JP2002543741A - 基地局と移動局との同期化方法、基地局および移動局 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 信号部分シーケンスに基づく信号シーケンスの形成、ここで第２の信号シーケンスが繰り返され、その際に第１の信号部分シーケンスによって変調され、信号シーケンスの少なくとも１つはゴレイシーケンスである。この信号部分シーケンスを、相関和の簡素化された計算のために２段階の計算方法で使用する。このときまず部分相関和シーケンスを計算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、少なくとも２つの伝送ユニットを同期化するために伝送すべき信号
シーケンスの形成方法、並びにこのように形成可能な信号シーケンスの検出方法
および相応の送信ないし受信ユニットに関する。

【０００２】 例えば移動無線システムのような信号伝送システムでは、通話パートナーの一
方（第１の伝送ユニット）が、他方の通話パートナー（第２の伝送ユニット）か
ら送信された所定の設定された信号を識別することが必要である。ここでは例え
ば、２つの同期パートナー、例えば無線局を同期化するためにいわゆる同期バー
スト（同期無線ブロック）またはいわゆるアクセスバーストを取り扱うことがで
きる。

【０００３】 この種の受信信号を環境ノイズに対して確実に検出ないし同定できるようにす
るため、受信信号を連続的に所定の持続時間にわたって、所定の信号シーケンス
と相関させ、相関和を所定の信号シーケンスの持続時間にわたって形成すること
が公知である。最大の相関和を生じる受信信号の領域が求める信号に相応する。
デジタル移動無線システムの基地局からの同期信号には、例えばいわゆるトレー
ニングシーケンスとしての信号シーケンスが前置されている。このトレーニング
シーケンスは、上記のようにして移動局で記憶された信号シーケンスとの相関に
より検出される。このようにして移動局は基地局と同期することができる。

【０００４】 基地局でもこの種の相関計算が、例えばランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ
）検知の際に必要である。さらに相関計算が、チャネルパルス応答の検出および
受信された信号バーストの信号伝搬時間の検出のために実行される。

【０００５】 ここで相関和は次のように計算される：

【０００６】

【数４】

【０００７】 ここでＥ（ｉ）は、受信信号から導出された受信信号シーケンス、Ｋ（ｉ）は所
定の信号シーケンスであり、ｉは０からｎ−１である。相関和Ｓｍは順次連続し
て、時間的にずれた、受信信号から得られる複数の信号シーケンスＥ（ｉ）に対
して計算され、次にＳｍの最大値ｚが検出される。ｋ個の順次連続する相関和を
計算すべき場合、計算コストはｋ＊ｎの演算となり、ここで乗算と加算は共に１
つの演算として計数される。

【０００８】 従って相関和の計算は非常に面倒で、とりわけリアルタイム適用、例えば音声
通信または画像電話、またはＣＤＭＡシステムにおいては計算能力を必要とし、
従って計算の際に大きな電流を消費する高価なプロセッサを必要とする。例えば
規格化されたＵＭＴＳ移動無線システムを同期化するために、長さ２５６Chips
（ＣＤＭＡでは伝送されるビットをチップ(Chip)とも称する）の既知の信号シー
ケンスが検出される。このシーケンスは２５６０Chipsごとに繰り返される。移
動局は最初、チップクロックに対して非同期で動作するから、受信信号をオーバ
サンプリングして、走査状態が不利な場合でも十分な信号が得られるようにしな
ければならない。このことは、Ｉ成分とＱ成分のサンプリングに基づき、２５６
＊２５６０＊２＊２＝２６２１４４０演算になる。

【０００９】 従って本発明の課題は、伝送される受信信号シーケンスにおいて容易に検出さ
れる信号シーケンスを形成することのできる方法および装置、並びにこの信号シ
ーケンスを提供することである。本発明のさらなる課題は、この信号シーケンス
を相関和の形成によって比較的簡単に検出することのできる方法および装置を提
供することである。

【００１０】 この課題は、独立請求項の構成によって解決される。さらなる改善形態は従属
請求項に記載されている。

【００１１】 本発明は、長さｎ２の第２の信号部分シーケンスをｎ１回繰り返すことにより
信号シーケンスを形成することに基づくものであり、ここでは第１の信号部分シ
ーケンス（長さｎ１）により変調され、信号部分シーケンスの少なくとも１つは
ゴレイシーケンス（しばしばＧｏｌａｙ相補シーケンスとも称される）である。

【００１２】 このことにより、もしこれが受信信号シーケンスに含まれている場合には容易
に検出することのできる信号シーケンスが形成される。ゴレイシーケンスを使用
することは有利である。なぜならこれに対しては、相関を計算するために非常に
効率的なアルゴリズムが公知だからである。

【００１３】 従って例えば長さ１６の２つの基本ゴレイシーケンスから構成される長さ２５
６の階層的相関シーケンスをＰＳＣ（一次同期化チャネル）に対して使用すれば
、計算コストは従来の長さ２５６のゴレイシーケンスによる実現例に対して、計
算される相関出力値当たりの加算が１５から１４に低減される。

【００１４】 本発明の改善形態では、信号部分シーケンスを形成するために使用される順列
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４が次の順列・単位量ペ
ア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出され
る：3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; およ
び／または第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は同じ３２０１である。

【００１５】 このことにより本発明の特に有利な実現変形実施例がＡＳＩＣで可能である。

【００１６】 信号シーケンスを形成するための方法の既述によって、この種の方法により形
成することのできる、または得られる信号シーケンスも本発明の枠内である。と
りわけデータ伝送システムで、移動局を基地局と同期化するためにその信号シー
ケンスを使用することも本発明の枠内である。

【００１７】 受信信号シーケンスに含まれる所定の信号シーケンスを相関和の検出によって
求めるために、第２の信号部分シーケンスと受信信号シーケンスの相応の部分と
の部分相関和シーケンスが計算される。相関和を計算するために、部分相関和シ
ーケンスのｎ１このエレメントが選択され、スカラー積として第１の信号部分シ
ーケンスと乗算される。

【００１８】 本発明の改善形態では、一度計算された部分相関和が記憶され、さらなる相関
和の計算のために使用される。

【００１９】 したがって別の相関和の計算の際に、前もってすでに計算された部分相関和を
使用し、計算コストを格段に低減することができる。

【００２０】 「受信信号シーケンス」とは、例えば復調、フィルタリング、デロテーション
、またはアナログ／デジタル変換により、受信された信号から導出された信号シ
ーケンスをも意味する。

【００２１】 「信号シーケンスの検出」とは、もちろん信号シーケンスの時間位置を検出す
ることであると理解されたい。

【００２２】 以下、本発明を種々の実施例に基づいて詳細に説明する。この実施例の説明に
は以下の図面を用いる。

【００２３】 図１は、移動無線網の概略図である。

【００２４】 図２は、無線局のブロック回路図である。

【００２５】 図３は、相関和を計算するための従来の方法である。

【００２６】 図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。

【００２７】 図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。

【００２８】 図６，７，８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【００２９】 図９，１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【００３０】 図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。

【００３１】 図１にはセルラー移動無線網、例えばＧＳＭ（Global System for Mobule Com
munication）システムが示されている。このシステムは、相互にメッシュ化され
た、または固定網ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮへのアクセスを確立する多数の移動交換局
ＭＳＣからなる。さらにこの移動交換局ＭＳＣはそれぞれ少なくとも１つの基地
局コントローラＢＳＣと接続されており、この基地局コントローラもデータ処理
システムにより形成することができる。類似のアーキテクチャはＵＭＴＳ（Univ
ersal Mobile Telecommunication System）にも存在する。

【００３２】 各基地局コントローラＢＳＣはさらに少なくとも１つの基地局ＢＳと接続され
ている。このような基地局ＢＳは無線局であり、無線インタフェースを介して他
の無線局、いわゆる移動局ＭＳへの無線接続を形成することができる。移動局Ｍ
Ｓと、この移動局ＭＳに配属された基地局ＢＳとの間では、無線信号によって情
報を無線チャネルｆ内で伝送することができる。この無線チャネルｆは周波数バ
ンドｄ内にある。基地局の無線信号の到達距離は実質的に無線セルＦＺを定める
。

【００３３】 基地局ＢＳおよび基地局コントローラＢＳＣは１つの基地局システムＢＳＳに
まとめることができる。基地局システムＢＳＳはここで無線チャネル管理ないし
割り当て、データ速度適合、無線伝送区間の監視、ハンドオーバプロシージャ、
およびＣＤＭＡシステムの場合には使用すべき拡散コード集合の割り当てに対す
るものであり、これらに必要なシグナリング情報を移動局ＭＳに通知する。

【００３４】 デュプレックスシステムの場合、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）シス
テム、例えばＧＳＭシステムでは、アップリンクｕ（移動局（送信ユニット）か
ら基地局（受信ユニット））に対して、ダウンリンクｄ（基地局（送信ユニット
）から移動局（受信ユニット））に対するのとは別の周波数バンドを設けること
ができる。異なる周波数バンドｂ内でＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple
Access）方式により複数の周波数チャネルｆを実現することができる。

【００３５】 本願の枠内で、伝送ユニットとは通信ユニット、送信ユニット、受信ユニット
、通信送信機器、無線局、移動局または基地局であると理解されたい。本願の枠
内で使用される概念および実施例は、しばしばＧＳＭ移動無線システムに関連す
るものである。しかしこれらは決して限定ではなく、既述に基づいて当業者によ
り容易に他の、場合により将来の移動無線システム、例えばＣＤＭＡシステム、
とりわけワイドバンドＣＤＭＡシステムにマッピングすることができる。

【００３６】 分割多重アクセス方式によって、データを無線インタフェースを介して効率的
に伝送し、分離し、１つまたは複数の所定の接続ないしは相応の加入者に割り当
てることができる。このために時分割多重アクセスＴＤＭＡ、周波数分割多重ア
クセスＦＤＭＡ、符号分割多重アクセスＣＤＭＡまたはこれらの分割多重アクセ
ス方式の複数の組合せを使用することができる。

【００３７】 ＦＤＭＡでは周波数バンドｂが複数の周波数チャネルｆに分解される。これら
の周波数チャネルは時分割多重アクセスＴＤＭＡによってタイムスロットｔｓに
分割される。１つのタイムスロットｔｓと１つの周波数チャネルｆ内で伝送され
る信号は、重畳変調された拡散コードの接続個別のデータ、いわゆるＣＤＭＡコ
ードｃｃによて分離することができる。

【００３８】 このようにして発生した物理的チャネルは、設定されたスキームにしたがって
論理チャネルに割り当てられる。論理チャネルでは基本的に２つの形式が区別さ
れる：シグナリング情報（ないし制御情報）を伝送するためのシグナリングチャ
ネル（ないし制御チャネル）と、有効データを伝送するためのトラフィックチャ
ネル（ＴＣＨ）である。

【００３９】 シグナリングチャネルはさらに： ・ブロードキャストチャネル ・共通コントロールチャネル ・専用／アクセスコントロールチャネルＤＣＣＨ／ＡＣＣＨ に分割される。

【００４０】 ブロードキャストチャネルのグループには、ブロードキャストコントロールチ
ャネルＢＣＣＨ、周波数補正チャネルＦＣＣＨ、および同期化チャネルＳＣＨが
所属する。ブロードキャストコントロールチャネルによりＭＳは無線技術的情報
を基地局システムＢＢＳから受け取る。共通コントロールチャネルにはランダム
アクセスチャネルＲＡＣＨが所属する。この論理チャネルを実現するために伝送
された無線ブロックまたは信号シーケンスはここで種々の目的のために、信号シ
ーケンスＫ（ｉ）、いわゆる相関シーケンスを含むことができる。ないしはこの
論理チャネル上で種々の目的のために信号シーケンスＨ（ｉ）を伝送することが
できる。

【００４１】 以下に例として、移動無線局ＭＳと基地局ＢＳとの同期化方法について説明す
る。最初の基地局探査またはセル探査（所期セルサーチプロシージャ）の第１ス
テップの間に、移動局は一次同期化チャネルを使用して、もっとも強力な基地局
とのタイムスロット同期を達成する。このことは適合されたフィルタ（マッチド
・フィルタ）または相応の回路によって行うことができ、フィルタは全ての基地
局から送信される一次同期化コードｃｐに適合されている。ここで全ての基地局
ＢＳからは同じ長さ２５６の一次同期化コードｃｐが送信される。

【００４２】 移動局は相関を使用して、受信シーケンスから受信された信号シーケンＫ（ｉ
）を原理にしたがい検出する。この原理については図６から図１１に基づき説明
する。ここで適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）の出力端には、移動局
の受信領域内にある各基地局の各受信された信号シーケンスに対してピークが出
力される。もっとも強力なピークの位置の検出により、スロット長単位でもっと
の強力な基地局のタイミングを検出することができる。もっとも大きな信頼性を
保証するために、適合フィルタの出力をタイムスロットの数にわたって非コヒー
レントに累積することができる。移動局はしたがって長さ２５６Chipsの信号シ
ーケンスについての相関をマッチド・フィルタ演算として実行する。

【００４３】 ここで同期以下コードｃｐは信号シーケンスＨ（ｉ）に相応して、図５に基づ
いて説明する原理にしたがい形成されるか、またはそのように形成することがで
きるか、またはそのようにして得られる。信号シーケンスＫ（ｉ）ないし長さ２
５６の同期化コードｃｐはここで、それぞれ１６の長さを有する２つの信号部分
シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）から形成されるか、またはそのように形成す
ることができる。これら信号部分シーケンスはここで信号部分シーケンスペア（
Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を形成する。

【００４４】 このようにして得られた信号シーケンスＫ（ｉ）は「階層的信号シーケンス」
または「階層的相関シーケンス」とも称される。信号部分シーケンスは「短い相
関シーケンス」または「構造的シーケンス」とも称される。

【００４５】 ここで少なくとも１つの信号部分シーケンスはゴレイシーケンス（ゴレイ相補
シーケンスとも称される）であり、長さｎｘを有する。ここではＸ＝ＸNX（ｋ）
により表される。Ｘは次の式により形成することができる：

【００４６】

【数５】

【００４７】 ここで ｎｘ＝２^ＮＸ δ（ｋ） クロネッカーのデルタ関数 Ｐn、ｎ＝１，２，...ＮＸ；数｛０，１，２，...，ＮＸ−１｝の任意の順列 Ｗn (+1,-1,+i または -1)からの信号部分シーケンスに対する重み付け ゴレイシーケンスを発生するためのゴレイ方法およびSivaswamy方法は“Effic
ient Pulse Compressor for Golay Complementary Sequences”, Electronic Le
tters Vol. 27, No. 3, pp.219 から公知である。

【００４８】 Ｗnは値＋１．−１，＋ｉまたは−１を取ることができ、または２進ゴレイシ
ーケンスを形成するために値＋１または−１を取ることができる。

【００４９】 本願の枠内でＷnはまた単位量としても表される。ゴレイシーケンスに対して
使用されたパラメータＤnの集合（これは順列Ｐnから計算することができる）は
ディレイマトリクスとも称される。選択された重み付けＷnの集合は重み付けマ
トリクスとも称される。

【００５０】 例えば重み付けに対する例として重み付けマトリクスＷ＝［１，−１，１，１
］を選択することができる。これはＷ1＝１；Ｗ2＝−１；Ｗ3＝１；Ｗ4＝１を意
味する。またディレイマトリクスに対してＤ＝［８，４，１，２］を選択するこ
とができる。これは

【００５１】

【数６】

【００５２】 を意味する。順列Ｐ＝［３；２；０；１］によりシーケンスＸ4＝（１１１−１
−１１−１−１１１１−１１−１１１）が得られる。このシーケンスは、Ｋ１（
ｊ）のような信号部分シーケンスの１つとして使用することができる。

【００５３】 ２つの信号部分シーケンスにより形成される信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相
関関数は、従来の方法において使用される直交ゴールドコードとは異なり、一般
的に劣る自動相関特性を有する。この関数は例えば比較的に高いサブマキシマム
とサブマキシマムの比較的に高い二乗平均値を有する。さらにＵＭＴＳリンクレ
ベルシミュレーションは、この種の信号シーケンス（Ｋ（ｉ）をＰＳＣで、送信
器と受信器との間の周波数ずれ（周波数エラー）の際にスロット同期化のために
使用すれば、同期化エラーが直交ゴールドコードを使用する場合に対して比較的
に高いことを示した。

【００５４】 しかしこの目的のために形成された面倒で専用のシミュレーションツールによ
って、少なくとも１つのゴレイシーケンスからなる信号部分シーケンスペア（Ｋ
１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を検出することができる。これらに基づき上に述べたよ
うに、信号シーケンスを形成することができる。これらの信号シーケンスはとり
わけ基地局と移動局との間の同期化のために、送信器と受信器との間の周波数ず
れが比較的に大きい場合であっても確実に検出することができ、同期エラーに至
る割合が少ない。ここでＵＭＴＳシステムに対するシミュレーションの際には１
０ｋＨｚの周波数ずれを前提とした。このようにして形成可能な信号シーケンス
Ｋ（ｉ）ないしは同期化コードを使用することによって、相関和を計算するため
の計算コスト、すなわち受信側移動局ＭＳにおいて同期化のために信号シーケン
スＫ（ｉ）を検出するための計算コストが格段に低減され、しかも同期化エラー
が同時に高まることもない。さらに比較的に高価な水晶子を受信器で周波数安定
化のために使用する必要もない。

【００５５】 自動相関関数を周波数エラーに依存して計算することは、シミュレーションの
際に、順列／単位量ペアにより形成された信号シーケンスＫ（ｉ）の同期化特性
を判定するのに特に適することが判明した。

【００５６】 自動相関関数を、送信ユニットと受信ユニットとの間の周波数ずれを考慮して
計算することはここでは次式にしたがって実行することができる：

【００５７】

【数７】

【００５８】 κ ずれ ｎ シーケンスの長さ ｉ インデクス ｆd 周波数ずれ ｔa サンプリング間隔 ［］^＊ は共役複素数を意味する。

【００５９】 ここで値ａ（κ）がκ＝０．．ｎ−１に対して計算される。メインマキシマム
と最大のサブマキシマムとの同じ良好な比を、結果として生じた信号シーケンス
Ｋ（ｉ）の自動相関関数において生じるような複数の信号部分シーケンスペアが
得られれば、さらに、サブマキシマムの二乗平均値が小さくなる信号部分シーケ
ンスペアを選択することができる。ここでメインマキシマムと最大のサブマキシ
マムとの比はできるだけ大であるべきであり、サブマキシマムの二乗平均値でき
るだけ小であるべきである。例えばＵＭＴＳシステムに対して引き続きリンク・
レベルシミュレーションを行うことにより、信号部分シーケンスペアを検出する
ことができる。この信号部分シーケンスペアは、周波数エラーが０ｋＨｚ、５ｋ
Ｈｚ、および１０ｋＨｚの際に、同期化エラーに関して驚くほど類似に良好な特
性を示す。これは非階層的に構成された従来の直交ゴールドコードと同等であり
、同期化に対して公知のように非常に良好な特性を有している。

【００６０】 信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を選択するために、自動
相関関数の他に次の基準を使用することができる： ・検知失敗率：信号部分シーケンスを、完全なシミュレーションの実行時の検知
失敗率の比較によって選択する。

【００６１】 ・所定の周波数エラーおよびＡＷＧＮチャネルにおける所定のＳＮＲでの検知確
率。

【００６２】 面倒なシミュレーションによって、長さ１６のゴレイシーケンスの量（順列／
単位量ペアの量により表される）を検出することができる。これらに基づいて信
号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができる。この信号シーケンスは、送信器
と受信器との間の周波数ずれがゼロある場合でも、周波数ずれが大きい場合でも
同期化目的で使用する際に小さな同期化エラーを有する。そこから順列／単位量
ペアの有利な選択が行われる。これらの順列／単位量ペアから信号部分シーケン
スを、さらには信号シーケンスＫ（ｉ）が得られるか、または形成される。

【００６３】 本発明の実施例では少なくとも１つの信号部分シーケンスが、自動相関関数の
サブマキシマムの点で、周波数エラーがあっても最適された、とりわけ長さ１６
のゴレイシーケンスである。

【００６４】 上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると有利であることが判明した。ここで信号部分シー
ケンスを形成するのに使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および複素単位量
Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；
Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）から取り出される。

【００６５】

【数８】

【００６６】 上記の説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分
シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進
単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。

【００６７】

【数９】

【００６８】 上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分
シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進
単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。

【００６９】 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; そして
第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
，Ｐ４）は同じ３２０１である。

【００７０】 順列／単位量表示の他に、ゴレイシーケンスをディレイマトリクスと重み付け
マトリクスの記述により表すこともできる。上記最初に特に有利であると示され
た、リアル重み付け（パラメータ（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３
，Ｗ４）により指示されるシーケンス（３２０１，＋１−１＋１＋１）を備える
シーケンスはしたがってディレイマトリクスＤ＝［８，４，１，２］と重み付け
マトリクスＷ＝［１，−１，１，１］により定義される。

【００７１】 さらにゴレイシーケンスは明示的に個々のエレメントの記述により表すことが
できる。長さ１６の上記のゴレイシーケンスに対しては次のようになる：

【００７２】

【数１０】

【００７３】 別の等価的表示は、文献でしばしば使用される＋１から０、および−１から１
へのマッピングの際に得られる。このシーケンスは次のように定義される： ＜0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,0,1,0,0＞ したがってＵＭＴＳのＰＳＣに対して信号シーケンス（構造的シーケンス）と
して長さ１６のゴレイシーケンスを使用し、重み付けとしてＷn＝１，−１，ｉ
−ｉを使用し、遅延としてＤn＝｛１，２，４，８｝からの任意の順列を使用す
れば、２^１２以上の異なる可能性が２つの構造的シーケンスの各々に対して得ら
れる。すなわち全体で２^２４の可能性である。請求項５，６，７，８または９に
よれば、約１０から１０^2の順列／単位量ペアが本発明の枠内にある。したがっ
て選択された信号部分シーケンスは、１６桁のゴレイシーケンスを形成するのに
使用可能な順列／単位量ペアの基本的に可能な集合のうち、非常に小さな部分集
合を形成するだけである。

【００７４】 図２は、移動局ＭＳとすることのできる無線局を示し、操作ユニットまたはイ
ンタフェースユニットＭＭＩ、制御装置ＳＴＥ、処理装置ＶＥ、電流供給装置Ｓ
ＶＥ、受信装置ＥＥおよび場合により送信装置ＳＥからなる。

【００７５】 制御装置ＳＴＥは実質的にプログラム制御可能なマイクロコントローラＭＣか
らなり、このマイクロコントローラは記憶素子ＳＰＥに書き込みおよび読み出し
アクセスすることができる。マイクロコントローラＭＣは主要素子全てと、無線
局の機能を制御する。

【００７６】 処理装置ＶＥはまたデジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより構成することが
でき、これも同様に記憶素子ＳＰＥにアクセスすることができる。処理装置ＶＥ
によって加算および乗算手段を実現することもできる。

【００７７】 揮発性または不揮発性記憶素子ＳＰＥには、無線局およびとりわけシグナリン
グプロシージャである通信フローを制御するために必要であるプログラムデータ
、および信号の処理中に発生する情報が記憶される。さらにここには、相関目的
に使用される信号シーケンスＫ（ｉ）および相関和計算の中間結果が記憶される
。本発明の枠内である信号シーケンスＫ（ｉ）はしたがって移動局および／また
は基地局に記憶することができる。上記に示された順列／単位量ペアの１つまた
は複数、またはそこから導出された信号部分シーケンスまたは信号部分シーケン
スペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を移動局および／または基地局に記憶してお
くことも可能である。移動局および／または基地局で、信号部分シーケンスペア
（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））から信号シーケンスＫ（ｉ）を形成すること、およ
び／または順列／単位量ペアから信号部分シーケンスを形成することも可能であ
る。

【００７８】 とりわけシステムの１つの基地局または全ての基地局に信号シーケンスＫ（ｉ
）を記憶することができ、この信号シーケンスは固定または可変の間隔で同期目
的のために送信される。移動局ＭＳには信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；
Ｋ２（ｋ））を記憶することができる。この信号部分シーケンスペアから基地局
に記憶された信号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができ、これが移動局と基
地局との同期化のために、計算負荷のかかる相関和計算に使用される。

【００７９】 信号シーケンスまたは信号部分シーケンスの記憶は、相応の情報を任意の符号
化形式で行うことができる。このことは、例えば揮発性および／または不揮発性
記憶素子のような記憶手段または相応に構成された加算または乗算入力端または
相応に作用するハードウエア構成によって実現することができる。

【００８０】 高周波部ＨＦは、場合により変調器および増幅器Ｖを備える送信装置ＳＥと、
変調器および同様に増幅器を備える受信装置ＥＥとからなる。アナログ／デジタ
ル変換によって、アナログオーディオ信号、および受信装置ＥＥからアナログで
発生する信号がデジタル信号に変換され、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰに
より処理される。処理後にデジタル信号は場合によりデジタル／アナログ変換に
よってアナログオーディオ信号または他の出力信号および送信装置ＳＥにアナロ
グで供給される信号に変換される。このために場合により変調ないし復調が実行
される。

【００８１】 送信装置ＳＥおよび受信装置ＥＥには、シンセサイザＳＹＮを介して電圧制御
発振器ＶＣＯの周波数が供給される。電圧制御発振器ＶＣＯによって、無線局の
処理装置をクロッキングするためのシステムクロックを形成することもできる。

【００８２】 信号を移動無線システムのエアインタフェースを介して送受信するために、ア
ンテナ装置ＡＮＴが設けられている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile
Communication）のような公知の移動無線システムでは、信号が時間的にパルス
化され、いわゆるバーストで受信および送信される。

【００８３】 無線局はまた基地局ＢＳとすることもできる。この場合、操作ユニットＭＭＩ
スピーカおよびマイクロフォンが移動無線網への接続により、例えば基地局コン
トローラＢＳＣないし交換装置ＭＳＣを介して置換される。同時にデータを複数
の移動局ＭＳと交換するために、基地局ＢＳは相応に多数の送信ないし受信装置
を有している。

【００８４】 図３には受信信号シーケンスＥ（１）が示されている。このシーケンスは、受
信信号から導出された、長さＷの信号シーケンスとすることができる。第１の相
関和Ｓ０を冒頭に述べた式に相応して計算するために、この受信信号シーケンス
Ｅ（１）の第１の部分のエレメントがペアごとに、長さｎの信号シーケンスＫ（
ｉ）の相応のエレメントと乗算され、結果として得られた部分結果の長さが相関
和Ｓ０に加算される。

【００８５】 別の相関和Ｓ１を計算するために、信号シーケンスＫ（ｉ）が図に示すように
１エレメントだけ右にシフトされ、信号シーケンスＫ（ｉ）のエレメントが信号
シーケンスＥ（１）の相応するエレメントと乗算され、発生した部分結果の加算
によって再び相関和Ｓ１が形成される。

【００８６】 信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスの相応するエレメントとの
ペアごとに乗算および引き続く加算は、ベクトル記述法ではスカラー積の形成と
して表すことができる。ただし、信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケ
ンスのエレメントとがそれぞれデカルト座標系の１つのベクトルにまとめられる
場合である：

【００８７】

【数１１】

【００８８】 このようにして検出された相関和Ｓにおいてマキシマムを求めることができる
。この相関和Ｓのマキシマムは所定の閾値と比較され、受信信号Ｅ（１）に所定
の信号シーケンスＫ（ｉ）が含まれているか否かが求められる。受信信号Ｅ（１
）に含まれている場合には、２つの無線局が相互に同期され、ないしは個別の拡
散コードが信号シーケンスＫ（ｉ）の形態で重畳変調されていたデータが検知さ
れる。

【００８９】 図４には再び、受信信号シーケンスＥ（１）と相関シーケンスとしての信号シ
ーケンスＫ（ｉ）が示されている。この信号シーケンスＫ（ｉ）は、信号部分シ
ーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）に基づくものである。

【００９０】 図５には、信号シーケンスＫ（ｉ）の形成が示されている。この信号シーケン
スは、長さｎ２の２つの信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と長さｎ１のＫ１（ｊ）
に基づくものである。このために信号部分シーケンスＫ２（ｋ）がｎ１回繰り返
され、このとき信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調される。信号シーケン
スＫ（ｉ）の形成は数学的に次の式によって表現することもできる： Ｋ（ｉ）＝K2(i mod n2)*K1(i div n2), ただしｉ＝０...n1*n2-1 ここでｍｏｄは割り算の整数余りを、ｄｉｖは割り算の整数結果を表す。

【００９１】 このことはシーケンスｆ２とシーケンスｆ１によって図に示されている。シー
ケンスｆ２は繰り返し、順次マッピングされた信号部分シーケンスＫ２（ｋ）か
ら発生し、シーケンスｆ１は回転された信号部分シーケンスＫ１（ｊ）によりシ
ーケンスｆ２上にマッピングされる。

【００９２】 シーケンスｆ２のエレメントを、シーケンスｆ２上にマッピングされたシーケ
ンスｆ１の相応するエレメントと乗算することによって、長さｎの新たな信号シ
ーケンスＫ（ｉ）が発生する。この信号シーケンスＫ（ｉ）の形成を以下に再度
、長さ４の２つの２進信号部分シーケンスの例に基づいて説明する。

【００９３】 もちろん本発明は、長さ４の信号部分シーケンスないし長さ１６の信号シーケ
ンスに限定されるものではない。本発明はまた、上記で使用された数学的記述に
限定されるものでもない。

【００９４】 例えば内容的に、長さ１６の信号部分シーケンスないし長さ２５６の信号シー
ケンスに対する以下の表現は、上に使用された数学的記述に相応し、したがって
同様に本発明に含まれる： Ｋ１に対して例えば上に特に有利であると示した、順列／単位量表示（３２０
１，＋１−１＋１＋１）または明示的表現＜+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1
,+1,-1,+1,+1＞を備えるゴレイシーケンスを使用し、Ｋ２に対して１６エレメン
トからなるシーケンスａを使用すれば、繰り返し順次マッピングされる信号部分
シーケンスＫ２ないしａを次のように表すことができる。これらはシーケンスＫ
１のそれぞれのエレメントの値により変調される： Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞ このように形成された信号シーケンスＫ（ｉ）は、この信号シーケンスＫ（ｉ
）と受信信号シーケンスＥ（１）との相関和を簡素化して計算するために使用で
きる。長さ２５６のこのように形成された信号シーケンスは、例えば同期目的の
ために長さ２５６の一次同期化コードｃｐとして送信することができる。

【００９５】 この種の簡素化され、したがって高速に計算される相関和Ｓが図６から図８に
概略的に示されている。以下、これに基づき説明する。

【００９６】 まず部分相関和ＴＳ（ｚ）が形成される。このために例えば部分相関和シーケ
ンスＴＳ（０）の第１のエレメントに対して、第２の信号部分シーケンスＫ２（
ｋ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和が形成される。

【００９７】

【数１２】

【００９８】 部分相関和シーケンスＴＳ（１）の第２のエレメントに対して、第２の信号部
分シーケンスＫ２（ｋ）が図示のように１エレメントだけシフトされ、同様に受
信信号シーケンスＥ（１）の相応するエレメントとの相関和が形成される。

【００９９】

【数１３】

【０１００】 部分相関和シーケンスＴＳ（ｎ１＊ｎ２−１）の第ｎエレメントを、第２の信
号部分シーケンスＫ２（ｋ）を受信信号シーケンスＥ（１）に対してｎ−１だけ
シフトした後に相応に計算する。

【０１０１】

【数１４】

【０１０２】 このようにして発生した部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）は図７の上部領域に
示されている。この部分相関和シーケンスから次に各ｎ２番目のエレメントが選
択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）の相応するエレメントとペアごと
に乗算される。

【０１０３】 部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の選択されたエレメントと第１の信号部分シ
ーケンスＫ１（ｊ）とをそれぞれベクトルにまとめると、第１の相関和Ｓ０がこ
の２つのベクトルのスカラー積によって形成される。

【０１０４】

【数１５】

【０１０５】 図７の中央領域には、さらなる相関和Ｓ１ないしＳ２を、最初に選択されたエ
レメントの１つないし２つ右にあるｎ２番目のエレメントを選択することにより
相応に計算することが示されている：

【０１０６】

【数１６】

【０１０７】 一度計算した部分相関和ＴＳを記憶することにより、さらなる相関和の後での
計算の際にこれにアクセスすることができ、したがって相応する計算ステップを
省略することができる。

【０１０８】 変形実施例に相応して、まず完全に部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を受信信
号シーケンスＥ（１）全体について計算し、それから個々の相関和を計算するか
、または最初に新たな相関和の計算が必要な場合に、相応する付加的に必要な部
分相関和を計算する。

【０１０９】 図８は再度、２つのステップからなる、相関和Ｓの計算方法を示す。ここでは
、図５に例として示した長さ４の２つの２進信号部分シーケンスに基づいている
。

【０１１０】 第１のステップで、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋と受信信号
シーケンスＥ（１）の相応する部分との部分相関和ＴＳ（ｚ）が計算され、次に
第２のステップで、このようにして形成された部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）
の各４番目のエレメントが選択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋
＋−の相応するエレメントと乗算され、相関和シーケンスＳ０に加算される。

【０１１１】 ここで太く示したラインは、残りの部分相関和ＴＳがすでに前もって計算され
、記憶されている場合に対して、さらなる相関和Ｓ１の計算のために新たに実施
すべき計算ステップを表す。

【０１１２】 この変形実施例は、まず各ｎ２番目の部分相関和を計算すると非常にメモリ効
率よく実施することができる。そのためにサンプリング値が中間記憶される。

【０１１３】 図９と図１０は、相関和Ｓを、すでに上で述べた、長さ４の２つの２進信号部
分シーケンスに基づいて簡素化して計算する別の変形実施例を示す。

【０１１４】 ここではまず受信信号シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、こ
のようにして選択されたエレメントと信号部分シーケンスＫ１（ｊ）との部分相
関和シーケンスＴＳ（ｚ）が形成される。このようにして発生した部分相関和シ
ーケンスＴＳ（ｚ）から、それぞれ４つの順次連続するエレメントが選択され、
ペアごとに信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の相応するエレメントと乗算され、生
じた部分結果が相関和Ｓに加算される。ここで再び太く示したラインは、他の部
分相関和ＴＳが以前にすでに計算され、記憶された場合に対して、さらなる相関
和Ｓ１を計算するために付加的に必要なステップを示す。

【０１１５】 図１０は再度、第１の相関和Ｓ０の計算を示す。この計算では、まず受信信号
シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、これらのエレメントが第１
の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋＋−の相応するエレメントと乗算され、部
分結果の加算によって部分相関和ＴＳ（０）が計算される。第２のステップでは
、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の最初の順次連続する４つのエレメントが第
２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋の相応するエレメントと乗算され、
発生した部分結果が相関和Ｓ０に加算される。

【０１１６】 この変形実施例では、和を連続的に計算すれば、部分相関和を中間記憶するた
めに必要なメモリが比較的に少ない。

【０１１７】 本発明の別の構成では、この信号シーケンスの非規則的自動相関関数の、信号
シーケンスＫ（ｉ）の規則的構造原理に起因する規則的（ほぼ周期的）構造が使
用される。これの意味するのは、信号探査の際にメインマキシマムが生じるだけ
でなく、規則的間隔でサブマキシマムも発生するということである。受信信号シ
ーケンスにおける信号シーケンスへの探査を促進するために、マキシマムの位置
が規則的であることを利用することができる。サブマキシマムが発見されると直
ちに周期性に基づいて、別のマキシマムの位置を予測することができる。すなわ
ち相関和を単にこの個所でだけ計算する。このようにして高速にメインマキシマ
ムを検知することができる。とりわけ間違ったサブマキシマムもランダムに（ノ
イズ成分のため）高められた値とすることができる。この場合、予測されるメイ
ンマキシマムの考え得る個所ではマキシマムを発見できない。したがってこの場
合は仮説が破棄され、計算は従来のように継続される。

【０１１８】 信号シーケンスの構造原理に起因するサブマキシマムの規則性を、相関結果に
おける障害サブマキシマムの除去および補正に使用することができる。マキシマ
ムを検知した後、マキシマムからサブマキシマムを計算し、この値を相応の相関
結果から減算することができる。このようにして、完全な自動相関関数を備える
（仮説的）シーケンスの相関結果が得られる。このことによりサブマキシマムの
規則性によって計算が格段に簡素化される。

【０１１９】 本発明の変形実施例では、スカラー積、相関和および／または部分相関和を計
算するために効率的ゴレイ相関が使用される。

【０１２０】 図１１は、信号シーケンスに対する効率的な階層的相関器を示す。ここでは構
造的シーケンスＫ１，Ｋ２として長さｎｘないしｎｙのゴレイシーケンスＸ、Ｙ
が使用される。相関器は順次接続された２つのマッチド・フィルタ（図１１ａ）
からなり、これらはそれぞれ効率的ゴレイ相関器として構成されている。図１１
ｂはシーケンスＸに対するマッチド・フィルタを、図１１ｃはシーケンスＹに対
するマッチド・フィルタを示す。

【０１２１】 図１１ｂでは次の関係が成り立つ： ｎ＝１，２，...ＮＸ ｎｙ シーケンスＹの長さ ｎｘ シーケンスＸの長さ ＮＸ ｎｘ＝２^ＮＸに対して ＤＸn ＤＸn＝２^ＰＸｎ ＰＸn 信号部分シーケンスＸに対する数｛０，１，２，...,NX-1｝の順列 ＷＸn （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＸに対する
重み付け 図１１ｃでは次の関係が成り立つ： ｎ＝１，２，...ＮＹ ｎｙ シーケンスＹの長さ ＮＹ ｎｙ＝２^ＮＹに対して ＰＹn 信号シーケンスＹに対する数｛０，１，２，...，ＮＹ−１｝の順列 ＷＹn （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＹに対する
重み付け 定義： ａn（ｋ）とｂn（ｋ）は長さ２^Ｎの２つの複素シーケンス、 δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、 ｋは時間を表す整数、 ｎは反復数、 Ｄnは遅延、 Ｐn、ｎ＝１，２，...，Ｎ は数｛０，１，２，...，Ｎ−１｝の任意の順列、 Ｗnは、重み付けとして値＋１，−１，＋ｉ，−ｉを取ることができ、単位量
とも称される。

【０１２２】 長さ２^Ｎのゴレイシーケンスの相関は、次のように効率的に実行することがで
きる： シーケンスＲ_ａ ^（０）とＲ_ｂ ^（０）を、Ｒ_ａ ^（０）＝Ｒ_ｂ ^（０）＝ｒ（ｋ）と
して定義し、ｒ（ｋ）を受信信号または他の相関段の出力とする。

【０１２３】 以下のステップをＮ回実行する；ｎは１からＮまで経過する： 計算 Ｒ_ａ ^（ｎ）（ｋ）＝Ｗ^＊ _ｎ ＊ Ｒ_ｂ ^{（ｎ - １）}（ｋ） ＋ Ｒ_ａ ^{（ｎ - １）}（ｋ−
Ｄ_ｎ） そして Ｒ_ｂ ^（ｎ）（ｋ）＝Ｗ^＊ _ｎ ＊ Ｒ_ｂ ^{（ｎ - １）}（ｋ） − Ｒ_ａ ^{（ｎ - １）}（ｋ−
Ｄ_ｎ） こここでＷ^＊ _ｎはＷ_ｎの共役複素数を表す。重み付けＷが実数である場合、Ｗ ^＊ _ｎ はＷ_ｎに等しい。Ｒ_ａ ^（Ｎ）は計算すべき相関和である。

【０１２４】 長さ２５６（２^８）ChipsのＰＳＣコードに対する効率的ゴレイ相関器は通常
、２＊８−１＝１５の複素加算器を有する。

【０１２５】 階層的相関と効率的ゴレイ相関器との組み合わせてによって、長さ２５６（２ ^４ ・２^４）の２つの構造的シーケンスＸとＹによる階層的コード記述に対しては
、２・４−１＋２・４−１＝１４の複素加算器が必要なだけである（たとえ４値
の構造的シーケンスを使用する場合であっても）。

【０１２６】 これによりＣＤＭＡ移動無線システムでの一次同期化に対しては非常に高い計
算コストが７％低減される。

【０１２７】 次に、それぞれ区分線により示された本発明の変形実施例について説明する。
それらの実現は、本発明の知識があれば当業者に容易な範囲内にある： ・長さ２^{ＮＸ＋ＮＹ}のコードシーケンスを形成するために、長さｎｘ＝２^ＮＸ とｎｙ＝２^ＮＹの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用され、上に述べたように
階層的に構成される。

【０１２８】 ・構造的ゴレイシーケンスに対する重み付けとして＋１と−１が使用され、こ
れにより２進シーケンスが形成される。

【０１２９】 ・実数ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３０】 ・複素ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３１】 ・同じ長さの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３２】 ・２つの相補ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３３】 ・１つまたは複数の相補ゴレイシーケンスを選択的に計算するために、プログ
ラム可能な遅延を備える１つの効率的ゴレイ相関器だけが使用される。

【０１３４】 ・記述のシーケンスが使用される。しかしさらに付加的な値が挿入される；計
算の際にはこれらの値を通常のように累積しなければならない。しかし計算の残
り部分は記述のように効率的に実行することができる。これにより任意の長さの
シーケンスを発生することができる。

【０１３５】 ・２つの構造的部分シーケンスが使用される。

【０１３６】 ・複数の構造的部分シーケンスが使用される。

【０１３７】 ・部分シーケンスの一部に対してゴレイシーケンスが使用される。

【０１３８】 ・これらのシーケンスは同期化チャネルに対してＵＭＴＳで使用される。

【０１３９】 ・周波数エラーについて最適化された構造的ゴレイシーケンスが使用される。

【０１４０】 ・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一
方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎ
ｙ・ＤＸ_ｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタである。

【０１４１】 ・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一
方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎ
ｙ・ＤＸ_ｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタであり、フ
ィルタの出力信号が効率的ゴレイ相関器アルゴリズムにしたがって計算される。

【０１４２】 ・部分相関和の計算のために効率的ゴレイ相関アルゴリズムが、全体相関の検
出のために階層的相関に対するアルゴリズムが使用される。

【０１４３】 本発明は無線伝送システムに限定されるものではなく、他の伝送方式、例えば
ソナーグラフのための音響的方法（超音波）でも、光学的方法、例えばレーダー
原理による赤外線測定でも使用することができる。さらなる適用分野は、フィー
ドバック制御された信号のスペクトル成分の変化を探査することである。信号シ
ーケンスの形成、その伝送、並びにこの信号シーケンスと受信された信号シーケ
ンスとの相関和の計算は以下の種々異なる技術分野での適用することができる： ・２つの伝送ユニット、例えば無線局を同期化するために、これらのシーケン
スをＣＤＭＡ移動無線システム（規格化されたＵＭＴＳシステム）の同期化チャ
ネルで使用する。

【０１４４】 ・データ伝送の際に、信号シーケンスにより拡散された送信シンボルないしデ
ータをバンド拡散（拡散スペクトル）システムで使用し、送信シンボルないしデ
ータを検出する。これらの送信シンボルないしデータにはこの種の信号波形が重
畳変調されている。

【０１４５】 ・測定技術において、距離測定および対象物測定を行う。

【０１４６】 ・伝送ユニット、例えば送信ユニットおよび受信ユニット間にある伝送チャネ
ルの伝送特性を検出する。レーダ測定技術では、対象物の位置および／または幾
何形状および対象物の特別の反射特性に依存するパラメータを検出する。

【０１４７】 ・送信器と受信器との間に存在する伝送チャネルの伝送特性を検出する。レー
ダ測定技術では、非コヒーレントな散乱による後方散乱する媒体、とりわけ電離
層のパラメータを検出する。

【０１４８】 ・伝送チャネル、例えば送信ユニットと受信ユニット間にある伝送チャネルの
伝送特性を検出する。とりわけマルチパス伝播を測定技術または通信技術で検出
する。ここで相関結果により、通信中に時間的に変化する伝送チャネルの伝搬特
性（チャネルパルス応答）を検出する。とりわけマルチパス伝播の付加的経路を
検出する。このために信号シーケンスＫ（ｉ）をミットアンブルの形態で無線ブ
ロック内で伝送することができる。これらの知識はそれ以外の従来の受信ユニッ
トでもさらに使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 図１は、移動無線網の概略図である。

【図２】 図２は、無線局のブロック回路図である。

【図３】 図３は、相関和を計算するための従来の方法である。

【図４】 図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。

【図５】 図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。

【図６】 図６は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図７】 図７は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図８】 図８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図９】 図９は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【図１０】 図１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【図１１】 図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年６月１２日（２００１．６．１２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正の内容】

【発明の名称】 基地局と移動局との同期化方法、基地局および移動局

【特許請求の範囲】

【数１】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４
および単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出される：

【数２】 ことを特徴とする方法。

【数３】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４
と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４
；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出され：

【数４】 さらに当該信号シーケンスＫ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のた
めに送信するための手段を有する、 ことを特徴とする基地局（ＢＳ）。

【数５】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４
および単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出され：

【数６】 第１と第２の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）についての知識が使
用される、 ことを特徴とする移動局（ＭＳ）。

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、基地局と移動局との同期化方法、および基地局と移動局に関する。

【０００２】 例えば移動無線システムのような信号伝送システムでは、通話パートナーの一
方（第１の伝送ユニット）が、他方の通話パートナー（第２の伝送ユニット）か
ら送信された所定の設定された信号を識別することが必要である。ここでは例え
ば、２つの同期パートナー、例えば無線局を同期化するためにいわゆる同期バー
スト（同期無線ブロック）またはいわゆるアクセスバーストを取り扱うことがで
きる。

【０００３】 この種の受信信号を環境ノイズに対して確実に検出ないし同定できるようにす
るため、受信信号を連続的に所定の持続時間にわたって、所定の信号シーケンス
と相関させ、相関和を所定の信号シーケンスの持続時間にわたって形成すること
が公知である。最大の相関和を生じる受信信号の領域が求める信号に相応する。
デジタル移動無線システムの基地局からの同期信号には、例えばいわゆるトレー
ニングシーケンスとしての信号シーケンスが前置されている。このトレーニング
シーケンスは、上記のようにして移動局で記憶された信号シーケンスとの相関に
より検出される。このようにして移動局は基地局と同期することができる。

【０００４】 基地局でもこの種の相関計算が、例えばランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ
）検知の際に必要である。さらに相関計算が、チャネルパルス応答の検出および
受信された信号バーストの信号伝搬時間の検出のために実行される。

【０００５】 ここで相関和は次のように計算される：

【０００６】

【数７】

【０００７】 ここでＥ（ｉ）は、受信信号から導出された受信信号シーケンス、Ｋ（ｉ）は所
定の信号シーケンスであり、ｉは０からｎ−１である。相関和Ｓｍは順次連続し
て、時間的にずれた、受信信号から得られる複数の信号シーケンスＥ（ｉ）に対
して計算され、次にＳｍの最大値ｚが検出される。ｋ個の順次連続する相関和を
計算すべき場合、計算コストはｋ＊ｎの演算となり、ここで乗算と加算は共に１
つの演算として計数される。

【０００８】 従って相関和の計算は非常に面倒で、とりわけリアルタイム適用、例えば音声
通信または画像電話、またはＣＤＭＡシステムにおいては計算能力を必要とし、
従って計算の際に大きな電流を消費する高価なプロセッサを必要とする。例えば
規格化されたＵＭＴＳ移動無線システムを同期化するために、長さ２５６Chips
（ＣＤＭＡでは伝送されるビットをチップ(Chip)とも称する）の既知の信号シー
ケンスが検出される。このシーケンスは２５６０Chipsごとに繰り返される。移
動局は最初、チップクロックに対して非同期で動作するから、受信信号をオーバ
サンプリングして、走査状態が不利な場合でも十分な信号が得られるようにしな
ければならない。このことは、Ｉ成分とＱ成分のサンプリングに基づき、２５６
＊２５６０＊２＊２＝２６２１４４０演算になる。

【０００９】 ＷＯ９６３９７４９Ａから、同期化シーケンスを伝送することが公知である。
ここではシーケンスのチップ自体がシーケンスである。

【００１０】 “Srdjan Budisin: Golay Complementary Sequences are Superior to PN Seq
uences, Proceedings of the International Conference on Systems Engineeri
ng, US, New York, IEEE, Bd.-,1992, pp. 101-104, XP 000319401 ISBN: 0-780
3-0734-8”から、ＰＮシーケンスに対して択一的にゴレイシーケンスを使用する
ことが公知である。

【００１１】 本発明の課題は、確実に、かつコスト的に有利に基地局を移動局と同期化する
ことのできる、基地局を移動局に同期化する方法、および基地局および移動局を
提供することである。

【００１２】 この課題は、独立請求項の構成によって解決される。さらなる改善形態は従属
請求項に記載されている。

【００１３】 本発明は、同期化のために形成可能である信号シーケンスを使用し、この信号
シーケンスは長さｎ２の第２の信号部分シーケンスをｎ１回繰り返し、その際に
第１の信号部分シーケンス（長さｎ１）により変調し、信号部分シーケンスの少
なくとも１つはゴレイシーケンス（しばしばゴレイ相補シーケンスとも称される
）であることに基づく。このことにより、信号シーケンスを形成することができ
、これらが受信信号シーケンスに含まれている場合には、容易に検出することが
できる。とりわけゴレイシーケンスの使用は有利である。なぜなら相関の計算の
ために非常に効率的にアルゴリズムが公知だからである。

【００１４】 さらに本発明は、同じ長さの２つの信号部分シーケンスを使用することにより
、高速でコスト的に有利な相関和の計算が可能であることに基づくものである。

【００１５】 従って例えば長さ１６の２つの基本ゴレイシーケンスから構成される長さ２５
６の階層的相関シーケンスを、ＵＭＴＳシステムのＰＳＣ（一次同期化チャネル
）に対する同期化シーケンスとして使用すれば、計算コストは従来の長さ２５６
のゴレイシーケンスによる実現例に対して、計算される相関出力値当たりの加算
が１５から１４に低減される。

【００１６】 ２つの信号部分シーケンスにより形成された信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相
関関数は、とりわけ従来の方法で使用される直交ゴールドコードに対して一般的
に劣化した自動相関特性を有する。この関数は例えば比較的に高いサブマキシマ
ムとサブマキシマムの比較的に高い二乗平均値を有する。さらにＵＭＴＳリンク
レベルシミュレーションは、この種の信号シーケンス（Ｋ（ｉ）をＰＳＣで、送
信器と受信器との間の周波数ずれ（周波数エラー）の際にスロット同期化のため
に使用すれば、同期化エラーが直交ゴールドコードを使用する場合よりも比較的
に高いことを示した。

【００１７】 しかしこの目的のために形成された面倒で専用のシミュレーションツールによ
って、少なくとも１つのゴレイシーケンスからなる信号部分シーケンスペア（Ｋ
１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を検出することができる。これらに基づき、信号シーケ
ンスを形成することができる。これらの信号シーケンスは送信器と受信器との間
の周波数ずれが比較的に大きい場合であっても確実に検出することができ、同期
エラーに至る割合が少ない。ここでＵＭＴＳシステムに対するシミュレーション
の際には１０ｋＨｚの周波数ずれを前提とした。このようにして形成可能な信号
シーケンスＫ（ｉ）ないしは同期化コードｃｐを使用することによって、相関和
を計算するための計算コスト、すなわち受信側移動局ＭＳにおいて同期化のため
に信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための計算コストが格段に低減され、しか
も同期化エラーが同時に高まることもない。さらに比較的に高価な水晶子を受信
器で周波数安定化のために使用する必要もない。

【００１８】 このシミュレーションにおいて、次のゴレイシーケンスを信号部分シーケンス
として使用するととりわけ有利であることが判明した。

【００１９】 長さｎｘ＝１６のゴレイシーケンスＸn（ｋ）は次の式により形成可能である
：

【００２０】

【数８】

【００２１】 ここで信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，
Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される：

【００２２】

【数９】

【００２３】 本発明の特別の改善形態では、信号部分シーケンスを形成するために使用され
る順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、順列／単位
量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取
り出される： 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; および
／または第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３，Ｐ４）は同じ３２０１である。このことにより本発明の特に有利な実
現変形実施例がＡＳＩＣで可能である。

【００２４】 移動局における信号部分シーケンスについての知識により、移動局を基地局と
同期化するために必要な、移動局における相関和の計算が従来技術に対して比較
的に低いコストで実行可能である。

【００２５】 本発明の改善形態では、一度計算された部分相関和が記憶され、さらなる相関
和の計算のために使用される。したがってさらなる相関和の計算の際に、以前に
すでに計算された部分相関和を使用し、計算コストを格段に低減することができ
る。

【００２６】 「受信信号シーケンス」とは、例えば復調、フィルタリング、デロテーション
、スケーリングまたはアナログ／デジタル変換により、受信された信号から導出
された信号シーケンスであるとも理解されたい。

【００２７】 「信号シーケンスの検出」とは、本発明の枠内ではもちろん信号シーケンスの
時間的位置の検出であると理解されたい。

【００２８】 以下、本発明を種々の実施例に基づき詳細に説明する。この実施例の説明には
以下の図面を用いる。

【００２９】 図１は、移動無線網の概略図である。

【００３０】 図２は、無線局のブロック回路図である。

【００３１】 図３は、相関和を計算するための従来の方法である。

【００３２】 図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。

【００３３】 図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。

【００３４】 図６，７，８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【００３５】 図９，１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【００３６】 図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。

【００３７】 図１にはセルラー移動無線網、例えばＧＳＭ（Global System for Mobule Com
munication）システムが示されている。このシステムは、相互にメッシュ化され
た、または固定網ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮへのアクセスを確立する多数の移動交換局
ＭＳＣからなる。さらにこの移動交換局ＭＳＣはそれぞれ少なくとも１つの基地
局コントローラＢＳＣと接続されており、この基地局コントローラもデータ処理
システムにより形成することができる。類似のアーキテクチャはＵＭＴＳ（Univ
ersal Mobile Telecommunication System）にも存在する。

【００３８】 各基地局コントローラＢＳＣはさらに少なくとも１つの基地局ＢＳと接続され
ている。このような基地局ＢＳは無線局であり、無線インタフェースを介して他
の無線局、いわゆる移動局ＭＳへの無線接続を形成することができる。移動局Ｍ
Ｓと、この移動局ＭＳに配属された基地局ＢＳとの間では、無線信号によって情
報を無線チャネルｆ内で伝送することができる。この無線チャネルｆは周波数バ
ンドｄ内にある。基地局の無線信号の到達距離は実質的に無線セルＦＺを定める
。

【００３９】 基地局ＢＳおよび基地局コントローラＢＳＣは１つの基地局システムＢＳＳに
まとめることができる。基地局システムＢＳＳはここで無線チャネル管理ないし
割り当て、データ速度適合、無線伝送区間の監視、ハンドオーバプロシージャ、
およびＣＤＭＡシステムの場合には使用すべき拡散コード集合の割り当てに対す
るものであり、これらに必要なシグナリング情報を移動局ＭＳに通知する。

【００４０】 デュプレックスシステムの場合、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）シス
テム、例えばＧＳＭシステムでは、アップリンクｕ（移動局（送信ユニット）か
ら基地局（受信ユニット））に対して、ダウンリンクｄ（基地局（送信ユニット
）から移動局（受信ユニット））に対するのとは別の周波数バンドを設けること
ができる。異なる周波数バンドｂ内でＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple
Access）方式により複数の周波数チャネルｆを実現することができる。

【００４１】 本願の枠内で、伝送ユニットとは通信ユニット、送信ユニット、受信ユニット
、通信送信機器、無線局、移動局または基地局であると理解されたい。本願の枠
内で使用される概念および実施例は、しばしばＧＳＭ移動無線システムに関連す
るものである。しかしこれらは決して限定ではなく、既述に基づいて当業者によ
り容易に他の、場合により将来の移動無線システム、例えばＣＤＭＡシステム、
とりわけワイドバンドＣＤＭＡシステムにマッピングすることができる。

【００４２】 分割多重アクセス方式によって、データを無線インタフェースを介して効率的
に伝送し、分離し、１つまたは複数の所定の接続ないしは相応の加入者に割り当
てることができる。このために時分割多重アクセスＴＤＭＡ、周波数分割多重ア
クセスＦＤＭＡ、符号分割多重アクセスＣＤＭＡまたはこれらの分割多重アクセ
ス方式の複数の組合せを使用することができる。

【００４３】 ＦＤＭＡでは周波数バンドｂが複数の周波数チャネルｆに分解される。これら
の周波数チャネルは時分割多重アクセスＴＤＭＡによってタイムスロットｔｓに
分割される。１つのタイムスロットｔｓと１つの周波数チャネルｆ内で伝送され
る信号は、重畳変調された拡散コードの接続個別のデータ、いわゆるＣＤＭＡコ
ードｃｃによて分離することができる。

【００４４】 このようにして発生した物理的チャネルは、設定されたスキームにしたがって
論理チャネルに割り当てられる。論理チャネルでは基本的に２つの形式が区別さ
れる：シグナリング情報（ないし制御情報）を伝送するためのシグナリングチャ
ネル（ないし制御チャネル）と、有効データを伝送するためのトラフィックチャ
ネル（ＴＣＨ）である。

【００４５】 シグナリングチャネルはさらに： ・ブロードキャストチャネル ・共通コントロールチャネル ・専用／アクセスコントロールチャネルＤＣＣＨ／ＡＣＣＨ に分割される。

【００４６】 ブロードキャストチャネルのグループには、ブロードキャストコントロールチ
ャネルＢＣＣＨ、周波数補正チャネルＦＣＣＨ、および同期化チャネルＳＣＨが
所属する。ブロードキャストコントロールチャネルによりＭＳは無線技術的情報
を基地局システムＢＢＳから受け取る。共通コントロールチャネルにはランダム
アクセスチャネルＲＡＣＨが所属する。この論理チャネルを実現するために伝送
された無線ブロックまたは信号シーケンスはここで種々の目的のために、信号シ
ーケンスＫ（ｉ）、いわゆる相関シーケンスを含むことができる。ないしはこの
論理チャネル上で種々の目的のために信号シーケンスＨ（ｉ）を伝送することが
できる。

【００４７】 以下に例として、移動無線局ＭＳと基地局ＢＳとの同期化方法について説明す
る。最初の基地局探査またはセル探査（所期セルサーチプロシージャ）の第１ス
テップの間に、移動局は一次同期化チャネルを使用して、もっとも強力な基地局
とのタイムスロット同期を達成する。このことは適合されたフィルタ（マッチド
・フィルタ）または相応の回路によって行うことができ、フィルタは全ての基地
局から送信される一次同期化コードｃｐに適合されている。ここで全ての基地局
ＢＳからは同じ長さ２５６の一次同期化コードｃｐが送信される。

【００４８】 移動局は相関を使用して、受信シーケンスから受信された信号シーケンＫ（ｉ
）を原理にしたがい検出する。この原理については図６から図１１に基づき説明
する。ここで適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）の出力端には、移動局
の受信領域内にある各基地局の各受信された信号シーケンスに対してピークが出
力される。もっとも強力なピークの位置の検出により、スロット長単位でもっと
の強力な基地局のタイミングを検出することができる。もっとも大きな信頼性を
保証するために、適合フィルタの出力をタイムスロットの数にわたって非コヒー
レントに累積することができる。移動局はしたがって長さ２５６Chipsの信号シ
ーケンスについての相関をマッチド・フィルタ演算として実行する。

【００４９】 ここで同期以下コードｃｐは信号シーケンスＨ（ｉ）に相応して、図５に基づ
いて説明する原理にしたがい形成されるか、またはそのように形成することがで
きるか、またはそのようにして得られる。信号シーケンスＫ（ｉ）ないし長さ２
５６の同期化コードｃｐはここで、それぞれ１６の長さを有する２つの信号部分
シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）から形成されるか、またはそのように形成す
ることができる。これら信号部分シーケンスはここで信号部分シーケンスペア（
Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を形成する。

【００５０】 このようにして得られた信号シーケンスＫ（ｉ）は「階層的信号シーケンス」
または「階層的相関シーケンス」とも称される。信号部分シーケンスは「短い相
関シーケンス」または「構造的シーケンス」とも称される。

【００５１】 ここで少なくとも１つの信号部分シーケンスはゴレイシーケンス（ゴレイ相補
シーケンスとも称される）であり、長さｎｘを有する。ここではＸ＝ＸNX（ｋ）
により表される。Ｘは次の式により形成することができる：

【００５２】

【数１０】

【００５３】 ただし ｎｘ＝２^ＮＸ δ（ｋ） クロネッカーのデルタ関数 Ｐn、ｎ＝１，２，...ＮＸ；数｛０，１，２，...，ＮＸ−１｝の任意の順列 Ｗn (+1,-1,+i または -1)からの信号部分シーケンスに対する重み付け ゴレイシーケンスを発生するためのゴレイ方法およびSivaswamy方法は“Effic
ient Pulse Compressor for Golay Complementary Sequences”, Electronic Le
tters Vol. 27, No. 3, pp.219 から公知である。

【００５４】 Ｗnは値＋１．−１，＋ｉまたは−１を取ることができ、または２進ゴレイシ
ーケンスを形成するために値＋１または−１を取ることができる。

【００５５】 本願の枠内でＷnはまた単位量としても表される。ゴレイシーケンスに対して
使用されたパラメータＤnの集合（これは順列Ｐnから計算することができる）は
ディレイマトリクスとも称される。選択された重み付けＷnの集合は重み付けマ
トリクスとも称される。

【００５６】 例えば単位量ないし重み付けに対して、重み付けマトリクスＷ＝［１，−１，
１，１］を選択することができる。これはＷ1＝１；Ｗ2＝−１；Ｗ3＝１；Ｗ4＝
１を意味する。またディレイマトリクスに対してＤ＝［８，４，１，２］を選択
することができる。これは

【００５７】

【数１１】

【００５８】 を意味する。順列ないし順列マトリクスＰ＝［３；２；０；１］によりシーケン
スＸ4＝（１１１−１−１１−１−１１１１−１１−１１１）が得られる。この
シーケンスは、Ｋ１（ｊ）のような信号部分シーケンスの１つとして使用するこ
とができる。

【００５９】 ２つの信号部分シーケンスにより形成される信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相
関関数は、従来の方法において使用される直交ゴールドコードとは異なり、一般
的に劣る自動相関特性を有する。この関数は例えば比較的に高いサブマキシマム
とサブマキシマムの比較的に高い二乗平均値を有する。さらにＵＭＴＳリンクレ
ベルシミュレーションは、この種の信号シーケンス（Ｋ（ｉ）をＰＳＣで、送信
器と受信器との間の周波数ずれ（周波数エラー）の際にスロット同期化のために
使用すれば、同期化エラーが直交ゴールドコードを使用する場合に対して比較的
に高いことを示した。

【００６０】 しかしこの目的のために形成された面倒で専用のシミュレーションツールによ
って、少なくとも１つのゴレイシーケンスからなる信号部分シーケンスペア（Ｋ
１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を検出することができる。これらに基づき上に述べたよ
うに、信号シーケンスを形成することができる。これらの信号シーケンスはとり
わけ基地局と移動局との間の同期化のために、送信器と受信器との間の周波数ず
れが比較的に大きい場合であっても確実に検出することができ、同期エラーに至
る割合が少ない。ここでＵＭＴＳシステムに対するシミュレーションの際には１
０ｋＨｚの周波数ずれを前提とした。このようにして形成可能な信号シーケンス
Ｋ（ｉ）ないしは同期化コードを使用することによって、相関和を計算するため
の計算コスト、すなわち受信側移動局ＭＳにおいて同期化のために信号シーケン
スＫ（ｉ）を検出するための計算コストが格段に低減され、しかも同期化エラー
が同時に高まることもない。さらに比較的に高価な水晶子を受信器で周波数安定
化のために使用する必要もない。

【００６１】 自動相関関数を周波数エラーに依存して計算することは、シミュレーションの
際に、順列／単位量ペアにより形成された信号シーケンスＫ（ｉ）の同期化特性
を判定するのに特に適することが判明した。

【００６２】 自動相関関数を、送信ユニットと受信ユニットとの間の周波数ずれを考慮して
計算することはここでは次式にしたがって実行することができる：

【００６３】

【数１２】

【００６４】 κ ずれ ｎ シーケンスの長さ ｉ インデクス ｆd 周波数ずれ ｔa サンプリング間隔 ［］^＊ は共役複素数を意味する。

【００６５】 ここで値ａ（κ）がκ＝０．．ｎ−１に対して計算される。メインマキシマム
と最大のサブマキシマムとの同じ良好な比を、結果として生じた信号シーケンス
Ｋ（ｉ）の自動相関関数において生じるような複数の信号部分シーケンスペアが
得られれば、さらに、サブマキシマムの二乗平均値が小さくなる信号部分シーケ
ンスペアを選択することができる。ここでメインマキシマムと最大のサブマキシ
マムとの比はできるだけ大であるべきであり、サブマキシマムの二乗平均値でき
るだけ小であるべきである。例えばＵＭＴＳシステムに対して引き続きリンク・
レベルシミュレーションを行うことにより、信号部分シーケンスペアを検出する
ことができる。この信号部分シーケンスペアは、周波数エラーが０ｋＨｚ、５ｋ
Ｈｚ、および１０ｋＨｚの際に、同期化エラーに関して驚くほど類似に良好な特
性を示す。これは非階層的に構成された従来の直交ゴールドコードと同等であり
、同期化に対して公知のように非常に良好な特性を有している。

【００６６】 信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を選択するために、自動
相関関数の他に次の基準を使用することができる： ・検知失敗率：信号部分シーケンスを、完全なシミュレーションの実行時の検
知失敗率の比較によって選択する。

【００６７】 ・所定の周波数エラーおよびＡＷＧＮチャネルにおける所定のＳＮＲでの検知
確率。

【００６８】 面倒なシミュレーションによって、長さ１６のゴレイシーケンスの集合（順列
／単位量ペア（これは請求項１から４までのいずれか１項または複数の項に示さ
れている）の集合により表される）を検出することができる。これらに基づいて
信号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができる。この信号シーケンスは、送信
器と受信器との間の周波数ずれがゼロある場合でも、周波数ずれが大きい場合で
も同期化目的で使用する際に小さな同期化エラーを有する。そこから順列／単位
量ペアの有利な選択が行われる。これらの順列／単位量ペアから信号部分シーケ
ンスを、さらには信号シーケンスＫ（ｉ）が得られるか、または形成される。

【００６９】 本発明の実施例では少なくとも１つの信号部分シーケンスが、自動相関関数の
サブマキシマムの点で、周波数エラーがあっても最適された、とりわけ長さ１６
のゴレイシーケンスである。

【００７０】 上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると有利であることが判明した。ここで信号部分シー
ケンスを形成するのに使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および複素単位量
Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；
Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）から取り出される。

【００７１】

【数１３】

【００７２】 上記の説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分
シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進
単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。

【００７３】

【数１４】

【００７４】 上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シ
ーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分
シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進
単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。

【００７５】 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; そして
第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
，Ｐ４）は同じ３２０１である。

【００７６】 順列／単位量表示の他に、ゴレイシーケンスをディレイマトリクスと重み付け
マトリクスの記述により表すこともできる。上記最初に特に有利であると示され
た、リアル重み付け（パラメータ（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３
，Ｗ４）により指示されるシーケンス（３２０１，＋１−１＋１＋１）を備える
シーケンスはしたがってディレイマトリクスＤ＝［８，４，１，２］と重み付け
マトリクスＷ＝［１，−１，１，１］により定義される。

【００７７】 さらにゴレイシーケンスは明示的に個々のエレメントの記述により表すことが
できる。長さ１６の上記のゴレイシーケンスに対しては次のようになる：

【００７８】

【数１５】

【００７９】 別の等価的表示は、文献でしばしば使用される＋１から０、および−１から１
へのマッピングの際に得られる。このシーケンスは次のように定義される： ＜0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,0,1,0,0＞ したがってＵＭＴＳのＰＳＣに対して信号シーケンス（構造的シーケンス）と
して長さ１６のゴレイシーケンスを使用し、重み付けとしてＷn＝１，−１，ｉ
−ｉを使用し、遅延としてＤn＝｛１，２，４，８｝からの任意の順列を使用す
れば、２^１２以上の異なる可能性が２つの構造的シーケンスの各々に対して得ら
れる。すなわち全体で２^２４の可能性である。請求項５，６，７，８または９に
よれば、約１０から１０^2の順列／単位量ペアが本発明の枠内にある。したがっ
て選択された信号部分シーケンスは、１６桁のゴレイシーケンスを形成するのに
使用可能な順列／単位量ペアの基本的に可能な集合のうち、非常に小さな部分集
合を形成するだけである。

【００８０】 図２は、移動局ＭＳとすることのできる無線局を示し、操作ユニットまたはイ
ンタフェースユニットＭＭＩ、制御装置ＳＴＥ、処理装置ＶＥ、電流供給装置Ｓ
ＶＥ、受信装置ＥＥおよび場合により送信装置ＳＥからなる。

【００８１】 制御装置ＳＴＥは実質的にプログラム制御可能なマイクロコントローラＭＣか
らなり、このマイクロコントローラは記憶素子ＳＰＥに書き込みおよび読み出し
アクセスすることができる。マイクロコントローラＭＣは主要素子全てと、無線
局の機能を制御する。

【００８２】 処理装置ＶＥはまたデジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより構成することが
でき、これも同様に記憶素子ＳＰＥにアクセスすることができる。処理装置ＶＥ
によって加算および乗算手段を実現することもできる。

【００８３】 揮発性または不揮発性記憶素子ＳＰＥには、無線局およびとりわけシグナリン
グプロシージャである通信フローを制御するために必要であるプログラムデータ
、および信号の処理中に発生する情報が記憶される。さらにここには、相関目的
に使用される信号シーケンスＫ（ｉ）および相関和計算の中間結果が記憶される
。本発明の枠内である信号シーケンスＫ（ｉ）はしたがって移動局および／また
は基地局に記憶することができる。上記に示された順列／単位量ペアの１つまた
は複数、またはそこから導出された信号部分シーケンスまたは信号部分シーケン
スペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を移動局および／または基地局に記憶してお
くことも可能である。移動局および／または基地局で、信号部分シーケンスペア
（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））から信号シーケンスＫ（ｉ）を形成すること、およ
び／または順列／単位量ペアから信号部分シーケンスを形成することも可能であ
る。

【００８４】 とりわけシステムの１つの基地局または全ての基地局に信号シーケンスＫ（ｉ
）を記憶することができ、この信号シーケンスは固定または可変の間隔で同期目
的のために送信される。移動局ＭＳには信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；
Ｋ２（ｋ））を記憶することができる。この信号部分シーケンスペアから基地局
に記憶された信号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができ、これが移動局と基
地局との同期化のために、計算負荷のかかる相関和計算に使用される。

【００８５】 信号シーケンスまたは信号部分シーケンスの記憶は、相応の情報を任意の符号
化形式で行うことができる。このことは、例えば揮発性および／または不揮発性
記憶素子のような記憶手段または相応に構成された加算または乗算入力端または
相応に作用するハードウエア構成によって実現することができる。

【００８６】 高周波部ＨＦは、場合により変調器および増幅器Ｖを備える送信装置ＳＥと、
変調器および同様に増幅器を備える受信装置ＥＥとからなる。アナログ／デジタ
ル変換によって、アナログオーディオ信号、および受信装置ＥＥからアナログで
発生する信号がデジタル信号に変換され、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰに
より処理される。処理後にデジタル信号は場合によりデジタル／アナログ変換に
よってアナログオーディオ信号または他の出力信号および送信装置ＳＥにアナロ
グで供給される信号に変換される。このために場合により変調ないし復調が実行
される。

【００８７】 送信装置ＳＥおよび受信装置ＥＥには、シンセサイザＳＹＮを介して電圧制御
発振器ＶＣＯの周波数が供給される。電圧制御発振器ＶＣＯによって、無線局の
処理装置をクロッキングするためのシステムクロックを形成することもできる。

【００８８】 信号を移動無線システムのエアインタフェースを介して送受信するために、ア
ンテナ装置ＡＮＴが設けられている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile
Communication）のような公知の移動無線システムでは、信号が時間的にパルス
化され、いわゆるバーストで受信および送信される。

【００８９】 無線局はまた基地局ＢＳとすることもできる。この場合、操作ユニットＭＭＩ
スピーカおよびマイクロフォンが移動無線網への接続により、例えば基地局コン
トローラＢＳＣないし交換装置ＭＳＣを介して置換される。同時にデータを複数
の移動局ＭＳと交換するために、基地局ＢＳは相応に多数の送信ないし受信装置
を有している。

【００９０】 図３には受信信号シーケンスＥ（１）が示されている。このシーケンスは、受
信信号から導出された、長さＷの信号シーケンスとすることができる。第１の相
関和Ｓ０を冒頭に述べた式に相応して計算するために、この受信信号シーケンス
Ｅ（１）の第１の部分のエレメントがペアごとに、長さｎの信号シーケンスＫ（
ｉ）の相応のエレメントと乗算され、結果として得られた部分結果の長さが相関
和Ｓ０に加算される。

【００９１】 別の相関和Ｓ１を計算するために、信号シーケンスＫ（ｉ）が図に示すように
１エレメントだけ右にシフトされ、信号シーケンスＫ（ｉ）のエレメントが信号
シーケンスＥ（１）の相応するエレメントと乗算され、発生した部分結果の加算
によって再び相関和Ｓ１が形成される。

【００９２】 信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスの相応するエレメントとの
ペアごとに乗算および引き続く加算は、ベクトル記述法ではスカラー積の形成と
して表すことができる。ただし、信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケ
ンスのエレメントとがそれぞれデカルト座標系の１つのベクトルにまとめられる
場合である：

【００９３】

【数１６】

【００９４】 このようにして検出された相関和Ｓにおいてマキシマムを求めることができる
。この相関和Ｓのマキシマムは所定の閾値と比較され、受信信号Ｅ（１）に所定
の信号シーケンスＫ（ｉ）が含まれているか否かが求められる。受信信号Ｅ（１
）に含まれている場合には、２つの無線局が相互に同期され、ないしは個別の拡
散コードが信号シーケンスＫ（ｉ）の形態で重畳変調されていたデータが検知さ
れる。

【００９５】 図４には再び、受信信号シーケンスＥ（１）と相関シーケンスとしての信号シ
ーケンスＫ（ｉ）が示されている。この信号シーケンスＫ（ｉ）は、信号部分シ
ーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）に基づくものである。

【００９６】 図５には、信号シーケンスＫ（ｉ）の形成が示されている。この信号シーケン
スは、長さｎ２の２つの信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と長さｎ１のＫ１（ｊ）
に基づくものである。このために信号部分シーケンスＫ２（ｋ）がｎ１回繰り返
され、このとき信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調される。信号シーケン
スＫ（ｉ）の形成は数学的に次の式によって表現することもできる： Ｋ（ｉ）＝K2(i mod n2)*K1(i div n2), ただしｉ＝０...n1*n2-1 ここでｍｏｄは割り算の整数余りを、ｄｉｖは割り算の整数結果を表す。

【００９７】 このことはシーケンスｆ２とシーケンスｆ１によって図に示されている。シー
ケンスｆ２は繰り返し、順次マッピングされた信号部分シーケンスＫ２（ｋ）か
ら発生し、シーケンスｆ１は回転された信号部分シーケンスＫ１（ｊ）によりシ
ーケンスｆ２上にマッピングされる。

【００９８】 シーケンスｆ２のエレメントを、シーケンスｆ２上にマッピングされたシーケ
ンスｆ１の相応するエレメントと乗算することによって、長さｎの新たな信号シ
ーケンスＫ（ｉ）が発生する。この信号シーケンスＫ（ｉ）の形成を以下に再度
、長さ４の２つの２進信号部分シーケンスの例に基づいて説明する。

【００９９】 もちろん本発明は、長さ４の信号部分シーケンスないし長さ１６の信号シーケ
ンスに限定されるものではない。本発明はまた、上記で使用された数学的記述に
限定されるものでもない。

【０１００】 例えば内容的に、長さ１６の信号部分シーケンスないし長さ２５６の信号シー
ケンスに対する以下の表現は、上に使用された数学的記述に相応し、したがって
同様に本発明に含まれる： Ｋ１に対して例えば上に特に有利であると示した、順列／単位量表示（３２０
１，＋１−１＋１＋１）または明示的表現＜+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1
,+1,-1,+1,+1＞を備えるゴレイシーケンスを使用し、Ｋ２に対して１６エレメン
トからなるシーケンスａを使用すれば、繰り返し順次マッピングされる信号部分
シーケンスＫ２ないしａを次のように表すことができる。これらはシーケンスＫ
１のそれぞれのエレメントの値により変調される： Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞ このように形成された信号シーケンスＫ（ｉ）は、この信号シーケンスＫ（ｉ
）と受信信号シーケンスＥ（１）との相関和を簡素化して計算するために使用で
きる。長さ２５６のこのように形成された信号シーケンスは、例えば同期目的の
ために長さ２５６の一次同期化コードｃｐとして送信することができる。

【０１０１】 この種の簡素化され、したがって高速に計算される相関和Ｓが図６から図８に
概略的に示されている。以下、これに基づき説明する。

【０１０２】 まず部分相関和ＴＳ（ｚ）が形成される。このために例えば部分相関和シーケ
ンスＴＳ（０）の第１のエレメントに対して、第２の信号部分シーケンスＫ２（
ｋ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和が形成される。

【０１０３】

【数１７】

【０１０４】 部分相関和シーケンスＴＳ（１）の第２のエレメントに対して、第２の信号部
分シーケンスＫ２（ｋ）が図示のように１エレメントだけシフトされ、同様に受
信信号シーケンスＥ（１）の相応するエレメントとの相関和が形成される。

【０１０５】

【数１８】

【０１０６】 部分相関和シーケンスＴＳ（ｎ１＊ｎ２−１）の第ｎエレメントを、第２の信
号部分シーケンスＫ２（ｋ）を受信信号シーケンスＥ（１）に対してｎ−１だけ
シフトした後に相応に計算する。

【０１０７】

【数１９】

【０１０８】 このようにして発生した部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）は図７の上部領域に
示されている。この部分相関和シーケンスから次に各ｎ２番目のエレメントが選
択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）の相応するエレメントとペアごと
に乗算される。

【０１０９】 部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の選択されたエレメントと第１の信号部分シ
ーケンスＫ１（ｊ）とをそれぞれベクトルにまとめると、第１の相関和Ｓ０がこ
の２つのベクトルのスカラー積によって形成される。

【０１１０】

【数２０】

【０１１１】 図７の中央領域には、さらなる相関和Ｓ１ないしＳ２を、最初に選択されたエ
レメントの１つないし２つ右にあるｎ２番目のエレメントを選択することにより
相応に計算することが示されている：

【０１１２】

【数２１】

【０１１３】 一度計算した部分相関和ＴＳを記憶することにより、さらなる相関和の後での
計算の際にこれにアクセスすることができ、したがって相応する計算ステップを
省略することができる。

【０１１４】 変形実施例に相応して、まず完全に部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を受信信
号シーケンスＥ（１）全体について計算し、それから個々の相関和を計算するか
、または最初に新たな相関和の計算が必要な場合に、相応する付加的に必要な部
分相関和を計算する。

【０１１５】 図８は再度、２つのステップからなる、相関和Ｓの計算方法を示す。ここでは
、図５に例として示した長さ４の２つの２進信号部分シーケンスに基づいている
。

【０１１６】 第１のステップで、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋と受信信号
シーケンスＥ（１）の相応する部分との部分相関和ＴＳ（ｚ）が計算され、次に
第２のステップで、このようにして形成された部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）
の各４番目のエレメントが選択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋
＋−の相応するエレメントと乗算され、相関和シーケンスＳ０に加算される。

【０１１７】 ここで太く示したラインは、残りの部分相関和ＴＳがすでに前もって計算され
、記憶されている場合に対して、さらなる相関和Ｓ１の計算のために新たに実施
すべき計算ステップを表す。

【０１１８】 この変形実施例は、まず各ｎ２番目の部分相関和を計算すると非常にメモリ効
率よく実施することができる。そのためにサンプリング値が中間記憶される。

【０１１９】 図９と図１０は、相関和Ｓを、すでに上で述べた、長さ４の２つの２進信号部
分シーケンスに基づいて簡素化して計算する別の変形実施例を示す。

【０１２０】 ここではまず受信信号シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、こ
のようにして選択されたエレメントと信号部分シーケンスＫ１（ｊ）との部分相
関和シーケンスＴＳ（ｚ）が形成される。このようにして発生した部分相関和シ
ーケンスＴＳ（ｚ）から、それぞれ４つの順次連続するエレメントが選択され、
ペアごとに信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の相応するエレメントと乗算され、生
じた部分結果が相関和Ｓに加算される。ここで再び太く示したラインは、他の部
分相関和ＴＳが以前にすでに計算され、記憶された場合に対して、さらなる相関
和Ｓ１を計算するために付加的に必要なステップを示す。

【０１２１】 図１０は再度、第１の相関和Ｓ０の計算を示す。この計算では、まず受信信号
シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、これらのエレメントが第１
の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋＋−の相応するエレメントと乗算され、部
分結果の加算によって部分相関和ＴＳ（０）が計算される。第２のステップでは
、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の最初の順次連続する４つのエレメントが第
２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋の相応するエレメントと乗算され、
発生した部分結果が相関和Ｓ０に加算される。

【０１２２】 この変形実施例では、和を連続的に計算すれば、部分相関和を中間記憶するた
めに必要なメモリが比較的に少ない。

【０１２３】 本発明の別の構成では、この信号シーケンスの非規則的自動相関関数の、信号
シーケンスＫ（ｉ）の規則的構造原理に起因する規則的（ほぼ周期的）構造が使
用される。これの意味するのは、信号探査の際にメインマキシマムが生じるだけ
でなく、規則的間隔でサブマキシマムも発生するということである。受信信号シ
ーケンスにおける信号シーケンスへの探査を促進するために、マキシマムの位置
が規則的であることを利用することができる。サブマキシマムが発見されると直
ちに周期性に基づいて、別のマキシマムの位置を予測することができる。すなわ
ち相関和を単にこの個所でだけ計算する。このようにして高速にメインマキシマ
ムを検知することができる。とりわけ間違ったサブマキシマムもランダムに（ノ
イズ成分のため）高められた値とすることができる。この場合、予測されるメイ
ンマキシマムの考え得る個所ではマキシマムを発見できない。したがってこの場
合は仮説が破棄され、計算は従来のように継続される。

【０１２４】 信号シーケンスの構造原理に起因するサブマキシマムの規則性を、相関結果に
おける障害サブマキシマムの除去および補正に使用することができる。マキシマ
ムを検知した後、マキシマムからサブマキシマムを計算し、この値を相応の相関
結果から減算することができる。このようにして、完全な自動相関関数を備える
（仮説的）シーケンスの相関結果が得られる。このことによりサブマキシマムの
規則性によって計算が格段に簡素化される。

【０１２５】 本発明の変形実施例では、スカラー積、相関和および／または部分相関和を計
算するために効率的ゴレイ相関が使用される。

【０１２６】 図１１は、信号シーケンスに対する効率的な階層的相関器を示す。ここでは構
造的シーケンスＫ１，Ｋ２として長さｎｘないしｎｙのゴレイシーケンスＸ、Ｙ
が使用される。相関器は順次接続された２つのマッチド・フィルタ（図１１ａ）
からなり、これらはそれぞれ効率的ゴレイ相関器として構成されている。図１１
ｂはシーケンスＸに対するマッチド・フィルタを、図１１ｃはシーケンスＹに対
するマッチド・フィルタを示す。

【０１２７】 図１１ｂでは次の関係が成り立つ： ｎ＝１，２，...ＮＸ ｎｙ シーケンスＹの長さ ｎｘ シーケンスＸの長さ ＮＸ ｎｘ＝２^ＮＸに対して ＤＸn ＤＸn＝２^ＰＸｎ ＰＸn 信号部分シーケンスＸに対する数｛０，１，２，...,NX-1｝の順列 ＷＸn （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＸに対する
重み付け 図１１ｃでは次の関係が成り立つ： ｎ＝１，２，...ＮＹ ｎｙ シーケンスＹの長さ ＮＹ ｎｙ＝２^ＮＹに対して ＰＹn 信号シーケンスＹに対する数｛０，１，２，...，ＮＹ−１｝の順列 ＷＹn （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＹに対する
重み付け さらにこの実施例では次の定義および関係が成り立つ： ａn（ｋ）とｂn（ｋ）は長さ２^Ｎの２つの複素シーケンス、 δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、 ｋは時間を表す整数、 ｎは反復数、 Ｄnは遅延、 Ｐn、ｎ＝１，２，...，Ｎ は数｛０，１，２，...，Ｎ−１｝の任意の順列、 Ｗnは、重み付けとして値＋１，−１，＋ｉ，−ｉを取ることができ、単位量
とも称される。

【０１２８】 長さ２^Ｎのゴレイシーケンスの相関は、次のように効率的に実行することがで
きる： シーケンスＲ_ａ ^（０）とＲ_ｂ ^（０）を、Ｒ_ａ ^（０）＝Ｒ_ｂ ^（０）＝ｒ（ｋ）と
して定義し、ｒ（ｋ）を受信信号または他の相関段の出力とする。

【０１２９】 以下のステップをＮ回実行する；ｎは１からＮまで経過する： 計算 Ｒ_ａ ^（ｎ）（ｋ）＝Ｗ^＊ _ｎ ＊ Ｒ_ｂ ^{（ｎ - １）}（ｋ） ＋ Ｒ_ａ ^{（ｎ - １）}（ｋ−
Ｄ_ｎ） そして Ｒ_ｂ ^（ｎ）（ｋ）＝Ｗ^＊ _ｎ ＊ Ｒ_ｂ ^{（ｎ - １）}（ｋ） − Ｒ_ａ ^{（ｎ - １）}（ｋ−
Ｄ_ｎ） こここでＷ^＊ _ｎはＷ_ｎの共役複素数を表す。重み付けＷが実数である場合、Ｗ ^＊ _ｎ はＷ_ｎに等しい。Ｒ_ａ ^（Ｎ）は計算すべき相関和である。

【０１３０】 長さ２５６（２^８）ChipsのＰＳＣコードに対する効率的ゴレイ相関器は通常
、２＊８−１＝１５の複素加算器を有する。

【０１３１】 階層的相関と効率的ゴレイ相関器との組み合わせてによって、長さ２５６（２ ^４ ・２^４）の２つの構造的シーケンスＸとＹによる階層的コード記述に対しては
、２・４−１＋２・４−１＝１４の複素加算器が必要なだけである（たとえ４値
の構造的シーケンスを使用する場合であっても）。

【０１３２】 これによりＣＤＭＡ移動無線システムでの一次同期化に対しては非常に高い計
算コストが７％低減される。

【０１３３】 次に、それぞれ区分線により示された本発明の変形実施例について説明する。
それらの実現は、本発明の知識があれば当業者に容易な範囲内にある： ・長さ２^{ＮＸ＋ＮＹ}のコードシーケンスを形成するために、長さｎｘ＝２^ＮＸ とｎｙ＝２^ＮＹの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用され、上に述べたように
階層的に構成される。

【０１３４】 ・構造的ゴレイシーケンスに対する重み付けとして＋１と−１が使用され、こ
れにより２進シーケンスが形成される。

【０１３５】 ・実数ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３６】 ・複素ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３７】 ・同じ長さの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３８】 ・２つの相補ゴレイシーケンスが使用される。

【０１３９】 ・１つまたは複数の相補ゴレイシーケンスを選択的に計算するために、プログ
ラム可能な遅延を備える１つの効率的ゴレイ相関器だけが使用される。

【０１４０】 ・記述のシーケンスが使用される。しかしさらに付加的な値が挿入される；計
算の際にはこれらの値を通常のように累積しなければならない。しかし計算の残
り部分は記述のように効率的に実行することができる。これにより任意の長さの
シーケンスを発生することができる。

【０１４１】 ・２つの構造的部分シーケンスが使用される。

【０１４２】 ・複数の構造的部分シーケンスが使用される。

【０１４３】 ・部分シーケンスの一部に対してゴレイシーケンスが使用される。

【０１４４】 ・これらのシーケンスは同期化チャネルに対してＵＭＴＳで使用される。

【０１４５】 ・周波数エラーについて最適化された構造的ゴレイシーケンスが使用される。

【０１４６】 ・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一
方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎ
ｙ・ＤＸ_ｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタである。

【０１４７】 ・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一
方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎ
ｙ・ＤＸ_ｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタであり、フ
ィルタの出力信号が効率的ゴレイ相関器アルゴリズムにしたがって計算される。

【０１４８】 ・部分相関和の計算のために効率的ゴレイ相関アルゴリズムが、全体相関の検
出のために階層的相関に対するアルゴリズムが使用される。

【０１４９】 本発明は無線伝送システムに限定されるものではなく、他の伝送方式、例えば
ソナーグラフのための音響的方法（超音波）でも、光学的方法、例えばレーダー
原理による赤外線測定でも使用することができる。さらなる適用分野は、フィー
ドバック制御された信号のスペクトル成分の変化を探査することである。

【図面の簡単な説明】

【図１】 図１は、移動無線網の概略図である。

【図２】 図２は、無線局のブロック回路図である。

【図３】 図３は、相関和を計算するための従来の方法である。

【図４】 図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。

【図５】 図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。

【図６】 図６は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図７】 図７は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図８】 図８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。

【図９】 図９は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【図１０】 図１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。

【図１１】 図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＢＲ，Ｃ Ｎ，ＨＵ，ＩＮ，ＪＰ，ＫＲ，ＵＳ

Claims (37)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 長さｎの信号シーケンスＫ（ｉ）の形成方法において、 該信号シーケンスＫ（ｉ）は、長さｎ１の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ
   ）と、長さｎ２の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）に基づくものであり、 第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）をｎ１回繰り返し、その際に第１の信号
   部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調し、 前記信号部分シーケンスの少なくとも１つはゴレイシーケンスである、 ことを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 信号シーケンスＫ（ｉ）は長さ２５６を有し、 信号シーケンスＫ（ｉ）は、長さ１６の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）
   と、長さ１６の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）に基づくものであり、 第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）を１６回繰り返し、その際に第１の信号
   部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調する、請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 信号シーケンスＫ（ｉ）の形成を、第２の信号部分シーケン
   スＫ２（ｋ）を次の規則により変調することにより行う： Ｋ（ｉ）＝K2(i mod n2) * K1(i div n2), ただしｉ＝０,..,ｎ１＊ｎ２−１
   である、請求項１または２記載の方法。
4. 【請求項４】 信号部分シーケンスの少なくとも１つは、長さｎｘのゴレイ
   シーケンスＸ_ｎ（ｋ）であり、該シーケンスは次式により形成され： 【数１】 ただし、 ｎｘ＝２^ＮＸ δ（ｋ） クロネッカーのデルタ関数 Ｐn、ｎ＝１，．．．ＮＸ；Ｘしーけんすに対する数｛０，１，２，...，Ｎ
   Ｘ−１｝の任意の順列 Ｗ_ｎ Ｘシーケンス（＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）に対する重み付けであ
   る、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
5. 【請求項５】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，
   Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は次の順列／単位量ペア（Ｐ
   １，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される： 【数２】 請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
6. 【請求項６】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，
   Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は次の順列／単位量ペア（Ｐ
   １，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される： 【数３】 請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
7. 【請求項７】 信号シーケンスＫ（ｉ）を次の形成規則に従い、１６エレメ
   ントからなる信号部分シーケンスａの変調した繰り返しにより形成する： Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞ 請求項６記載の方法。
8. 【請求項８】 信号部分シーケンスＫ１（ｊ）はゴレイシーケンスであり、 該シーケンスは、ディレイ・マトリクスＤ＝［８，４，１２］と重み付けマト
   リクスＷ＝［１，−１，１，１］により定義される、請求項６記載の方法。
9. 【請求項９】 信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，
   Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（
   Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出され： 3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1； 第２の信号部分シーケンスの形成に使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４
   ）は同じ３２０１である、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
10. 【請求項１０】 信号シーケンスＫ（ｉ）を、少なくとも２つの伝送ユニッ
    トの同期化のために形成および／または伝送する、請求項１から９までのいずれ
    か１項記載の方法。
11. 【請求項１１】 受信信号シーケンスＥ（１）に含まれる所定の信号シーケ
    ンスＫ（ｉ）を検出する方法であって、 該信号シーケンスＫ（ｉ）は、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法
    により、 信号シーケンスＫ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応の部分との相関
    和Ｓの検出によって得られるものであり、 信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と受信信号シーケンスＥ（１）との部分相関和
    シーケンスＴＳ（ｚ）を計算し、 相関和Ｓを計算するために部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）のｎ１個のエレメ
    ントを選択し、スカラー積を形成するように信号部分シーケンスＫ１（ｊ）と乗
    算する、 ことを特徴とする方法。
12. 【請求項１２】 相関和Ｓを計算するために、部分相関和シーケンスＴＳ（
    ｚ）のそれぞれ第ｎ２番目のエレメントをｎ１個選択する、請求項１１記載の方
    法。
13. 【請求項１３】 受信信号シーケンスＥ（１）に含まれる所定の信号シーケ
    ンスＫ（ｉ）を検出するための方法であって、 該所定の信号シーケンスＫ（ｉ）は請求項１から９までのいずれか１項記載の
    方法により、 信号シーケンスＫ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相
    関和Ｓを検出することにより得られるものであり、 信号部分シーケンスＫ１（ｊ）と、受信信号シーケンスＥ（１）の選択された
    エレメントとの部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を計算し、 相関和Ｓを計算するために、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）のｎ２個のエレ
    メントを、スカラー積を形成するように信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と乗算す
    る、 ことを特徴とする方法。
14. 【請求項１４】 部分相関和ＴＳを計算するために、受信信号シーケンスＥ
    （１）のそれぞれ第ｎ２番目のエレメントをｎ１個選択する、請求項１３記載の
    方法。
15. 【請求項１５】 計算された部分相関和ＴＳを記憶し、さらなる相関和Ｓの
    計算のために使用する、請求項１１から１４までのいずれか１項記載の方法。
16. 【請求項１６】 少なくとも１つのスカラー積を効率的ゴレイ相関器（ＥＧ
    Ｓ）によって計算する、請求項１１から１５までのいずれか１項記載の方法。
17. 【請求項１７】 少なくとも１つの部分相関和または少なくとも１つの部分
    相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を効率的ゴレイ相関器（ＥＧＣ）によって計算する
    、請求項１１から１６までのいずれか１項記載の方法。
18. 【請求項１８】 少なくとも１つの相関和Ｓを、部分相関和シーケンスＴＳ
    （ｚ）から効率的ゴレイ相関器（ＥＧＣ）によって計算する、請求項１１から１
    ７までのいずれか１項記載の方法。
19. 【請求項１９】 基地局（ＢＳ）と移動局（ＭＳ）との同期化方法において
    、 基地局は、請求項１から１０までのいずれか１項記載の方法により得られる信
    号シーケンスＫ（ｉ）を送信し、 移動局は信号シーケンスＫ（ｉ）を請求項１１から１８までのいずれか１項記
    載の方法に従って検出する、方法
20. 【請求項２０】 基地局（ＢＳ）と移動局（ＭＳ）との同期化方法であって
    、 基地局は、長さ２５６の同期化シーケンスＫ（ｉ）を送信し、 該同期化シーケンスは、長さ１６の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）を１
    ６回繰り返し、その際に長さ１６の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により
    変調することにより形成され、 信号部分シーケンスの少なくとも１つはゴレイシーケンスであり、 移動局は、前記同期化シーケンスを検出する、ことを特徴とする方法。
21. 【請求項２１】 信号シーケンスＫ（ｉ）を記憶するために手段（ＳＰＥ）
    と、 受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために信号シーケンスＫ（ｉ）を送信する
    手段とを有し、 前記信号シーケンスＫ（ｉ）は請求項１から１０までのいずれか１項記載の方
    法により得られる、ことを特徴する送信ユニット（ＢＳ）。
22. 【請求項２２】 順列／単位量ペアを記憶するための手段（ＳＰＥ）と、 信号シーケンスＫ（ｉ）を請求項１から１０までのいずれか１項記載の方法に
    従って形成するための手段と、 該信号シーケンスＫ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために送信
    する手段とを有し、 前記順列／単位量ペアは順列／単位量ペアの集合から取り出される、送信ユニ
    ット（ＢＳ）。
23. 【請求項２３】 請求項１から８までのいずれか１項記載の方法に従って信
    号シーケンスＫ（ｉ）を形成するための乗算手段（ＤＳＰ）と、 該信号シーケンスＫ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために送信
    する手段とを有する送信ユニット（ＢＳ）。
24. 【請求項２４】 信号シーケンスＫ（ｉ）を請求項１から１０までのいずれ
    か１項記載の方法に従って形成するための加算手段（ＤＳＰ）を有する、請求項
    ２３記載の送信ユニット（ＢＳ）。
25. 【請求項２５】 信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ））を記
    憶するための手段（ＳＰＥ）と、 信号シーケンスＫ（ｉ）を請求項１から１０までのいずれか１項記載の方法に
    従って形成するための手段と、 該信号シーケンスＫ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために送信
    する手段とを有する送信ユニット（ＢＳ）。
26. 【請求項２６】 順列／単位量ペアを記憶するための手段（ＳＰＥ）と、 受信信号シーケンスＥ（１）を受信するための手段と、 信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための手段とを有し、 前記順列／単位量ペアは、請求項５から９に記載された順列／単位量ペアの集
    合から取り出される、受信ユニット（ＭＳ）。
27. 【請求項２７】 信号部分シーケンスペアを記憶するための手段（ＳＰＥ）
    を有し、 少なくとも１つの信号部分シーケンスはゴレイシーケンスであり、 さらに受信信号シーケンスＥ（１）を受信するための手段と、 信号シーケンスＥ（１）を検出するための手段とを有する受信ユニット（ＭＳ
    ）。
28. 【請求項２８】 信号部分シーケンスペアを記憶するための手段（ＳＰＥ）
    を有し、 少なくとも１つの信号部分シーケンスはゴレイシーケンスであり、 当該信号部分シーケンスを形成するために順列／単位量ペアが使用され、 該順列／単位量ペアは、請求項５から９に記載された順列／単位量ペアの集合
    から取り出される、請求項２７記載の受信ユニット（ＭＳ）。
29. 【請求項２９】 信号シーケンスＫ（ｉ）を請求項１１から１８までのいず
    れか１記載の方法に従って検出するための手段を有する、請求項２６から２８ま
    でのいずれか１項記載の受信ユニット（ＭＳ）。
30. 【請求項３０】 中間結果（ＴＳ）を記憶するための手段（ＳＰＥ）を有す
    る、請求項２６から２９までのいずれか１項記載の受信ユニット（ＭＳ）。
31. 【請求項３１】 順次接続された２つのマッチド・フィルタを有し、 該フィルタは効率的ゴレイフィルタとして構成されている、請求項２６から３
    ０までのいずれか１項記載の受信ユニット（ＭＳ）。
32. 【請求項３２】 請求項１から９までのいずれか１項記載の方法に従って得
    られる信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための加算手段（ＤＳＰ）と、 中間結果（ＴＳ）を記憶するための記憶手段（ＳＰＥ）とを有する受信ユニッ
    ト（ＭＳ）。
33. 【請求項３３】 信号シーケンスを検出するために、該信号シーケンスとの
    相関が形成される、請求項３２記載の受信ユニット（ＭＳ）。
34. 【請求項３４】 請求項１から９までのいずれか２１項記載の方法に従って
    得られる信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための乗算手段（ＤＳＰ）を有する
    、請求項３２または３３記載の受信ユニット（ＭＳ）。
35. 【請求項３５】 信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を記
    憶するための手段と、 受信信号シーケンスＥ（１）を記憶するための手段と、 請求項１１から１８までのいずれか１項にしたがって信号シーケンスＫ（ｉ）
    を検出するための手段とを有し、 前記信号部分シーケンスペアから、請求項１から９までのいずれか１項記載の
    方法に従って信号シーケンスＫ（ｉ）が得られる、受信ユニット（ＭＳ）。
36. 【請求項３６】 請求項１から９までのいずれか１項記載の方法に従って得
    られる信号シーケンスＫ（ｉ）を記憶するための手段（ＳＰＥ）と、 請求項１から９までのいずれか１項記載の方法に従って得られる信号シーケン
    スＫ（ｉ）を検出するための手段とを有する受信ユニット（ＭＳ）。
37. 【請求項３７】 基地局（ＢＳ）と移動局（ＭＳ）との同期化方法であって
    、 基地局は、長さ２５６の同期化シーケンスＫを送信し、 該同期化シーケンスは以下のようにして、１６個のエレメントからなる信号部
    分シーケンスａから形成可能であり： Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞ 移動局は当該同期化シーケンスＫを受信し、同期化のために処理する、 ことを特徴とする方法。