Zuteilung der zu verwendenden Spreizcodesets, zustandig und übermittelt die dazu notigen Signalisierungsmformationen zu den Mobilstationen MS.

Im Falle eines Duplex-Systems können bei FDD (Frequency Division Duplex) -Systemen, wie dem GSM-System, für den Uplmk u (Mobilstation (Sendeeinheit) zur Basisstation (Empfangseinheit) ) andere Frequenzbander vorgesehen sein als für den Downlmk d (Basisstation (Sendeeinheit) zur Mobilstation (Empfangseinheit)). Innerhalb der unterschiedlichen Frequenzbander b können durch ein FDMA (Frequency Division Multiple Access) Verfahren mehrere Frequenzkanale f realisiert werden.

Im Rahmen der vorliegenden Anmeldung versteht man unter Uber- tragungsemheit auch Kommunikationseinheit, Sendeeinheit,

Empfangseinheit, Kommunikationsendgerat , Funkstation, Mobilstation oder Basisstation. Im Ran en dieser Anmeldung verwen- dete Begriffe und Beispiele beziehen sich auch oft auf ein GSM-Mobilfunksystem; sie sind jedoch keineswegs darauf beschrankt, sondern können anhand der Beschreibung von einem Fachmann auch leicht auf andere, gegebenenfalls zukunftige, Mobilfunksysteme, wie CDMA-Systeme, insbesondere Wide-Band- CDMA-Systeme abgebildet werden.

Mittels Vielfachzugriffsverfahren können Daten über eine Funkschnittstelle effizient übertragen, separiert und einer oder mehreren bestimmten Verbindungen bzw. dem entsprechenden Teilnehmer zugeteilt werden. Dazu kann ein Zeitvielfachzu- gπff TDMA, ein Frequenzvielfachzugriff FDMA, ein Codeviel- fachzugriff CDMA oder eine Kombination aus mehreren dieser Vielfachzugπffsverfahren eingesetzt werden.

Beim FDMA wird das Frequenzband b m mehrere Frequenzkanale f zerlegt; diese Frequenzkanale werden durch den Zeitvielfachzugriff TDMA m Zeitschlitze ts aufgeteilt. Die innerhalb eines Zeitschlitzes ts und eines Frequenzkanals f übertragenen Signale können durch verbindungsmdividuelle den Daten aufmo- dulierte Spreizcodes, sogenannte CDMA-Codes cc separiert werden.

Die so entstehenden physikalischen Kanäle werden nach einem festgelegten Schema logischen Kanälen zugeordnet. Bei den logischen Kanälen unterscheidet man grundsatzlich zwei Arten: Signalisierungskanale (bzw. Steuerkanale) zur Übertragung von Signalisierungsmformationen (bzw. Steuerinformationen) und Verkehrskanale (Traffic Channel TCH) zur Übertragung von Nutzdaten.

Die Signalisierungskanale werden weiter unterteilt m:

- Broadcast Channels

- Common Control Channels

- Dedicated/Access Control Channel DCCH/ACCH Zu der Gruppe der Broadcast Channels gehören der Broadcast

Control Channel BCCH, durch den die MS funktechnische Informationen vom Basisstationssyste BSS erhalt, der Frequency Correction Channel FCCH und der Synchronization Channel SCH. Zu den Common Control Channels gehört der Random Access Chan^¬ nel RÄCH. Die zur Realisierung dieser logischen Kanäle übertragenen Funkblocke oder Signalfolgen können dabei für unter- schiedliche Zwecke Signalfolgen K(ι) sog. Korrelationsfolgen enthalten, bzw. auf diesen logischen Kanälen können für unterschiedliche Zwecke Signalfolgen K(ι) übertragen werden.

Im folgenden wird beispielhaft ein Verfahren zur Synchronisa- tion einer Mobilstation MS mit einer Basisstation BS erläutert: Wahrend eines ersten Schritts der anfanglichen Basis- stationssuche oder Zellensuche (initial cell search procedu- re) verwendet die Mobilstation den primären Synchromsations- kanal (pπmary Synchronisation Channel SCH (PSC) ) , um eine Zeitschlitzsynchronisation mit der stärksten Basisstation zu erreichen. Dies kann durch einen angepaßten Filter (matched filter) oder eine entsprechende Schaltung gewahrleistet werden, der an den primären Synchronisationscode cp, der von allen Basisstationen ausgesendet wird, angepaßt ist. Dabei wird von allen Basisstationen BS der gleiche primäre Synchronisa- tionscode cp der Lange 256 ausgesendet.

Die Mobilstation ermittelt mittels Korrelation aus einer Empfangsfolge die empfangenen Signalfolgen K(ι) nach einem Prin- zip, das m den Figuren 6 bis 11 und zugehöriger Beschreibung erläutert ist. Dabei werden am Ausgang eines angepaßten Filters (matched Filter) für jede empfangene Signalfolge jeder sich innerhalb des Empfangsbereichs der Mobilstation befindlichen Basisstation Peaks ausgegeben. Die Detektion der Posi- tion des stärksten Peaks ermöglicht die Ermittlung des Ti- mmgs der stärksten Basisstation modulo der Schlitzlange . Um eine größere Verlasslichkeit zu gewährleisten, kann der Ausgang des angepaßten Filters über die Anzahl der Zeitschlitze nicht-koharent akkumuliert werden. Die Mobilstation fuhrt al- so eine Korrelation über eine Signalfolge der Lange 256 Chips als Matched-Filter-Operation durch. Der Synchronisationscode cp ist dabei entsprechend einer Si^¬ gnalfolge K(ι) nach einem Prinzip, wie Figur 5 und zugehöriger Beschreibung erläutert, gebildet oder kann derart gebildet sein oder ist derart erhältlich. Die Signalfolge K(ι) bzw. der Synchronisationscode cp der Lange 256 ist dabei aus zwei Signalteilfolgen Kl(j),K2(k), die jeweils die Lange 16 aufweisen, gebildet oder kann derart gebildet werden. Diese Signalteilfolgen bilden dabei ein Signalteilfolgenpaar (KM ) ; 2(k) ) .

Eine derart erhältliche Signalfolge K(ι) kann dabei auch "hierarchische Signalfolge" oder "hierarchische Korrelationsfolge" genannt werden. Eine Signalteilfolge kann auch "kurze Korrelationsfolge" oder "konstituierende Folge" genannt wer- den.

Zumindest eine Signalteilfolge ist dabei eine Golaysequenz, auch Golay Complementary Sequence genannt, der Lange nx, hier mit X=X_Ny{k) bezeichnet. X ist durch folgende Beziehung bild- bar:

o (k) = δ(k)

XXik) = δ (k)

X (k) = X-Λk) + W_n-xX-Xk-D_n) XXX = X_r-Xk) - W_r-X\,-Xk-D_r) ,

k = 0, 1, 2, , 2^N' ^>-l n = 1, 2, NX

nx=2 δ (k) Kroneckersche Deltafunktion

P, , n = 1, 2, ...NX; beliebige Permutation der Zahlen {0, 1, 2, , NX-1}

W Gewichte für die Signalteilfolge aus (+1,-1, +ι oder -ι) . Ein Verfahren von Golay und Sivaswamy zur Generierung von Go- layfolgen als solches ist auch aus „Efficient Pulse Compres- sor for Golay Complementary Sequences*, Electronic Letters Vol. 27, No. 3, pp . 219 bekannt.

R7- kann also die Werte +1,-1, +ι oder -l annehmen oder zur Erzeugung binarer Golaysequenzen die Werte +1 oder -1 annehmen.

Im Rahmen der vorliegenden Anmeldung wird I- auch als Einheitsgröße bezeichnet. Der f r eine Golaysequenz verwendete Satz der Großen D_n, der aus der Permutation P- berechnet werden kann, wird auch als Delaymatrix bezeichnet; der Satz der gewählten Gewichte W_r wird auch als Gewichtsmatrix bezeich- net.

Beispielsweise kann man für die Gewichte die Gewichtsmatπx W = [1,-1,1,1] wählen, was bedeutet W-*_. = 1; W₂ = -1; W*** = 1; W₄ = 1 und für die Delaymatrix D = [8,4,1,2], was bedeutet D_:=8=2^Λ3=2^ΛP1; D₂=4=2^Λ2=2^ΛP2 ; D,=M2^Λ0*=2^ΛP3; D₄=2=2^Λ1=2^ΛP4. Mit der Permutation P= [3; 2; 0; 1] ergibt sich die Folge X, - (1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1) . Diese Folge kann als eine der Signalteilfolgen, wie beispielsweise Kl(j), verwendet werden.

Die Autokorrelationsfunktion einer durch zwei Signalteilfolgen gebildeten Signalfolge K(ι) hat im Gegensatz zu einem in herkömmlichen Verfahren verwendeten orthogonalen Gold-Code im allgemeinen schlechtere Autokorrelationseigenschaften. Sie weist beispielsweise höhere Nebenmaxima und einen höheren Effektivwert der Nebenmmima auf. Außerdem zeigen UMTS-Lmk- Level-Simulationen, daß bei Verwendung derartiger Signalfolgen K(ι) im PSC zur Slotsynchronisation bei einem Frequenzversatz (Frequenzfehler) zwischen Sender und Empfanger der Synchronisationsfehler im Gegensatz zur Verwendung eines orthogonalen Gold-Codes im allgemeinen hoher ist. Durch aufwendige eigens für diesen Zweck geschaffene Simulationswerkzeuge konnten jedoch aus zumindest einer Golaysequenz bestehende Signalteilfolgenpaare (Kl ( ) ;K2 (k) ) ermittelt werden, auf deren Basis, wie oben erläutert, Signalfol- gen K(ι) gebildet werden können oder bildbar sind, die insbesondere zur Synchronisation zwischen Basisstation und Mobilstation auch bei einem höheren Frequenzversatz zwischen Sender und Empfanger zuverlässig ermittelt werden können und so zu einem geringen Synchronisationsfehler fuhren. Dabei wurde bei den Simulationen für das UMTS-System auch von einem Frequenzversatz von 10kHz ausgegangen. Durch die Verwendung einer bzw. eines derart gebildeten oder bildbaren Signalfolge K(ι) bzw. Synchronisationscodes cp wird der Berechnungsaufwand zur Berechnung der Korrelationssummen, also zur Ermitt- lung der Signalfolge K(ι) m der empfangenden Mobilstation MS zum Zwecke der Synchronisation, erheblich verringert ohne eine gleichzeitige Erhöhung des Synchronisationsfehlers m Kauf nehmen zu müssen. Außerdem kann auf den Einsatz teurer Quarze im Empfanger zur Frequenzstabilisierung verzichtet werden.

Die Berechnung der Autokorrelationsfunktion m Abhängigkeit von dem Frequenzfehler stellte sich bei den Simulationen als besonders geeignet zur Beurteilung der Synchronisationseigenschaften einer durch ein Permutation-Emheitsgroßen-Paar ge- bildete Signalfolge K(ι) heraus.

Die Berechnung der Autokorrelationsfunktion unter Berücksichtigung eines Frequenzversatzes zwischen Sende- und Empfangs- emheit kann dabei auch gemäß folgender Formel durchgeführt werden:

n-1-κ a(κ)=ABS( Σ K(ι K(ι+κ)«exp(lJ«2π-»fd»ι»ta) ) ]* ι=0

K Versatz n Lange der Folge i I ndex f_a Frequenzversatz t Antastmtervall []* bedeutet konjugiert komplex

Dabei können die Werte a (K) für κ=0..n-l berechnet werden. Ergeben sich mehrere Signalteilfolgenpaare, die ein gleich gutes Verh ltnis von Hauptmaximum zum maximalen Nebenmaximum der Autokorrelationsfunktion der resultierenden Signalfol- ge K(ι) zur Folge haben, so können im weiteren die Signalteilfolgenpaare, die einen geringeren Effektivwert der Nebenmmima zur Folge haben, ausgewählt werden. Dabei soll das Verhältnis von Hauptmaximum zum maximalen Nebenmaximum möglichst groß sein und der Effektivwert der Nebenmmima mog- liehst klein. Durch anschließende Lmk-Level-Simulationen für beispielsweise das UMTS System können Signalteilfolgenpaare ermittelt werden, die sich bei Frequenzfehler 0 kHz und 5 KHz und 10 kHz hinsichtlich des Synchronisationsfehlers überraschenderweise ahnlich gut verhalten, wie ein herkömmlicher orthogonaler Gold-Code, der nichthierarchisch aufgebaut ist, und für die Synchronisation bekanntermaßen sehr gute Eigenschaften aufweist.

Zur Auswahl von Signalteilfolgenpaare (Kl( j;K2(k können neben der Autokorrelationsfunktion auch folgende Kriterien herangezogen werden:

- Missed Detektion Rate: Wähle die Signalteilfolgenpaare aus durch Vergleich der Missed Detektion Rate bei Durchfunrung vollständiger Simulationen.

- Detektionswahrschemlichkeiten bei gegebenem Frequenzfehler und gegebenem SNR bei AWGN Kanälen.

Durch die aufwendigen Simulationen konnte eine Menge von Go- laysequenzen der Lange 16, beschrieben durch eine Menge von Permutation-E heitsgroßen-Paaren, die einem und/oder meh- reren der Ansprüche 5, 6, 7, 8 oder 9 angegeben ist, ermittelt werden, auf deren Basis Signalfolgen K(ι) bildbar sind, die sowohl bei Frequenzversatz null zwischen Sender und Empfanger als auch bei einem größeren Frequenzversatz beim Ein^¬ satz für Synchronisationszwecke einen kleinen Synchronisati^¬ onsfehler aufweisen. Daraus folgt eine bevorzugte Wahl von Permutation-E heitsgroßen-Paaren, aus denen Signalteilfolgen und schließlich Signalfolgen K(ι) erhältlich oder bildbar sind.

Bei einer Ausfuhrungsvariante der Erfindung ist zumindest ei^¬ ne Signalteilfolge eine hinsichtlich der Nebenmaxima der Autokorrelationsfunktion auch bei Frequenzfehlern optimierte Golaysequenz, insbesondere der Lange 16.

Als vorteilhaft erwies sich bei oben erläuterten Simulationen die Verwendung einer Signalfolge K(ι), die auf einer Signalteilfolge basiert, wobei die zur Bildung der Signalteilfolge verwendete Permutation Pi, P₂, P*_*, P₄ und komplexe Ein- heitsgroße W_x, ,, *_^, W₄ folgender Menge von Permutation-

Emheitsgroßen-Paaren (P**. P₂ P- P₄ , W-*. W₂ W**, W ; ) entnommen ist:

0213,+j+j+j-l; 0213,-j+j+j-l; 0213, +1-J+J -1 ; 0213, -1-J+J -1 0213,+1+j-j-l; 0213, -1+J-J -1 ; 0213, +J-J-J -1 ; 0213, -J-J -j -1

0213,+ +j+j+l; 0213,-j+j+j+l; 0213, +1-J+J+1 ; 0213, -1-j+j+l

0213,+1+ -j+l; 0213,-1+ -j+l; 0213, +J-J-J+1 ; 0213, -J-J-J+1

3120,+1-j+j-l; 3120,-1-j+j-l; 3120, +1+J -j-1 ; 3120, -1+j -j -1

3120,+1+J+J+J; 3120,-1+j+ +j; 3120, +1-J -J+J ; 3120, -1-J-J+J 3120,+1+J+J-J; 3120, -1+J+J-J ; 3120, +1-J -j -j ; 3120, -1-J-J-J

3120,+1-j+ +l; 3120,-1-j+j +l; 3120, +1+J-J + 1 ; 3120, -1+j- -^l ; .

Als besonders vorteilhaft erwies sich bei oben erläuterten Simulationen die Verwendung einer Signalfolge K(ι), die auf einer Signalteilfolge basiert, wobei die zur Bildung der Signalteilfolge verwendete Permutation P P , P*_*, P₄ und binare Einheitsgroße W_±, _^, W-,, W₄ folgender Menge von Permutation- Einheitsgroßen-Paaren (P_. P_: P, P₄ , W W_: W, W- ;) entnommen

3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1+1+1; 3201, +1-1-1+1; 3201, -1-1- 1+1; 3201, +1-1+1-1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; 3201, - 1-1-1-1; 1023, +1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023, +1-1-1+1; 1023, -1-1-1+1; 1023, +1+1-1-1; 1023, -1+1-1-1; 1023, +1-1-1- 1; 1023, -1-1-1-1;.

Als besonders vorteilhaft erwies sich bei oben erläuterten

Simulationen auch die Verwendung einer Signalfolge K(ι), die auf einer Signalteilfolge basiert, wobei die zur Bildung der Signalteilfolge verwendete Permutation P**., P_, P₃, P und binare Einheitsgroße W**_., W_, W-<, W₄ folgender Menge von Permuta- tion-Emheitsgroßen-Paaren (Pi P_; P-, P₄ , Wi W₂ W W₄ ;) entnommen ist:

3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1- 1;, und die zur Bildung der zweiten Signalteilfolge verwende- te Permutation (P-, P_ P-, P₄ ) gleich 3201 ist.

Neben der Permutation-Emheitsgroßendarstellung kann man die Golayfolgen auch durch Angabe der Delay-Matrix und der Gewichtsmatrix darstellen. Die oben an erster Stelle als beson- ders vorteilhaft angegebene Folge mit reellen Gewichten, die durch die Parameter (P, P_ P P. , W*_ι W_^ W₃ W₄ ) angegebene Folge (3201, +1-1+1+1 ) ist somit definiert durch die Delay- Matrix D = [8, 4, 1,2] und die Gewichts-Matrix W - [1, -1,

Des weiteren kann man die Golayfolge auch explizit durch Angabe der einzelnen Elemente darstellen, für die o.g Golayfolge der Lange 16 ergibt sich dabei:

Kl= <+l,+l,+l,-l,-l,+l,-l,-l,+l,+l,+l,-l,+l,-l,+l,+l> Eine weitere äquivalente Darstellung ergibt sich bei dem der Literatur häufig verwendeten Mapp g von +1 auf 0 und -1 auf 1. Die Folge ist dann definiert durch:

<0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,0,1,0,0>

Verwendet man als Signalteilfolgen (konstituierende Sequenzen] für den PSC von UMTS also Golaysequenzen der Lange 16, wobei man als Gewichte W_n=l, -1, I -I und als Verzogerungen eine beliebige Permutation aus D_r={l,2,4,8} so gibt es mehr als 2^X~ verschiedene Möglichkeiten für ede der beiden konstituierenden Sequenzen, also insgesamt 2²⁴ Möglichkeiten. Im Rahmen der Erfindung liegen gemäß den Patentansprüchen 5, 6, 7, 8 oder 9 ungefähr 10 bis 10^Λ2 Permutation-Emheitsgroßen- Paare. Die ausgewählten Signalteilfolgen bilden also nur eine sehr kleine Teilmenge der grundsätzlich möglichen Menge von zur Bildung von 16-stellιgen Golaysequenzen verwendbaren Per- mutation-Emheitsgroßen-Paaren .

Figur 2 zeigt eine Funkstation, die eine Mobilstation MS sein kann, bestehend aus einer Bedieneinheit oder Interface- Einheit MMI, einer Steuereinrichtung STE, einer Verarbeitungseinrichtung VE, einer Stromversorgungseinrichtung SVE, einer Empfangseinrichtung EE und ggf. einer Sendeeinrichtung SE.

Die Steuereinrichtung STE besteht im wesentlichen aus einem programmgesteuerten Mikrocontroler MC, der schreibend und lesend auf Speicherbausteine SPE zugreifen kann. Der Microcon- troler MC steuert und kontrolliert alle wesentlichen Elemente und Funktionen der Funkstation.

Die Verarbeitungseinrichtung VE kann auch durch einen digitalen Signalprozessor DSP gebildet sein, der ebenfalls auf Speicherbausteine SPE zugreifen kann. Durch die Verarbeitungseinrichtung VE können auch Additions- und Multiplikati- onsmittel realisiert sein. In den fluchtigen oder nicht fluchtigen Speicherbausteinen SPE sind die Programmdaten, die zur Steuerung der Funkstation und des Kommunikationsablaufs, insbesondere auch der Signali- sierungsprozeduren, benotigt werden und wahrend der Verarbeitung von Signalen entstehende Informationen gespeichert. Außerdem können darin Signalfolgen K(ι), die zu Korrelationszwecken verwendet werden, und Zwischenergebnisse von Korrela- tionssummenberechnungen gespeichert werden. Die im Rahmen der Erfindung liegenden Signalfolgen K(ι) können also m der Mobilstation und/oder der Basisstation abgespeichert sein. Es ist auch möglich, daß ein oder mehrere der oben aufgeführten Permutation-Emheitsgroßen-Paare oder daraus abgeleitete Signalteilfolgen oder Signalteilfolgenpaare (Kl ( j ) ;K2 (k) ) m der Mobilstation und/oder der Basisstation abgespeichert sind. Es ist auch möglich, daß m der Mobilstation und/oder der Basisstation eine Signalfolge K(ι) aus einem Signalteilfolgenpaar (Kl ( ) ;K2 (k) ) und/oder eine Signalteilfolge aus einem Permutation-Emheitsgroßen-Paaren gebildet wird.

Insbesondere kann m einer Basisstation oder allen Basis- stationen eines Systems eine Signalfolge K(ι) abgespeichert sein, die m festen oder variablen Abstanden zu Synchronisationszwecken ausgesendet wird. In der Mobilstation MS ist das Signalteilfolgenpaar (Kl ( ) ;K2 (k) ) , aus dem die der Basisstation abgespeicherte Signalfolge K(ι) bildbar ist oder gebildet werden kann, abgespeichert und wird zur Synchronisation der Mobilstation mit einer Basisstation zur rechenauf- wandsgunstigen Korrelationssummenberechnung herangezogen.

Die Speicherung der Signalfolgen bzw. der Signalteilfolgen kann auch durch eine Speicherung entsprechender Informationen in beliebig codierter Form erfolgen und durch Mittel zur Speicherung, wie beispielsweise fluchtige und/oder nicht- fluchtige Speicherembausteme oder durch entsprechend konfigurierte Addierer- oder Multipliziereremgange oder entspre- chende gleichwirkende Hardwareausgestaltungen realisiert sein.

Der Hochfrequenzteil HF besteht ggf. aus der Sendeeinrichtung SE, mit einem Modulator und einem Verstarker V und einer Empfangseinrichtung EE mit einem Demodulator und ebenfalls einem Verstarker. Durch Analog/Digitalwandlung werden die analogen Audiosignale und die analogen von der Empfangseinrichtung EE stammenden Signale digitale Signale gewandelt und vom di- gitalen Signalprozessor DSP verarbeitet. Nach der Verarbeitung werden ggf. die digitalen Signale durch Digital/Analog- wandlung m analoge Audiosignale oder andere Ausgangssignale und analoge der Sendeeinrichtung SE zuzuführende Signale gewandelt. Dazu wird gegebenfalls eine Modulation bzw. Demodu- lation durchgeführt.

Der Sendeeinrichtung SE und der Empfangseinrichtung EE wird über den Synthesizer SYN die Frequenz eines spannungsgeregelten Oszilators VCO zugeführt. Mittels des spannungsgesteuer- ten Oszillators VCO kann auch der Systemtakt zur Taktung von Prozessoreinrichtungen der Funkstation erzeugt werden.

Zum Empfang und zum Senden von Signalen über die Luftschnittstelle eines Mobilfunksystems ist eine Antenneneinrichtung ANT vorgesehen. Bei einigen bekannten Mobilfunksystemen, wie dem GSM (Global System for Mobile Communication) werden die Signale zeitlich gepulst m sogenannten bursts empfangen und gesendet .

Bei der Funkstation kann es sich auch um eine Basisstation BS handeln. In diesem Fall wird das Lautsprecherelement und das Mikrophonelement der Bedieneinheit MMI durch eine Verbindung zu einem Mobilfunknetz, beispielsweise über einen Basisstati- onscontroler BSC bzw. eine Vermittlungseinrichtung MSC er- setzt. Um gleichzeitig Daten mit mehreren Mobilstationen MS auszutauschen, verfugt die Basisstation BS über eine entspre- cnende Vielzahl von Sende- bzw. Empfangseinrichtungen. In Figur 3 ist eine Empfangssignalfolge E(l), bei der es sich auch um ein von einem Empfangssignal abgeleitete Signalfolge handeln kann, der Lange w dargestellt. Zur Berechnung einer ersten Korrelationssumme SO entsprechend eingangs angegebener Formel werden Elemente eines ersten Abschnitts dieser Empfangssignalfolge E(l) paarweise mit den entsprechenden Elementen der Signalfolge K(ι) der Lange n multipliziert, und die Lange der resultierenden Teilergebnisse zur Korrelationssumme SO aufaddiert.

Zur Berechnung einer weiteren Korrelationssumme SI wird die Signalfolge K(ι) wie der Figur bildlich dargestellt um ein Element nach rechts verschoben und die Elemente der Signal- folge K(ι) mit den entsprechenden Elementen der Signalfolge E(l) paarweise multipliziert, und durch eine Summation der entstehenden Teilergebnisse wieder die Korrelationssumme SI gebildet .

Die paarweise Multiplikation der Elemente der Signalfolge mit entsprechenden Elementen der Empfangssignalfolge und die anschließende Summation kann auch m Vektorschreibweise als die Bildung eines Skalarproduktes beschrieben werden, sofern man jeweils die Elemente der Signalfolge und die Elemente der Empfangssignalfolge zu einem Vektor eines kartesischen Koordinatensystems zusammenfaßt:

S0 = R(0) * E(0)+ +R(/) * E(/)+ +R0? - 1) * E(« - 1)

* E(n)

In den so ermittelten Korrelationssummen S kann das Maximum gesucht werden, das Maximum der Korrelationssummen S mit ei^¬ nem vorgegebenen Schwellwert verglichen werden, und so ermittelt werden, ob m dem Empfangssignal E(l) die vorgegebene Signalfolge K(ι) enthalten ist und wenn ja, wo im Empfangssignal E(l) sie sich befindet, und so zwei Funkstationen miteinander synchronisiert werden bzw. Daten, denen ein individueller Spreizcode m Form einer Signalfolge K(ι) aufmodu- liert wurde, detektiert werden.

In Figur 4 ist wieder die Empfangssignalfolge E(l)und als Korrelationsfolge eine Signalfolge K(ι), die auf den Si- gnalteilfolgen Kl( ), K2(k) basiert, dargestellt.

In Figur 5 ist die Bildung einer Signalfolge K(ι) dargestellt, die auf zwei Signalteilfolgen K2(k) der Lange n2 und Kl(j) der Lange nl basiert. Dazu wird die Signalteilfolge K2(k) nl mal wiederholt, und dabei durch die Signalteilfolge Kl(j) moduliert. Die Bildung der Signalfolge K(ι) laßt sich mathematisch auch durch folgende Formel ausdrucken:

K(ι) = K2(ι mod n2 ) * Kl(ι div n2 ) , für l =0 ...nl*n2-l

Dabei bezeichnet mod den ganzzahligen Rest einer Division und div das ganzzahlige Ergebnis einer Division.

Dies ist bildlich dargestellt durch eine Folge f2, die aus den wiederholten, nacheinander abgebildeten Signalteilfolgen K2(k) besteht, und eine Folge fl, die durch eine gedehnte Signalteilfolge Kl( ) über der Folge f2 abgebildet ist. Durch eine Multiplikation der Elemente der Folge f2 mit den entsprechenden über der Folge f2 abgebildeten Elementen der Folge fl entsteht die neue Signalfolge K(ι) der Lange n. Diese Erzeugung einer Signalfolge K(ι) ist unten im Bild noch einmal anhand eines Beispiels zweier binarer Signalteilfolgen der Lange 4 dargestellt.

Naturlich ist die Erfindung nicht auf Signalteilfolgen der Lange 4 bzw. Signalfolgen der Lange 16 beschrankt. Auch ist die Erfindung nicht auf die oben verwendete mathematische Beschreibung beschrankt.

Beispielsweise entspricht inhaltlich folgende Darstellung für Signalteilfolgen der Lange 16 bzw. Signalfolgen der Lange 256 der oben verwendeten mathematischen Darstellung und ist daher ebenfalls m der Erfindung enthalten:

Verwendet man für Kl beispielhaft die oben als besonders gunstig beschriebene Golayfolge mit der Permutation- Emheitsgroßendarstellung (3201 , +1-1+1+1) oder der expliziten Darstellung <+l, +1, +1, -1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, +1, -1, +1, - 1,+1,+1> und für K2 eine aus 16 Elementen bestehende Folge a, so kann man die wiederholten, nacheinander abgebildeten Signalteilfolgen K2 bzw. a, welche mit dem Wert des jeweiligen Elementes der Folge Kl moduliert werden, auch folgendermaßen schreiben:

K = <a, a, a, —a, —a, a, —a, —a, a, a, a, -a, a, —a, a, a>

Derart gebildete Signalfolgen K(ι) können zur vereinfachten Berechnung von Korrelationssummen αieser Signalfolgen K(ι) mit Empfangssignalfolgen E(l) genutzt werden. _Dιe so gebildete Signalfolge der Lange 256 kann beispielsweise zu Synchronisationszwecken als primärer Synchronisationscode cp der Lange 256 ausgesendet werden. Eine schematische Darstellung einer derartigen vereinfachten und somit auch schnelleren und aufwandgunstigeren Berechnung von Korrelationssummen S ist den Figuren 6 bis 8 dargestellt, auf die im folgenden eingegangen wird.

Zunächst wird eine Teilkorrelationssumme TS(z) gebildet. Dazu wird beispielsweise für das erste Element der Teilkorrelationssummenfolge TS(0) die Korrelationssumme der zweiten Signalteilfolge K2(k) mit dem entsprechenden Abschnitt der Emp- fangssignalfolge E(l) gebildet.

7S(0) = R2(0) * £(0)+ +K2(k) * E(k)+ +K2(n2 - 1) * E(n2 - 1)

l)

Für das zweite Element der Teilkorrelationssummenfolge TS(1) wird die zweite Signalteilfolge K2(k) wie bildlich dargestellt um ein Element verschoben und ebenfalls die Korrelationssumme mit dem entsprechenden Element der Empfangssignalfolge E(l) gebildet usw.

7S(1) +K2(n2 - 1) * E(n2)

Das n-te Element der Teilkorrelationssummenfolge TS(nl*n2-l) wird nach n-1 Verschiebungen der zweiten Signalteilfolge K2(k) gegenüber der Empfangssignalfolge E(l) entsprechend berechnet .

= K2(0) * E(n - \)+ +K2(k) * E(k + n - l)+ +K2(n2 - 1) * E(n2 + n - 2)

Die so entstehende Teilkorrelationssummenfolge TS(z) ist im oberen Bereich der Figur 7 dargestellt. Aus dieser Teilkorre- lationssummenfolge wird nun jedes n2-te-Element ausgewählt und mit dem entsprechenden Element der ersten Signalteilfolge Kl(j) paarweise multipliziert.

Faßt man die ausgewählten Elemente der Teilkorrelationssum- menfolge TS(z) und die erste Signalteilfolge Kl(j) jeweils zu Vektoren zusammen, so wird die erste Korrelationssumme SO durch das Skalarprodukt dieser beiden Vektoren erzeugt.

S0 = = R1(0) * 7S(0)+ +K\(f) * TS(j *n2 - 1)+

\)J

Figur 7 zeigt im unteren Bereich die entsprechende Berechnung weiterer Korrelationssummen SI bzw. S2 durch die Auswahl n2- ter um 1 bzw. 2 rechts von den als erstes ausgewählten Elementen liegenden Elemente:

Sl R1(0) * 7S(0)+ +R1(;) * TS(j * n2)+

Durch die Speicherung einmal berechneter Teilkorrelationssummen TS kann auf diese bei der spateren Berechnung von weite- ren Korrelationssummen zurückgegriffen werden, und somit auf die entsprechenden Rechenschritte verzichtet werden.

Je nach AusfuhrungsVariante kann entweder zunächst die kom- plette Teilkorrelationssummenfolge TS(z) über die ganze Empfangssignalfolge E(l) berechnet werden und dann die einzelnen Korrelationssummen oder erst bei Bedarf zur Berechnung einer neuen Korrelationssumme die entsprechenden zusätzlich benotigten Teilkorrelationssummen berechnet werden.

Figur 8 zeigt nochmals das aus zwei Schritten bestehende Verfahren zur Berechnung von Korrelationssummen S, diesmal anhand des Figur 5 dargestellten Beispiels zweier binarer Signalteilfolgen der Lange 4.

In einem ersten Schritt werden die Teilkorrelationssummen TS(z) der zweiten Signalteilfolge K2(k) +-++ mit entsprechenden Abschnitten der Empfangssignalfolge E(l) berechnet, und dann m einem zweiten Schritt jedes vierte Element der so er- zeugten Teilkorrelationssummenfolge TS(z) ausgewählt, mit dem entsprechenden Element der ersten Signalteilfolge Kl(j) +++- multipliziert und zur Korrelationsfolge SO aufsummiert.

Die dick gezeichneten Linien stellen dabei die neu durchzu- fuhrenden Berechnungsschritte dar für die Berechnung einer weiteren Korrelationssumme SI, für den Fall, daß die übrigen Teilkorrelationssummen TS schon zuvor berechnet und abgespeichert wurden.

Diese Ausfuhrungsvariante kann möglichst speichereffizient durchgeführt werden, wenn zunächst jede n2-te Teilkorrelationssumme berechnet wird. Dazu werden die Abtastwerte zwischengespeichert .

Die Figuren 9 bis 10 stellen eine andere Ausfuhrungsvariante zur vereinfachten Berechnung von Korrelationssummen S anhand des schon oben erwähnten Beispiels zweier binarer Signalteil^¬ folgen der Lange 4 vor.

Dabei wird zunächst jedes 4. Element der Empfangssignalfolge E(M ausgewählt und die Teilkorrelationssummenfolge TS(z) der so ausgewählten Elemente mit der Signalteilfolge Kl (j) gebildet. Aus der so entstehenden Teilkorrelationssummenfolge TS(z) werden jeweils 4 aufeinander folgende Elemente ausgewählt, paarweise mit entsprechenden Elementen der Signalteil- folge K2(k) multipliziert und die resultierenden Teilergebnisse zur Korrelationssumme S aufsummiert. Dabei stellen wieder die dick gezeichneten Linien die zusatzlich notigen Schritte zur Berechnung einer weiteren Korrelationssumme SI dar, für den Fall, daß die anderen Teilkorrelationssummen TS zuvor schon berechnet und abgespeichert wurden.

Figur 10 zeigt nochmals die Berechnung einer ersten Korrelationssumme SO bei der zunächst jedes 4. Element der Empfangssignalfolge E(l) ausgewählt wird, diese Elemente mit entspre- chenden Elementen der ersten Signalteilfolge Kl(j) +++- multipliziert werden und durch Summation der Teilergebnisse die Teilkorrelationssumme TS(0) berechnet wird. In einem zweiten Schritt werden die ersten vier aufeinander folgenden Elemente der Teilkorrelationssummenfolge TS(z) mit den entsprechenden Elementen der zweiten Signalteilfolge K2(k) +-++ multipliziert und die entstehenden Teilergebnisse zur Korrelationssumme SO aufsummiert.

Bei dieser Ausfuhrungsvariante wird weniger Speicher zum Zwi- schenspeichern der Teilkorrelationssummen benotigt, wenn die Summen sukzessive berechnet werden.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung macht von der durch das regelmäßige Konstruktionsprinzip der Signalfolge K(x) be- dingten regelmäßigen (fast periodischen) Struktur der aperiodischen Autokorrelationsfunktion dieser Signalfolge Gebrauch. Dies bedeutet, daß sich bei αer Suche eines Signals nicht nur ein Haupt-Maximum ergibt, sondern regelmäßigen Abstanden auch Nebenmaxima auftreten. Zur beschleunigten Su^¬ che nach der Signalfolge in der Empfangssignalfolge kann man die Regelmäßigkeit der Lage der Maxima ausnutzen. Sobald ein Nebenmaxima gefunden wurde, kann man aufgrund der Periodizi- tat die Lage der anderen Maxima vorhersagen, d.h. man berechnet die Korrelationssumme lediglich an diesen Stellen. Auf diese Weise kann man schnell das Hauptmaximum detektieren. Allerdings kann es sich bei dem vermeintlichen Nebenmaximum auch nur um einen zufallig (wegen des Rauschanteils) erhöhten Wert handeln. In diesem Fall wird man an den potentiellen Stellen des erwarteten Hauptmaximums tatsächlich kein Maximum finden. Daher wird in diesem Fall die Hypothese verworfen und die Berechnung konventionell fortgesetzt.

Man kann die durch das Konstruktionsprinzip der Signalfolgen bedingte Regelmäßigkeit der Nebenmaxima aber auch zur Elimi- nierung und Korrektur störender Nebenmaxima im Korrelationsergebnis ausnutzen. Nach der Detektion des Maximums kann man aus dem Maximum die Nebenmaxima berechnen und diesen Wert von den entsprechenden Korrelationsergebnissen subtrahieren. Auf diese Weise erhalt man das Korrelationsergebnis einer (hypothetischen) Folge mit perfekter Autokorrelationsfunktion. Dadurch ergibt sich durch die Regelmäßigkeit der Nebenma- xima eine stark vereinfachte Berechnung.

In Ausfuhrungsvarianten der Erfindung werden zur Berechnung von Skalarprodukten, Korrelationssummen und/oder Teilkorrelationssummen Effiziente Golay Korrelatoren verwendet.

Figur 11 zeigt einen effizienten hierarchischen Korrelator für Signalfolgen, wobei als konstituierende Folgen Kl, K2 Go- layfolgen X,Y der Lange nx bzv% . ny verwendet werden. Der Korrelator besteht aus zwei hintereinander geschalteten Matched Filtern (Figur 11 a) , die jeweils als Efflcient-Golay-

Korrelatoren gebildet sind. Figur 11 b) zeigt den Matched Filter für die Folge X und Figur 11 c) zeigt den Matched Filter für die Folge Y.

In Figur 11 b) gelten folgende Bezeichnungen:

n = 1 , 2 , ... NX ny Lange der Folge Y nx Länge der Folge X NX mit nx=2^NX DX_n DX_n = 2^PX"

PX_n Permutation der

Zahlen {0, 1, 2, ..., NX- 1 } für die Signalteilfolge X WX_n Gewichte für die Signalteilfolge X aus (+l,-l,+i oder -i).

In Figur 11 c) gelten folgende Bezeichnungen:

n = 1 , 2 , . . . NY ny Länge der Folge Y NY mit ny=2^NY DY_n DY_r = 2^PΪ" PY_r Permutation der

Zahlen {0, 1, 2, ..., ATY-1} für die Signalteilfolge Y

WY_n Gewichte für die Signalteilfolge Y aus (+1,-1, +ι oder -i).

Definition: a_n { k) und b_P ( k) sind zwei komplexe Folgen der Lange 2^N, δ ( R) ist die Kronecker Delta-Funktion, k ist eine die Zeit repräsentierende ganze Zahl, n ist die Iterationsnummer, D_r ist die Verzögerung, P_P , n = 1, 2, ..., N, ist eine beliebige Permutation der Zahlen {0, 1, 2, ..., N- l ) , W_~ können als Gewichte die Werte +1, -1, +ι, -l annehmen und wird auch als Einheitsgroße bezeichnet.

Die Korrelation einer Golaysequenz der lange 2^K kann folgen- dermaßen effizient durchgeführt werden:

Man definiert die Folgen R_a ^0J(k) und R_b ^<°^> (k) als R^⁰ (k) = R_D ^(υ' (k) = r(k), wobei r(k) das Empfangssignal oder die Ausgabe einer anderen Korrelationsstufe ist.

Man fuhrt folgenden Schritt N mal aus; n lauft von 1 bis N:

Berechne

Und R ^'> (k) = W^* _P * Rt '"^'1' (k) - R "-¹' (k- £>„)

Wobei W das konjugiert komplexe von W_n bezeichnet. Falls die Gewichte W reell sind, ist W^* _n identisch zu W_n . R_a ^m(k) ist dann die zu berechnende Korrelationssumme.

Ein Efficient Golay Korrelator für einen PSC Code der Lange 256 (2⁸) Chips im Empfanger weist m der Regel 2*-8-l=15 komplexe Addierer auf.

Mit der Kombination aus Hierarchischer Korrelation und Efficient Golay Korrelator sind für einen Hierarchischen Code - beschrieben durch zwei konstituierende Sequenzen X und Y - der Lange 256 (2⁴2⁴) nur 24-1+2-4-1 = 14 komplexe Addierer erforderlich (auch wenn man vierwertige konstituierende Fol- gen einsetzt) .

Damit wird der Berechnungsaufwand, der für die primäre Syn- chronistation m CDMA-Mobilfunksystemen sehr hoch ist, um 7- reduziert .

Im folgenden werden - jeweils durch Gliederungsstriche gekennzeichnet - Ausfuhrungsvarianten der Erfindung angegeben, deren Realisierung bei Kenntnis der vorliegenden Anmeldung im Rahmen fachmannischen Handelns liegen:

zur Bildung einer Codefolge der Lange 2^NX"N werden zwei konstituierende Golaysequenzen der Lange nx=-2^N> und ny=2^N verwendet und wie oben beschrieben hierarchisch aufgebaut.

als Gewichte für die konstituierenden Golaysequenzen werden +1 und -1 verwendet und somit binare Sequenzen erzeugt.

als Gewichte für die konstituierenden Golaysequenzen werden +1,-1,1 oder -I verwendet und somit 4-wertιge Sequenzen erzeugt .

- es werden reele Golaysequenzen verwendet.

es werden komplexe Golaysequenzen verwendet.

es werden zwei konstituierende Golaysequenzen gleicher Lange verwendet.

es werden zwei komplementäre Golaysequenzen verwendet.

es wird nur ein Efflcient-Golay-Korrelator, ggf. mit pro- grammierbaren Delays zur wahlweisen Berechnung von einer oder beiden komplementären Golaysequenzen verwendet.

es wird eine Folge wie beschrieben verwendet, aber noch zusätzlich Werte eingefügt; bei der Berechnung müssen diese Werte wie gewohnt akkumuliert werden. Der Rest der Berechnung kann aber wie beschrieben effizient durchgeführt werden. Dies erlaubt die Generierung von Folgen beliebiger Lange.

es werden zwei konstituierende Teilfolgen verwendet es werden mehrere konstituierende Teilfolgen verwendet.

es wird nur für einen Teil der Teilfolgen eine Golay-Folge verwendet .

es werden diese Folgen für den Synchronisationskanal m UMTS verwendet.

es werden auf Frequenzfehler optimierte konstituierende Golaysequenzen verwendet.

- es werden zur Berechnung der Korrelation zwei hintereinander geschaltete Filter verwendet, wobei das eine ein Matched Filter auf die Golaysequenz X und das andere ein Matched Fil- ter auf die Golaysequenz Y mit gespreizten Delays ny DX- ist.

es werden zur Berechnung der Korrelation zwei hintereinander geschaltete Filter verwendet, wobei das eine ein Matched Filter auf die Golaysequenz X und das andere ein Matched Fil- ter auf die Golaysequenz Y mit gespreizten Delays ny DX_n ist und die Ausgangssignale der Filter entsprechend dem Effi- cient-Golay-Korrelator-Algorithmus berechnet werden.

es werden zur Berechnung der Teilkorrelationssummen der Efficient Golay Korrelationsalgorithmus und zu Ermittlung der gesamten Korrelation der Algorithmus für die hierarachische Korrelation verwendet.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf Funkubertragungssy- steme beschrankt, sondern kann auch bei Verwendung anderer Ubertragungsverfahren z.B. akustischer Verfahren (Ultraschall) , insbesondere zu Zwecken der Sonographie, oder optischer Verfahren, beispielsweise die Infrarotmessung nach Li- dar-Prmzipien eingesetzt werden. Ein weiteres Anwendungsge- biet ist die Untersuchung von Änderungen der spektralen Zusammensetzung von ruckgestreuten Signalen. Die Bildung von Signalfolgen, ihre Übertragung, sowie die Berechnung von Kor- relationssummen dieser Signalfolgen mit empfangenen Signalfolgen kann auch folgenden unterschiedlichen technischen Gebieten Anwendung finden:

- zum Zwecke der Synchronisation zweier Ubertragungsemheiten, wie beispielsweise Funkstationen, insbesondere die Verwendung dieser Folgen im Synchronisationskanal m CDMA- Mobilfunksystemen, wie das sich m der Standardisierung befindliche UMTS-System,

- bei der Datenübertragung mittels durch die Signalfolge gespreizte Sendesymbole bzw. Daten m Bandspreiz (spread spec- trum) -Systemen, insbesondere zur Ermittlung von Sendesymboler bzw. Daten, denen eine derartige Signalform aufmoduliert wur- de,

- m der Meßtechnik zur Entfernungs- und Objektvermessung,

- zur Bestimmung von Ubertragungseigenschaften des zwischen Ubertragungsemheiten, wie Sendeeinheit und Empfangseinheit liegenden Ubertragungskanals, m der Radarmeßtechnik, um die Lage eines Objektes und /oder weitere von der Geometrie und den spezifischen Reflexionseigenschaften des Objektes abhangige Parameter zu bestimmen,

- zur Bestimmung von Ubertragungseigenschaften des zwischen Sender und Empfanger befindlichen Ubertragungskanals, m der Radarmeßtechnik zur Bestimmung von Parametern eines ruckstreuenden Mediums, insbesondere der Ionosphäre, insbesondere durch inkohärente Streuung,

- zur Bestimmung von Ubertragungseigenschaften des zwischen Ubertragungsemheiten, wie Sendeeinheit und Empfangseinheit, liegenden Ubertragungskanals, insbesondere zur Bestimmung von Mehrwegeausbreitungen m der Meßtechnik oder Kommunikationstechnik. Dabei werden mittels des Korrelationsergebnisses wahrend der Kommunikation die sich zeitlich ändernden Aus- breitungseigenschaften des Ubertragungskanals (Kanallm- pulsantwort) ermittelt. Insbesondere werden zusätzliche Pfaαe der Mehrwegeausbreitung ermittelt. Dazu können die Signalfolgen K(ι) auch m Form einer Mittambel innerhalb eines Funk- blockes übertragen werden. Diese Kenntnis kann dann m einer ansonsten konventionellen Empfangsemheit weiterverwendet werden.

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zur Bildung einer Signalfolge K(ι) der Lange n, bei dem die Signalfolge K(ι) auf einer ersten Signalteilfolge Kl(j) der Lange nl und einer zweiten Signalteilfolge K2(k) der Lan^¬ ge n2 basiert, wobei sich die zweite Signalteilfolge K2(k) nl mal wiederholt und dabei mit der ersten Signalteilfolge Kl(j) moduliert wird, und es sich bei zumindest einer der Signalteilfolgen um eine Golaysequenz handelt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Signalfolge K(ι) eine Lange 256 aufweist, und die Signalfolge K(ι) auf einer ersten Signalteilfolge Kl(j) der Lange 16 und einer zweiten Signalteilfolge K2 (k) der Lange 16 basiert, wobei sich die zweite Signalteilfolge K2(k) 16 mal wiederholt und dabei mit der ersten Signalteilfolge Kl( ) moduliert wird.

3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Bildung der Signalfolge K(ι) durch Modulation der zweiten Signalteilfolge K2(k) nach folgender Vorschrift erfolgt: K(ι) = K2(ι mod n2 ) * Kl(ι div n2 ) , für l -0 ...nl*n2-l.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem zumindest eine der Signalteilfolgen eine Golaysequenz X ( ) der Lange nx ist, die durch folgenαe Beziehung bildbar ist:

X, (k) = b(k)

XO(k) = δ (k)

X_n (k) = X-ι(Jc) + W -XX_→{k-D_r)

X' (k) = X- (k) - W -X' - (k-D )

k = 0, 1, 2, , 2^-1 n = 1, 2, NX D_n = 2¹

mit nx=2^f δ ( k) Kroneckersche Deltafunktion

P_n , n = 1, 2, . . . NX; beliebige Permutation der Zahlen (0, 1, 2, ..., NX-1 } für die X Sequenz,

W_π Gewichte für die X Sequenz (+1,-1, +i oder -i) .

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die zur Bildung einer Signalteilfolge verwendete Permutation Pi_/ P_2/ P_3> ? und Einheitsgröße W-,, W₂, W₃, W folgender Menge von Permutation-Einheitsgrößen-Paaren (P-*. P_: P. W W₂ W₃ W₄ ;) entnommen ist:

0213,+j+j+j-l 0213, -j+j+j-1; 0213,+1-j+j-l; 0213, -1-j+j-l ; 0213,+1+j-j-l 0213,-1+j-j-l; 0213,+j-j-j-l; 0213, -j-j-j-1; 0213,+j+j+j+l 0213,-j+j+j+l; 0213,+1-j+j+l; 0213, -1-j+j+l; 0213,+1+j-j+l 0213,-1+j-j+l; 0213,+j-j-j+l; 0213, -j-j-j+1 ; 3120,+1-j+j-l 3120, -1-j+j-l; 3120,+1+j-j-l; 3120, -1+j-j-l ; 3120,+1+j+j+j 3120,-1+j+j+j; 3120,+1-j-j+j; 3120, -1-j-j+ ; 3120,+1+j+j-j 3120,-1+j+j-j; 3120,+1-j-j-j; 3120, -1-j-j-j ; 3120,+1-j+j+l; 3120,-1-j+j+l; 3120,+1+j-j+l; 3120, -1+j-j+l; .

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die zur Bildung einer Signalteilfolge verwendete Permutation

Pi, P₂, P3, P und Einheitsgröße W-,, W₂, W₃, W₄ folgender Menge von Permutation-Einheitsgrößen-Paaren (Pi P₂ P₃ P₄ , W-, W₂ W₃

W ;) entnommen ist:

3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1+1+1; 3201, +1-1-1+1; 3201, -1-1- 1+1; 3201, +1-1+1-1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; 3201, -

1-1-1-1; 1023, +1+1-1+1; 1023, -1+1-1+1; 1023, +1-1-1+1;

1023, -1-1-1+1; 1023, +1+1-1-1; 1023, -1+1-1-1; 1023, +1-1-1-

1; 1023, -1-1-1-1;.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Signalfolge K(ι) nach folgendem Bildungsgesetz durch mo^¬ dulierte Wiederholung einer aus 16 Elementen bestehenden Signalteilfolge a gebildet wird:

K ⁼⁼ , a, a, —a, —a, a, —a, —a, a, a, a, —a, a, —a, a, a^*^*

8. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Signalteilfolge KM ) eine Golaysequenz ist, die durch die Delay-Matrix D = [8, 4, 1,2] und die Gewichts-Matrix W = [1, -1, 1,1] definiert ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die zur Bildung der Signalteilfolge verwendete Permutation P_. P _r P _^ P4 und Einheitsgroße Wi, W_, W₃, W₄ folgender Menge von Permutation-Emheitsgroßen-Paaren (Pi P₂ P, P , i W₂ W₃ W₄ ;) entnommen ist:

3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1- 1 ; , und die zur Bildung der zweiten Signalteilfolge verwendete Permutation (P^, P₂ P₃ P ) gleich 3201 ist.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Bildung und/oder Übertragung der Signalfolge K(ι) zum Zwecke der Synchronisation mindestens zweier Ubertragungsem- heiten erfolgt.

11. Verfahren zur Ermittlung einer m einer Empfangssignalfolge E(l) enthaltenen vorgegebenen Signalfolge K(ι), die durch ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erhalt-

durch die Bestimmung der Korrelationssummen S der Signalfolge

K(ι) mit entsprechenden Abschnitten der Empfangssignalfolge

E (1) , bei dem eine Teilkorrelationssummenfolge TS(z) der Signalteilfolge K2(k) mit entsprechenden Teilen der Empfangssignalfolge E(l) berechnet wird, und zur Berechnung einer Korrelationssumme S nl Elemente der Teilkorrelationssummenfolge TS(z) ausgewählt werden und im Sinne eines Skalarproduktes mit der Signalteilfolge Kl(ji multipliziert werden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, bei dem zur Berechnung einer Korrelationssumme S nl jeweils n2-te Elemente der Teilkorrelationssummenfolge TS(z) ausgewählt werden.

13. Verfahren zur Ermittlung einer m einer Empfangssignalfolge E(l) enthaltenen vorgegebenen Signalfolge K(ι), die durch em Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erhält¬

durch die Bestimmung der Korrelationssummen S der Signalfolge K(ι) mit entsprechenden Abschnitten der Empfangssignalfolge

eine Teilkorrelationssummenfolge TS(z) der Signalteilfolge Kl(j) mit ausgewählten Elementen der Empfangssignalfolge E(l) berechnet wird, und zur Berechnung einer Korrelationssumme S n2 Elemente der Teilkorrelationssummenfolge TS(z) im Sinne eines Skalarproduktes mit der Signalteilfolge K2(k) multipliziert werden.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem zur Berechnung einer Teilkorrelationssumme TS nl jeweils n2- te Elemente der Empfangssignalfolge E(l) ausgewählt werden.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei dem berechnete Teilkorrelationssummen TS abgespeichert werαen und zur Berechnung einer weiteren Korrelationssumme S verwendet werden.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15, bei dem zumindest em Skalarprodukt mittels eines Efficient Golay

Correlators (EGC) berechnet wirb.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16, bei dem zumindest eine Teilkorrelationssumme oder zumindest eine Teilkorrelationssummenfolge TS(z) durch einen Efficient Golay Correlator (EGO berechnet wird.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 17, bei dem zumindest eine Korrelationssumme S aus der Teilkorrelationssummenfolge TS(z) durch einen Efficient Golay Correlator (EGO berechnet wird.

19. Verfahren zur Synchronisation einer Basisstation (BS) mit einer Mobilstation (MS) , bei dem die Basisstation eine Signalfolge K(ι), die durch e Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10 erhältlich ist, aussen- det, und die Mobilstation die Signalfolge K(ι) nach einem der Ansprüche 11 bis 18 ermittelt.

20. Verfahren zur Synchronisation einer Basisstation (BS) mit einer Mobilstation (MS), bei dem die Basisstation eine Synchronisationsfolge K(ι) der Lange 256 aussendet, die dadurch bildbar ist, daß eine zweite Signalteilfolge K2(k) der Lange 16 16 mal wiederholt wird und dabei durch eine erste Signalteilfolge Kl( ) der Lange 16 moduliert wird, wobei es sich zumindest bei einer der Signalteilfolgen um eine Golaysequenz handelt, und eine Mobilstation diese Synchronisationsfolge ermittelt.

21. Sendeeinheit (BS) mit

Mitteln (SPE) zur Speicherung einer Signalfolge K(ι), die durch em Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10 erhält

Mitteln zur Aussendung dieser Signalfolge K(ι) zum Zwecke der Synchronisation mit einer Empfangseinheit (MS) .

22. Sendeeinheit (BS) mit Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Permutation- Emheitsgroßen-Paares, das einer Menge von Permutation- Emheitsgroßen-Paaren entnommen ist, die m den Ansprüchen 5 bis 9 angegeben ist, Mitteln zur Bildung einer Signalfolge K(ι) gemäß einem Ver^¬ fahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, und

23. Sendeeinheit (BS) mit

Multiplikationsmitteln (DSP) zur Bildung einer Signalfolge K(ι) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, und Mitteln zur Aussendung dieser Signalfolge K(ι) zum Zwecke der Synchronisation mit einer Empfangseinheit (MS) .

24. Sendeeinheit (BS) nach Anspruch 23, mit

Additionsmitteln (DSP) zur Bildung einer Signalfolge K(ι) nach einem der Ansprüche 1 bis 10.

25. Sendeeinheit (BS) mit

Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Signalteilfolgenpaares (Kl( ), K2(k)),

Mitteln zur Bildung einer Signalfolge K(ι) nach einem der Anspr che 1 bis 10, und Mitteln zur Aussendung dieser Signalfolge K(ι) zum Zwecke der Synchronisation mit einer Empfangseinheit (MS) .

26. Empfangseinheit (MS) mit

Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Permutation- Emheitsgroßen-Paares, das einer Menge von Permutation-

Emheitsgroßen-Paaren entnommen ist, die m den Ansprüchen 5 bis 9 angegeben ist,

Mitteln zum Empfang einer Empfangssignalfolge E(l), und Mitteln zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι).

27. Empfangseinheit (MS) mit Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Signalteilfolgenpaares, wobei zumindest eine Signalteilfolge eine Golaysequenz ist, Mitteln zum Empfang einer Empfangssignalfolge E(l), und Mitteln zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι).

28. Empfangseinheit (MS) nach Anspruch 27 mit

Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Signalteilfolgenpaares, wobei zumindest eine Signalteilfolge eine Golaysequenz ist, zu deren Bildung em Permutation-Emheitsgroßen-Paar verwend- bar ist, das einer Menge von Permutation-Emheitsgroßen-

Paaren entnommen ist, die m den Ansprüchen 5 bis 9 angegeben

29. Empfangseinheit (MS) nach einem der Ansprüche 26 bis 28

Mitteln zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι) nach einem der Ansprüche 11 bis 18.

30. Empfangseinheit (MS) nach einem der Ansprüche 26 bis 29

Mitteln (SPE) zur Speicherung von Zwischenergebnissen (TS) .

31. Empfangseinheit (MS) nach einem der Ansprüche 26 bis 30

zwei hintereinander geschalteten Matched Filtern, die als Efficient Golay Korrelatoren ausgebildet smα.

32. Empfangseinheit (MS) mit

Additionsmitteln (DSP) zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι), die nach einem der Anspr che 1 bis 9 erhaltlich ist, und

Speichermitteln (SPE) zur Speicherung von Zwischenergebnissen (TS) .

33. Empfangseinheit (MS) nach Anspruch 32, wobei zur Ermittlung einer Signalfolge Korrelationen mit der Signalfolge gebildet werden.

34. Empfangseinheit (MS) nach einem der Ansprüche 32 bis 33,

Multiplikationsmitteln (DSP) zur Ermittlung einer Si- gnalfolge K(ι), die nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erhält¬

35. Empfangseinheit (MS) mit

- Mitteln (SPE) zur Speicherung eines Signalteilfolgenpaares (Kl (j ) ;K2 (k) ) , aus dem nach einem der Ansprüche 1 bis 9 eine

Signalfolge K(ι) erhaltlich ist,

- Mitteln zum Empfang einer Empfangssignalfolge E(l), und

- Mitteln zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι) nach einem der Ansprüche 11 bis 18.

36. Empfangseinheit (MS) mit

Mitteln (SPE) zur Speicherung einer Signalfolge K(ι), die nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erhältlich ist, und Mitteln zur Ermittlung einer Signalfolge K(ι), die nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erhältlich ist.

37. Verfahren zur Synchronisation einer Basisstation (BS) mit einer Mobilstation (MS) , bei dem die Basisstation eine Synchronisationsfolge K der Lange 256 aussendet, die folgendermaßen aus einer aus 16 Elementen bestehenden Signalteilfolge a bildbar ist:

K = <a, a, a, —a, —a, a, —a, —a, a, a, a, -a, a, —a, a, a>, und eine Mobilstation diese Synchronisationsfolge K empfangt und zu Synchronisationszwecken verarbeitet.