WO2000065718A1 - Interrupteur electrique a l'etat solide a deux extremites - Google Patents

Interrupteur electrique a l'etat solide a deux extremites Download PDF

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WO2000065718A1
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Zhongdu Liu
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Zhongdu Liu
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    • H03K17/725—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region for ac voltages or currents
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    • H03K17/96—Touch switches
    • H03K17/9645—Resistive touch switches

Definitions

  • the invention relates to an electric switch, and in particular to a single-pole solid-state electric switch, which can be directly connected to an AC power line.
  • a basic circuit consists of a power switch and a load, which are connected in series with a power switch and connected to the output of a power source (such as an AC power outlet).
  • the general power switch is a mechanical structure that can connect or disconnect the electrical connector.
  • the electrical connector is connected or disconnected by manual or mechanical force generated by an electromagnetic field (such as a relay).
  • Manually operated traditional mechanical switches usually have a lever device. The action of the mechanical lever and spring makes the switch “on” (connected) and “off,” (disconnected). This power switch has low reliability and short life.
  • overvoltage protection For overvoltage protection, earlier solid state devices (such as solid state switches) usually required overvoltage protection components to protect them.
  • the protection element can be either a varistor or a special thyristor, which are all connected in parallel with the solid state switch.
  • the solid state switch When the solid state switch is in the "off" state, when a large overvoltage is generated (for example, when this voltage is applied across the solid state switch. When the thyristor's turning voltage is exceeded), the protection device is immediately turned on and the voltage is turned on. Limit to a voltage lower than the solid state switch so that the solid state switch is not damaged by overvoltage. However, if the overvoltage duration is too long, a large current flows in the protection device, which will cause overheating and cause the protection device to be permanently damaged. This overvoltage protection scheme is very expensive in terms of the cost of the protective device itself and maintenance replacement.
  • a solid-state electrical switch must be an electronic circuit.
  • a DC power supply is usually required.
  • Almost all integrated circuits need a DC working voltage, such as 2. 7V, 3. 3V, 5V, or ⁇ 5V, ⁇ 12V, at the power VCC (or VDD) side to ground (or VSS) side.
  • FIG. 1 of U.S. Patent No. 4,703,194 to Brovelli discloses a solid state switch for a 2-terminal network.
  • the main switch is composed of a rectifier bridge (ie, diodes 1-4) and a unidirectional thyristor (SCR) 6 to provide a 1.4-4.0V saturation in the "on" state Pressure drop Von-sat.
  • SCR unidirectional thyristor
  • a load current of 6A consumes 13-24W of power on the solid state switch.
  • Brovelli's solid-state switch uses the charge stored in the capacitor to maintain the "on" state.
  • the voltage (for example, 0.7V) held by capacitor 7 is greater than the trigger voltage of SCR6.
  • Brovelli uses a 1 F electrolytic capacitor 5 and a low-pass filter.
  • this circuit can only be used for load currents below 1A, and when the solid-state switch is in the "off" state, when the electrolytic capacitor operates at high voltage and high ripple current state or impulse voltage, the leakage current injected into the load will cause the load Damage, with unintended consequences.
  • the SCR6 in order to ensure the high sensitivity of the solid-state switch, the SCR6 must also have high sensitivity. For this reason, the current rating of SCR6 should be selected low, so it can only carry a small load (for example, the rating of TIC106D SCR is about 1A).
  • high-power components such as high-power triacs should be used in solid-state switches.
  • this triac is connected in parallel between the anode and the anode of SCR6, which increases the charge discharge of capacitor 7 connected to the gate of SCR6, so that when SCR6 is in the "on" state, it cannot be turned on when the power supply crosses zero. Stay on. In this way, Brovelli's design cannot increase the output current by simply adding a high-power component, so this design cannot be used in practice.
  • Brovelli's solid-state switch which touches two electrodes 15 or 14, generates a small current through the series resistors 8 and 11, triggering the highly sensitive unidirectional SCRs 6 and 9, to switch the on and off states.
  • High-sensitivity TRIACs currently on the market (such as Mitsubishi's CR02AM and CR03AM, Motorola's MCR100-8 and TIC106D) all require a trigger current of at least 200 ⁇ A.
  • the touch electrode such as the touch electrode 14
  • the contact resistance of the touch electrode to the ground through the human body is usually as high as 100 megaohms.
  • the invention proposes a complete solid-state 2-terminal electric switch (referred to as Liu's switch), which can be used for unipolar operation (that is, the load is connected to the switch in series and connected to AC power).
  • Liu's switch is a solid state switch without any mechanical or moving parts, so it is not easily damaged. Because Liu switches do not contain mechanical contacts, they do not generate sparks, arcs, corrosion, or mechanical noise. Able to work in harsh environments, such as flammable, explosive, high temperature, high humidity, strong corrosion, heavy dust or strong vibration.
  • a Liu's switch can be directly connected in series with a load and an AC power source. It includes (a) a semiconductor switching element, which is controlled by a control signal acting on its control terminal, which signal determines whether the semiconductor switch is in an on or off state; (b) includes a rectifier, which is a semiconductor switch During the off state, AC signals are received from each port of the semiconductor switch; (c) includes a control circuit including a capacitor,
  • the control circuit discharges according to an electronic signal in a gain circuit coupled in parallel with the capacitor.
  • the capacitor is fully charged by the rectified DC signal during the off time of the semiconductor switch.
  • the semiconductor switch remains off until it receives a signal to discharge the capacitor.
  • the electrical signal that discharges the capacitor can be, for example, an electrical signal generated by a button being pressed.
  • the rectified DC signal provides a DC charging current to cause the capacitor to be charged again.
  • this charging current provides a control signal in the form of a trigger signal, so that the semiconductor switch enters a conducting state.
  • the conductive semiconductor switch discharges the capacitor. However, at each zero-crossing point of the AC signal, the semiconductor switching device instantly turns off again. This allows the rectified DC signal to recharge the capacitor.
  • the charging current generates a trigger signal again to return the semiconductor switching element to the on state.
  • a control signal (such as a trigger signal) is fed back to ensure that the semiconductor switching element is always maintained in a conducting state.
  • control circuit further includes a second gain circuit related to the second electrical signal.
  • the second electrical signal provides a signal path between the control terminal and the common ground terminal. In this way, the above-mentioned feedback procedure is interrupted by shunting the control signal and the trigger signal to the ground.
  • the control circuit also includes a preset circuit composed of a parallel capacitor (second capacitor) between the control terminal and the common ground.
  • the second capacitor has a larger capacity than the capacitor of the control circuit (the first capacitor).
  • a forward-biased diode connects the control terminal to the second capacitor.
  • a circuit with multiple time constants is formed (Liu's Network L iu 's ne twork) 0 in one particular embodiment, the network Liu Liu' s network as both a state memory, and as a preset circuit.
  • the second capacitor of Liu's network provides a large capacity that absorbs the initial charging current of the first capacitor.
  • the trigger signal that turns on the semiconductor switch is turned off.
  • the Liu's switch Liu s swi tch remains off. If the interval is shorter than the predetermined time of the Liu switch, the Liu switch is still in the on state. Conversely, if the power-off time interval is longer than the Liu switch's predetermined time, the Liu switch is turned off. That is, within a predetermined time interval, Liu's ne twork of the Liu's network has a state memory function, that is, the Liu's switch can maintain the on or off state before power off.
  • the second capacitor is formed by connecting an electrolytic capacitor and an electrodeless capacitor in parallel.
  • the control circuit further includes a second gain circuit of a port for receiving an external signal. Without this external signal (for example, a trigger signal generated by a button being pressed), the second gain circuit does not absorb any current, which is a high-impedance state.
  • the Liu switch also includes a zero-crossing detection circuit, which receives the rectified signal and is coupled to the control terminal.
  • the zero-crossing detection circuit can prevent the control signal from functioning, and can only control the signal input when the rectified signal amplitude is momentarily lower than the set voltage.
  • the zero-crossing detection circuit includes a transistor, which short-circuits the control terminal with the common ground when the amplitude of the rectified signal exceeds a predetermined value.
  • the zero-crossing detection circuit is implemented by a transistor. The transistor is connected to a voltage divider between the output end of the rectifier and the common ground, and is controlled by the output signal of the voltage divider.
  • LED light emitting diode
  • Zener diode connected in series with the voltage divider. This light-emitting diode can be used as a "night light", making the electronic switch visible for some use.
  • a Liu switch includes a current detector coupled in series with a load and a semiconductor switch to provide a signal representative of a current condition.
  • the Liu switch also includes an over-current protection circuit, which forces the semiconductor switch to turn off when the current indicated by the current detector exceeds a predetermined value.
  • the current detector can be implemented by a transformer.
  • the overcurrent protection circuit includes a temperature sensing element. In this way, the threshold of the overcurrent protection circuit can be automatically tracked, and the ambient temperature and the temperature of the Liu switch itself are sampled.
  • the overcurrent protection circuit includes (a) a rectifier, to Provides a voltage signal representing the current in the current detector. (B) The threshold element is turned on when the current in the current detector exceeds a predetermined value.
  • a threshold element can be implemented by a silicon diode, a Zener diode, or a four-layer Schottky diode.
  • the rectifier bridge of the overcurrent protection circuit can be further implemented by a Zener diode or a diode bridge.
  • the overcurrent protection circuit can include a resistor network between the rectifier and the threshold element.
  • This resistor network can contain temperature sensitive devices (for example, thermal Thermistors or other thermal sensitive devices), these temperature sensitive devices supplement or further fine-tune the temperature characteristics of the overcurrent protection circuit. By properly selecting the specifications of the temperature-sensitive device and the trip conditions of the overcurrent protection circuit, it can automatically adjust according to the temperature of the operating environment and the temperature of the switch itself.
  • temperature sensitive devices for example, thermal Thermistors or other thermal sensitive devices
  • the Liu switch also includes an optical coupler, which can control a variety of external signals received at various points on the control bus to control a Liu switch. This is the “multipoint" of the Liu switch Random control. "
  • the Liu switch has a diode bridge and a unidirectional thyristor (SCR).
  • the semiconductor switch is implemented by a triac.
  • the semiconductor switch is implemented by a reverse-associated unidirectional thyristor.
  • This rectifier circuit of Liu's switch can be controlled by a rectifier bridge controlled by a unidirectional thyristor (SCR).
  • a low-pass filter is connected to the signal end of the semiconductor switching device to buffer, reduce vibration and eliminate noise in the control input signal to further protect the semiconductor switch, so that the system works stably.
  • the touch electrodes can each contain a metal surface, or a metal surface wrapped with a resistive or insulating material.
  • the touch electrodes can be mounted on the mounting plate in parallel or obliquely (for example, the touch electrodes can be slightly recessed or slightly protruding on the mounting plate). In a circuit, there are two touch electrodes, one for "on” and one for "off”. These two touch electrode pads are available in different colors and different tactile sensations.
  • the Liu's switch includes a buzzer circuit, and when someone touches the touch electrode plate, the buzzer circuit responds with a "beep" sound.
  • the buzzer can be a A zener diode and a piezoelectric speaker are connected in series, and then connected to the rectifier output of the Liu switch and the common ground.
  • This beep circuit can generate audible and distinguishable beeps to indicate which contact board is connected.
  • the components with different functions for example: gain circuit, thyristor controlled rectifier, semiconductor switch or audio response circuit
  • gain circuit for example: thyristor controlled rectifier, semiconductor switch or audio response circuit
  • the Liu switch of the present invention provides a multi-point random remote control system, including:) A Liu switch at both ends, connected in series to the load and AC Phase line of power output.
  • a photo coupler is connected to the Liu switch. The photo coupler provides a high impedance between the AC power source and the external remote control signal bus, and the photo coupler receives signals from the external signal bus.
  • Controllers for example: computers are connected in parallel to the signal bus, and each controller is easily positioned on the signal bus of the control signal.
  • Liu's switch provides an "on / off" latching feature, which is controlled randomly by infinite data from an external controller and an electronic computer.
  • the signal bus contains an independent external common ground that serves as a reference point for the "on” and “off” signals.
  • separate external common ground reference points are provided to distribute on and off between the "on” and “off” channels on a 4-wire external signal bus.
  • no leakage current is injected into the load when the Liu switch is in the "off" state.
  • the Liu switch works in a full dynamic mode during the "on” state.
  • the switch of the present invention works only with the signals received during the zero-crossing of each half cycle of the AC input signal, thus avoiding the use of DC power. This is not like the electronic switches made by previous technology.
  • the Liu switch is directly connected to a standard AC power cord.
  • the Liu switch has a static overcurrent trip circuit and a Automatic adjustment circuit. In this way, at each load point, there is cheap and independent overcurrent protection. Independent overcurrent protection at each load point provides superior protection for property and life
  • Another advantage of the present invention is the versatility of the Liu switch, which can be directly connected
  • the Liu's switch includes a preset circuit and a power recovery adjustment circuit (Liu's ne twork). It includes a circuit in which a diode is connected in series with the capacitor between the control terminal and ground. It also includes a resistor connected to the capacitor.
  • Another advantage of the present invention is that there is an optional function in the Liu switch.
  • These optional features include night lights or visible indicators on Liu switches.
  • a high-efficiency light-emitting diode is introduced into a zero-crossing protection circuit of a Liu switch.
  • the forward voltage of the light-emitting diode provides a threshold level for the zero-crossing circuit, and at the same time, the light-emitting diode functions as a night light in contrast to turning on the switch. In the "off" state, the current drawn by this LED is less than 200 ⁇ A t
  • the Liu switch provides a programmable dynamic threshold for overcurrent trip protection. Thresholds are adapted to temperature, load, and environmental conditions, as well as the configuration of the switch itself. Liu's touch signal can be used to establish flexible terminal equipment in electronic networks.
  • the touch electrode of the present invention is based on the discovery of an impedance effect related to the human body, and is called “Liu's touch signal complementary effect” (hereinafter referred to as "LTS").
  • LTS Liu's touch signal complementary effect
  • This LTS effect arises from the impedance nature of the human body, that is, under very wide range of environmental conditions, two factors, impedance to ground and equivalent induced signal source, can always be used. In fact, the LTS effect can be reliably switched between “on” and “off” by a person touching a touch electrode.
  • the touch electrode is electrically coupled to the control circuit of the Liu's switch. When the touch electrode is contacted by an external factor (for example: a An individual is operating the switch), which provides an electrical path to trigger the control circuit of the Liu switch due to the LTS effect.
  • the "on" or “off” touch electrode pad of the Liu switch can be constructed in different positions, colors, shapes, and structures to ensure safe and accurate operation.
  • This touch electrode plate can be made of metal, non-metallic resistance material, or a conductor wrapped with an insulating material.
  • different contact time responses are required on its contact plate to trigger the "on” or “off” function of the Liu switch. It is also necessary to have a shallow recessed contact surface.
  • the design of these touch electrodes can prevent false triggering caused by inadvertent touch.
  • each touch electrode provided can be gently touched on the contact surface.
  • Another aspect of the invention is that the operator can touch the electrode pad while wearing gloves. This feature is important at times such as when an emergency situation arises and the police need to turn off the switch urgently and it is too late to take off the gloves.
  • the Liu switch is restored to the "off" state, which prevents the wrong operation of the load.
  • Liu's switches can control both resistive loads, inductive loads, and some special loads, such as fluorescent lamps, and they can also be used to control mixed loads.
  • FIG. 1 is a system block diagram of a circuit 100 of the present invention, including a control circuit 200 in a solid state switch (Liu's switch) 300.
  • Solid state switch Liu's switch
  • Figure 2a shows equivalent circuits 250 and 250 ', each representing a human body in contact with the touch electrode (ie, touch electrode 17 or 19).
  • Figure 2b shows a S: t, S b, S , S d of the performance curve, representing the resistance (leakage) component, distributed capacitance component, the equivalent source component and the induced signal due to the touch signal complementary effect Liu formed
  • the human body contacts complementary synthetic trigger signals.
  • Figure 3 shows waveforms 1-4, representing (i) the voltage on load 2 when the solid state switch 300 is in the "on” state; (ii) when the solid state switch 300 is in the "off” state, it is added to the control circuit 200 The voltage between terminal 83 and the common ground of the trigger; (iii) the voltage on load 2 when the solid state switch 300 is in the "off” state; (iv) when the Liu's switch 300 is in the "on” state, it is added to the switch Voltages 310 and 310 'on terminals 01 and 02.
  • FIG. 4 shows a specific embodiment of the circuit 00 of the present invention.
  • a bridge rectifier 8 controlled by a thyristor (SCR) is used as a combined controllable diode bridge circuit of the main semiconductor switch 1 (1 8) and a first gain circuit 11 composed of a transistor T1.
  • Fig. 5 represents a specific embodiment of the circuit 500 of the present invention.
  • a thyristor-controlled bridge rectifier 8 is used as a combination of a thyristor bridge circuit (1, 8) of the main semiconductor switch 1 and a first gain circuit 11 composed of a transistor T11.
  • FIG. 6a represents a specific embodiment in a circuit 600 of the present invention.
  • a triac TRIAC 601 is provided as the main semiconductor switch 1.
  • FIG. 6b represents an embodiment of the circuit 620 of the present invention.
  • SCRs reverse-parallel unidirectional thyristors
  • SCR2 and SCR3 are used as the main semiconductor switch 1.
  • Figure 7a represents one embodiment of a circuit 700 of the present invention.
  • circuit 700 there is an initialization circuit, which includes Liu's network 13, 15.
  • circuits 720, 740, and 760 of the present invention represent specific embodiments of the circuits 720, 740, and 760 of the present invention, and each circuit is a modification of the circuit 700 of FIG. 7a.
  • Figures 8a-8c represent an embodiment of a current limiter (the current limiters 800, 810, and 820 in each circuit are the current limiters 18 or 20 in Figure 1).
  • FIG. 9a represents a system block diagram of an overcurrent protection circuit 900 including the overcurrent signal processing circuit 10 of the present invention.
  • 9b-9d represent the 910, 920, and 940 circuits of the Liu switch 300, respectively, and illustrate embodiments of the current protector 5 and the overcurrent protector 16.
  • Figures 10a and 10b respectively describe current zero-crossing circuits 1000 and 1050, which are suitable to serve as the zero-crossing protection circuit 10 in Figure 1.
  • Figure 10c shows waveforms 1 and 2, because of the effect of transistor T4, waveforms 1 and 2 are the thyristor SCR1 and the threshold voltage of gate G1, respectively.
  • 11a and lib represent the implementation schemes 1100 and 1150 of the optical coupling circuits 22 and 23 of FIG. 1 coupled to the Liu switch 300. The above is the discussion on FIG.
  • Figures 12a and 12b represent a three-wire control bus 400 and a four-wire control bus 10, respectively. They are used to provide multipoint random control of loads 2a and 2b by external devices through solid-state switches 1200 and 1201. Provides high isolation between the switch and the power cord.
  • FIG. 13 represents a schematic circuit diagram 1300 of a specific embodiment of the present invention.
  • the present invention provides a solid state switch (“Liu's switch”), which is illustrated by an example in the electronic circuit 100 of FIG.
  • the circuit shown in FIG. 1 includes a main semiconductor switch 1, a load 1, a trigger and control circuit 200, an electromagnetic interference (EMI) suppressor 3 and ⁇ , a fuse 4 (for short-circuit current protection), and a current detection element. 5.
  • Ports 6 and 7 are used to connect to AC power output terminals, touch electrodes 17 and 19, and are used to pass external input signals to trigger and control circuit 200.
  • the Liu's switch (“Liu's switch 300”) combines the main semiconductor switch 1, the current detector 5, and the trigger and control circuit 200, the Liu's switch 300, and the load 2 together to form a circuit 100.
  • the trigger and control circuit 200 includes a rectifier bridge 8 controlled by a SCR, an attenuator 9, a first gain circuit 11, a second gain circuit 14, current limiters 18 and 20, an initialization and power reset circuit 15 , Diode gate 13, state memory and trigger circuit 12, filter circuits 28 and 29.
  • state memory The trigger circuit 12 includes a capacitor
  • the startup initialization and power reset circuit 15 includes a capacitor C 4 .
  • the gain circuit 11 coupled to the control terminals 113 and 121 and 122 is designed to have a high impedance between the 121 and 122 terminals when there is no input signal from the control terminal 113, so that no current flows into the amplifier circuit 11.
  • the gain circuit 14 includes additional control ports 144 and 145. 144 and 145 can also each trigger, providing a low-impedance state between terminal 141 and common ground 142.
  • the control terminal 144 triggers the gain circuit 14 and one or more control terminals 145 in an over-current state to respond to other conditions. For this reason, the Liu switch is turned to the "off" state.
  • the trigger and control circuit 200 also includes the following “optional parts”: zero-crossing detector 10, coupling diode 50 (replaces jumper 60 when zero-crossing detector 10 is selected), "buzzer” circuit 21, current detector device 5 (for overcurrent protection), an overcurrent protection circuit 16 and an optocoupler 22 with an external control bus 400, or an optocoupler 23 with an external control bus 410.
  • These optional components allow the Liu Switch to be used as a multi-point random remote high-isolation relay ("Liu Switch Relay").
  • Initialization and power reset circuit 15 and diode gate 13 together provide a "Liu's network” (explained in detail below).
  • the Liu's network includes a diode (D3), a capacitor (C4) and a resistor R8.
  • a stepless capacitor C4 ' is connected in parallel with C4 to improve the response speed.
  • the initialization and power reset circuit 15 ensures that the Liu switch 300 is in the “off” state when the power is first connected, which forces the Liu switch 300 to switch from the "on” state to the "off” state.
  • the thyristor-controlled bridge rectifier 8 includes a circuit that can be triggered, such as a unidirectional thyristor SCR ("SCR1").
  • SCR1 unidirectional thyristor SCR
  • SCR1 When the unidirectional thyristor SCR1 is triggered by the control signal of port 8, SCR1 is turned on.
  • the main semiconductor switch 1 When the SCR1 is turned on, the main semiconductor switch 1 is also turned on, which causes the Liu switch 300 to be triggered into a conducting mode. As explained below, once the Liu's switch is triggered into the conduction mode, it generates a continuous trigger signal on port 84 itself, so that the Liu's switch 300 maintains the conduction mode.
  • the main semiconductor switch can be implemented by a triac or a unidirectional triac.
  • the thyristor-controlled bridge rectifier 8 includes AC terminals 81 and 82, DC DC output port 83, trigger port 84, execution port 87, and port 85.
  • Port 85 is a common "ground” coupled to the trigger control circuit 200.
  • Resistor 86 is connected in series with AC ports 81 and 82.
  • the ports 81 and 82 receive input AC signals from the power terminals Q1 and 02 of the main semiconductor switch 1.
  • the bridge rectifier 8 controlled by the SCR SCR provides a rectified signal (see waveform 2 in FIG. 3) and is applied between the ports 83 and 85. As shown in Figure 3, the rectified signal received between 83 and 85 is a double half-wave signal with twice the frequency of the input power AC signal.
  • the Liu's switch 300 utilizes the impedance effect of the present invention, and is hereinafter referred to as the "Liu's touch signal complementary effect" (or “LTS” effect). This effect will be further explained below.
  • the Liu switch 300 includes a touch electrode 17 that is electrically coupled to the trigger control circuit 200.
  • the LTS effect provides a trigger signal to make the trigger control circuit 200 conduct.
  • the LTS effect is illustrated by Figures 2a and 2b.
  • FIG. 2 a represents equivalent circuits 250 and 250 ′, and these two equivalent circuits each represent a case where a human body contacts a touch electrode (ie, touch electrode 17 or 19).
  • the equivalent circuit 250 is controlled by the equivalent resistance (ie, the resistor R23), which represents the leakage path to the ground, and the resistance ranges from about 100 ⁇ to 30M ⁇ .
  • the electric signal strength of the LTS effect generated by the resistance component is illustrated by the curve Sa in FIG. 2b.
  • the human body provides a medium and high impedance (ie, about 30 M ⁇ -300 M ⁇ or higher).
  • the equivalent circuit 250 mainly presents the reactance of the distributed capacitance (ie, the capacitive reactance component of the equivalent capacitor C24) Xc.
  • the flip-flop and control circuit 200 provides an anti-parallel diode, which is connected between the common ground and the transmitting junction of the input transistor of the gain circuit 11.
  • the equivalent circuit 250 is mainly controlled by an induced signal source AT26.
  • the electrical power provided by the induced signal source The signal comes from the stray electromagnetic field of the environment.
  • the stray electromagnetic field has a variety of signal sources. It has an extremely wide frequency spectrum, ranging from low frequency AC signals (such as 50 (100) Hz or 60 (12 0) Hz) to very high frequency signals. VHF or UHF UHF signals may, in some cases, be generated from static electricity.
  • the electrical signal provided by the induced signal source AT26 is generated by superimposing various electromagnetic fields and can be detected by the gain circuit 11 of the trigger control circuit 200.
  • the equivalent induced signal source component resulting from the LTS effect is represented by the curve Sc in Fig. 2b.
  • the curve Sd in FIG. 2b shows the combined LTS effect of the resistor R23, the capacitor C24, and the induced signal source AT26 in FIG. 2b.
  • the "dull" region of the curve is shown, indicating that the electrical signal strength at the electrode 17 in this region cannot trigger the trigger and control circuit 200 reliably.
  • the electrical signal strength of the synthetic LTS effect of the equivalent circuit 250 is above the "dull" region, practically all impedances. It is important that if the resistive component (that is, Sa) is lower than the dull region, the reactive component (that is, Sb) keeps the curve Sd above the dull region.
  • the capacitor C 1 in the state memory and capacitance trigger circuit 12 and the capacitor C 4 (and the capacitor C 4 ′) of the initialization and power reset circuit 15 are both in a vented state when power is first applied to the switch.
  • the ports 81 and 82 receive the AC signal.
  • the thyristor-controlled bridge rectifier 8 outputs a rectified double half-wave DC signal, which is twice the period of the AC power supply. I? T is connected between ports 121 and 122.
  • the capacitor C1 in the state memory and capacitance trigger circuit 12 is almost fully charged.
  • the charging pulse is sucked into the capacitors C and C4 'in the initialization and power reset circuit 15 through the forward diode gate 13 and bypassed.
  • the voltage at the control terminal 122 will not rise significantly. Therefore, there is not enough signal to pass through the attenuator 9 to the trigger terminal 84 of the bridge rectifier 8 controlled by the SCR, so that the semiconductor switch 1 cannot be triggered.
  • the double half-wave DC voltage keeps the capacitor C1 of the state memory and capacitance trigger circuit 12 in a fully charged state. In this "off" state, no current enters the trigger and control circuit 200.
  • the first and second gain circuits 11 and 14 are in the off state because there is no signal input. (As long as the electrodes 17 and 19 are not touched, they will not provide an electrical signal.)
  • the thyristor controlled bridge rectifier 8 is also in the current blocking mode when it is not triggered. Therefore, in the "off" state of the Liu's switch 300, no leakage current flows into the load 2.
  • the "on" state feedback effect depends on: (a) While the SCR SCR1 and the main semiconductor switch 1 are connected to each other, a discharge path is provided between ports 121 and 122, so that the capacitor C1 is maintained in a discharged state. (B) The main semiconductor switch 1 is maintained in the on state, except at the zero crossing of the input AC signal. At the zero crossing, the main semiconductor switch 1 is blocked, which allows the next half-wave of the double-half-wave DC signal to appear instantly at ports 121 and 122, charging capacitor C1 almost immediately.
  • This charging current pulse is coupled to port 122, through attenuator 91, to trigger port 84 of bridge rectifier 8 controlled by SCR. In this way, the charging current pulse turns on the main semiconducting switch 1 again until the next zero crossing of the input AC signal.
  • Liu switch 300 Since Liu switch 300 has no current flowing in the "off” state and is short-circuited in the "on” state (except at the zero crossing of the AC signal), the Liu 300 does not need to provide a power supply circuit to work. Thus, a two-terminal network solid-state switch operating in the same way as a conventional single-pole mechanical contact switch is realized.
  • Liu's ne twork is characterized by multiple time constants.
  • Capacitor C4 is discharged at a slow rate called a preset time constant through resistor R8;
  • Capacitor C4 is at the current from control port 122 via the diode Gate 1 3 charges (relative to the preset time constant described above) at a fast rate with a short time constant;
  • the capacitor is discharged with a short time constant (relative to (The above-mentioned preset time constant).
  • the short time constant for charging through the diode gate 1 3 allows the Liu network to act as a dynamic energy absorber to absorb surges, spike noise, and shock pulses appearing at the control port 122 . Because of this performance, the "on" and “off” states of Liu's switch 300 have extremely high stability.
  • the Liu's network discharges through the obstructive path provided by the second gain circuit 14 and has a short time constant, so that the Liu's switch 300 can switch to "OFF" very quickly in response to the touch electrode 19 contact. In addition, Liu's network can get the desired security functions.
  • the resistor (R8) of Liu's ne twork provides a preset discharge time constant.
  • capacitor C4 When the Liu switch is in the "on" state, if AC power is interrupted, capacitor C4 is discharged through resistor R8.
  • the preset time constant maintains the charge on capacitor C4 for a preset time period. During this preset time period (for example, from a few seconds to tens of seconds), if AC power is restored.
  • Capacitor C4 is not enough to absorb the charging current of capacitor C1, so let the trigger pulse reach port 84 ( Figure 1) to trigger the controllable Silicon SCR1, which keeps Liu switch 300 in the previous "on” state.
  • the buzzer circuit 21 audibly indicates that the Liu switch 300 is successfully converted.
  • the overcurrent protection circuit 16 monitors the current in the current detector 5, and when it exceeds a predetermined threshold value, the overcurrent protection circuit 16 provides an output signal to the input port 144 of the gain circuit 14, As mentioned above, this control signal interrupts the "on" state of the Liu switch.
  • the optical coupling circuit 22 or 23 allows the Liu switch 300 to be used in a multi-point random remote control system.
  • the optical coupling circuit 22 includes input ports 223, 224, and 225, and provides output ports 221, 222, 226, and 228.
  • Port 225 is Coupling to an external ground reference point.
  • the ports 221 and 226 are coupled to the first gain circuit 11 through the ports 1 2 1 and 122, respectively.
  • Ports 222 and 228 are coupled to the second gain circuit 14 through ports 141 and 142 (also common ground), respectively.
  • the optical coupling circuit 23 is similar to the optical coupling circuit 22 except that the external ground signal 237 is added, so that highly isolated electrical channels are provided between the ports 223 and 235, 234 and 237, 231 and 236, and 232 and 238, respectively.
  • a signal AC or DC
  • an optically isolated low-resistance signal path is provided between ports 2 31 and 2 36, thus triggering the "on" state of Liu's switch 300 in the manner described above.
  • a signal appears between ports 2 34 and 2 37
  • an optically isolated low resistance path appears between ports 232 and 2 38, thereby triggering the "off" state of Liu's switch 300.
  • FIG. 4 represents a specific device of the circuit 400 of the present invention.
  • the bridge rectifier 8 and the main semiconductor switch 1 controlled by the thyristor SCR are implemented in a combined thyristor SCR-diode bridge circuit (1, 8).
  • a diode bridge BZ1 and a thyristor switch SCR1 implement the functions of a bridge rectifier 8 controlled by the thyristor SCR and the main semiconductor switch 1 of FIG. 1.
  • the state memory and trigger circuit 12 is implemented by a resistor R3 and a capacitor C 1 in series.
  • the current limiters 18 and 20 are implemented by resistors R1 and R2.
  • the first gain circuit 11 and the second gain circuit 14 are respectively composed of NPN T1 and T2 are implemented.
  • the attenuator 9 is implemented by a resistor R4.
  • the rectified signal appears between ports 83 and 85, while capacitor C1 is being charged.
  • a contact signal is generated by the LTS effect, and the NPN transistor T1 is turned on.
  • the conducting transistor T1 discharges the capacitor C1, couples the double half-wave DC signal of port 87 to port 92, and through the resistor R4, the double half-wave DC signal is provided to the gate G1 of SCR1, so that SCR1 is turned on. through.
  • the conducting SCR1 short-circuits between ports 01 and 02 (ie, the main semiconductor switch 1).
  • FIG. 5 represents another device circuit 500 of the present invention.
  • the circuit 500 is substantially the same as the circuit 400, except that the PNP transistor T11 in the circuit 500 replaces the transistor T1 in the circuit 400.
  • the other operations of the circuit 500 are actually the same as those of the circuit 400 described above.
  • Circuits 400 and 500 have several disadvantages.
  • FIG. 6a represents a specific device of a circuit 600 of the present invention.
  • the main semiconductor switch 1 is implemented by a three-terminal AC switch (triac TRIAC) 601.
  • triac TRIAC three-terminal AC switch
  • the ports B13 and B14 of the diode bridge BZ1 are coupled to the gate G and the second anode MT2, respectively.
  • the current limiting resistor 86 can be inserted in series between the port B1 3 or B14 of the diode bridge BZ1 and the triac 601 to protect the gate of the triac.
  • the voltage drop (Vsa t-on) in the "on” state is between 0.8 and 1.6V.
  • the triac 601 turns to the "off" state at the zero crossing of the AC signal.
  • Figure 6b represents a specific arrangement of the circuit 620 of the present invention.
  • the main semiconductor switch 1 is implemented by a circuit 602
  • the circuit 602 is implemented by anti-parallel unidirectional thyristors (ie, SCR2 and SCR3).
  • Each unidirectional thyristor in the circuit 602 has a higher current carrying capability than SCR1 of the bridge rectifier 8 controlled by the thyristor.
  • the ports B 1 3 and B14 of the diode bridge BZ1 ie, ports 81 and 82 of Fig. 1 are connected to the gates G3 and G2, respectively.
  • the current limiting resistor 86 can be inserted in series between the port B13 or B14 of the diode bridge BZ1 and the anti-parallel unidirectional SCRs SCR2 and SCR3 to protect the gates G2 and G3.
  • the trigger current is generated between the cathodes K3 and K2 of SCR3 and SCR2, respectively, and flows through the loop formed by the gate G3 of SCR3, the bridge rectifier BZ1, SCR1, and SCR2.
  • the trigger current alternately triggers SCR2 and SCR3 to put them into conduction mode.
  • the voltage drop (Vsa t- on) in the "on” state is approximately IV.
  • the main semiconductor switch 1 When the port G2 and G3 suddenly become high impedance (the SCR SCR 1 is turned off), the main semiconductor switch 1 becomes the "off" state at the zero crossing of the AC signal, so that SCR2 and SCR3 are blocked. status.
  • the circuits 600 and 620 using power components (such as SCR2 and SCR3 of the triac 601 and the switching device 602), the currents of the circuits 400 and 500 of FIGS. 4 and 5 to the load 1 can be easily provided. Expanded to a considerable current.
  • the "on" state voltage drop in the Liu switch 300 is very low, and the power consumption is also reduced.
  • FIG. 7a represents another specific device of the circuit 700 of the present invention.
  • the circuit 700 there is a practical initialization and power reset circuit 15 and a diode gate 13, the initialization and power reset circuit 15 and the diode gate 13, which are composed of a resistor R8 and a capacitor C4. And C4 'and diode D3, which is hereinafter referred to as Liu's network.
  • the circuit 700 implements the attenuator 9 through a voltage divider formed by the resistors R4 and R6.
  • the gain circuit 14 functions as a complementary cascode amplifier including a resistor RL; a PNP transistor T3 and an NPN transistor T2.
  • the thyristor SCR-controlled bridge rectifier 8 and the main semiconductor switch 1 are implemented by the same circuit as the circuit 600. Only the bypass filter formed by capacitor C6 and resistor R7 is added to the gate of triac 601. Gain circuit 11, state memory and trigger circuit 12, as provided in circuit 400 above.
  • Filter circuits 28 and 29 are each implemented by a capacitor (C2 or C3), which is connected in parallel with a diode (D1 or D2). In filter circuits 28 and 29, respectively, a diode (such as D1) is connected in anti-parallel to the transmitting junction of an amplifying transistor (such as transistor T1).
  • the diode performs at least three functions: (a) providing a reverse path to increase the reactance component (Sb) distributed in the LTS effect; (b) protecting the emission junction of the amplifier transistor: (0) using Make a peak detector with 1 ⁇ 5 effect equivalent induced signal source component (Sc).
  • the capacity of capacitor C4 in the Liu's network is much larger than the capacity of capacitor C1 of the state memory and trigger circuit 12.
  • the capacitor C4 can be realized by a polarized electrolytic capacitor. Since a large electrolytic capacitor has an additional inductance, a stepless capacitor C4 'is provided in the Liu's network and provides a fast response time to the Liu's network.
  • capacitors C4 and C1 were both in an uncharged state. As mentioned above, capacitor C1 is connected between ports 83 and 85. The rectified signal is fully charged in a short period of time. However, because capacitor C4 remains uncharged, and the charging current of capacitor C1 is charged to C4 through forward biased diode D3, there will not be enough trigger current pulses on input port 92 of attenuator 9, thus blocking it. Turn on the Liu switch. While the Liu switch 300 is in the "off" state, as described above, no current flows into the trigger and control circuit 200. (The leakage currents in the gain circuits 11 and 14 are in the range of nanoamperes A), and are therefore insignificant.
  • the resistor R8 causes the capacitor C4 to be fully discharged.
  • the initialization circuit 15 provides a stronger stabilization effect in the "off” state, so that the positive potential of the input port 122 of the attenuator 9 to ground is not higher than the voltage drop of a diode (ie, about 0.7V), thereby preventing Liu ’s
  • the switch 300 is triggered, even if it is an instantaneous fluctuation in the AC signal, or an instantaneous false trigger on the touch electrode 17.
  • the capacitor C1 is discharged, and the rectified signal is transmitted through the low-resistance path presented by the transistor T1 between the ports 121 and 122. Even if this signal is attenuated by the attenuator 9, it is enough to trigger the SCR1 of the bridge rectifier 8 controlled by the thyristor SCR, which in turn triggers the main semiconductor switch 1 to be turned on.
  • the "on" state feedback process described above To lock the Liu switch 300 in the "on” state, whereby the capacitor C4 is maintained at a specific voltage.
  • capacitor C4 is discharged through resistor R8, and the time constant of its discharge is determined by the capacity of capacitor C4 and the resistance of resistor R8.
  • the Liu switch 300 can return to the "on” state (ie, obtain the "on” state memory).
  • capacitor C4 is discharged. Since the discharged capacitor C4 can absorb the charging pulse of the capacitor C1, as described above, a specific "off” condition is generated. In this way, the Liu switch 300 is maintained in the "off” state until the touch electrode 17 is touched again.
  • the capacitor C2 or 1 ′ of the filter circuit 28 and the equivalent impedance of the resistor R1 and the operator form a low-pass filter, which eliminates high-frequency interference for the touch electrode 17, and eliminates noise and waves in the rectified signal for the gain circuit 11.
  • the diode D1 has three functions:) providing a radio frequency (RF) peak detector that enhances the effective induced signal source component (Sc) effect of the LTS effect; (b) rectifies the negative half-cycle signal current, which improves the touch electrode The touch sensitivity of the reactance component of the LTS effect; (c) protecting the input end of the amplifier circuit.
  • the capacitor C3 of the filter circuit 29 performs the same function as the capacitor C2 or C2 'described above.
  • the resistors R5, R7 and the capacitor C6 are connected to the gate G of the triac 601 to provide shock protection and eliminate high frequency noise appearing on the gate G of the triac 601.
  • electromagnetic interference and noise filtering can be provided by EMI suppressors 3 and 3 'in series (see Figure 1), and EMI suppressors 3 and 3' can be provided by many forms of low-pass filters, including by ferrite magnets.
  • LC circuit consisting of a screw tube and a capacitor, or a commercially available EMI monolithic filter.
  • the circuit 7b-7d represent specific devices of the circuits 720, 740, and 760 of the present invention, and each circuit represents a modified circuit of the circuit 700 of FIG. 7a.
  • the circuit 720 includes a filter circuit 28 implemented by a capacitor C2 ′ and a diode D1, and a gain circuit 11 implemented by a PNP transistor T11.
  • the circuit 740 in FIG. 7c is actually the same as the circuit 700 in FIG. 7a, except that the anti-parallel unidirectional SCR SCR2 is used.
  • SCR3 to implement the main semiconductor switch 1, as shown in the circuit 620 of FIG. 6b.
  • the circuit 760 of FIG. 7cl is actually the same as the circuit 720 of FIG. 7b, except that the main semiconductor switch 1 is implemented by anti-parallel SCR2 and SCR3. See circuit 620 in Figure 6b.
  • Figures 8a-8c represent the circuits 800, 810, and 820 of the limiter (such as limiter 20).
  • circuit 800 there is a resistor R40.
  • capacitor C42 is used as a limiter.
  • Capacitors C42 and C45 can be obtained by covering the metal or conductor surface of the electrode with a layer of insulating or resistive material.
  • FIG. 9a represents a system block diagram of the circuit 900, showing the overcurrent protection processing circuit of the present invention.
  • the circuit 90Q includes a current-to-voltage conversion device (AVC) 5.
  • AVC5 can be composed of a current transformer or a shunt element or another current-voltage conversion device.
  • the AVC5 current port is connected in series with Liu's switch 300, load 1 and fuse 4 and is connected across AC power lines 6 and 7 to represent the current ("main current") of load 2 of AVC5.
  • the output signal is coupled to The AC-DC converter or rectifier 904 (such as a half-wave rectifier, a full-wave rectifier, or a full-wave bridge rectifier).
  • the rectified signal is then passed through a voltage regulator limiter 905 and filtered by a smoothing filter 906.
  • the resulting The DC signal representing the main current is added to the temperature automatic compensation circuit 907, and adjusted according to the temperature-sensitive current trip value set by following the temperature-sensitive-current trip characteristic curve (io-T curve). Then, the DC with temperature compensation is adjusted.
  • the signal is attenuated by the voltage divider 908 and then coupled to the threshold element set as a preset overcurrent trip value.
  • an overcurrent signal is provided at port 144 to OR gate 903 to trigger the second
  • the gain circuit 14 forces the Liu's switch 300 into the "off" state as a protection state.
  • the standby input port 145 receives one or more operating signals to turn off the Liu's switch 300.
  • the automatic shutdown needs to be completed, and an additional backup signal can be input from the additional input port of the OR gate 903.
  • Figures 9b-9d represent three specific overcurrent trip circuits 910, 920, and 940, respectively. These circuits can be used in the Liu's switch 300.
  • the Liu's switch 300 Provides overcurrent protection.
  • Liu's switch 3 () 0 can extend the overcurrent protection to each unipolar switch in each branch at a very low cost.
  • overcurrent protection is provided on the main circuit, and Overcurrent in one of the roads will affect other branches.
  • the Liu switch 300 overcomes the inconvenience of the previous technology and greatly increases safety.
  • a small current transformer TF is used as the current detector 5 in the circuit 910. It is used as a current transformer for current detection.
  • a shunt element or other current-voltage conversion element may also be used.
  • the current transformer TF the current flowing through the primary semiconductor switch 1 flows in the primary coil TF1.
  • an AC current signal is provided in the secondary coil TF2 according to the current proportion in the coil TF1.
  • Zener diode Z4, capacitor C7 and resistor R12 form a half-wave voltage doubler rectifier.
  • the Zener diode Z4 limits the amplitude of the half-wave rectified signal.
  • the rectified signal D10 provides a DC voltage signal on port 902, which represents the current through the main semiconductor switch 1.
  • This DC voltage signal is smoothed and attenuated by capacitor C8 and resistor network 907 (including resistors R9 and R11, and temperature sensitive resistors R10 and R10 ').
  • the DC voltage signal attenuated by resistor network 907 is passed through silicon
  • the diode D5 provides an input signal to the gain circuit 14 of the Lau switch 300.
  • the resistor R14 and the diode D4 provide a positive feedback, which allows the gain circuit 14 to quickly lock the Liu switch 300 in the "off" state. It is important that the forward bias voltage of the silicon diode D5 has a negative temperature coefficient (that is, the forward bias voltage drop across the diode D5 decreases with increasing temperature). In this way, the diode D5 is at a higher temperature Provides a lower trip threshold.
  • Temperature-sensitive devices (such as thermistors R 1 0 and / or R10 ') provide temperature-dependent dynamic characteristics of overcurrent trip points, which can be used to further compensate and fine-tune the trip threshold with respect to temperature changes. Obtain a suitable temperature compensated overcurrent protection. When the ambient temperature and the switch temperature change, the Liu switch 300 can automatically adopt a new trip value. In this way, Liu's switch 300 provides more advanced protection functions to protect human life, the safety of the power grid and electrical appliances.
  • thermo components or temperature-sensitive components may be used in the Liu switch 300 to obtain the same results as described above.
  • Fig. 9c represents circuit 920, which is a modification of circuit 910 of Fig. 9a.
  • the circuit 920 uses a center-tapped secondary coil TF2 in the current detector 5, and full-wave rectification is provided by the diodes D6 and D7.
  • the cabinet components are provided by a reverse-biased Zener diode D5 and a load resistor R13.
  • FIG. 9d represents the circuit 940, which is a modification of the circuit 910 of FIG. 9a.
  • the circuit 940 uses a diode bridge rectifier BZ2 to provide a full-wave rectified voltage signal in the secondary coil TF2 of the current detector 5.
  • the threshold element in circuit 940 is served by element TE.
  • Element TE can be, for example, a PNPN four-layer Schottky diode and a load resistor R13.
  • Figures 10a and 10b depict additional zero-crossing circuits 1000 and 1050, respectively.
  • the circuit 1000 includes a voltage divider formed by resistors R16 and R15. After the resistors R16 and R15 are connected in series, they are connected between ports 83 and 85 of the bridge rectifier 8 controlled by the SCR SCR, and the output signal Vb4 of the voltage divider is connected to the base control T4 of the NPN transistor T4.
  • the PN transistor T4 when the PN transistor T4 is turned on, it provides a low-impedance path to short the trigger signal on the gate G1 of SCR1 to ground.
  • the voltage Vthres is the minimum voltage.
  • FIG. 7a represents the state of the memory flip-flop circuit and I 2, attenuator 9, controllable
  • the silicon SCR-controlled bridge rectifier 8 and the main semiconductor switch 1 are the embodiment shown in FIG. 7a.
  • the coupling diode D50 couples the port 83 of the thyristor SCR-controlled bridge rectifier 8 to the port 121 of the trigger and control circuit 12.
  • Figure 10c represents waveforms 1 and 2, waveforms 1 and 1 are the threshold voltage Vthres and output impedance of the transistor T4 at the gate G1 of the SCR1, respectively.
  • the voltage divider of the resistors R15 and R16 of the circuit 1000 is replaced by a series voltage divider formed by a zener diode Z1, a light emitting diode LED1 (optional), and resistors R18 and R17. Since the voltage drop across the Zener diode Z1 is constant, from the voltage range of 9V-19V, a more accurate zero-crossing threshold voltage Vthres can be selected.
  • Figures 10a and 10b represent a simple, compact, inexpensive, and buzzer circuit 21 without current leakage in a steady state. It is composed of a Zener diode Z2 and a piezoelectric speaker element PE connected in series to a node A Between the commons. When the potential of the node A rises from the ground potential (ie, the "on” state of the Liu switch 300) to a high DC voltage (ie, the "off” state of the Liu switch 300), a breakdown current passes through Z2, The capacitive piezoelectric element PE is quickly charged to produce an audible sound. This audible response can also be connected in series with the zener diode Z2 and the piezoelectric element PE to any arbitrary voltage sudden change. On two nodes.
  • the Liu switch 300 when the Liu switch 300 is switched, an audible "beep" sound is emitted by the piezoelectric element PE.
  • the buzzer circuit 21 can be used to provide an acoustic response for the operator .
  • 11a and 11b represent optical coupling circuits 22 and 23.
  • Embodiments 1100 and 1150, the optical coupling circuits 22 and 23 are coupled to the Liu's switch 300. In a manner related to FIG. 1 described above, they are used as multi-point random remote control solid state switches / relays.
  • the input control signals on ports 223 and 224 of circuit 1100 (relative to the common external ground port 225) and the slaves connected to ports 221 and 226
  • the output signal (“on" channel) is isolated from ports 222 and 228 ("off” channel) across the isolation voltage, which can reach thousands of volts.
  • FIG. 12a represents a three-wire control bus 400.
  • the control bus 400 is used by an external device to provide multi-point random remote control of the load 2a through the solid-state switch 1200.
  • FIG. 12b represents a four-wire control bus 410.
  • the four-wire control bus 410 is used to provide multi-point random remote control of the load 2b through the solid-state switch 1201.
  • FIG. 13 represents a specific embodiment of the circuit 1300 of the present invention, and various components of the multiple functional circuit of FIG. 1 are combined.
  • the Liu switch 300 has a built-in over-voltage protection function inside, so it does not need external protection components to protect it. Refer to Figure 7a for a description of this built-in overvoltage protection.
  • an overvoltage condition for example, a large voltage pulse in the AC signal
  • the rectified double half-wave DC signal between the collector and emitter ports of the transistor T1 exceeds the impact of the transistor T1.
  • Transistor voltage, transistor T1 turns on.
  • the current of the conducting transistor T1 provides a trigger pulse, and SCR1 is triggered by the attenuator 9.
  • the conducting SCR1 short-circuits the diode bridge BZ1, which in turn triggers the triac 601 to enter a conducting state.
  • the Liu switch 300 is switched to the "on” state, so that the voltage across the Liu switch 300 drops to the voltage across the conducting triac 601.
  • the above-mentioned regenerative feedback process keeps the Liu switch 300 in the "on” state until the Liu switch 300 is switched to the "off” state, such as by an external The cause touches the touch electrode 19. Due to the breakdown of the transistor T1 and the conduction of the triac 601. Only occurred within a few microseconds, the conduction of the triac 601 in turn short-circuited the overvoltage across the switch, and because the transistor The breakdown current of T1 is also limited by the resistance in the attenuator 9.
  • the overvoltage appearing in the Liu switch 300 is very short, and even if there is always an overvoltage state in the AC signal, the Liu switch 300 will not be damaged. In this way, the Liu's switch 300 does not need a protective device to protect it, and avoids the cost of maintaining the damaged protective device. Compared with the solid state switch of the prior art, the Liu's switch 300 greatly saves costs.
  • the switch provided by the present invention does not substantially absorb current during the "off" state, and does not require a power source for the switch itself. In addition, it does not require additional protection components to protect it from overvoltage.
  • the gain circuit of the Liu switch 300 may be composed of other devices, such as some junction field effect transistor J-FET, or field effect transistor MOS-FET, Darlington bipolar transistor, or Additional integrated circuits or operational amplifiers.
  • the main semiconductor switching device 1 may also be implemented by the following devices, such as IGBTs, GT0s, MCTs, V-M0Ss, D-M0Ss, power bipolar devices, or other thyristors.

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Keying Circuit Devices (AREA)
  • Relay Circuits (AREA)

Description

固态电开关
技术领域
本发明涉及一种电开关， 尤其是涉及到一种单极固态电开关， 该固态 电开关能够直接接入交流电源线中。
背景技术
一个基本的电路中， 包含一个电源开关和一个负载， 载串联一个电 源开关后接入电源的输出端 （例如交流电源插座）。 一般的电源开关是一 种机械结构， 能够使电接头连通或分断。 该电接头是由人工或由电磁场产 生的机械力来连通或分断的（如象继电器）。 人工操作的传统机械开关， 通 常都有一个杠杆装置， 由机械杆和弹簧的作用， 使开关 "开" （连通）和 "关，， （分断）。 这种电源开关可靠性低， 寿命短， 尤其是工作在恶劣环境 中 （例如易燃、 易爆、 高温、 高潮湿、 灰尘重、 腐蚀性气体和强烈震动等 场合）， 这样的电源开关， 常因产生电弧、 火花、 机械磨损、 腐蚀、 潮湿、 触点焊接或接触不良造成开关失灵或导致火灾和其它工业事故， 危及财产 和生命安全。 为了改进这些传统的机械开关， 常常需要作花费高的修改和 贵金属的使用。 这种改进了的开关， 仍然存在容易磨损和需要频繁的维修 0 问题。 机械开关的损坏， 常会使负载损坏。
常规的机械开关在 "开" 状态时， 如果电源中断， 它也不会回到 "关" 的状态。 在这种情况下， 如果突然来电， 常会发生事故。 为了安全， 在许 多重型机械中， 大都用电磁接触器来使其掉电复位。 这种电磁接触器使用 很不方便， 既昂贵、 又笨重而复杂， 还消耗电能， 且工作时会产生低频交 流声。 在电源含有杂波和不稳定的地方， 瞬间的电源波动或跌落引起电磁 开关频繁复位， 使 "电源间断，，， 工作很不正常。 对于传统机械开关需要 反复调整， 很不方便。 传统的机械式断路器， 所采用的电一磁跳闸或 /和热跳闸过流保护装 置. 不能适应频繁操作 （响应速度慢）。 当在一个有很多支电路的千线中， 使用机械断路器时， 这样的断路器不能分别对支路和终端负载提供可靠的 过流保护。 通常， 在大多数家庭或办公室里， 一个主电路断路器只能提供 一个大得多的总过电流跳闸值对很多开关支路提供总过电流保护， 以致有 任一支路发生过电流时， 必需要产生大得多的过电流， 断路器才会动作， 且会切断该断路器以后的所有支路。
对于过电压保护， 早先的固态装置 （例如固态开关）， 通常是需要过 压保护元件来保护的。 该保护元件既可以是一只压敏电阻， 又可以是一只 特殊的可控硅， 它们都与固态开关并联。 在固态开关处于 "关" 态， 当一 个很大的过电压产生时 （例如当这个电压加在固态开关两端. 超过可控硅 的转折电压时）， 该保护装置立即导通， 将该电压限制在低于固态开关的 电压， 从而使固态开关不会因过电压而损坏。 不过， 如果过电压持续时间 过长， 保护装置中流过很大的电流， 会产生过热， 使保护装置永久损坏。 这种过电压保护方案在保护装置本身的成本上和维修代换上都很昂贵。
另外， 传统开关对于实现多点随机控制， 超过三点控制就不实用 （允 许一台机器多个位置的任一点转换 "开" 或 "关"）。 因为需要复杂的开关 逻辑和大量的连线。
由于传统开关成本高， 又有上述缺点， 人们长期以来， 就盼望有一种 固态电开关。 然而， 直到现在， 一个根本的技术问题尚未得到解决： 一种 固态电开关， 必然是一个电子电路。 作为电子电路， 通常都需要一个直流 电源。 几乎所有的集成电路， 都需要在电源 VCC (或 VDD )端对地（或 VSS ) 端， 加一个直流工作电压， 例如 2. 7V、 3. 3V、 5V或 ± 5V、 ± 12V
± 35V 。 除非另外由电池供电， 否则， 必要用一个电源来提供工作 电压。 这个通常与负载串联的电源开关， 就只能通过负载， 以漏电流的形 式吸收电流工作。 这种漏电流， 即使从几毫安到几十毫安， 事实上， 都是 使负载在欠电压下工作。 这种开关在象照明器具中的电子调光器类的装置 中尚可接受， 在象荧光灯、 交流电动机、 变压器或者其它电器中是不可接 受的， 尤其从安全角度出发。 例如， 在安全标准上， 事实上所有国家和被 承认的安全组织， 如保险业主， 都认为毫安级或更高的漏电流是不安全的。 因此， 事实上， 电子调光器和电子延时开关， 即使与照明器具相串联， 都 被认为是用电器或负载， 而不是电源开关。 在多数情况下， 出于安全， 对 于电子调光器或电子延时开关， 都还需要串联一只机械开关
无一例外， 早先的两端固态开关的电子电路， 是并联在负载导电组件 上 （例如在三端双向可控硅开关的两个极之间）。 我们能找到这些开关的 例子， 例如美国 5, 550, 463专利和 5， 030, 890专利。 于是， 这些开关在固 态开关的 "关" 状态时， 吸收大量的电流。 从开关电流需求的角度看出， 无一例外， 两端固态开关， 都通过第三端直接与电源耦合而吸收电流。
另外， 早先的固态开关在处于 "开" 状态时， 其两端的电压低于固态 开关 （如三端双向可控硅两端）， 其开态饱和压降 Von-sa t通常为 ACO. 8V- 1. 8V之间。 并联在开关两端的固态开关的电子电路， （即跨接到 Von-sa t ) 就得不到足够的电压幅值来正常工作。 例如美国 3, 660, 688 号专利和 4, 289, 980 号专利， 为了从固态开关两端获得工作电压， 这固态开关的饱 和电压降 Von-sa t就要维持在较高的范围， 如 2. 4-4. 0V和 12- WV。 不过， 在那些固态开关中， 会大量消耗电能。 例如， 美国专利 3, 660, 688 和 4, 289, 980 的固态开关与 120V 5A 的灯具串联， 其在固态开关中消耗的功 率一种情况下为 12- 20W, 在另一种情况下， 竟高达 60-70W 为了解决这 一严重的功耗， 这种固态开关不仅需要笨重的散热器， 而且， 固态开关两 端如此高的压降， 使负载得不到足够的工作电压， 降低了性能： 反映出， 这种固态开关是不实用的， 也是不希望有的。
Brovelli的美国专利 4， 703, 194中的图 1披露了一种 2端网络的固态 开关。 不过， 按照上述讨论的早先技术的固态开关， 由整流桥（即二极管 1-4 )和单向可控硅 ( SCR ) 6构成主开关， 在 "开" 态时提供一个 1.4-4.0V 的饱和压降 Von - sat。 这样， 在上述固态开关中， 6A 的负载电流， 在固态 开关上就要消耗 13- 24W的功率。 进一步， 为了防止单向可控硅 SCR6在交 流电过零时关断， Brovelli 的固态开关是用储存在电容器中的电荷来保持 "开" 状态的。 电容器 7保存的电压 （例如 0.7V ) 大于可控硅 SCR6的触 发电压。 为了保持负载电流， Brovelli使用了一只 1 F 电解电容器 5和 一个低通滤波器。 但是该电路只能适用于 1A 以下的负载电流， 且固态开 关处于 "关" 态时， 电解电容器工作在高电压和高纹波电流状态或沖击电 压时， 其注入负载的泄漏电流会导致负载损坏， 产生无法预料的恶果。
再者， 为了确保固态开关有较高的灵敏度， 单向可控硅 SCR6也必须有 高的灵敏度。 为此， SCR6的电流定额就应选得较低， 于是就只能带很小的 负载 （例如 TIC106D SCR的定额为 1A左右）。 为了提供较大的电流， 在固 态开关中就应使用大功率的元件， 如高功率三端双向可控硅。 不过， 这个 三端双向可控硅并联在 SCR6的阴一阳极之间， 增加了连接在 SCR6 门极上 的电容 7 的电荷排放量， 使得 SCR6在 "开" 态时， 当电源过零时不能保 持导通。 这样， Brovelli 的设计， 不能用仅仅增加一只大功率元件来增加 输出电流， 所以该设计不能用于实际。
此外， Brovelli的固态开关， 触摸两个电极 15或 14, 通过串联电阻 8 和 11 产生微小的电流， 触发高灵敏的单向可控硅 SCR6和 9， 来转换开和 关的状态。 当前市上的高灵敏度可控硅 （例如三菱公司的 CR02AM 和 CR03AM, 摩托罗拉公司的 MCR100-8和 TIC106D ) 都至少需要 200 μ A 的触 发电流。 不过， 当人体接触触摸电极， 例如触摸电极 14 时， 触摸电极通 过人体到地的接触阻抗， 通常高达 100兆欧姆。 因此， 只能提供比 200μΑ 小得多的电流， 不足以触发 SCR6或 SCR9, 来实现 Brovelli 的固态开关的 "开" 或 "关" 的转换。 在其它时间， 在地面与接触电极之间通过人体所 产生的阻抗， 就可能产生大于 200 μ A 的电流， 从而引起触电或其它安全 问题。 因此， Brovelli的固态开关被认为是不实用的。
发明概述
本发明提出一种完整的固态 2 端电开关 （ 简称刘氏开关 Liu's switch), 该开关能够用于单极工作（即负载与开关串联后接入交流电源）。 刘氏开关（Liu's switch)是一种不含任何机械的或活动部件的固态开关， 因此不容易损坏。 由于刘氏开关不含机械触点， 所以不会产生火花、 电弧、 腐蚀或机械杂音。 能够在恶劣环境中工作， 例如易燃、 易爆、 高温、 高 潮湿、 强腐蚀的、 灰尘重或者强烈震动的环境。
本发明的一种具体结构， 刘氏开关（Liu's switch)能够直接与负载和 交流电源串联。 它包括 （ a ) 半导体开关元件， 该元件被作用于其控制端 的控制信号所控制， 该信号确定该半导体开关是处于导通或关断状态； ( b) 包括一个整流器， 该整流器是在半导体开关处于关断状态期间， 从 半导体开关的各端口接收交流信号； （c) 包括一个含电容器的控制电路，
( ϋ ) 该控制电路根据与上述电容器相并联耦合的增益电路中的电子信号 而放电。
在一个实施例中， 在半导体开关关断期间， 经整流的直流信号使电容 器充满电。 半导体开关保持关断状态， 一直到接收到使电容器放电的信号。 使电容器放电的电信号能够是， 例如由一个正按着的按钮所产生的电信 号。 在电容器放电之后， 整流的直流信号就提供直流充电电流， 使电容器 再被充电。 然后， 这种充电电流就以触发信号的形式提供控制信号， 使半 导体开关进入导通状态。 该导通的半导体开关， 就使电容器放电。 不过， 在交流信号的每一个过零点， 半导体开关器件瞬间又变为关断。 以便让整 流的直流信号再给电容器充电。 然后， 该充电电流再次产生触发信号， 使 半导体开关元件回到导通状态。 这样， 一旦半导体开关器件处于导通状态， 反馈一个控制信号 （例如触发信号）， 确保半导体开关元件一直保持在导 通状态。
在一个实施例中， 控制电路进一步包括与第二个电信号相关的第二个 增益电路。 第二个电信号在控制端与公共地端之间提供一个信号通路。 这 样， 通过将控制信号和触发信号分路到地， 中断上述的反馈程序。
控制电路还包括一个在控制端与公共地之间的并联电容器 （第二个电 容器） 所构成的预置电路。 第二个电容器的容量比控制电路的电容器 （第 一个电容器） 的容量更大。 一个正向偏置的二极管， 就将控制端连接到第 二个电容器上， 有一个电阻与第二个电容器并联， 与其它的控制电路一起， 构成一个具有多种时间常数的电路（刘氏网络 L iu' s ne twork )0 在一个具 体实施例中， 刘氏网络 Liu' s network 既可用作状态记忆， 又可用作预置 电路。 在预置电路中 （例如， 首次供电时）， 刘氏网络 L iu' s network的第 二个电容器提供一个很大的容量， 该电容吸收第一个电容器最初的充电电 流。 这样， 使半导体开关导通的触发信号就被截止。 结果， 在处于预置状 态时， 刘氏开关 L iu' s swi tch仍然保持关断。 隔时间， 如果比刘氏开关预定的时间短， 则刘氏开关仍然处于导通状态。 反之， 如果断电时间间隔比刘氏开关预定时间长， 则刘氏开关变为关断状 态。 即在预定时间的间隔内， 刘氏网络 L iu' s ne twork具有状态记忆功能, 即刘氏开关能够保持断电前的导通或关断状态。 在一个实施例中， 第二个 电容器是由一个电解电容器和一个无极电容器并联而成。
在刘氏开关的一个实施例中， 控制电路还包含一个接收外部信号的端 口的第二增益电路。 没有这个外部信号 （例如， 由一个正按着的按钮所产 生的触发信号）， 该第二增益电路就不吸收任何电流， 即呈现高阻状态。
根据本专利的一个方面， 刘氏开关还包括一个过零检测电路， 接收整 流信号并耦合到控制端。 过零检测电路， 能阻止控制信号起作用， 除非在 整流信号幅度瞬间低于设定电压时， 才能控制信号输入。 在一个实施例中， 过零检测电路包含一个晶体管， 这个晶体管在整流信号幅度高过预定值 时， 将控制端与公共地短路。 在一个实施例中， 过零检测电路是由一个晶 体管实现， 该晶体管被接在整流器的输出端与公共地之间的分压器上， 被 分压器的输出信号所控制。
另外， 可以包括与分压器相串联的发光二极管 （LED ) 和齐纳二极管。 这个发光二极光可作为 "夜灯"， 让电子开关为了某种用途是看得见的。
根据本专利的另一个方面， 刘氏开关包含一个与负载和半导体开关相 串联耦合的电流检测器， 来提供一个代表电流状况的信号。 在一个具体实 施例中， 刘氏开关还包含一个过电流保护电路， 该电路迫使半导体开关在 电流检测器的指示电流超过预定值时， 就转为断开状态。 该电流检测器能 由一个变压器来实现。 在一个具体实施例中， 过电流保护电路包括温度敏 感元件， 这样， 过电流保护电路的门限就能自动跟踪， 同时采样环境温度 和刘氏开关自身的温度。
在一个具体实施例中， 该过电流保护电路包括（a ) —个整流器， 来 提供代表电流检测器中电流的电压信号。 （b ) 阈元件， 在电流探测器中的 电流超过预定值时， 它就变为导通。 这种阈元件， 能够由硅二级管， 齐纳 二极管或一个四层萧特基二极管来实现。 过流保护电路的整流桥能够由齐 纳二极管或二极管桥来实现 进一步， 过流保护电路可以在整流器和阈元 件之间， 包括一个电阻网络， 这种电阻网络能够包含温敏器件 （例如， 热 敏电阻或其它热敏器件）， 这些温敏器件补充或进一步微调该过流保护电 路的温度特性。 恰当地选择温敏器件的规格， 过流保护电路的脱扣条件， 就能够根据操作环境的温度和开关本身的温度作自动调整。
根据本发明， 刘氏开关还包括一个光耦合器， 该光耦合器能够将控制 总线上的各个点所接收到的多种外部信号来控制一个刘氏开关， 这就是刘 氏开关的 "多点随机控制"。
在一种电路中， 刘氏开关有一个二极管桥和一个单向可控硅（SCR )。 在第二种电路中， 半导体开关是由三端双向可控硅 TRIAC来实现。 在第三 种电路中， 半导体开关是由反向关联的单向可控硅来实现。 刘氏开关的这 种整流电路， 能够由一个单向可控硅（SCR )控制的整流桥控制。 一个低 通滤波器连接到半导体开关装置的信号端， 以在控制输入信号中缓冲、 减 振、 消噪音， 来进一步保护半导体开关， 这样就使系统稳定地工作。
触摸电极能够各含一个金属表面， 或使用阻抗材料或绝缘材料包裹了 的金属表面。 触摸电极能够平行的或倾斜地安装在安装板上 （例如触摸电 极在安装板上可以稍微凹下去， 也可以稍微凸出一点）。 在一个电路中， 有两个触摸电极， 一个用作 "开"， 一个用作 "关"。 这两个触摸电极板可 采用不同的颜色和不同的触感。
根据本发明的另一方面， 刘氏开关包含一个蜂鸣电路， 当有人接触到 触摸电极板时， 该蜂鸣电路就以 "哔" 响声应答。 该蜂鸣器， 能够是一个 由齐纳二极管和一个压电扬声器串联后， 再联接到刘氏开关的整流器输出 端与公共地之间。 这个蜂鸣电路能够产生听得见的可以辩别的蜂鸣声， 来 指明是哪一个接触板被联接上了。
在刘氏开关的控制电路中， 各种不同功能的组件 （例如： 增益电路、 可控硅控制整流器、 半导体开关或音频应答电路）各自都几乎没有漏电流。 因此， 刘氏开关在其 "关" 态时， 所消耗的功率几近于零
本发明的另一个优势是能够状态锁存， 从而控制触摸电极保持 "开" 或 "关" 的状态。 只有在有人再触摸电极时才发生变化.— 基于这种锁存功 能， 本发明的刘氏开关提供一个多点随机遥控系统， 包括： ) —个两端 的刘氏开关， 串接在负载和交流电源输出的相线上。 （b ) —个光耦合器接 到刘氏开关， 该光耦合器对 AC 交流电源与外部遥控信号总线之间提供了 很高的阻抗， 由光耦合器从外部信号总线接收信号。 （c ) 控制器 （例如： 计算机）并联到信号总线上， 各控制器易于定位在控制信号的信号总线上。 刘氏开关提供一种 "开 /关" 锁存特性， 该特性能通过外部控制器和电子 计算机的无穷数据来随机控制。 在一个实施例中， 信号总线包含一个独立 的外部公共地， 作为 "开" 信号和 "关" 信号的参考点。 在另一个实施例 中， 分别独立的外部公共地参考点是被提供来为在一个 4 线外部信号总线 上的 "开" 通道和 "关" 通道之间分配导通和关断。
本发明的一个方面， 刘氏开关处于 "关" 状态时， 没有漏电流注入负 载。 本发明的另一方面， 刘氏开关在 "开" 状态期间， 是以全动态模式工 作。 本发明的这种开关， 仅仅用在交流输入信号的每半周的过零期间接收 到的信号工作， 因此就避免使用直流电源。 这就不象以前技术制造的电子 开关。 刘氏开关是直接地连接在一根标准的交流电源线上。
本发明的另一个优点， 刘氏开关具有一个静止的过电流脱扣电路和一 自动调节电路。 这样， 在每一个负载点， 都有着价廉而独立的过流保护。 这每一个负载点的独立过电流保护， 为财产和生命提供了卓越的保护性 ■匕
fl匕.：
本发明的另一个优点是刘氏开关的通用性， 刘氏开关可以直接接入
1 2 0V、 220V或更高电压的交流电源输出口。
从本发明的另外一个方面看， 刘氏开关包含一个预置电路和一个电源 恢复调节电路 （刘氏网络 L i u ' s ne twork )。 包括一个在控制端与地之间由 一个二极管与电容器相串联的电路， 还包括一个与电容器并 ¾的电阻。
本发明的又一个优点， 刘氏开关中有任选功能。 这些任选功能包括夜 灯或者说是刘氏开关上看得见的指示灯。 使用无源荧光材料， 如象磷酸盐 或硫磺的化学合成物， 就可以获得夜灯或指示灯功能。
在一个具体实施例中， 一个高效率的发光二极管被引入刘氏开关的过 零保护电路。 在该具体实施例中， 该发光二极管的正向电压. 就对过零电 路提供了一个门限电平， 同时， 发光二极管对照亮这个开关起夜灯作用。 在 "关" 状态， 这个发光二极管吸取的电流低于 2 00 μ A t
本发明的又一个优点， 刘氏开关为过流脱扣保护提供了一个可编程动 态门限值。 门限值适应温度、 负载和环境状况， 以及开关本身的配置。 刘 氏触摸信号， 能够用于在电子网络中建立灵活的终端设备。
本发明的触摸电极是基于一个与人体相关的阻抗效应的发现， 称之为 "刘氏触摸信号互补效应" （以下简称 "LTS" )。 这 LTS 效应产生于人体的 阻抗性质， 即， 在极宽范围的环境条件下， 总是能利用到对地阻抗和等效 感生信号源这两个因素。 实际上 LTS 效应都可以由人接触触摸电极而使刘 氏开关可靠地切换 "开" 和 "关"。 在其具体实施例中， 触摸电极是电耦 合到刘氏开关的控制电路上， 当触摸电极被一种外来因素接触 （例如： 一 个人正操作该开关）， 就提供了电的通路， 由于 LTS 效应而触发刘氏开关 的控制电路。
根据本发明的一个方面， 刘氏开关的 "开" 或 "关" 的触摸电极板， 能够以不同的位置、 颜色、 形状和结构构成， 以确保安全和而准确地操作。 这种触摸电极板， 可用金属、 非金属电阻材料， 或者包裹了绝缘材料的导 体制作。 对于本发明的刘氏开关， 在其接触板上要求不同的接触时间响应 来触发刘氏开关的 "开" 或 "关" 的功能， 亦可以具有一个浅的凹陷接触 表面都是必要的， 在一些具体实施例中， 这些触摸电极的设计可防止由于 疏忽触碰而造成的误触发。 又例如所提供的每个触摸电极， 都可以在接触 表面轻轻触摸。
本发明的另一个方面是， 操作者可以戴着手套触摸电极板。 该特性在 某些时候是很重要的， 譬如当遇到紧急情况， 需要警急关掉开关而又一时 来不及脱掉手套时。 根据本发明的另一方面， 当同时接触到第一与第二触 摸电极时， 刘氏开关会还原到 "关" 状态， 这样就预防了对负载的误操作。
刘氏开关既能够控制阻性负载， 又能够控制感性负载和一些特殊负 载， 如荧光灯， 也能够用于控制混合负载。
发明详细说明
根据以下详细说明和附图， 你就更容易理解本发明。
图 1是本发明的电路 100的系统方框图， 包括固态开关 （刘氏开关） 300中的控制电路 200。
图 2a示出了等效电路 250和 250' , 各代表一个与触摸电极相接触的 人体（即触摸电极 17或 19 )。
图 2b示出了 S:t、 Sb、 S 、 Sd的性能曲线， 分别代表电阻（泄漏）分量， 分布电容分量、 等效感生信号源分量和由于刘氏触摸信号互补效应而形成 的人体接触互补合成触发信号。
图 3表示波形 1-4, 代表 （ i ) 当固态开关 300处 "开" 状态时. 负载 2上的电压； （ ii ) 当固态开关 300处于 "关" 状态时， 加到控制电路 200 中的 83端和触发器的公共地间的电压； （ iii ) 当固态开关 300处于 "关" 状态时， 负载 2 上之电压； （ iv) 当刘氏开关 300 处于 "开" 状态时， 加 到开关 01和 02端上之电压 310和 310'。
图 4表示本发明的电路 00的具体实施例， 在电路 4〔)ϋ 中， 用可控硅 ( SCR) 控制的桥式整流器 8 作为主半导体开关 1 的一个组合可控二极管 桥式电路 （ 1, 8)和由晶体管 T1构成的第 1增益电路 11。
图 5代表本发明的电路 500的一个具体实施例。 在电路 500 中. 可控 硅控制的桥式整流器 8作为主半导体开关 1 的一个组合可控二极管桥式电 路 （ 1, 8) 和由晶体管 T11构成的第 1增益电路 11。
图 6a 代表本发明电路 600 中的具体实施例。 在电路 600 中， 三端双 向可控硅 TRIAC 601提供作主半导体开关 1。
图 6b代表本发明电路 620 中的一个实施例,， 在电路 620 中， 反向并 联的单向可控硅 （SCRs ) 602 ( SCR2和 SCR3) 作为主半导体开关 1。
图 7a代表本发明电路 700 中的一个实施例。 在电路 700 中， 有着一 个初始化电路， 包 ^舌刘氏网络 Liu's network 13, 15。
图 7b-7d代表本发明电路 720、 740、 760的具体实施例， 每个电路都 是图 7a的电路 700的变更。
图 8a- 8c分别代表一个限流器的实施例 （各电路中的限流器 800、 810 和 820即是图 1 中的限流器 18或 20)。
图 9a代表过流保护电路 900, 包括本发明过流信号处理电路 10 的系 统方框图。 图 9b-9d分别代表刘氏开关 300的 910、 920和 940 电路， 表示了电 流保护器 5和过流保护器 16的实施例。
图 10a和 10b分别描述了 ί¾电流过零电路 1000和 1050, 适合于充当 图 1中的过零保护电路 10。
图 10c表示波形 1和 2, 由于晶体管 T4的作用， 波形 1和 2分别是可 控硅 SCR1 ό 门极 G1的门限电压 \ ^和阻抗。
图 11a和 lib代表耦合到刘氏开关 300的图 1中的光耦合电路 22和 23 的实现方案 1100和 1150， 以上是关于图 1的讨论。
图 12a和 12b, 分别代表一个三线控制总线 400和 4线控制总线 10, 它们被用来以外部设备通过固态开关 1200和 1201提供负载 2a和 2b的多 点随机控制， 并在控制总线、 刘氏开关和电源线之间提供高隔离。
图 13代表本发明的一个具体化实施例的电路原理图 1300。
本发明提供一个固态开关 （"刘氏开关 Liu's switch" ), 该开关以图 1 的电子电路 100中的举例说明。 如图 1所示的电路， 电路 100包括： 主半 导体开关 1、 负载 1、 触发和控制电路 200、 电磁干扰（EMI )抑制器 3和 Ύ 、 熔丝 4 (为短路电流保护）、 电流检测元件 5、 端口 6 和 7用于连接 到交流电源输出端、 触摸电极 17和 19， 用来传递外部输入信号， 去触发 和控制电路 200。 在一个实施例中， 刘氏开关 （"刘氏开关 300" ) 结合主 半导体开关 1、 电流检测器 5 以及触发和控制电路 200、 刘氏开关 300与 负载 2—起， 形成电路 100。
触发和控制电路 200， 包括一个可控硅（SCR)控制的整流桥 8， 一个 衰减器 9, 第一增益电路 11, 第二增益电路 14， 限流器 18和 20， 初始化 与电源复位电路 15, 二极管门 13， 状态记忆和触发电路 12， 滤波电路 28 和 29。 在触发和控制电路 200 的一个实施例中， 如图 7a所示， 状态记忆 和触发电路 12， 包括一个电容器 ， 启动初始化和电源复位电路 15 包括 电容器 C4。 耦合到控制端 113和 121、 122端的增益电路 11, 被设计为当 控制端 113没有输入信号时， 在 121和 122端之间呈高阻抗时， 这样， 就 没有电流流进放大电路 11。 相反， 当在 113 端提供一个输入信号时， 121 和 122之间就呈低阻抗， 在控制端 143接收信号， 在执行端 141和 142之 间控制阻抗的增益电路 14， 可以是同样情况。 不过在该具体实施例中， 增 益电路 14包括另外的控制端口 144和 145。 144和 145各自也能触发， 在 141端和公共地 142端之间提供低阻态。 控制端 144在过电流状态触发增 益电路 14, 一个或一个以上的控制端 145， 来响应其它条件， 为此刘氏开 关就被转到 "关" 状态。
触发和控制电路 200还包括以下 "可选择件"： 过零检测器 10、 耦合 二极管 50 (当选择过零检测器 10时， 取代跳线 60 )、 "蜂呜" 电路 21、 电 流检测器装置 5 (为过电流保护）、 过流保护电路 16和一个带有外部控制 总线 400的光耦合器 22， 或者一个带有外部控制总线 410的光耦合器 23。 这些可选择组件， 让刘氏开关被用作多点随机遥控高隔离继电器 （ "刘氏 开关继电器" ）。
初始化和电源复位电路 15和二极管门 13—起， 提供了一个 "刘氏网 络（Liu's network) " (以下会详细阐述）。 在该刘氏网络中， 包含一个二极 管 （D3 ), —个电容器 （C4 )和一个电阻 R8。 一个无极电容器 C4' 与 C4 并联， 以提高响应速度。 按如下解释， 初始化和电源复位电路 15 确保刘 氏开关 300在首次接入电源时， 处于 "关" 状态， 即迫使刘氏开关 300从 "开" 状态转换到 "关" 状态。
可控硅控制的桥式整流器 8 包含一个可被触发的电路， 例如一个单向 可控硅 SCR ( "SCR1" )， 当单向可控硅 SCR1由端口 8 的控制信号触发时， SCR1导通。 当 SCRl导通时， 主半导体开关 1也导通， 这就使刘氏开关 300 被触发进入一个导通模式。 照以下解释， 刘氏开关一旦被触发进入导通模 式， 它自己就产生连续的触发信号加在端口 84 上， 使刘氏开关 300 维持 导通模式。 主半导体开关能够由一个三端双向可控硅 TRI AC或几个单向可 控硅 SCRS实现。
可控硅控制的桥式整流器 8 , 包括交流端 81和 82、 直流 DC输出端口 83、 触发端口 84、 执行端口 87和端口 85， 端口 85是耦合到触发控制电 路 200的公共 "地"。 电阻器 86与 AC端口 81和 82 串联。 当主半导体开 关 1处于断开状态，端口 81和 82就从主半导体开关 1的电源端口 Q1和 02 接收输入 AC信号。 可控硅 SCR控制的桥式整流器 8提供一个整流信号（见 图 3 中的波形 2所示）加到端口 83和 85之间。 照图 3所示， 接收到 83 和 85之间的整流信号， 就是输入电源交流信号频率两倍的双半波信号。
刘氏开关 300， 利用本发明的阻抗效应， 以下称之为 "刘氏触摸信号 互补效应" （或者称 "LTS" 效应）。 以下将进一步阐述该效应。 在图 1 中， 刘氏开关 300包括触摸电极 17， 该触摸电极电耦合到触发控制电路 200。 当人接触到触摸电极 17 时 （例如一个人正操作该开关）， LTS 效应就提供 了触发信号使触发控制电路 200导通。 LTS效应由图 2a和图 2b阐述。
图 2a代表等效电路 250和 250' , 这两个等效电路各代表一个人体接 触触摸电极（即触摸电极 17或 19 ) 的情况。 在某些环境条件下， 等效电 路 250受控于等效电阻 （即电阻器 R23 ), 代表到地面的泄漏路径， 该电阻 约为 100Ω- 30ΜΩ不等。 产生于电阻分量的 LTS 效应的电信号强度， 以图 2 b 由曲线 Sa 示意。 类似地， 在其它环境条件下， 人体提供一个中、 高阻 抗（即约为 30 ΜΩ -300 ΜΩ或者更高）。 在这个范围， 等效电路 250主要呈 现分布的电容的电抗（即等效电容器 C24 的容抗分量） Xc。 该电信号的强 度， 产生于这种电抗分量的 LTS效应。 这种情况在图 2 b中的 Sb曲线表示。 为了恰当利用 LTS效应， 触发器和控制电路 200提供了反并联二极管， 该 二极管接在公共地与增益电路 1 1的输入晶体管的发射结之间。
在更高的阻抗条件下. 人体阻抗能超过 300 Μ Ω或更高 在这^高的 阻抗下， 等效电路 250主要受控于一种感生信号源 AT26 . 该感生信号源提 供的电信号来自于环境的杂散电磁场， 杂散电磁场具有多种信号源. 具有 极宽的频谱， 从低频交流信号 （例如交流 50 ( 1 00 ) 赫兹或 60 ( 12 0 ) 赫 兹） 到甚高频信号 VHF或超高频信号 UHF段， 在某些情况下， 或许 可从 静电产生。 感生信号源 AT26 提供的电信号， 由各种电磁场叠加产生， 可 被触发控制电路 200的增益电路 1 1检出。 产生于 LTS效应的等效感生信 号源分量在图 2b以曲线 Sc表示。
图 2b的曲线 Sd , 表示了图 2b中电阻器 R23、 电容器 C24和感生信号 源 AT26的合成 LTS效应。 在图 2b中， 位于曲线的 "迟钝" 区域， «表该 区域在电极 1 7的电信号强度不能可靠地触发触发和控制电路 200。 照曲线 Sd所示， 等效电路 250的合成 LTS效应的电信号强度在 "迟钝" 区域之上， 实际上在所有的阻抗之上。 重要的如果是在阻性分量（即 Sa )低于迟钝区 域的情况下， 电抗分量 （即 Sb ) 就使曲线 Sd较大地保持在迟钝区域之上。 同样倘若在阻性分量和电抗分量 （即曲线 Sa 和 Sb )都落进迟钝区域中， 感生信号源分量（即 Sc ) 就使曲线 Sd高于迟钝区域。 这样， 利用 LTS效 应的合成信号将导致刘氏开关 300在人体全部的阻抗条件下都可能可靠地 得以转换。 等效电路 250' 的工作情况完全与所描述的等效电路 25 0相同， 于是在此省略。 刘氏开关 300 的工作情况稍后再讨论。 首先， 即， 氏开 关首次加电时， 其状态记忆和电容触发电路 1 2 中的电容器 C 1与初始化和 电源复位电路 1 5的电容器 C4 (和电容器 C4 ' )都是处在放空状态- 当交流电源信号跨接到主半导体开关 1和负载 2之间 （即 "加电"）， 端口 81和 82就接收到该交流信号。 可控硅控制的桥式整流器 8输出整流 后的双半波直流信号， 该双半波直流信号是交流电源周期的 2倍， i?t接在 121和 122端口之间。 状态记忆和电容触发电路 12 中的电容器 C1 几乎立 即被充满电。 加电之后， 交流电源信号的初期， 充电^沖即通过正向二极 管门 13被吸入到初始化和电源复位电路 15中的电容器 C 和 C4' 而旁路， 在控制端 122的电压不会明显上升， 因此没有足够的信号通过衰减器 9到 可控硅 SCR控制的桥式整流器 8的触发端 84， 从而不能触发半导体开关 1。 于是这个双半波直流电压使状态记忆和电容触发电路 12的电容器 C1维持 在完全充满电的状态。在这 "关"态时，没有电流进入触发和控制电路 200。
在 "关" 态， 有一个 "关" 态反馈效应发生。 当人触摸触摸电极 19 曰 ， 增益电路 14在端口 141 和 142之间提供了一个低阻抗通路， 使初始 化和电源复位电路 15 的电容器 C4和 C4' 保持放电。 放了电的电容器 C4 和 C4' 继续短路端口 122, 阻止触发主半导体开关 1, 于是主半导体开关 】一直保持阻断， 一个关态反馈电压从开关两端继续维持电容器 C1满荷而 不能放电。 当状态记忆和电容触发电路 12中的电容器 C1保持充满状态时， 没有触发信号被传输到可控硅 SCR控制的桥式整流器 8的触发端口 84， 从 而也不能触发主半导体开关 1。 主半导体开关 1一直稳定在 "关" 状态。
当触发和控制电路 200处于 "关" 状态时， 由于没有信号输入， 第一 和第二增益电路 11和 14都处于截止状态。 （只要电极 17和 19不被接触， 它们就不会提供电信号。） 另外， 可控硅控制的桥式整流器 8, 在当其不被 触发时， 也处于电流阻断模式。 于是刘氏开关 300在其 "关" 态中， 没有 漏电电流进入负载 2。
在 "关"态中， 当有人（例如手）触摸到触摸电极 17时. 根据上述 LTS 效应， 对刘氏开关 300的第一增益电路 11的输入端 113提供一个电信号。 这种电信号使增益电路 11在状态记忆和电容触发电路 12的 121和 122端 之间呈现低阻抗通路。 结果， 状态记忆和电容触发电路 12 中的电容器 C1 迅速放电。 在端口 121上的直流信号被耦合到 122端口。 此信号分两路， 通过增益电路 11 和二极管门 13， 一路迅速完全地使初始化和电源复位电 路 15 中的电容器 C4和 C4' 充满电荷。 另一路直接触发 SCR1来使主半导 体开关 1成为导通，而导通的 SCR1和主半导体开关 1又反过来使电容器 C1 放电。 然后照以下所阐述， 在接下来下一个半周， 交流信号刚一过零点， 电容器 C1短暂的被充电， 产生一个触发脉冲， 因为根据上述电容器 C4 已 被在先前充满， 不会使触发脉沖旁路， 所以有足够的能量的触发脉冲继续 触发在主半导体开关 1的触发端口 82上的可控硅 SCR1控制的桥式整流器 8, 来使主半导体开关 1 成为导通， 这样就使刘氏开关 300进入 "开" 状 态， 将电源加到负载 2上。 这引发了一系列 "开" 状态反馈效应。 该 "开" 态反馈效应依靠： （ a )在可控硅 SCR1和主半导体开关 1联琐导通的同时， 为端口 121 和 122之间提供了一个放电通路， 于是维持着电容器 C1 处于 放电状态； （b ) 主半导体开关 1 维持在导通状态， 除非在输入交流信号的 过零点。 在过零点上， 主半导体开关 1 阻断， 这就允许双半波直流信号的 下一个半波在 121 和 122端口瞬间出现， 几乎立即使电容器 C1 充电。 这 个充电电流脉冲耦合到端口 122, 通过衰减器 91, 到可控硅 SCR控制的桥 式整流器 8的触发端口 84。 这样， 充电电流脉沖就使主半导开关 1再次导 通， 直到输入交流信号的下一个过零点。
在处于 "开" 状态期间， 有人（如用手）接触到触摸电极 19 时， 一 个电信号就被提供到第二个增益电路 14， 这就与上述 LTS效应相一致。 在 初始化和电源复位电路 15 中的 "刘氏网络 Liu's network" 两端提供了一 个低阻通道。 结果电容器 C4 就迅速地通过低阻通道放电。 通过二极管门 1 3， 该低阻通道也通过将控制端口 122 中的触发脉沖分路到公共地， 来中 断 "开" 态反馈效应。 这样， 在下一个过零点， 当主半导体开关 1阻断时， 因为得不到下一个触发脉冲， 刘氏开关 300就处于 "关" 状态。 当汉半波 直流信号出现在端口 121 和 122端的同时， 电容器 C 1 再次充满电荷。 一 个充满了电的电容器 Cl， 就没有触发脉沖在控制端 122产生， 从而使主半 导体开关 1保持在关断状态， 直到下一次接触到触摸电极 1 7。
由于刘氏开关 300 在 "关" 态时没有电流通过， "开" 态时又被短路 (在交流信号的过零点例外）， 所以刘氏开头 300 不需要提供电源供给电 路来工作。 从而实现了与传统单极机械接触开关同样操作的一个两端网络 的固态开关。
根据该发明， 刘氏网络（L i u' s ne twork)的特点是具有多时间常数。 例 如， 在图 7a所表示的实施例中： （a ) 电容器 C4是通过电阻 R8 的一个被 称为预置时间常数的慢速率放电； （b ) 电容器 C4是在电流从控制端口 122 经二极管门 1 3 充电时 （相对于上述的预置时间常数） 以一个短时间常数 的快速率充电； （c ) 电容器 是在被增益电路 1 4的低阻通路放电时， 以 一个短时间常数（相对于上述的预置时间常数） 的快速率放电。
在通过二极管门 1 3 (即上面的 （b )部分中） 充电的短时间常数， 让 刘氏网络作为动态能源吸收器， 来吸收浪涌、 尖峰噪波和出现在控制端口 122 的沖击脉沖。 因为该性能， 刘氏开关 300 的 "开" 和 "关" 状态， 具 有极高的稳定性。 刘氏网络通过由第二增益电路 14提供的泜阻通路放电， 有一个短时间常数， 以致于让刘氏开关 300能极快速地转换到 "关" 来响 应触摸电极 19的接触。 另外， 刘氏网络能够得到想要的安全功能。 例如， 在一个传统的机械式电源开关中， 当开关导通 （转到 "开" 时）， 一个负 载在运行， 例如加热器、 电动工具、 机器等等。 不过在当电源突然被中断 时- 该负载就可能停留在工作模式当中。 这样， 当电源在意想不到的时间 又恢复供电， 该负载会继续作中断前的工作。 对于停留在操作模式中的负 载， 这种电源的恢复往往造成事故、 火灾、 人体伤亡和财产损坏。
刘氏网络（L i u' s ne twork)的电阻器 （ R8 ) 提供预置放电时间常数， 当 刘氏开关处于 "开" 状态时， 如果交流电源被中断， 电容器 C4 就通过电 阻器 R8放电。 预置时间常数使电容器 C4上的电荷维持一个预置时间阶段。 在这一预置时间阶段 （例如从几秒到几十秒）、 如果交流电源恢复. 电容 器 C4就不足以吸收电容器 C1的充电电流，因此让触发脉沖到达端口 84(图 1 ) 来触发可控硅 SCR1， 从而让刘氏开关 300 保持早先的 "开" 状态。 不 过， 如果交流电源在预置时间阶段已经消逝后恢复， 刘氏网络的电容器 C4 通过电阻 R8 已充分放电， 这样， 电容器 C1 的充电脉沖就分路通过二极管 门 13 , 至电容器 C4。 结果， 刘氏开关 300 自动复位到 "关" 状态: 并无 限期地维持在 "关" 状态不变。 于是刘氏网络（Liu' s ne twork)就避免当电 源恢复时负载 2无法预料地恢复工作， 避免了事故和危害
当包含触发和控制电路 200 时 （图 1 ), 蜂鸣电路 21 以声音指示刘氏 开关 300的转换成功。
当包含触发和控制电路 200时， 过电流保护电路 16监视电流检测器 5 中的电流， 当其超过预定门限值时， 过流保护电路 16 为增益电路 14 的输 入端口 144提供一个输出信号， 如上所述， 此控制信号， 中断了刘氏开关 的 "开" 状态。
当包含触发和控制电路 200时， 光耦合电路 22或 23让刘氏开关 300 用在一个多点随机遥控系统中。 如图 1所示， 光耦合电路 22 , 包括输入端 口 223、 224和 225， 并提供输出端口 221、 222、 226和 228 , 端口 225被 耦合到外部的地参考点。 端口 221和 226被分别通过端口 1 2 1和 122耦合 到第一增益电路 1 1。 端口 222和 228分别通过端口 141和 1 42 (也是公共 地）耦合到第二增益电路 14。 当信号（交流或直流）出现在端口 223和 225 之间时， 光隔离低阻信号通路就提供在端口 221和 226之间， 从而以上述 方式触发刘氏开关 300 的 "开" 状态。 同样， 当一个信号出现在端口 224 和 225之间时， 一个光隔离低阻通路出现在端口 222和 228之间， 从而触 发刘氏开关 300 的 "关" 状态。 用光隔离器件， 输出端口 22 1、 111、 226 和 228各自由 ^艮高阻抗与输入端口 223-225隔离。
光耦合电路 23类似于光耦合电路 22， 仅另加外部地信号 237除外， 以致在端口 223和 235、 234和 237、 231和 236 以及 232和 238之间提供 各自隔离的高隔离电通道。 当信号 （交流或直流） 出现在端口 233和 235 之间， 一个光隔离低阻信号通路就提供在端口 2 31和 2 36之间， 从而以上 述方式触发刘氏开关 300的 "开" 状态。 同样， 当在端口 2 34和 2 37之间 出现一个信号时， 光隔离低阻通路就出现在端口 232和 2 38之间， 从而触 发刘氏开关 300的 "关" 状态。
以下阐述刘氏开关 300的几个实施例。 为了便于图与图之间互相参考， 图 4-1 3 中使用的参考数字与图 1 相同， 在一些实施例中所表示的元件和 端口也与图 1相同。
图 4代表本发明电路 400的具体装置， 其中可控硅 SCR控制的桥式整 流器 8和主半导体开关 1 , 就在组合的可控硅 SCR——二极管桥电路（1 , 8 ) 中实现。 照图 4所示， 一个二极管桥 BZ1和一个可控硅开关 SCR1 实现 可控硅 SCR控制的桥式整流器 8和图 1的主半导体开关 1的功能。 状态记 忆和触发电路 12 由串联的电阻器 R3和电容器 C 1 实现。 限流器 18和 20 由电阻器 R1和 R2实现。 第一增益电路 1 1和第二增益电路 1 4分别由 NPN 型双极晶体管 Tl和 T2实现。 衰减器 9由电阻器 R4实现。
在 "关" 状态期间， 整流信号出现在端口 83和 85之间， 同时电容器 C1被充电。 当人接触触摸电极 17 时， 由 LTS效应而产生一个接触信号， 使 ΝΡΝ晶体管 T1导通。 导通的晶体管 T1就使电容器 C 1放电， 将端口 87 的双半波直流信号耦合到端口 92， 通过电阻器 R4 , 双半波直流信号被提 供到 SCR1 的门极 G1 , 这样就使 SCR1导通。 导通的 SCR1使端口 01和 02 (即主半导体开关 1 )之间短路。 这样， 交流信号就加到负载 2 上， 并维 持电容器 C1处于放电状态，使电压降（Vsa t-on )等于二极管桥 BZ1与 SCR1 的正向压降之和 （即 2. 4-4. 0V )。 当交流信号过零时， SCR1 关断， 这样电 容器 C1 由交流信号的下一个双半波充电， 这就又提供一个充电电流。 此 充电电流使 SCR1重新导通。 导通的 SCR1又一次在负载 2上提供交流信号。 这种再生的反馈过程， 使刘氏开关维持在 "开" 状态。 当人接触到触摸电 极 19时， 一个产生于 LTS效应的接触信号就使 NPN晶体管 T2导通， 这就 使端口 92 与地短路。 中断了上述反馈过程， 将刘氏开关 300 置于 "关" 状态。
图 5代表本发明的另一个装置电路 500 , 电路 500 实质上与电路 400 相同，仅仅是电路 500中的 PNP晶体管 T11取代了电路 400中的晶体管 Tl。 电路 500的其它的工作， 实际上相同于上述的电路 400。
电路 400和 500有几个缺点， 第一， 在刘氏开关 300中， 较大的 "开" 态压降（ 2. 4V- 4. 0V ) 既导致较大的功耗， 要在大电流时正常工作， 就需 要配置大的散热器， 又由于大的压降， 也降低了负载 2上的工作电压。 第 二， 电路 400和 500提供了一个刘氏开关在交流信号源最初耦合的时刻就 到导通状态。
要将 "开" 态电压降 （Vsa t-on ) 降到尽可能低的程度 半导体开关 1 可由三端双向可控硅或者反并联单向可控硅实现， 照图 6a和 6b所示。 图 6a代表本发明的电路 600的具体装置， 在电路 600中， 主半导体开关 1由 一个三端交流开关 （三端双向可控硅 TRIAC ) 601 实现。 按图 6a所示， 二 极管桥 BZ1 的端口 B13和 B14 (即图 1 的端口 81和 82 )被分别耦合到门 极 G和第二阳极 MT2。限流电阻 86能够被串联插入二极管桥 BZ1的端口 B1 3 或 B14与三端双向可控硅 601之间，来保护三端双向可控硅的门极。在"开" 态期间， "开" 态电压降（Vsa t- on )在 0. 8 - 1. 6V 之间。 当端口 G 和 MT2 之间突然变为高阻 （单向可控硅 SCR1 关断） 时， 三端双向可控硅 601 在 交流信号过零点转为 "关" 态。
图 6b代表本发明电路 620的具体装置。 在电路 620 中， 主半导体开 关 1由电路 602实现， 电路 602由反并联的单向可控硅（即 SCR2和 SCR3 ) 实现。 电路 602 中的每个单向可控硅的带电流能力均高于可控硅控制的桥 式整流器 8的 SCR1。 按图 6a所示， 二极管桥 BZ1 的端口 B 1 3和 B14 (即 图 1的端口 81和 82 )被分别接到门极 G3和 G2。 按图 6a的电路 600所示， 限流电阻 86能够串联插入二极管桥 BZ1 的端口 B13或 B14与反并联单向 可控硅 SCR2和 SCR3 之间， 来保护门极 G2和 G 3。 在 "开" 态期间， 触发 电流分别产生在 SCR3和 SCR2的阴极 K3和 K2之间，流过由 SCR3的门极 G3、 桥式整流器 BZ1、 SCRl和 SCR2的门极 G2所形成的回路。 触发电流交替触 发 SCR2 和 SCR3 使其进入导通模式。 在 "开" 态期间， "开" 态电压降 ( Vsa t- on )近似为 IV。 当端口 G2和 G3之间突然变为高阻 （单向可控硅 SCR 1关断） 时， 主半导体开关 1在交流信号过零点变为 "关" 态， 从而将 SCR2和 SCR3定在阻断状态。 在电路 600和 620中， 使用电源组件 （例如 三端双向可控硅 601和开关器件 602的 SCR2、 SCR3 ), 能够将图 4和图 5 的电路 400和 500提供给负载 1的电流， 容易地扩大到相当可观的电流。 另外， 与上述电路 400和 500相比较， 在同样的负载电流时. 刘氏开关 300 中的 "开" 态电压降很低， 功耗也减少了。
图 7a 代表本发明电路 700 的另一个具体装置， 在电路 700 中. 有一 个实用的初始化和电源复位电路 15 以及二极管门 13, 初始化和电源复位 电路 15和二极管门 13, 由电阻 R8、 电容器 C4和 C4' 和二极管 D3来实现， 以下称为刘氏网络（Liu's network)。 另外， 电路 700通过由电阻 R4和 R6 形成的分压器实现衰减器 9。 在电路 700中， 增益电路 14用一个互补级联 放大器充当， 包括电阻器 RL;、 PNP晶体管 T3和 NPN晶体管 T2。 可控硅 SCR 控制的桥式整流器 8和主半导体开关 1 由与电路 600相同的电路实现。 仅 仅是在三端双向可控硅 601 的门极上增加了由电容器 C6和电阻器 R7形成 的旁路滤波器。 增益电路 11、 状态记忆和触发电路 12, 按照上述电路 400 中提供。 滤波电路 28 和 29 各由一个电容器 （C2 或 C3 ) 实现， 该电容器 是与二极管 （ D1或 D2 )相并联。 分别在滤波电路 28和 29中， 二极管 （例 如 D1 ) 反向并联在放大晶体管 （例如晶体管 T1 ) 的发射结上。 在这一结 构中， 该二极管至少完成三个功能： （a ) 提供一个反向通路， 来增加 LTS 效应中分布的电抗分量（Sb); (b)保护放大晶体管的发射结： （0)用作 1^5 效应等效感生信号源分量 （Sc ) 的峰值检波器。
在电路 700 中， 刘氏网络（Liu's network)中的电容器 C4 的容量比状 态记忆和触发电路 12 的电容器 C1 的容量大得多。 在这一具体装置中， 电 容器 C4 可以由一个有极的电解电容器来实现。 由于一个大的电解电容器 具有一个附加的电感， 一个无极电容器 C4'就提供在刘氏网络（Liu's network)中， 对刘氏网络（Liu's network)提供一个艮快的响应时间。
最初， 即当一个交流电源信号第一次加到刘氏开关 300时， 电容器 C4 和 C1都处于未充电状态。 如上所述， 电容器 C1是由端口 83和 85之间的 整流信号， 在很短的时间内， 被充满电。 不过， 由于电容器 C4 保持未充 电状态， 电容器 C1 的充电电流通过正向偏置二极管 D3 向 C4 充电， 所以 在衰减器 9 的输入端口 92 上， 不会出现足够的触发电流脉冲， 因而阻断 了对刘氏开关的触发导通。 在刘氏开关 300处于 "关" 态期间， 如上所述， 没有电流流进触发和控制电路 200。 （增益电路 1 1和 14中的漏电流在纳安 培 A ) 范围， 因此是微不足道的。）在刘氏开关 300 处于 "关" 状态期 间， 电阻器 R8使电容器 C4处于完全放电状态。 这样， 初始化电路 15在 "关" 态中提供更强的稳定作用， 使衰减器 9的输入端口 122对地正电位 不高于一个二极管的压降（即 0. 7V左右）， 从而阻止刘氏开关 300被触发， 即使是交流信号中的瞬间波动， 或者对触摸电极 17的瞬间误触发。
如上所述， 当人接触到触摸电极 17， 电容器 C1 放电， 整流信号通过 端口 121和 122之间的晶体管 T1 呈现的低阻通路来传送。 这一信号即使 被衰减器 9衰减， 也足够触发可控硅 SCR控制的桥式整流器 8的 SCR1 , 依 次地将主半导体开关 1触发变为导通状态， 如上所述的 "开" 态反馈过程， 来使刘氏开关 300锁定在 "开" 状态， 借此， 电容器 C4 维持在一个特定 电压上。 这时， 如果线路 6 和 7 之间的交流电信号突然中断， 电容器 C4 通过电阻器 R8 放电， 其放电的时间常数由电容器 C4 的容量和电阻器 R8 的阻值决定。 通过对 C4和 R8值的恰当选择， 如果电源在预置时间内恢复， 刘氏开关 300 就能够回到 "开" 状态 （即获得 "开" 态记忆）。 不过， 如 果电源在预置时间之后恢复， 电容器 C4放电。 由于放电的电容器 C4能够 吸收电容器 C1 的充电脉沖， 如上所述， 就产生了特定的 "关" 状态条件。 这样， 刘氏开关 300就维持在 "关" 状态， 直到触摸电极 17又被人接触。
将 "开" 状态保持一定时间后， 再转换到 "关" 状态， 此后就能够被 利用来提供重要的安全优势 （如下面提及的 "刘氏功能 （Liu' s function) " )0 灾难性的事故， 经常因电器或机器， 在停电后， 开关一直 保持通电模式所导致。 当恢复供电时， 这些电器或者机器， 就在无人看管 的条件下恢复工作， 经常导致电器具的损坏、 事故、 火灾或者人体伤害。 不过. 有了刘氏网络（Liu's network) , 刘氏功能（Lhi's function)能够让 用电器具或机器在电源中断后又来电时恢复工作 （即 "开 ·' 态锁定）， 但 这只有在特定的时期内恢复电源， 继续工作才是安全的， 如杲超过这个时 期， 刘氏开关就会自动转换到 "关" 状态。 这样， 刘氏功能就在电源的短 时间或频繁掉电的情况下维持开关稳定在原来的 "开 " 状态。
滤波电路 28的电容器 C2或 1' 与电阻器 R1和操作者的等效阻抗， 形成一个低通滤波器， 为触摸电极 17消除高频千扰， 为增益电路 11消除 噪音和整流信号中的浪涌沖击。 二极管 D1 有三个功能： )提供一个射 频 （ RF )峰值检波器， 该检波器增强 LTS效应的有效感生信号源分量（ Sc ) 作用； （b ) 整流负半周信号电流， 这样就改进了触摸电极的 LTS效应电抗 分量的触摸灵敏度； （ c )保护放大电路的输入端。 滤波电路 29的电容器 C3 完成与上述电容 C2或 C2' 所完成的相同的功能。 电阻器 R5、 R7和电容器 C6联接在三端双向可控硅 601的门极 G上， 以提供冲击保护， 消除三端双 向可控硅 601 门极 G上出现的高频噪声。 进一步， 电磁干扰和噪声过滤能 够由串联的 EMI抑制器 3和 3' 提供（见图 1 ), EMI抑制器 3和 3' 能够 由低通滤波器的许多形式提供， 包括由具有铁氧体磁芯的螺丝管和电容器 构成的 LC电路或者使用商品化的 EMI单片滤波器。
图 7b—7d代表本发明电路 720、 740和 760的具体装置， 各电路代表 一个图 7a电路 700的改型电路。电路 720包括通过电容器 C2'和二极管 Dl， 实现了滤波电路 28, 并通过 PNP晶体管 T11实现了增益电路 11。 图 7c的 电路 740,实际上与图 7a的电路 700相同，仅仅是用反并联单向可控硅 SCR2 和 SCR3来实现主半导体开关 1， 如图 6b的电路 620。 图 7cl的电路 760实 际上与图 7b 的电路 720相同， 仅仅是用反并联的 SCR2 和 SCR3来实现主 半导体开关 1。 如图 6b的电路 620。
图 8a— 8c分别代表限制器 （例如限制器 20 ) 的电路 800、 810和 820 , 电路 800 中， 有一个电阻器 R40。 电路 810 中， 电容器 C42 用作一个限制 器 电容器 C42 与 C45 能够通过在触摸电极的金属或者导体表面， 覆盖一 层绝缘的或电阻性材料的方法获取。
图 9a 代表电路 900 的系统方框图， 表示本发明的过流保护处理电路 16.. 电路 90Q 包含一个从电流到电压的转换装置 （ AVC ) 5、 一个 AC- DC转 换器或者一个整流器 904、 一个用一个稳压器作为限幅器 905、 一个平滑 滤波器 906、 一个随温度能自动补偿和自动调节的过流脱扣电路 907、 一 个过电流脱扣预置电路 908、 一个门限电路和一个或门电路 903。 AVC5 能 够由一个电流互感器或者一个分路元件或者另外一种电流——电压转换装 置所构成。 AVC5 的电流端口与刘氏开关 300、 负载 1 和熔丝 4 串联后跨 接在交流电源线 6 和 7之间 代表负载 2 的电流 （ "主电流'' ) 的 AVC5 的 输出信号， 被耦合到 AC-DC转换器或者整流器 904 (例如一个半波整流器、 一个全波整流器、 或者一个全波桥式整流器）。 然后整流信号经稳压限幅 器 905， 由平滑滤波器 906 滤波。 所产生的代表主电流的直流信号加到温 度自动补偿电路 907， 根据跟随温度敏感-电流脱扣特性曲线 （ i o -T 曲 线） 所设定的温敏电流脱扣值来调节， 然后， 带温度补偿的直流信号通过 分压器 908 衰减， 再耦合到作为预置过电流脱扣值而设定的阈元件上。 当 过电流情况出现时， 在端口 144到或门 903提供一个过流信号来触发第二 增益电路 14 , 迫使刘氏开关 300进入 "关" 态作为保护状态 备用输入端 口 145 接收一个或更多的操纵信号， 来关断刘氏开关 300。 如果在附加保 护功能中， 需要完成自动关断， 附加的备用信号就可以从 "或" 门 903的 附加输入端口输入。
图 9b— 9d分别代表三个特定过电流脱扣电路 910、 920和 940 , 这些 电路可以用在刘氏开关 300 中， 通过以电路 910、 920和 940所描述的形 式, 在刘氏开关 300上提供过电流保护。 这样， 刘氏开关 3 () 0可以以极低 的成本， 将过电流保护扩大到每个支路中的每个单极开关上 比起早先技 术在总路上设置过电流保护， 在多个支路中有一个产生过流就会影响其它 支路， 刘氏开关 300克服了早先技术的不便， 而且大大增加了安全性。
在电路 910中一个小电流互感器 TF被用作电流检测器 5 , 它是作为电 流检测的电流互感器， 一个分流元件或者其它电流 -电压转换元件也可以 被使用。 在电流互感器 TF中， 初级线圈 TF1 中流过主半导体开关 1 的电 流， 这时在次级线圈 TF2 中按照线圈 TF1 中的电流比例提供一个交流电流 信号。 齐纳二极管 Ζ4、 电容器 C7和电阻器 R12形成一个半波倍压整流器。 齐纳二极管 Ζ4 限制半波整流信号的幅度， 该整流信号由整流二极管 D10 在端口 902上提供一个直流电压信号， 代表通过主半导体开关 1 的电流。 这一直流电压信号是由电容器 C8和电阻器网络 907作平滑滤波及衰减（包 括电阻器 R9和 R11 , 以及温敏电阻器 R10和 R10' )， 经电阻网络 907衰 减的直流电压信号， 经硅二极管 D5 , 提供作为对刘氏开关 300的增益电路 14的输入信号。 适当选择电阻网络 907中阻值， 就能够为刘氏开关 300选 择一个恰当的过电流脱扣值。
当达到过流门限时， 电阻器 R14 和二极管 D4 (见图 13 )提供一个正 反馈、 该正反馈让增益电路 14迅速地将刘氏开关 300锁定在 "关" 状态。 重要的是硅二极管 D5 的正向偏压具有一个负的温度系数（即在二极管 D5 两端的正向偏压电压降随温度的上升而下降）。 这样， 二极管 D5在较高温 度时， 提供一个较低的脱扣门限。 温度敏感器件 （例如热敏电阻 R 1 0 和 / 或 R10' )提供依赖于温度的过电流脱扣点的动态特性， 这样就能够用来 跟随相对于温度变化作进一步补偿和微调脱扣门限， 获得一个合适的温 度补偿的过流保护。 当环境温度和开关温度变化， 刘氏开关 300 能够自动 采用一种新的脱扣值。 这样， 刘氏开关 300提供了更为先进的保护功能来 保护人的生命， 电网和用电器具的安全。
当然其它热元件或温度敏感元件也可能用于刘氏开关 300 中， 以获得 上述相同结果。
图 9c代表电路 920 , 电路 920是图 9a的电路 910的变形。在图 9c中， 电路 920在电流检测器 5 中， 使用一个中心抽头的次级线圈 TF2 , 并由二 极管 D6和 D7提供全波整流。 在电路 920中， 阁元件由反向偏置的齐纳二 极管 D5和一个负载电阻器 R13提供。
图 9d代表电路 940 , 电路 940是图 9a电路 910的变形„ 在图 9d中， 电路 940使用二极管桥式整流器 BZ2来在电流检测器 5的次级线圈 TF2中 提供全波整流的电压信号。 在电路 940中阈元件由元件 TE充当。 元件 TE 能够是， 例如 PNPN四层肖特基二极管和负载电阻器 R13。
图 10a和 10b分别描述附加的过零电路 1000和 1050。 如图 10a所示， 电路 1000包含一个由电阻器 R16和 R15形成的分压器。 电阻器 R16和 R15 串联后， 接在可控硅 SCR控制的桥式整流器 8的端口 83和 85之间， 由分 压器的输出信号 Vb4接到 NPN晶体管 T4的基极控制 T4。 在刘氏开关 300 的 "关" 状态期间， ΝΡΝ晶体管 Τ4在导通时， 提供一个低阻通路， 将 SCR1 的门极 G1上的触发信号短路到地。 电压 Vthres是最小电压， 在这个电压 之上， NPN晶体管 T4导通， 电压 Vthres就是一个门限电压， 在该电压之 上， G1就不导通。 图 10a也代表状态记忆和触发电路 I 2、 衰减器 9、 可控 硅 SCR控制的桥式整流器 8和主半导体开关 1， 即图 7a所示的实施例。 耦 合二极管 D50将可控硅 SCR控制的桥式整流器 8 的端口 83耦合到触发和 控制电路 12的端口 121。 图 10c代表波形 1和 2, 波形 1和 1分别是晶体 管 T4在 SCR1的门极 G1上的门限电压 Vthres和输出阻抗。
图 10b的电路 1050中， 电路 1000的电阻器 R15和 R16的分压器， 由 串联的齐纳二极管 Zl、 发光二极管 LED1 (任选的）、 电阻器 R18和 R17形 成的分压器取代。 由于齐纳二极管 Z1 两端的电压降是恒定的， 从 9V- 19V 的电压范围中， 就可以选择一个更准确的过零门限电压 Vthres。 用 LED1 来使刘氏开关 300在黑暗中可见。 这种 "夜灯" 功能， 需要的电流低于 200 μ Α (还远不足以触发三端双向可控硅或反并联的单向可控硅构成的主半 导体开关 1)。 当刘氏开关 300用作灯开关时， 这一 "夜灯" 功能尤其有用。
图 10a和 10b代表一个简单、 小巧、 价廉和在稳定状态中没有电流泄 漏的蜂鸣电路 21， 它由一个齐纳二极管 Z2与一个压电杨声器元件 PE串联 后接到结点 A与公共地之间。 当结点 A的电位从地电位 （即刘氏开关 300 的 "开"状态）升高到一个高的直流电压（即刘氏开关 300的 "关"状态）， 一个击穿电流穿过 Z2， 迅速地给容性压电元件 PE 充电， 从而产生能听见 的声音， 这种听得见的应答声， 也能够由齐纳二极管 Z2与压电元件 PE 串 联后， 接到能产生电压突变的任意两个结点上。 这样， 当刘氏开关 300转 换时， 一个听得见的 "哔" 声， 就由压电元件 PE 发出， 在刘氏开关转换 时， 蜂鸣电路 21就能够用来为操作者提供一个声应答。
图 11a和 lib代表光耦合电路 22和 23 ό 实施例 1100和 1150, 光耦 合电路 22和 23耦合到刘氏开关 300， 与上述图 1相关的方式， 用作多点 随机遥控固态开关 /继电器。 使用光隔离， 电路 1100的端口 223和 224上 的输入控制信号（相对于公共外部地端口 225 )与从 接在端口 221和 226 的输出信号 （"开" 通道）， 和跨接在端口 222和 228 ( "关" 通道） 隔离， 隔离电压可达数千伏。 同样， 电路 1150的端口 233和 234上的输入控制 信号（相对于两个分别被阻隔的外部地端口 235和 237 )与端口 231和 236 之间的输出信号（ "开"通道）， 和跨接在端口 232和 238的输出信号 ( "关" 通道）之间隔离， 隔离电压达到数千伏。 这样在端口 223和 224以及外部 公共地端口 225上的信号就能够从三线总线 400上获得： 在总线 400上， 任何型号的设备各自能够提供被连接的控制信号。 图 12a 代表三线控制总 线 400 , 控制总线 400被用来由外部设备对负载 2a通过固态开关 1200提 供多点随机遥控。 同样在端口 233、 234和外部地端口 235和 237 的控制 信号， 就从四线总线 410提供， 四线总线 410上任何型号的设备各自能够 提供被连接的控制信号。 图 12b代表四线控制总线 410 , 四线控制总线 410 被用来通过固态开关 1201对负载 2b提供多点随机遥控。
图 13代表本发明电路 1300的一个具体实施例， 将图 1 的多种功能电 路的各种部件组合起来。
刘氏开关 300的内部具有一个内装过电压保护功能， 于是它不需要外 加保护元件来保护。 这一内装过电压保护的描述可参考图 7a。 在 "关" 态 期间， 如果出现过电压情况 （例如， 在交流信号中一个大的电压脉冲）， 晶体管 T1 的集电极和发射极端口之间的整流双半波直流信号就超过晶体 管 T1 的击穿电压， 晶体管 T1 导通。 导通的晶体管 T1 的电流， 提供一个 触发脉沖， 通过衰减器 9触发 SCR1。 导通的 SCR1使二极管桥 BZ1短路， 依次触发三端双向可控硅 601进入导通状态。 于是刘氏开关 300就转换到 "开" 状态， 以致刘氏开关 300 两端的电压就下降到导通的三端双向可控 硅 601两端的电压。 从这一点看， 上述再生反馈过程使刘氏开关 300维持 在 "开" 状态， 直到刘氏开关 300被转换到 "关" 状态， 尤如由一个外界 原因触及触摸电极 19。 由于晶体管 T1的击穿和三端双向可控硅 601 的导 通. 仅在数微秒内发生， 三端双向可控硅 601 的导通又反过来短路了开关 两端的过电压， 且因为晶体管 T1的击穿电流也被衰减器 9 中的电阻限制， 出现在刘氏开关 300 中的过电压非常短暂， 即使在交流信号中一直有超电 压状态， 也不会使刘氏开关 300损坏。 这样刘氏开关 300就不需要保护装 置来保护， 避免了维护损坏了的保护装置的费用， 与早先技术的固态开关 相比， 刘氏开关 300大大地节约了成本。
因此， 本发明提供的开关是在 "关" 态期间实质上是不吸收电流的， 并不需要电源来供开关本身使用。 另外， 它也不需要外加保护元件来为其 作过压保护。
在本发明范围内的众多的不同和变更是可能的。 例如刘氏开关 300的 增益电路（例如增益电路 1 1 和 14 )可能由其它器件， 如象某些结型场效 应晶体管 J- FET、 或场效应晶体管 M0S- FET、 达林顿双极晶体管或另外的 集成电路或运算放大器来实现。 主半导体开关器件 1也可能由下列器件实 现， 如 IGBTs、 GT0s、 MCTs、 V- M0Ss、 D- M0Ss、 功率双极器件， 或其它晶 闸管。
基于上面的详细描述， 被提供来说明上述本发明的具体装置， 仅仅是 本发明的一些实施例， 不确定是本发明的限制。 随后是本发明的权利要求 书。

Claims

_ ，― 权 利 要 求
1. 一种固态电开关， 用作控制电负载， 其特征是： 包括
第一端口；
第二端口；
至少一个半导体开关耦合到所述的第一端口和所述的第二端口与所述 的电负载形成串联电路跨接在所述的交流电源之间， 响应控制端口接收的 控制信号， 所述的半导体开关成为导通， 所述的固态电开关在所述的半导 体开关导通时， 就是处于 "开" 状态， 在所述的半导体开关没有导通时， 就是处于 "关" 状态； 并
至少一个控制电路提供所述的控制信号， 所述的控制电路是耦合到所 述的第一和第二端口， 与所述的半导体开关呈并联结构。
2. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 在固态电开关处 于 "关" 状态期间， 实际上是没有电流流进所述的控制电路的。
3. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 是由所述的第一和第二端口供给电源 。
4. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 包含一个动态反馈电路， 所述的动态反馈电路在所述的"开" 状态通过所 述的控制信号触发所述的半导体开关， 在所述的交流电源的交流信号的每 半周开始时进入导通。
5. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 只包含固态静止元件。
6. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 具有接收电信号 的控制电路， 包括：
一个整流器在所述的 "关" 状态期间， 从所述的交流电源接收交流信 号并整流所述的交流信号， 来提供整流信号； 并
至少有一个电容器是 ) 在所述的"关" 状态被耦合去接收所述的整 流信号； （b ) 响应所述的电信号而放电， 产生所述的控制信号从而使所述 的半导体开关成为导通。
7. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括一个 过流保护电路， 该电路在所述的负载装置中的电流超过预定值时导致所述
8. 根据权利要求 7 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过流保护 电路包含一个电流检测器， 提供一个代表所述的负载电流的电信号。
9. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 包括至少一个触 摸电极， 该触摸电极电耦合到所述的控制电路， 由一个外部动因接触到所 述的触摸电极时， 提供所述的电信号。
1 0. 根据权利要求 9 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的电信号由 職的外部动因和地参考点之间的阻抗所提供。
1 1. 根据权利要求 1 0 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的电信号 是由互补效应的合成所产生， 该互补效应产生于空间电磁场与所述的阻抗 的协同作用。
12. 根据权利要求 10 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的阻抗主 要是电阻性的。
1 3. 根据权利要求 1 0 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的阻抗主 要是电容性的。
14. 根据权利要求 1 0 所述的固态电开关， 其特征是： 通过所述的外 部动因收集空间电磁场提供所述的电信号。
1 5. 根据权利要求 6 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 进一步包括一个增益电路响应所述的电信号， 所述的增益电路根据所述的 电信号将所述的整流信号耦合到所述的控制端口。
1 6. 根据权利要求 1 5 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的增益电 路包括至少一个双极晶体管。
1 7. 根据权利要求 1 6 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的双极晶 体管包括一个 NPN 晶体管， 所述的增益电路进一步包括至少一个二极管， 该二极管以反并联的形式偶合在所述的双极晶体管的基极和发射极之间， 所述的双极晶体管的集电极被用来接收所述的整流信号。
18. 根据权利要求 1 6 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的双极晶 体管包括一个 PNP晶体管， 所述的增益电路进一步包括至少一个二极管， 该二极管以反并联的形式接在所述的双极晶体管的基极和发射极之间， 所 述的双极晶体管的发射极被用来接收所述的整流信号。
1 9. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 所述的半导体开 关当所述的交流信号过零时成为断开状态， 因此所述的整流信号给所述的 电容器充电， 产生一个充电电流提供所述的控制信号。
20. 根据权利要求 15 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电 路进一步包括一个第二增益电路， 响应第二电信号， 所述的第二增益电路 在所述的控制端口和公共地之间提供一个旁路信号通路， 从而阻止所述的 控制信号达到所述的半导体开关。
21 . 根据权利要求 20 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第二增 益电路包括至少一个双极晶体管。
22. 根据权利要求 2 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第二增 益电路进一步包括至少一个二极管， 该二极管以反并联的形式接在所述的 双极晶体管的基极和发射极之间。
23. 根据权利要求 20 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括一 个过电流保护电路， 当所述的半导体开关的电流超过预定值时， 提供所述 的第二电信号。
24. 根据权利要求 20 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括一 个初始化电路， 该初始化电路包含至少一个第二电容器， 所述的第二电容 器接在所述的控制端口和公共地之间， 所述的第二电容器具有的容量比所 述的控制电路的电容器的容量更大。
25. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第二电 容器由至少一个二极管接到所述的控制端口。
26. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的初始化 电路进一步包括至少一个电阻器， 所述的电阻器并联在所述的第二电容器 上， 使所述的第二电容器对公共地放电。
27. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括一个 过零电路， 该过零电路被耦合来接收所述的整流信号， 并耦合到所述的控 制端口， 所述的过零电路阻止所述的控制信号达到所述的半导体开关， 除 非在所述的交流信号的过零期间。
28. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 所述的整流器包 括至少一个二极管， 所述的半导体开关包括至少一个单向可控硅（SCR )。
29. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的半导体开 关包括至少一个耦合来接收所述的控制信号的三端交流开关 （三端双向可 控硅 TRIAC )。
30. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的半导体开 关包括由至少一个所述的控制信号触发的反向并联的单向可控硅（SCRs )„
31. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 所述的整流器包 括至少一个单向可控硅（SCR )控制的桥式整流器。
32. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 进一步包括至少一个电阻器， 该电阻器与所述的电容器串联， 连接在所述 的整流器的输出端口和所述的控制端口之间。
33. 根据权利要求 6所述的固态电开关， 其特征是： 所述的控制电路 进一步包括至少一个衰减电路， 该衰减电路接在所述的电容器和所述的控 制端口之间。
34. 根据权利要求 33 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的衰减电 路包括至少一个分压电路。
35. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的初始化 电路进一步包括至少一个电阻器， 该电阻器与所述的第二电容器并联， 这 时， 相对于所述的电阻的阻值和所述的第二电容器的容量的时间常数超过 所述的控制电路的电容器的充电时间常数。
36. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的初始化
37. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的初始化 电路工作是确保当所述的半导体开关导通而电源出现中断后， 如果电源在 所述的预置时间间隔之内恢复， 所述的半导体开关就保持导通， 电源在所 述的预置时间间隔之后恢复， 所述的半导体开关就成为关断状态。
38. 根据权利要求 20 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第二增 益电路包括至少一个互补级联放大器。
39. 根据权利要求 9 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的触摸电极 通过至少一个限流电阻接到所述的控制电路。
40. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 所述的触摸电极 通过至少一个电容器接到所述的控制电路。
41. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括至少 一个低通滤波器， 该低通滤波器接到所述的控制电路的输入端口。
42. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 所述的触摸电极 包括至少一个金属表面。
43. 根据权利要求 42 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的金属表 面包裹了至少一层电阻性材料或一种绝缘材料。
44. 根据权利要求 8 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的电流检测 器包括至少一个变压器。
45. 根据权利要求 44 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的变压器 在所述的负载装置中提供了一个代表所述的负载电流的电压输出信号。
46. 根据权利要求 7 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过流保护 电路包括至少一个温度敏感电阻元件， 根据环境温度而提供多种所述的过 流保护电路的所述的预定值。
47. 根据权利要求 46 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过流保 护电路根据所述的固态开关本身的温度而提供多种所述的过流保护电路的 所述的预定值。
48. 根据权利要求 47 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过流保 护电路包括： 至少一个接收所述的负载装置中代表所述的负载电流的信号 整流器； 并
至少一个耦合的阈元件接收所述的负载装置中代表所述的负载电流的 信号， 当代表所述的负载电流的信号超过预定值时， 所述的阈元件成为导 通。
49. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的阈元件 包括至少一个正向偏置的硅二极管。
50. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的阈元件 包括至少一个齐纳二极管。
51. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 阈元件包括至 少一个四层肖特基二极管。
52. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的整流器 包括至少一个齐纳二极管。
53. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的整流器 包括至少一个二极管桥。
54. 根据权利要求 48 所述的固态电开关， 其特征是： 在所述的整流 器和所述的阈元件之间， 进一步包括至少一个电阻器网络， 所述的电阻器 网络中包括至少一个热敏电阻。
55. 根据权利要求 27 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过零电 路包括至少一个晶体管， 该晶体管在当所述的整流信号的瞬间电平高于所 述的预定值时将所述的控制端口耦合到公共地。
56. 根据权利要求 55 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的晶体管 被接在所述的整流器的输出端口和公共地之间的分压器的输出信号所控 制。
57. 根据权利要求 56 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的过零电 路进一步包括至少一个发光二极光和至少一个与所述的分压器串联的齐纳 二极管。
58. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括至少 一个有声响应电路来对接触到触摸电极的外部动因提供听得见的声音。
59. 根据权利要求 58 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的有声响 应电路包括至少一个齐纳二极管和至少一个压电扬声器元件， 所述的齐纳 二极管与所述的压电扬声器串联后接到整流器的输出端口与地之间。
60. 根据权利要求 24 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第二电 容器是由至少一个电解电容器和至少一个无极电容器并联而成。
61. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 所述的触摸电极 可以以平面、 斜面安装在安装板上。
62. 根据权利要求 9所述的固态电开关， 其特征是： 所述的触摸电极 是第一种颜色， 并触摸电极被安装在具有第二种颜色的安装板上， 第二种 颜色不同于第一种颜色。
63. 根据权利要求 20 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括至 少一个第二触摸电极， 电耦合到所述的控制电路， 所述的外部动因与触摸 电极接触， 触摸电极就提供第二电信号。
64. 根据权利要求 63 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第一和 第二触摸电极具有不同的触摸感觉或颜色来区别。
65. 根据权利要求 63 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括至 少一个有声响应电路， 产生出不同的声音来指示哪一个是第一触摸电极， 哪一个是第二触摸电极， 触摸电极是由所述的外部动因来接触。
66. 根据权利要求 63 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的第一和 第二电极都同时被所述的外部动因接触时， 所述的半导体开关就关断。
67. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 所述的半导体开 关具有初始启动保持关断的模式。
68. 根据权利要求 1 所述的固态电开关， 其特征是： 进一步包括至少 一个耦合到所述的控制电路的光耦合电路， 当其接收一个输入信号时， 所 述的光耦合电路提供给所述的控制电路一个相当于所述的输入信号的光隔 离输出信号， 在接收所述的光隔离输出信号时， 所述的控制电路提供所述 的控制信号， 从而使所述的半导体开关导通。
69. —种多点随机控制系统， 其特征是： 一个二端固态电开关与至少 一个负载电路串联耦合在一个交流电源输出的第一线和所述的交流电源输 出的第二线之间， 所述的固态电开关响应所述的第一和第二控制信号， 当 所述的第一控制信号被接收到， 所述的固态电开关成为导通， 当所述的第 二控制信号被接收到时， 所述的固态电开关就成为关断；
至少一个光耦合器耦合到所述的固态电开关， 提供所述的第一和第二 控制信号， 所述的光耦合器从信号总线接收第一和第二电信号， 并提供所 述的第一和第二控制信号， 光隔离输出信号代表所述的第一和第二电信 号； 并
许多装置都接到所述的控制总线上， 每一个装置都能够是所述的第一 和第二电信号的输出信号。
70. 根据权利要求 69所述的多点随机控制系统， 其特征是： 所述的 信号总线包括至少一个相应于所述的第一和第二电信号的公共地。
71. 根据权利要求 69 所述的多点随机控制系统， 其特征是： 所述的 信号总线提供分别的公共地， 相应于所述的第一或第二电信号。
72. 一种初始化电路， 其特征是： 具有至少一个电容器， 所述的初始 化电路有一个充电时间常数和一个放电时间常数， 所述的充电时间常数短 于所述的放电时间常数， 所述的初始化电路是一个电子电路， 如象当所述 的电子电路是在第一工作模式时， 所述的电容器按照所述的充电时间常数 充电， 又如当所述的工作模式被中断， 所述的电容器就按放电时间常数放 电， 从而保存所述的工作模式的记忆。
73. 根据权利要求 72 所述的初始化电路， 其特征是： 所述的初始化 电路进一步包括一个第二放电时间常数， 该第二放电时间常数比所述的第 一放电时间常数短， 所述的第二放电时间常数提供所述的电容器的放电， 以使所述的初始化电路复位到所述的工作模式。
74. 根据权利要求 72所述的初始化电路， 其特征是： 包括： 至少一个二极管；
至少一个并联在所述的二极管的阴极与地端口之间的电容器； 并 至少一个并联在所述的二极管阴极与其地端口之间的电阻器。
75. 根据权利要求 74 所述的初始化电路， 所述的电容器是由至少一 个电解电容器和至少一个无极性电容器并联。
76. 一种为控制电负载提供一个固态电开关的方法， 其特征是： 将 一个半导体开关通过所述的第一端口和第二端口与所述的电负载相串联后 跨接到所述的交流电源之上；
提供控制信号在所述的半导体开关的一个控制端口， 使所述的半导体 开关成为导通， 来响应所述的控制信号， 所述的固态电开关在所述的半导 体开关导通时处于 "开" 态， 在所述的半导体开关断开时处于 "关" 态； 并
在控制电路中产生所述的控制信号， 所述的控制电路被耦合到所述的 半导体开关的所述的第一和第二端口， 所述的控制电路与所述的半导体开 关呈并联结构。
77. 根据权利要求 76所述的方法， 其特征是： 所提供的所述的控制 电路在 "关" 态期间， 实际上不吸收电流。
78. 根据权利要求 76 所述的方法， 其特征是： 进一步包含通过所述 的第一和第二端口提供所述的控制电路。
79. 根据权利要求 76 所述的方法， 其特征是： 在所述的控制电路中 提供一个动态反馈电路， 所述的动态反馈电路， 通过在交流电源的每半个 周期开始时， 形成所述的控制信号触发所述的半导体开关使之进入导通状
80. 根据权利要求 76 所述的方法， 其特征是： 在所述的控制电路中 只包含固态静止元件。
81. 根据权利要求 76所述的方法， 其特征是： 进一步包括产生所述的 控制信号的步骤：
将所述的交流输出口接收到的交流信号整流为整流信号；
当所述的开关装置不导通时， 所述的整流信号给电容器充电； 来提供 所述的控制信号， 使所述的开关装置导通； 和
为响应一个电信号产生一个低阻通路跨接在所述的电容器上， 所述的 低阻通路使所述的电容器放电， 允许所述的整流信号提供所述的控制信
82. 根据权利要求 76所述的方法， 其特征是： 由所述的外部动因接 触触摸电极来提供电信号， 即， 通过所述的外部动因的阻抗产生其电信号。
83. 根据权利要求 82 所述的方法， 其特征是： 其电信号由产生于空 间电磁场和其阻抗的相互作用的互补合成效应。
84. 根据权利要求 82所述的方法， 其特征是： 所述的阻抗主要是电 阻性。
85. 根据权利要求 82所述的方法， 其特征是： 所述的阻抗主要是电 容性。
86. 根据权利要求 82 所述的方法， 其特征是： 所述的电信号由所述 的外部动因从环境接收的空间电磁场而产生。
87. 一种提供一个将交流电源传送到负载的固态电开关的方法， 其 特征是： 提供一个与所述的负载串联耦合的半导体开关电路， 所述的半导 体电路当由在控制端口接收到的触发信号触发时， 进入导通状态， 当遇到 预定状态的条件， 就进入关断状态； 并
提供一个反馈电路， 所述的反馈电路提供所述的触发信号， 以响应所 述的半导体开关的断开状态。
88. 根据权利要求 87 所述的方法， 其特征是： 当所述的交流电源的 交流电压信号过零时， 预置电路产生动作。
89. 根据权利要求 87所述的方法， 其特征是： 在所述的反馈电路中， 一个电容器耦合在所述的半导体开关的输入端口和所述的控制端口之间， 当所述的半导体开关进入关断状态时， 所述的交流电源对所述的电容器提 供充电电流， 于是对所述的半导体开关提供所述的触发信号。
90. 根据权利要求 87 所述的方法， 其特征是： 进一步包括： 提供一 个触发电路， 该触发电路提供触发信号以响应外部的触摸操作； 并
提供一个初始化电路， 来响应其触发信号， 耦合在控制端和地参考点 之间， 所述的初始化电路具有第一和第二状态， 所述的初始化电路阻止所 述的触发信号在所述的第一状态时接到所述的控制端口， 让所述的触发信 号在所述的第二状态时达到所述的控制端口， 所述的初始化电路在接收所 述的触发信号时从所述的第一状态转换到所述的第二状态。
91. 根据权利要求 90所述的方法， 其特征是： 所述的初始化电路响 应一个迟钝信号， 导致所述的初始化电路， 从所述的第二状态转换到所述 的第一状态， 所述的方法进一步包括提供一个钝化电路， 响应第二外部刺 激来提供所述的迟钝信号。
92. 根据权利要求 90所述的方法， 其特征是： 提供所述的反馈电路， 这样当所述的初始化电路处于所述的第一状态时， 所述的反馈电路实际上 不导电。
93. 根据权利要求 90所述的方法， 其特征是： 提供所述的触发电路, 这样当其没有外部触摸时， 所述的触发电路实际上不导电， 使所述的固 态开关不响应。
94. 根据权利要求 91 所述的方法， 其特征是： 提供一种钝化电路， 这样当有不足够的外部刺激时， 所述的触发电路实际上不导电， 使所述的 固态开关不响应。
95. 根据权利要求 90 所述的方法， 其特征是： 进一步包括提供至少 一个单向可控硅 SCR控制的桥式整流器电路， 该电路跨接在所述的半导体 开关上, 所述的 SCR控制的整流器在所述的初始化电路处于所述的第一状 态时根本不导电。
96. 根据权利要求 90 所述的方法， 其特征是： 进一步包括至少一个 蜂鸣电路， 响应所述的触发信号， 来提供一个听得见的声音
97. 根据权利要求 96所述的方法， 其特征是： 提供所述的蜂呜电路， 当没有所述的触发信号时， 其蜂鸣电路根本不导电。
98. 一种固态开关检测出当外部动因接触触摸电极时所产生触发信 号的方法， 其特征是： 包括：
检测出在触摸电极与地之间的所述的外部动因的阻性触发信号分量； 检测出在触摸电极与地之间的所述的外部动因的电抗触发信号分量； 检测出由杂散电磁场加于所述的外部动因的感生信号源触发信号分 量； 并
提供至少一个增益电路， 包括一个耦合到所述的触摸电极的控制端 口， 所述的增益电路在一个或更多个所述的阻性触发信号分量、 电抗触发 信号分量或所述的感生信号源触发信号分量或它们的合成信号超过一定值 时， 就提供一个输出信号。
99. 根据权利要求 98 所述的方法， 其特征是： 其触发信号是由以下 方式提供： 至少一个与所述的触摸电极串联的电阻器； 至少一个耦合在所 述的电阻器和一个参考地之间的电容器， 和至少一个以反向偏置反并联结
5 构耦合在所述的增益电路的信号输入端的二极管。
1 00. 一种过流触发电路， 其特征是： 包括：
一个与负载串联的半导体开关， 所述的半导体开关具有一个导通状态 和一个断开状态；
一个耦合到所述的半导体开关上的控制电路， 所述的控制电路接收所
10 述的控制信号， 所述的控制信号使所述的控制电路进入断开状态；
一个与所述的半导体开关耦合的电流检测器， 提供一个指示信号， 指 示所述的半导体开关中的电流；
一个为整流所述的指示信号的整流器；
一个接收所述的整流电流信号的门限电路当所述的整流指示器信号超
1 5 过预定值时， 提供所述的控制信号。
1 01. 根据权利要求 1 00 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的电 流检测器， 包括至少一个电流互感器。
1 02. 根据权利要求 1 00 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的整 流器包括至少一个半波整流器。
>0
1 03. 根据权利要求 1 00 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的整 流器包括至少一个全波整流器。
1 04. 根据权利要求 1 00 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的整 流器进一步包括至少一个限制所述的整流信号的稳定器。
1 05. 根据权利要求 1 04 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的稳 定器包括至少一个齐纳二极管。
1 06. 根据权利要求 1 0 ϋ 所述的过流触发电路， 其特征是： 进一步包 括至少一个为所述的指示信号的倍压电路。
1 07. 才艮据权利要求 1 00 所述的过流触发电路， 其特征是： 进一步包 括至少一个对所述的半导体开关的温度敏感的自动补偿电路
1 08. 根据权利要求 1 07 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的温 度自动补偿电路也对稳定半导体开关的环境敏感。
1 09. 根据权利要求 1 07 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的温 度自动补偿电路包括至少一个热敏电阻。
1 1 0. 根据权利要求 1 07 所述的过流触发电路， 其特征是： 所述的温 度自动补偿电路包括至少一个硅二极管， 该硅二极管具有一个负温度系 数， 这样， 当温度较高时， 所述的预定值就更低。
1 1 1. 一种提供一个与负载串联后与交流电源输出相连的固态开关的 方法， 其特征是： 包括：
提供一个与所述的负载串联的半导体开关， 所述的半导体开关在所述 的控制端口接收触发信号时成为导通， 在所述的交流电源的交流信号过零 时， 成为关断；
提供一个为整流所述的交流信号的整流器；
提供接收所述的整流信号的第一电容器， 所述的第一电容器连接在所 述的整流器和所述的控制信号之间；
提供包含至少一个二极管和第二电容器的初始化电路， 所述的第二电 容器是接在所述的控制端口与地参考点之间， 所述的第二电容器的容量大 于所述的第一电容器； 并
所述的第二电容器在初始时刻提供放空状态， 当所述的整流信号通过 所述的二极管和所述的第二电容器旁路到地参考点， 而所述的整流信号使 所述的第一电容器充电到充满状态， 从而不产生所述的触发信号。
112. 根据权利要求 111 所述的方法， 其特征是： 进一步提供至少一 个敏感电路， 当至少一个外部动因接触到所述的固态开关的至少一个输入 端口时， 这个敏感电路就提供至少一个电信号；
提供至少一个放电通路， 在所述的半导体开关导通时， 使所述的第一 电容器放电； 并
在接收所述的电信号时， 通过所述的二极管使所述的第二电容器充电 到充了电的状态， 这样当所述的整流信号使所述的第一电容器充电时， 其 充电产生在所述的控制端口， 所述的触发信号到达所述的半导体开关； 所 述的半导体开关成为导通， 提供所述的放电通路来使所述的第一电容器放 电， 这样产生反馈过程， 再次产生所述的触发信号。
113. 一种提供一个具有内部过电压保护的固态电开关的方法， 其特 征是： 包括：
提供一个与负载串联的半导体开关， 所述的半导体开关当被在控制端 口接收到的控制信号触发时进入导通， 当遇到至少一个预置电路情况时， 进入关断状态， 在导通后在开关两端上的电压降落远远低于负载两端的电 压降落； 并
提供一个反馈电路， 该所述的反馈电路当跨接在所述的半导开关电路 的电压超过预置值时， 提供所述的触发信号， 所述的反馈电路由内装锁定 电路提供， 这样， 一旦提供所述的触发信号， 所述的反馈电路继续对维持
114. 一种触摸敏感电路， 其特征是： 包括：
至少一个具有提供给外部动因接触的触摸电极板； 和 至少一个敏感电路， 包括： （a ) 至少一个以串联形式与触摸电极板耦 合的电阻器； （b ) 至少一个耦合在所述的电阻器和参考点之间的电容器； ( c ) 至少一个具有基极接头的双极晶体管， 耦合在至少一个所述的电容 器上； （d ) 以及至少一个以反并联形式耦合在所述的基极和发射极之间的 二极管。
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